JPH1131981A - 適応帯域幅制御を有するディジタル処理ラジオ受信機 - Google Patents
適応帯域幅制御を有するディジタル処理ラジオ受信機Info
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- JPH1131981A JPH1131981A JP10166092A JP16609298A JPH1131981A JP H1131981 A JPH1131981 A JP H1131981A JP 10166092 A JP10166092 A JP 10166092A JP 16609298 A JP16609298 A JP 16609298A JP H1131981 A JPH1131981 A JP H1131981A
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- H03G5/28—Automatic control in frequency-selective amplifiers having semiconductor devices
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- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
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- H04B1/1036—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference assessing signal quality or detecting noise/interference for the received signal with automatic suppression of narrow band noise or interference, e.g. by using tuneable notch filters
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ディジタル信号処理を効率的に用いながら、
隣接チャネル混信の存在に応じて、中間周波数信号を適
応的にフィルター処理する。 【解決手段】 中間周波数帯域幅の適応制御し捨てもは
中間周波数信号のレベルをチャネル・フィルター処理の
前後で行なう。2つのレベルは比較されて、隣接チャネ
ル混信の存在を測る尺度とされる。この尺度は、プログ
ラム可能な閾値と比較され、混信が存在する場合には中
間周波数帯域幅が狭くされる。ディジタル有限インパル
ス応答フィルター処理又は無限インパルス応答フィルタ
ー処理が用いられる。その時点で用いられている中間周
波数チャネル帯域幅に応じて、閾値が選択される。
隣接チャネル混信の存在に応じて、中間周波数信号を適
応的にフィルター処理する。 【解決手段】 中間周波数帯域幅の適応制御し捨てもは
中間周波数信号のレベルをチャネル・フィルター処理の
前後で行なう。2つのレベルは比較されて、隣接チャネ
ル混信の存在を測る尺度とされる。この尺度は、プログ
ラム可能な閾値と比較され、混信が存在する場合には中
間周波数帯域幅が狭くされる。ディジタル有限インパル
ス応答フィルター処理又は無限インパルス応答フィルタ
ー処理が用いられる。その時点で用いられている中間周
波数チャネル帯域幅に応じて、閾値が選択される。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、中間周波数信号が
ディジタル処理されるディジタル信号処理ラジオ受信機
に関し、より詳細には、所望のチャネル強度に対する隣
接チャネル又は第二チャネルによる相対的な混信強度に
応じて適応的に制御されるフィルター帯域幅で、中間周
波数信号をフィルター処理することに関する。
ディジタル処理されるディジタル信号処理ラジオ受信機
に関し、より詳細には、所望のチャネル強度に対する隣
接チャネル又は第二チャネルによる相対的な混信強度に
応じて適応的に制御されるフィルター帯域幅で、中間周
波数信号をフィルター処理することに関する。
【0002】
【従来の技術】商業用のAMとFM放送帯域は、均等に
離された複数のチャネルを含んでいる。個々の放送局に
は、指定の周波数領域内での放送を行なうために、個別
にチャネルが割り当てられる。
離された複数のチャネルを含んでいる。個々の放送局に
は、指定の周波数領域内での放送を行なうために、個別
にチャネルが割り当てられる。
【0003】放送電波のパワースペクトルは、ある範囲
の周波数において、受信アンテナに向けて照射されるラ
ジオ周波数信号の強度から成る。送信中のほとんどのエ
ネルギーは割り当てられたチャネルに留まるものの、全
てのチャネルを効率的に使用するということは、照射エ
ネルギーのいくらかは割り当てられたチャネルの外側の
周波数範囲にある可能性があるということを意味してい
る。
の周波数において、受信アンテナに向けて照射されるラ
ジオ周波数信号の強度から成る。送信中のほとんどのエ
ネルギーは割り当てられたチャネルに留まるものの、全
てのチャネルを効率的に使用するということは、照射エ
ネルギーのいくらかは割り当てられたチャネルの外側の
周波数範囲にある可能性があるということを意味してい
る。
【0004】個々の送信者への周波数チャネルの割り当
ては、地理的位置と、隣接チャネルと第二チャネルとに
おける伝送波の混信を最小とする別の要素とに基づいて
決定される。(なお第二チャネルとは所望のチャネルか
ら2つ離れたチャネルである)人工密集地域においては
限られた数のチャネルに対する需要が高いので、隣接チ
ャネル及び/又は第2チャネルの混信がしばしば発生す
る。それで、隣接チャネル又は第二チャネルにおける強
力な信号が、所望のチャネルにおいて所望の信号の受信
を妨害する信号成分を発生する状況において、ラジオ受
信機は適切に作動することが出来なければならない。加
えて、第二チャネルよりも更に離間したチャネル及び放
送帯域に対応していない電波発生源でさえも、有意な混
信源となり得る。
ては、地理的位置と、隣接チャネルと第二チャネルとに
おける伝送波の混信を最小とする別の要素とに基づいて
決定される。(なお第二チャネルとは所望のチャネルか
ら2つ離れたチャネルである)人工密集地域においては
限られた数のチャネルに対する需要が高いので、隣接チ
ャネル及び/又は第2チャネルの混信がしばしば発生す
る。それで、隣接チャネル又は第二チャネルにおける強
力な信号が、所望のチャネルにおいて所望の信号の受信
を妨害する信号成分を発生する状況において、ラジオ受
信機は適切に作動することが出来なければならない。加
えて、第二チャネルよりも更に離間したチャネル及び放
送帯域に対応していない電波発生源でさえも、有意な混
信源となり得る。
【0005】種々の方法により隣接チャネルなどからの
混信の存在を検出して、受信機の帯域幅を狭めたり、所
望のチャネル用の受信通過帯域を変化させることにより
混信作用を減少させようとするラジオ受信機が知られて
いる。混信チャネルの存在を検出するには、フィルター
を分離したり受信機を再同調したりするのが一般的であ
る。従来の通過帯域の切り換えは、雑音として聞こえる
過渡現象を発生する。更に、今まで用いられてきたアナ
ログ・フィルター処理は、シャープな帯端を実現しない
(つまりロールオフが緩やかである)ので、全ての混信
を取り除くことはできなかった。
混信の存在を検出して、受信機の帯域幅を狭めたり、所
望のチャネル用の受信通過帯域を変化させることにより
混信作用を減少させようとするラジオ受信機が知られて
いる。混信チャネルの存在を検出するには、フィルター
を分離したり受信機を再同調したりするのが一般的であ
る。従来の通過帯域の切り換えは、雑音として聞こえる
過渡現象を発生する。更に、今まで用いられてきたアナ
ログ・フィルター処理は、シャープな帯端を実現しない
(つまりロールオフが緩やかである)ので、全ての混信
を取り除くことはできなかった。
【0006】高速ディジタル信号処理(degital
signal processing略してDSP)
の出現に伴ない、ラジオ受信機における復調や他の種々
の機能を実行するためにDSP処理器を用いた受信機が
紹介されている。特に、中間周波数(intermed
iate freuency略してIF)信号やラジオ
周波数(radio frequency略してRF)
信号さえもディジタル処理することが可能となり、コス
ト及びスペース上の要求を伴なう多くのアナログ回路と
その部品を削減することになっている。個々のラジオ受
信機のコストを低くするためには、1)処理のために求
められるチップの面積、そして2)実行時間を最小にす
る必要がある。
signal processing略してDSP)
の出現に伴ない、ラジオ受信機における復調や他の種々
の機能を実行するためにDSP処理器を用いた受信機が
紹介されている。特に、中間周波数(intermed
iate freuency略してIF)信号やラジオ
周波数(radio frequency略してRF)
信号さえもディジタル処理することが可能となり、コス
ト及びスペース上の要求を伴なう多くのアナログ回路と
その部品を削減することになっている。個々のラジオ受
信機のコストを低くするためには、1)処理のために求
められるチップの面積、そして2)実行時間を最小にす
る必要がある。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、ディジタル
信号処理を効率的に用いながら、隣接チャネル混信の存
在に応じて、中間周波数信号を適応的にフィルター処理
することを目的とする。
信号処理を効率的に用いながら、隣接チャネル混信の存
在に応じて、中間周波数信号を適応的にフィルター処理
することを目的とする。
【0008】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、ラジオ
受信回路が中間周波数(IF)信号をディジタル処理す
るのに、ディジタル信号処理を用いている。回路手段が
搬送波に基づく信号(実施例においては、アナログ−デ
ィジタル変換器を用いてディジタルIF信号を発生して
いる)を提供する。複合混合器が、同位相と直交位相の
複合信号を生成する。その中に組み込まれたフィルター
係数によって決まるインパルス応答を示すフィルタ・プ
ロセッサーが、複合信号に応じてフィルター信号を発生
する。フィルター係数は、第1帯域用の第1バンクのフ
ィルター係数と、上記第1帯域よりも狭い第2帯域用の
第2バンクのフィルター係数との間で切り換え可能であ
る。ポスト・フィルタ・レベル検出器がフィルター信号
に応じて第1レベル信号を発生する。プリ・フィルタ・
レベル検出器が搬送波に基づく信号に応じて第2レベル
信号を発生する。ポスト・フィルタ・レベル検出器と、
プリ・フィルタ・レベル検出器と、フィルタ・プロセッ
サとに接続された比較ブロックが、第1と第2のレベル
信号の比較に応じて、フィルター係数のバンクを選択す
る。
受信回路が中間周波数(IF)信号をディジタル処理す
るのに、ディジタル信号処理を用いている。回路手段が
搬送波に基づく信号(実施例においては、アナログ−デ
ィジタル変換器を用いてディジタルIF信号を発生して
いる)を提供する。複合混合器が、同位相と直交位相の
複合信号を生成する。その中に組み込まれたフィルター
係数によって決まるインパルス応答を示すフィルタ・プ
ロセッサーが、複合信号に応じてフィルター信号を発生
する。フィルター係数は、第1帯域用の第1バンクのフ
ィルター係数と、上記第1帯域よりも狭い第2帯域用の
第2バンクのフィルター係数との間で切り換え可能であ
る。ポスト・フィルタ・レベル検出器がフィルター信号
に応じて第1レベル信号を発生する。プリ・フィルタ・
レベル検出器が搬送波に基づく信号に応じて第2レベル
信号を発生する。ポスト・フィルタ・レベル検出器と、
プリ・フィルタ・レベル検出器と、フィルタ・プロセッ
サとに接続された比較ブロックが、第1と第2のレベル
信号の比較に応じて、フィルター係数のバンクを選択す
る。
【0009】
【実施例】図1は、搬送周波数が11であり、下周波数
12と上周波数13との間のチャネルfdを占める、所
望のラジオ受信機の周波数スペクトル10を示す。上隣
接チャネルfuは、所望の周波数チャネル中には余分な
信号成分を発生しない放送信号14として示されてお
り、これにより上隣接チャネルは混信は生じない。しか
しながら、下隣接チャネルflが、所望チャネルの下周
波数12より上側にある強力な信号成分を有するラジオ
放送を含むことが示されている。結果として生じる混信
が、所望のラジオ放送の受信性能を低下させるのであ
る。
12と上周波数13との間のチャネルfdを占める、所
望のラジオ受信機の周波数スペクトル10を示す。上隣
接チャネルfuは、所望の周波数チャネル中には余分な
信号成分を発生しない放送信号14として示されてお
り、これにより上隣接チャネルは混信は生じない。しか
しながら、下隣接チャネルflが、所望チャネルの下周
波数12より上側にある強力な信号成分を有するラジオ
放送を含むことが示されている。結果として生じる混信
が、所望のラジオ放送の受信性能を低下させるのであ
る。
【0010】受信機を介して伝播する隣接チャネルから
の信号成分を減少するために、受信機内の帯域幅フィル
ターの通過帯域を狭めることによって、隣接チャネル混
信を減少させることが出来る。そして、図1は隣接チャ
ネル混信を低減するために、中間信号路へと切り換え可
能な狭い帯域幅16を示している。隣接チャネル混信が
存在しない場合には、広い帯域幅17が所望の受信信号
の質を最大にするために用いられる。
の信号成分を減少するために、受信機内の帯域幅フィル
ターの通過帯域を狭めることによって、隣接チャネル混
信を減少させることが出来る。そして、図1は隣接チャ
ネル混信を低減するために、中間信号路へと切り換え可
能な狭い帯域幅16を示している。隣接チャネル混信が
存在しない場合には、広い帯域幅17が所望の受信信号
の質を最大にするために用いられる。
【0011】図2は、ディジタル信号処理を用いるラジ
オ受信機を示すブロック線図である。ラジオ周波数(r
adio frequency略してRF)増幅器21
に接続されたアンテナ20はRF放送信号を受信する。
増幅されたRF信号は、混合器22の第1入力とされ
る。局部発振器23は、不図示の同調制御回路により制
御された周波数を持つ混合信号を混合器22の第2入力
に出力する。搬送波に基づき中間周波数(IF)信号と
しての形態を採り、元の放送周波数よりも低い周波数を
有する信号が、混合器22からアナログディジタル(A
/D)変換器24の入力へと供給される。ディジタル化
されたIF信号は、フィルター処理、復調及び更にそれ
らの結果生じる可聴信号の処理などを行なうためにディ
ジタル信号処理器(degital signal p
rocessing略してDSP)ブロック25へと入
力される。最終的な可聴信号は、DSPブロック25か
ら、スピーカー・システム27へアナログ可聴信号を出
力するディジタルアナログ(D/A)変換器26への出
力である。
オ受信機を示すブロック線図である。ラジオ周波数(r
adio frequency略してRF)増幅器21
に接続されたアンテナ20はRF放送信号を受信する。
増幅されたRF信号は、混合器22の第1入力とされ
る。局部発振器23は、不図示の同調制御回路により制
御された周波数を持つ混合信号を混合器22の第2入力
に出力する。搬送波に基づき中間周波数(IF)信号と
しての形態を採り、元の放送周波数よりも低い周波数を
有する信号が、混合器22からアナログディジタル(A
/D)変換器24の入力へと供給される。ディジタル化
されたIF信号は、フィルター処理、復調及び更にそれ
らの結果生じる可聴信号の処理などを行なうためにディ
ジタル信号処理器(degital signal p
rocessing略してDSP)ブロック25へと入
力される。最終的な可聴信号は、DSPブロック25か
ら、スピーカー・システム27へアナログ可聴信号を出
力するディジタルアナログ(D/A)変換器26への出
力である。
【0012】DSP技術は、コストとサイズを低減し、
性能が向上したラジオ受信機の製造に用いることが出来
る。加えて、DSPには新しい特徴と技術を容易に加え
ることが出来る。
性能が向上したラジオ受信機の製造に用いることが出来
る。加えて、DSPには新しい特徴と技術を容易に加え
ることが出来る。
【0013】DSPブロック25におけるディジタルI
F信号の処理が図3により詳細に示されている。この実
施例は、特にAM信号の受信に適している。ディジタル
IF信号は、その第2入力に混合信号fIFを受ける混
合器30の第1入力に、入力される。混合器30は、複
合混合器であって、同相(in−phase略してI)
信号と直交相(quadrature−phase略し
てQ)信号を発生する。インジェクション信号である混
合信号fIFの周波数は、IF信号が混合されて略ゼロ
である新しいIF周波数とされるように、A/D変換器
からの中間周波数と名目上同じである。ゼロ以外の周波
数や非複合の信号表現などもまた、本発明のDSPにお
いて用いることが出来る。しかしながら、ゼロ周波数の
複合表現が、DSP処理においては、例えばコード・サ
イズの小型化、チップ面積の最小化そして効率的なデー
タ処理などの多くの利点を有する。
F信号の処理が図3により詳細に示されている。この実
施例は、特にAM信号の受信に適している。ディジタル
IF信号は、その第2入力に混合信号fIFを受ける混
合器30の第1入力に、入力される。混合器30は、複
合混合器であって、同相(in−phase略してI)
信号と直交相(quadrature−phase略し
てQ)信号を発生する。インジェクション信号である混
合信号fIFの周波数は、IF信号が混合されて略ゼロ
である新しいIF周波数とされるように、A/D変換器
からの中間周波数と名目上同じである。ゼロ以外の周波
数や非複合の信号表現などもまた、本発明のDSPにお
いて用いることが出来る。しかしながら、ゼロ周波数の
複合表現が、DSP処理においては、例えばコード・サ
イズの小型化、チップ面積の最小化そして効率的なデー
タ処理などの多くの利点を有する。
【0014】IとQの複合信号は、チャネル・フィルタ
ー32の入力に縮約抽出信号を供給する抽出ブロック3
1へ伝送される。チャネル・フィルター32は所望の周
波数帯域の外側の信号を排除し、帯域幅の限られた信号
が検波器38へ送られる。変調包絡線はIとQの二乗の
和の平方根として求めることが出来る。包絡線検出信号
は騒音減少ブロック33と、デエンファシス・ブロック
34とに送られる。騒音減少ブロック33は、信号の周
波数成分と検出された騒音の相対量に応じて動的に作動
する。デエンファシス・ブロック34は、米国における
AMAX放送のようなプリエンファシス放送に対する互
換性がある。
ー32の入力に縮約抽出信号を供給する抽出ブロック3
1へ伝送される。チャネル・フィルター32は所望の周
波数帯域の外側の信号を排除し、帯域幅の限られた信号
が検波器38へ送られる。変調包絡線はIとQの二乗の
和の平方根として求めることが出来る。包絡線検出信号
は騒音減少ブロック33と、デエンファシス・ブロック
34とに送られる。騒音減少ブロック33は、信号の周
波数成分と検出された騒音の相対量に応じて動的に作動
する。デエンファシス・ブロック34は、米国における
AMAX放送のようなプリエンファシス放送に対する互
換性がある。
【0015】チャネル・フィルター32はフィルタ処理
器としてDSP内に設けられるのが好ましく、ブロック
40からの係数バンクに応じて切り換え可能な帯域幅を
持つ。
器としてDSP内に設けられるのが好ましく、ブロック
40からの係数バンクに応じて切り換え可能な帯域幅を
持つ。
【0016】図3に示す残りの部分は、隣接チャネル混
信の存在を検出して、それに従ってチャネル・フィルタ
ーの帯域幅を制御する。抽出ブロック31からの減少複
合信号が検波器35に伝送される。包絡線信号は、レベ
ル検出信号を発生する平均器36の入力となる。比較ブ
ロック37の第1の入力は、プリ・チャネル・フィルタ
・レベル検出信号を受信する。
信の存在を検出して、それに従ってチャネル・フィルタ
ーの帯域幅を制御する。抽出ブロック31からの減少複
合信号が検波器35に伝送される。包絡線信号は、レベ
ル検出信号を発生する平均器36の入力となる。比較ブ
ロック37の第1の入力は、プリ・チャネル・フィルタ
・レベル検出信号を受信する。
【0017】検波器38の出力は、比較ブロック37の
第2の入力に対してポスト・チャネル・フィルタ・レベ
ル検出信号を伝送する平均器39に接続される。このよ
うにして、チャネル・フィルター32の上流側のレベル
検出器は、その出力を、チャネル・フィルター32の下
流側のレベル検出器の出力と比較させることになる。プ
リ・フィルタ・レベル検出器とポスト・フィルタ・レベ
ル検出器とからの出力レベル信号の差は、所望チャネル
外からの信号成分が、チャネル・フィルター32によっ
てどれだけ取り除かれたかを示している。排除された信
号成分が大きくなるにつれて、隣接チャネル混信が起こ
っている可能性が高い。このように、比較ブロック37
においてこれら2つのレベル信号を比較することによ
り、隣接チャネル混信が検出され、狭帯域又は広帯域の
フィルタ処理を提供するためにチャネル・フィルタ32
に組み込まれる適切なフィルタ係数バンクがブロック4
0から選択される。
第2の入力に対してポスト・チャネル・フィルタ・レベ
ル検出信号を伝送する平均器39に接続される。このよ
うにして、チャネル・フィルター32の上流側のレベル
検出器は、その出力を、チャネル・フィルター32の下
流側のレベル検出器の出力と比較させることになる。プ
リ・フィルタ・レベル検出器とポスト・フィルタ・レベ
ル検出器とからの出力レベル信号の差は、所望チャネル
外からの信号成分が、チャネル・フィルター32によっ
てどれだけ取り除かれたかを示している。排除された信
号成分が大きくなるにつれて、隣接チャネル混信が起こ
っている可能性が高い。このように、比較ブロック37
においてこれら2つのレベル信号を比較することによ
り、隣接チャネル混信が検出され、狭帯域又は広帯域の
フィルタ処理を提供するためにチャネル・フィルタ32
に組み込まれる適切なフィルタ係数バンクがブロック4
0から選択される。
【0018】比較ブロック37は、狭帯域への切り換え
を必要とする大きさの隣接チャネル混信があるか否かを
検出するために、上述の差との比較に所定の閾値を用い
る。一度狭い帯域が選択されると、レベル信号の差は大
きくなるものと考えられ、そうなると比較ブロック37
には別の閾値が用いられる。更には、閾値は帯域幅の頻
繁な切り替わりを避けるためにヒステリシスを使ってい
る。その代案としては、ディレー・タイマー41が比較
ブロック37に接続され、比較が周期的に行われ、所定
の時間間隔でのみ帯域幅の切り換えが起こり得るように
される。
を必要とする大きさの隣接チャネル混信があるか否かを
検出するために、上述の差との比較に所定の閾値を用い
る。一度狭い帯域が選択されると、レベル信号の差は大
きくなるものと考えられ、そうなると比較ブロック37
には別の閾値が用いられる。更には、閾値は帯域幅の頻
繁な切り替わりを避けるためにヒステリシスを使ってい
る。その代案としては、ディレー・タイマー41が比較
ブロック37に接続され、比較が周期的に行われ、所定
の時間間隔でのみ帯域幅の切り換えが起こり得るように
される。
【0019】図4は、FM変調されたIF信号の処理を
行なうための実施例を示している。混合器30での複合
混合前のディジタルIFつまり中間周波数信号は絶対値
ブロック42で全波整流される。絶対値信号は抽出ブロ
ック31と同じ抽出率で抽出ブロック43において縮約
される。この抽出率で縮約された絶対値信号は、ローパ
ス・フィルター44において処理されて、プリ・フィル
ター・レベル検出信号を発生する。ポスト・フィルタ・
レベル検出信号については図3と同じである。FM検出
器29がチャネル・フィルター32と騒音減少ブロック
33との間に接続されている。
行なうための実施例を示している。混合器30での複合
混合前のディジタルIFつまり中間周波数信号は絶対値
ブロック42で全波整流される。絶対値信号は抽出ブロ
ック31と同じ抽出率で抽出ブロック43において縮約
される。この抽出率で縮約された絶対値信号は、ローパ
ス・フィルター44において処理されて、プリ・フィル
ター・レベル検出信号を発生する。ポスト・フィルタ・
レベル検出信号については図3と同じである。FM検出
器29がチャネル・フィルター32と騒音減少ブロック
33との間に接続されている。
【0020】図5は、ポスト・フィルタ・レベル検出器
からの第1レベル信号45とプリ・フィルタ・レベル検
出器からの第2レベル信号46を示している。フィルタ
ーの狭帯域か広帯域かを得るためフィルター処理器に組
み込まれるフィルター係数バンクを決めるのに閾値と比
較されるのはこれら2つの信号の差である。最初に所望
のチャネルへの同調をすると、第1と第2のレベル信号
の差47が検出される。この差は、広帯域(チャネル全
部を受信する)に切り換えられているフィルタ処理器に
より決まってくる。差47は、チャネル・フィルターの
帯域幅が狭くなるようにフィルター係数バンクが切り換
えられるように、第1の閾値よりも大きい。切り換え後
には、第1と第2のレベル信号の間に差48が存在す
る。この例では、隣接チャネル混信の信号強度は時間経
過と共に減っている。(例えば移動ラジオ受信機が対応
する送信機から離れていっている)最終的に、フィルタ
ー処理器の帯域幅が狭い場合に用いられる第2の閾値よ
りも小さい差49となると、広い帯域幅とする第1バン
クのフィルター係数へと切り換えられ、元に戻る。
からの第1レベル信号45とプリ・フィルタ・レベル検
出器からの第2レベル信号46を示している。フィルタ
ーの狭帯域か広帯域かを得るためフィルター処理器に組
み込まれるフィルター係数バンクを決めるのに閾値と比
較されるのはこれら2つの信号の差である。最初に所望
のチャネルへの同調をすると、第1と第2のレベル信号
の差47が検出される。この差は、広帯域(チャネル全
部を受信する)に切り換えられているフィルタ処理器に
より決まってくる。差47は、チャネル・フィルターの
帯域幅が狭くなるようにフィルター係数バンクが切り換
えられるように、第1の閾値よりも大きい。切り換え後
には、第1と第2のレベル信号の間に差48が存在す
る。この例では、隣接チャネル混信の信号強度は時間経
過と共に減っている。(例えば移動ラジオ受信機が対応
する送信機から離れていっている)最終的に、フィルタ
ー処理器の帯域幅が狭い場合に用いられる第2の閾値よ
りも小さい差49となると、広い帯域幅とする第1バン
クのフィルター係数へと切り換えられ、元に戻る。
【0021】本発明の方法がより詳細に図6に示されて
いる。ステップ50において、ラジオ受信機が新しい周
波数に同調される。ステップ51において、チャネル・
フィルター処理器を広帯域幅に設定するように、フィル
ター係数バンクの選択をする。ステップ52において、
広帯域幅の使用に対応する閾値を設定する。ステップ5
3において、第1レベル信号と第2レベル信号の差を広
帯域幅に対応する閾値と比較することにより、隣接チャ
ネル混信の有無を判断する。差が閾値よりも大きくなけ
れば、現状において目立った混信はない。ステップ53
だけが引き続いて実行され、比較に変化がないかを監視
する。
いる。ステップ50において、ラジオ受信機が新しい周
波数に同調される。ステップ51において、チャネル・
フィルター処理器を広帯域幅に設定するように、フィル
ター係数バンクの選択をする。ステップ52において、
広帯域幅の使用に対応する閾値を設定する。ステップ5
3において、第1レベル信号と第2レベル信号の差を広
帯域幅に対応する閾値と比較することにより、隣接チャ
ネル混信の有無を判断する。差が閾値よりも大きくなけ
れば、現状において目立った混信はない。ステップ53
だけが引き続いて実行され、比較に変化がないかを監視
する。
【0022】差が閾値よりも大きい場合には、混信が存
在するのでステップ54においてチャネル・フィルター
の帯域幅を狭くするフィルタ係数バンクが選択される。
チャネル・フィルタの帯域幅の不安定な切り換えを避け
るために、ステップ55において数秒間のディレーを実
行することが出来る。その代わりに、選択された閾値に
おけるヒステリシスを用いる(つまり、更に2つの閾値
を離すために保護帯域を加える)ことでも、不安定な切
り換えは避けることが出来る。
在するのでステップ54においてチャネル・フィルター
の帯域幅を狭くするフィルタ係数バンクが選択される。
チャネル・フィルタの帯域幅の不安定な切り換えを避け
るために、ステップ55において数秒間のディレーを実
行することが出来る。その代わりに、選択された閾値に
おけるヒステリシスを用いる(つまり、更に2つの閾値
を離すために保護帯域を加える)ことでも、不安定な切
り換えは避けることが出来る。
【0023】ステップ56においては、狭い帯域幅のチ
ャネル・フィルターの使用に対応する閾値が設定され
る。ステップ57においては、設定された閾値と差を比
較することで隣接チャネル混信の検出がなされる。差が
この閾値よりも大きければ、混信が存在する。変化が生
じることなく、ステップ57において狭いフィルター帯
域幅とそれに対応する閾値の使用しながら、引き続き検
出を続ける。差が狭い帯域幅に対応した閾値よりも小さ
くなると、隣接チャネル混信はもはや存在しておらず、
ステップ51に戻ってチャネル・フィルターの帯域幅を
広くする。
ャネル・フィルターの使用に対応する閾値が設定され
る。ステップ57においては、設定された閾値と差を比
較することで隣接チャネル混信の検出がなされる。差が
この閾値よりも大きければ、混信が存在する。変化が生
じることなく、ステップ57において狭いフィルター帯
域幅とそれに対応する閾値の使用しながら、引き続き検
出を続ける。差が狭い帯域幅に対応した閾値よりも小さ
くなると、隣接チャネル混信はもはや存在しておらず、
ステップ51に戻ってチャネル・フィルターの帯域幅を
広くする。
【0024】混信の発生し易さ、一般的な受信状態及び
受信機の所望の性能に応じて、図6は、狭い帯域幅の使
用からスタートし、混信が存在しない場合にのみ、広い
帯域幅へ切り換えるように、変形することも容易であ
る。
受信機の所望の性能に応じて、図6は、狭い帯域幅の使
用からスタートし、混信が存在しない場合にのみ、広い
帯域幅へ切り換えるように、変形することも容易であ
る。
【0025】本発明の代替案のブロック線図が図7に示
されている。チャネル・フィルター60はIF信号のフ
ィルター処理のために帯域幅を狭くしたり、広くしたり
する。プリ・フィルター・レベル検出器61は、フィル
ター処理前のIF信号に応じてレベル信号を生成し、加
算器62の入力の一つに対してレベル信号を出力する。
ポスト・フィルター・レベル検出器63は、フィルター
処理後のIF信号に応じて生成し、加算器のもう一つの
入力に対して、レベル信号を出力する。加算器62の出
力が2つのレベル信号の差となるように、加算器62の
入力の一つは反転される。比較器64の非反転入力へは
差信号が入力される。閾値信号が比較器64の反転入力
に対して供給され、比較器64の出力はフィルター帯域
幅を選択するためにチャネル・フィルター60の入力に
接続される。閾値の大きさは上述のように設定される。
されている。チャネル・フィルター60はIF信号のフ
ィルター処理のために帯域幅を狭くしたり、広くしたり
する。プリ・フィルター・レベル検出器61は、フィル
ター処理前のIF信号に応じてレベル信号を生成し、加
算器62の入力の一つに対してレベル信号を出力する。
ポスト・フィルター・レベル検出器63は、フィルター
処理後のIF信号に応じて生成し、加算器のもう一つの
入力に対して、レベル信号を出力する。加算器62の出
力が2つのレベル信号の差となるように、加算器62の
入力の一つは反転される。比較器64の非反転入力へは
差信号が入力される。閾値信号が比較器64の反転入力
に対して供給され、比較器64の出力はフィルター帯域
幅を選択するためにチャネル・フィルター60の入力に
接続される。閾値の大きさは上述のように設定される。
【0026】図8はチャネル・フィルターをより詳細に
示している。DSPフィルター処理器を用いるのに、有
限インパルス応答(finite impulse r
esponse略してFIR)フィルター又は無限イン
パルス応答(infinite impulse re
sponse略してIIR)フィルターを組み込むこと
が出来る。特に、本件の発明者はFM処理にはFIRフ
ィルターを用い、AM処理にはIIRフィルターを用い
た。好ましい実施例においては、複合(つまりI成分と
Q成分)信号がIF信号を表すのに用いられる。I成分
とQ成分のためのチャネル・フィルター処理は、各々、
別々のフィルター要素70と71とによって行われる。
例えば、図8の各FIRフィルターは、複数端子のディ
レー・ラインから成り、係数バンク1と2に格納された
フィルター係数に従って、構成される。FIRフィルタ
ー70と71へバンク1又はバンク2を選択的に組み込
むために、制御信号72はフィルター係数バンクに供給
される。FIRフィルター処理は、フィルター帯域幅の
変化前後におけるフィルター出力が、IIRフィルター
処理よりも連続しており、過渡現象が最小になる。過渡
現象を小さくする別の手段としては、フィルター係数が
切り換えられる時にフィルター内の信号値を全てゼロに
するのが好ましい。その代わりに、受信機の出力を切り
換え時に、一時的に消すことも出来る。
示している。DSPフィルター処理器を用いるのに、有
限インパルス応答(finite impulse r
esponse略してFIR)フィルター又は無限イン
パルス応答(infinite impulse re
sponse略してIIR)フィルターを組み込むこと
が出来る。特に、本件の発明者はFM処理にはFIRフ
ィルターを用い、AM処理にはIIRフィルターを用い
た。好ましい実施例においては、複合(つまりI成分と
Q成分)信号がIF信号を表すのに用いられる。I成分
とQ成分のためのチャネル・フィルター処理は、各々、
別々のフィルター要素70と71とによって行われる。
例えば、図8の各FIRフィルターは、複数端子のディ
レー・ラインから成り、係数バンク1と2に格納された
フィルター係数に従って、構成される。FIRフィルタ
ー70と71へバンク1又はバンク2を選択的に組み込
むために、制御信号72はフィルター係数バンクに供給
される。FIRフィルター処理は、フィルター帯域幅の
変化前後におけるフィルター出力が、IIRフィルター
処理よりも連続しており、過渡現象が最小になる。過渡
現象を小さくする別の手段としては、フィルター係数が
切り換えられる時にフィルター内の信号値を全てゼロに
するのが好ましい。その代わりに、受信機の出力を切り
換え時に、一時的に消すことも出来る。
【0027】別の代替案では、2つ以上の帯域幅を用い
ることも出来る。複数のフィルター係数バンクと、複数
の閾値を用いることで、帯域幅の変化を得ることが出来
る。
ることも出来る。複数のフィルター係数バンクと、複数
の閾値を用いることで、帯域幅の変化を得ることが出来
る。
【0028】
【発明の効果】本発明は、フィルター処理前後の信号強
度を比較することにより、ディジタル信号処理を効率的
に用いて、隣接チャネル混信の存在に応じて、中間周波
数信号を適応的にフィルター処理することが出来る。従
って、低コストで混信を排除して、受信品質を向上する
ことが出来る。
度を比較することにより、ディジタル信号処理を効率的
に用いて、隣接チャネル混信の存在に応じて、中間周波
数信号を適応的にフィルター処理することが出来る。従
って、低コストで混信を排除して、受信品質を向上する
ことが出来る。
【図1】所望のチャネルに対する隣接チャネル混信が存
在する受信エリアにおける受信場強度を示す。
在する受信エリアにおける受信場強度を示す。
【図2】DSPラジオ受信機を部分的に示すブロック線
図である。
図である。
【図3】本発明の方法によるAM中間周波数信号のDS
P処理を示すブロック線図である。
P処理を示すブロック線図である。
【図4】本発明の方法によるFM中間周波数信号のDS
P処理を示すブロック線図である。
P処理を示すブロック線図である。
【図5】移動受信中のプリ・フィルター・レベル検出器
とポスト・フィルター・レベル検出器のレベル信号を示
す。
とポスト・フィルター・レベル検出器のレベル信号を示
す。
【図6】本発明による好ましい方法を示すフロー・チャ
ートである。
ートである。
【図7】本発明の代替例を示すブロック線図である。
【図8】本発明において用いられるチャネル・フィルタ
ーを組み込むフィルター処理器を示すブロック線図であ
る。
ーを組み込むフィルター処理器を示すブロック線図であ
る。
21 回路手段 22 複合混合器 32 フィルター処理器 35、36 プリ・フィルタ・レベル検出器 37 比較ブロック 38、39 ポスト・フィルタ・レベル検出器 41 タイマー
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ジョン、ウイリアム、ワグナー アメリカ合衆国ミシガン州アナーバー、サ ウス・ジーブ・ロード、5375 (72)発明者 ニコラス、ローレンス、ディフィオーレ アメリカ合衆国ミシガン州ファーミント ン・ヒルズ、ノッティンウッド、32319 (72)発明者 ジョン、エリオット、ホワイトカー アメリカ合衆国ミシガン州プリムス、グリ ーンブルック・レーン、41052 (72)発明者 ジェイムズ、アルフレッド、ワーグニエー ル アメリカ合衆国ミシガン州ハリソン・タウ ンシップ、ウィルマース、39419
Claims (8)
- 【請求項1】 中間周波数信号をディジタル処理するた
めにディジタル信号処理を用いるラジオ受信回路であっ
て、搬送波に基づく信号を発生する回路手段と、該回路
手段に接続され、上記搬送波に基づく信号に応じて、同
位相と直交位相の複合信号を生成する複合混合器と、第
1帯域用の第1バンクのフィルター係数と上記第1帯域
よりも狭い第2帯域用の第2バンクのフィルター係数と
の間で切り換え可能な、フィルター係数がその中に組み
込まれ、該フィルター係数によって決まるインパルス応
答を示し、上記複合信号に応じてフィルター信号を発生
するフィルター処理器と、上記フィルター信号に応じて
第1レベル信号を発生するポスト・フィルタ・レベル検
出器と、上記搬送波に基づく信号に応じて第2レベル信
号を発生するプリ・フィルタ・レベル検出器と、上記ポ
スト・フィルタ・レベル検出器と、上記プリ・フィルタ
・レベル検出器と、上記フィルタ・プロセッサとに接続
され、上記第1と第2のレベル信号の比較に応じて、上
記フィルター係数のバンクを選択する比較ブロックとを
有することを特徴とするラジオ受信回路。 - 【請求項2】 上記比較ブロックは、所応器第1レベル
信号と上記第2レベル信号との差を検出して、該差を閾
値と比較することを特徴とする請求項1記載のラジオ受
信回路。 - 【請求項3】 上記閾値は上記第1バンクのフィルター
係数が選択された時には第1の値を持ち、上記第2バン
クのフィルター係数が選択された場合には第2の値を持
つことを特徴とする請求項2記載のラジオ受信回路。 - 【請求項4】 上記閾値の第1と第2の値は、上記第1
と第2バンクのフィルター係数の間での振動を防止する
所定のヒステリシスを提供することを特徴とする請求項
3記載のラジオ受信回路。 - 【請求項5】 上記フィルター係数の切り換えを、変化
後に一時的に延期するディレー時間を決定するためのタ
イマーを有することを特徴とする請求項1記載のラジオ
受信回路。 - 【請求項6】 上記ポスト・フィルタ・レベル検出器は
検波器と平均器とを有することを特徴とする請求項1記
載のラジオ受信回路。 - 【請求項7】 上記プリ・フィルタ・レベル検出器は絶
対値ブロックとローパス・フィルターとを有することを
特徴とする請求項1記載のラジオ受信回路。 - 【請求項8】 中間周波数信号をディジタル処理する方
法であって、アンテナからの放送信号に応じて、搬送波
に基づく信号をディジタル化する工程と、第1帯域へ有
限インパルス応答を起こすフィルタ・プロセッサーのフ
ィルター係数の第1バンクを選択する工程と、上記搬送
波に基づく信号をフィルタ・プロセッサー内でフィルタ
ー処理して、フィルター信号を発生する工程と、該フィ
ルター信号の信号強度に応じて第1レベル信号を発生す
る工程と、上記フィルタ・プロセッサー前における搬送
波に基づく信号の信号強度に応じて第2レベル信号を発
生する工程と、上記第1と第2のレベル信号との差に応
じて差信号を発生する工程と、該差信号を閾値と比較す
る工程と、上記差信号が閾値よりも大きい場合には、第
2バンクのフィルター係数を選択し、上記第1帯域より
も狭い第2帯域でのインパルス応答を提供する工程とを
有することを特徴とする方法。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US08/883,692 | 1997-06-27 | ||
US08/883,692 US6058148A (en) | 1997-06-27 | 1997-06-27 | Digital processing radio receiver with adaptive bandwidth control |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH1131981A true JPH1131981A (ja) | 1999-02-02 |
Family
ID=25383136
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP10166092A Pending JPH1131981A (ja) | 1997-06-27 | 1998-05-29 | 適応帯域幅制御を有するディジタル処理ラジオ受信機 |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (2) | US6058148A (ja) |
EP (1) | EP0887944A3 (ja) |
JP (1) | JPH1131981A (ja) |
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- 1999-10-22 US US09/425,550 patent/US6178211B1/en not_active Expired - Lifetime
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