JPH11330855A - 圧電発振器 - Google Patents
圧電発振器Info
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- JPH11330855A JPH11330855A JP13800598A JP13800598A JPH11330855A JP H11330855 A JPH11330855 A JP H11330855A JP 13800598 A JP13800598 A JP 13800598A JP 13800598 A JP13800598 A JP 13800598A JP H11330855 A JPH11330855 A JP H11330855A
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Abstract
アンプ回路を備えた圧電発振器を可能にする。 【解決手段】抵抗R15により決定される発振器の発振
ループの信号の一部を容量素子C8を介しトランジスタ
Q3のベースに入力し更に、前記トランジスタのベース
バイアス電圧を抵抗R15、R16と可変抵抗RV1と
から構成する分圧回路により調整することで、前記トラ
ンジスタQ3の動作点を変化させ、前記トランジスタQ
3のコレクタより出力する信号の信号レベルを制御す
る。更に、前記信号は抵抗R18とR19との直列回路
を介し発振回路内のトランジスタQ1のベースに入力す
る構成とすることで、広範囲に制御可能なAGCアンプ
回路となり、また、前記AGCアンプ回路を有する圧電
発振器は低消費電流化が可能となる。
Description
励振電流を制御した圧電発振器に関する。
ている水晶発振器はその出力周波数の安定性が要求され
ており、この要求を満足する為に例えば温度変化による
周波数変動に対しては温度補償回路を備える等の様々な
工夫がされている。また、水晶発振器の出力周波数の安
定性を損なうその他の要因には水晶振動子に流れる励振
電流のレベル変動によるものがある。
発振器では、温度変化に伴い水晶振動子の周波数温度特
性を相殺するように負荷容量を変化させているが、負荷
容量の変化は同時に発振ループを流れる励振電流のレベ
ル変動を生じ更に、この励振電流のレベル変動は、これ
を供給するアンプ回路のトランジスタの動作条件を変化
させてしまう為、発振周波数の変動を引き起こすという
問題が発生する。この問題の解決には、従来よりAGC
回路を用い前記励振電流のレベルを一定に保つよう発振
回路内のトランジスタの動作電流を制御する方法が知ら
れている。
備えた水晶発振器の一例を示した回路図である。同図の
点線で囲まれた回路1は一般的なコルピッツ型発振回路
を示している。該発振回路の構成は発振用トランジスタ
Q1のベースと接地間にベースから順にコンデンサC1
とコンデンサC2とコンデンサC3とを接続した直列回
路と、更に、水晶振動子Y1とコンデンサC4との直列
回路がそれぞれ接続されている。前記トランジスタQ1
のエミッタと接地間にはエミッタから順に抵抗R1とコ
イルL1とを接続した直列回路が接続されている。そし
て、前記コンデンサC2と抵抗R1及び、コンデンサC
3とコイルL1とはそれぞれ並列となるように接続され
ている。前記トランジスタQ1のコレクタと電源Reg
との間には抵抗R2と抵抗R3との直列回路が接続され
ており、該直列回路の接続中間点と接地間にはバイパス
コンデンサC5が接続されている。
プ回路を示している。該アンプ回路の増幅用トランジス
タQ2のエミッタと接地間には抵抗R3とコンデンサC
5の並列回路が接続されており、ベースと接地間には抵
抗R4が接続されており、また、ベースとコレクタ間に
は抵抗R5と抵抗R6との直列回路が接続されている。
更に、該抵抗R5と抵抗R6との直列回路の接続中間点
と電源Regとは抵抗R7を介し接続されている。そし
て、前記トランジスタQ2のベースと前記発振回路のト
ランジスタQ1のコレクタとはコンデンサC6を介し接
続されている。前記トランジスタQ2のコレクタは抵抗
R8とコンデンサC7を介し発振器の出力端子OUTに
接続されると共に、抵抗R9とコンデンサC8を介し点
線で囲まれた整流回路3内のダイオードD1のカソード
とダイオードD2のアノードとにも接続されている。前
記整流回路内のダイオードD1、D2のそれぞれ他の一
方の端子との間には抵抗R10が接続されると共に、接
地間とにはそれぞれコンデンサC9、コンデンサC10
を接続している。そして前記ダイオードD1のアノード
は抵抗R11を介し、前記発振回路1のトランジスタQ
1のベースに帰還接続されている。尚、前記ダイオード
D2のカソードにはバイアス電圧を印加する為、前記抵
抗9と接地との間に接続される抵抗R12と抵抗R13
との直列回路の中間接続点が接続されている。
について説明する。前記発振回路1は先に説明した通り
一般的なコルピッツ型発振回路である為、ここではその
動作についての説明を省略する。前記発振回路1の前記
トランジスタQ1のコレクタには、該発振回路1の設定
条件に基づく所望の信号が発生しする。該信号はコンデ
ンサC6を介し次段回路である前記アンプ回路2の前記
トランジスタQ2のベースに供給され更に、アンプ回路
の設定条件に基づきレベル増幅され前記トランジスタQ
2のコレクタより出力される。そして、増幅された該信
号は前記抵抗R8及び、コンデンサC7を介し、発振器
出力信号として出力されると共に、抵抗R9及び、コン
デンサC8を介し、整流回路3のダイオードD1とダイ
オードD2とに供給される。ここで、整流回路3に供給
された信号のプラス側サイクルの信号は前記ダイオード
D2を通過し、また、マイナス側サイクルの信号は前記
ダイオードD1を通過する為、前記抵抗R10の端子間
には前記ダイオードD1と接続する端子側の電位が負極
性となる電圧が発生する。
を介し前記発振回路1内のトランジスタQ1のベースに
供給される。これにより発振回路1の出力が高レベルに
なると、前記アンプ回路2の出力も高レベルとなり、前
記整流回路3に供給される信号のマイナス側サイクルの
極小値とプラス側サイクルの極大値との差が増加し、こ
れに伴い前記抵抗R10の端子間に発生する電位差は広
がり、負極性の電圧の絶対値は大きくなる。そして、該
負極性の電圧が前記発振回路1のベースに帰還される
と、その電圧変動量に基づきトランジスタQ1のベース
バイアス電圧を下げる為、該トランジスタQ1からの出
力のレベルは低下する。また、前記発振回路1の出力レ
ベルが低下した場合は上記で説明した動作と逆の動作で
ある為、説明を省略する。従って、以上の動作を繰り返
し行うことにより、発振器はその設定条件に基づき安定
なレベルの出力信号を出力する。尚、負極性の直流電圧
値の設定は前記抵抗R12とR13とから成る分圧回路
の分圧比を調整することにより行うことができる。
ような構成は、アンプ回路の出力信号を発振器の出力端
子側と整流回路側とに分流させている為、アンプ回路の
出力信号のレベルはその増幅機能を高めて発振器の出力
信号レベル以上で信号を出力する必要があった。従っ
て、アンプ回路の増幅機能を高めることにより水晶発振
器の消費電流が増加するという問題があった。また、ト
ランジスタQ1のベースに供給する負極性の電流の絶対
値を大きくするには分圧回路の抵抗19と抵抗20との
接続点の電位を高電位とすることにより容易に設定可能
であるが、この様な設定ではAGC回路は発振器電源投
入直後の励振レベルが所定値以下の状態であっても、大
きな負極性の直流電流を発生する為、励振レベルを低く
抑えようと動作する。その為、発振器の出力信号が電源
投入時から所要レベルに達するまでに時間がかかるとい
う起動特性の悪化という問題が発生する。
に、AGC回路の主な設定をアンプ回路の出力信号のレ
ベルの調整により行っている。即ち、発振器が安定な発
振状態となった時に十分な負極性の直流電圧を図3に示
すトランジスタQ1のベースに供給する為に予めアンプ
回路2の出力を高レベルにすることにより整流回路内の
抵抗R12の端子間に高電位を発生させ、また、分圧回
路の抵抗19と抵抗20との接続点の電位を低電位とな
るように設定する。これにより、整流回路からトランジ
スタQ1のベースに供給される直流電流は発振器の出力
の増加に伴い増加する為、発振器電源投入直後はその直
流電流は小さい値となり、起動特性の悪化という問題を
回避することが可能となる。しかし、この様な調整方法
は発振器の出力信号のレベル規定以上となるレベルにて
設定を行うことが不可能である為、前記出力信号が低い
レベル規定が低い場合、AGC回路の設定の範囲が狭く
なり、その設定が困難となると共に、十分な起動特性の
改善が行えないという問題が生じていた。
に、本発明に係わる圧電発振器の請求項1記載の発明
は、圧電振動子を基準周波数源とする発振回路とオート
ゲインコントロール回路(以下AGC回路と称す)とを
備えた圧電発振器に於いて、前記AGC回路はエミッタ
を接地した第1のトランジスタ素子を有し、該トランジ
スタ素子のベースに前記発振回路の発振ループの信号を
容量素子を介して供給すると共に、前記トランジスタ素
子のコレクタとエミッタとを当該発振回路の発信用トラ
ンジスタのベースとアース間に挿入することによって、
発振ループ信号レベルが所望値になるように構成したこ
とを特徴とするAGCアンプ回路を備えたことを特徴と
している。
に加え更に、前記AGCアンプ回路内の第1のトランジ
スタ素子のベースに入力する直流電圧の値を調整するこ
とにより前記トランジスタの動作点を変化させ、前記励
振電流を所望の値に設定することを可能とした構成を特
徴としている。
発明を詳細に説明する。図1は本発明に基づいた水晶発
振器の一実施例を示す回路図である。同図に示す点線に
囲まれた発振回路1及び、アンプ回路2は先の図3に示
すものとほぼ等しく同一部分には同一の符号を付与し、
その説明を省略する。本発明が従来と異なる点は、上記
発振回路1のコイルL1とアースとの間に抵抗R14を接
続し、この抵抗R14により取り出した発振ループ信号
の一部をコンデンサC11を介しAGC回路のトランジ
スタQ3のベースに供給するように構成しているところ
と、前記トランジスタQ3のベースに抵抗R15、R1
6、RV1から成る分圧回路により電源電圧を分圧した
直流電圧を入力するように構成としているところと、更
に、電源電圧を前記R17を介しトランジスタQ3とコ
ンデンサC12に供給するように構成し、該コンデンサ
C12の他の一方の端子は接地しているところと、前記
トランジスタQ3のコレクタは抵抗R18とR19を介
し発振回路内のトランジスタQ1のベースに接続される
ているところにある。尚、電源Regと接地間に接続され
ているコンデンサC13及び、前記抵抗R18とR19
との接続中間点と接地間に接続されているコンデンサC
14はバイパスコンデンサである。
回路の動作を説明するものである。同図(a)は、前記
トランジスタQ3のベースに供給する信号を示すもので
あり、同図(b)、(c)、(d)は同図(a)に示す
信号(1、2、3)のそれぞれを前記トランジスタQ3
のベースに供給した場合にトランジスタQ3のコレクタ
に発生する電圧を示したものである。先ず、トランジス
タQ3のコレクタのベースに供給する信号が同図(a)
に示す信号1である場合について考える。前記信号1の
プラス側サイクルが供給されるとトランジスタQ3は動
作状態に近づく為、電源から供給される直流電流は図1
に示す抵抗R17を介しトランジスタQ3のコレクタか
らエミッタを通り接地へと流れ、トランジスタQ3のコ
レクタは0V電位へと引き込まれる。また、信号1のマ
イナス側サイクルではトランジスタQ3は非動作状態と
なる為、電源から供給される直流電流は前記抵抗R17
を介しコンデンサC12に電荷がチャージされるまで接
地に流れる。この時、コンデンサC12にチャージ電流
が流れる間、該コンデンサC12の端子間には電位が生
じる為、トランジスタQ3のコレクタの電位はプラス側
電位に引き上げられる。従って、信号1が供給される
と、トランジスタQ3のコレクタに発生する電圧は同図
(b)に示す実線4の通りとなり、更に、その平均的な
直流電圧は同図(b)に示す点線5となる。
る信号の励振レベルが前記信号1と比較し低レベルであ
る信号2である場合について考える。同図(a)に示す
信号2のプラス側半サイクルが供給されるとトランジス
タQ3の動作状態は信号1を供給した場合と比較し、完
全な動作状態からは離れる為、0V方向への引き込みが
弱いものとなる。また、マイナス側サイクルが供給され
るとトランジスタQ3の動作状態は信号1を供給した場
合と比較し電圧が高くなり、動作停止状態から離れる
為、トランジスタQ3のコレクタに発生する電圧は高く
ならない。従って、信号2を供給すると、トランジスタ
Q3のコレクタの電圧変動は同図(c)に示す実線6と
なり、更に、この電圧の平均直流電圧は一点鎖線7に示
す通りとなり、信号1の場合の平均直流電圧を示す点線
5と比較し、電圧値は高くなる。
る励振レベルが信号1と比較し大きい信号3である場合
を考える。前記信号3のプラス側サイクルが供給される
と、トランジスタQ3は信号1の場合と比較し動作状態
に近づく為、コレクタの電圧は0Vへと近づき、また、
マイナス側サイクルが供給される場合は信号1の場合と
比較し完全停止状態に近づく為、トランジスタQ3のコ
レクタの電圧は高くなる。従って、信号3が供給される
とトランジスタQ3のコレクタの電圧変化は同図(d)
に示す電圧8となり、更に、その平均的な直流電圧は同
図(d)に示す2点鎖線9となり、信号1の場合の平均
直流電圧を示す点線5と比較して低電位となる。従っ
て、励振レベルが低くなると、トランジスタQ3のベー
スに供給される信号のレベルが低くなる為、トランジス
タQ3のコレクタに発生する直流電圧、即ち、トランジ
スタQ1のベースに供給される電圧が高くなり、励振レ
ベルを高くするよう機能する。また、励振レベルが高く
なると、トランジスタQ3のベースに供給される信号の
レベルが高くなる為、トランジスタQ3のコレクタに発
生する直流電圧、即ち、トランジスタQ1のベースに供
給される電圧が低くなり、励振レベルを低くするよう機
能する。また、前記抵抗R17とコンデンサC12で決
まる時定数を適切な値に設定することによりコレクタに
発生する電圧を直流動作点の電圧より低い値を保つこと
が可能なる。更に、前記抵抗RV1を可変抵抗とするこ
とによりトランジスタQ3の直流動作点の調整を行うこ
とによりAGCアンプ回路の出力電圧値の調整を可能と
している。
発振回路の励振レベルに応じて、これを打ち消すように
機能する為、励振レベル変動に基づき発生する周波数変
動を抑圧することが可能となる。尚、本発明を水晶振動
子を用いた水晶発振器を例にして説明したが、本発明は
これのみに限るものでなく、その他の圧電材料による振
動子を用いた圧電発振器にも適用可能であることは言う
までもない。
はAGC回路に入力する信号としてアンプ回路からの出
力信号を利用せず発振ループの励振信号を利用している
為、発振器出力レベルの損失が少なく消費電流を減少す
ることが可能となる。請求項2記載の発明は上記請求項
1記載の発明に加え、発振器出力信号のレベル規定の影
響を受けずにAGC回路の調整が行える為、広範囲はA
GC制御が可能となり、これにより高安定な周波数を出
力する水晶発振器を可能にするという効果を奏する。
を示す。
を示す回路図。
流回路 Q3・・・トランジスタ
Claims (2)
- 【請求項1】圧電振動子を基準周波数源とする発振回路
とオートゲインコントロール回路(以下AGC回路と称
す)とを備えた圧電発振器に於いて、前記AGC回路は
エミッタを接地した第1のトランジスタ素子を有し、該
トランジスタ素子のベースに前記発振回路の発振ループ
の信号を容量素子を介して供給すると共に、前記トラン
ジスタ素子のコレクタとエミッタとを当該発振回路の発
信用トランジスタのベースとアース間に挿入することに
よって、発振ループ信号レベルが所望値になるように構
成したことを特徴とするAGCアンプ回路を備えた圧電
発振器。 - 【請求項2】前記AGCアンプ回路内の第1のトランジ
スタ素子のベースに入力する直流電圧の値を調整するこ
とにより前記トランジスタの動作点を変化させ、前記励
振電流を所望の値に設定することを可能としたことを特
徴とする前記請求項1記載の圧電発振器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP13800598A JP4042207B2 (ja) | 1998-05-20 | 1998-05-20 | 圧電発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP13800598A JP4042207B2 (ja) | 1998-05-20 | 1998-05-20 | 圧電発振器 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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JPH11330855A true JPH11330855A (ja) | 1999-11-30 |
JP4042207B2 JP4042207B2 (ja) | 2008-02-06 |
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ID=15211844
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Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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-
1998
- 1998-05-20 JP JP13800598A patent/JP4042207B2/ja not_active Expired - Fee Related
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