JPH11215097A - 同期方法及びディジタル通信システム - Google Patents
同期方法及びディジタル通信システムInfo
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- JPH11215097A JPH11215097A JP10330208A JP33020898A JPH11215097A JP H11215097 A JPH11215097 A JP H11215097A JP 10330208 A JP10330208 A JP 10330208A JP 33020898 A JP33020898 A JP 33020898A JP H11215097 A JPH11215097 A JP H11215097A
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- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
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- H04L7/041—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 より正確に同期をとることができるようにす
る。 【解決手段】 選択図の網掛けで示すように、参照シン
ボルの最終の同期パターンの位相が、例えば１８０度シ
フトするように、参照シンボルを変更する。このように
変更することによって、隣接したランダムなデータサン
プル、すなわち参照シンボルの直前又は直後のデータサ
ンプルの相関性に対する影響を、なくすことができる。
る。 【解決手段】 選択図の網掛けで示すように、参照シン
ボルの最終の同期パターンの位相が、例えば１８０度シ
フトするように、参照シンボルを変更する。このように
変更することによって、隣接したランダムなデータサン
プル、すなわち参照シンボルの直前又は直後のデータサ
ンプルの相関性に対する影響を、なくすことができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル通信シ
ステムの同期方法及びディジタル通信システムに関す
る。
ステムの同期方法及びディジタル通信システムに関す
る。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル通信システムにおいては、一
般的に送信側と受信側の同期をとる、すなわち送信機と
受信機とのタイミング及び周波数を同期させる必要があ
る。例えば、高速フーリェ変換（Fast Fourier Transfo
rm、以下、ＦＦＴという。）ユニットのシンボルのタイ
ミングを同期させなければならない。同期をとるために
は、通常、独特のタイミングシーケンスを有するシンボ
ル、すなわち参照シンボルを送信するようになってい
る。この参照シンボルは、通常、伝送するデータに重畳
されて送信される。具体的には、参照シンボルは、図１
０に示すように、Ｆ個のシンボルからなる伝送フレー
ム、いわゆるバーストフレームに、その先頭シンボルと
して挿入され、送信される。参照シンボルと先頭のデー
タシンボル＃１の間、及び各データシンボル間には、マ
ルチパス環境下においても、シンボル間の干渉（Inters
ymbol Interference、以下、ＩＳＩという。）が生じな
いように、いわゆるガード区間が設けられている。
般的に送信側と受信側の同期をとる、すなわち送信機と
受信機とのタイミング及び周波数を同期させる必要があ
る。例えば、高速フーリェ変換（Fast Fourier Transfo
rm、以下、ＦＦＴという。）ユニットのシンボルのタイ
ミングを同期させなければならない。同期をとるために
は、通常、独特のタイミングシーケンスを有するシンボ
ル、すなわち参照シンボルを送信するようになってい
る。この参照シンボルは、通常、伝送するデータに重畳
されて送信される。具体的には、参照シンボルは、図１
０に示すように、Ｆ個のシンボルからなる伝送フレー
ム、いわゆるバーストフレームに、その先頭シンボルと
して挿入され、送信される。参照シンボルと先頭のデー
タシンボル＃１の間、及び各データシンボル間には、マ
ルチパス環境下においても、シンボル間の干渉（Inters
ymbol Interference、以下、ＩＳＩという。）が生じな
いように、いわゆるガード区間が設けられている。
【０００３】そして、受信側における参照シンボルの識
別、すなわち同期におけるタイミングは、参照シンボル
が含まれる受信信号と、遅延された受信信号との時間軸
上における相関関係によって決定される。この相関値の
最大値が同期をとるために用いられ、相関値の最大値
が、参照シンボルの最終サンプルの位置に可能な限り正
確に一致するようになされる。相関値の最大値を容易に
検出できるように、参照シンボルを、複数の同期パター
ン（Synchronisation Pattern、以下、ＳＰという。）
で構成し、同期パターンが１参照シンボル期間に複数回
現れるようにする。
別、すなわち同期におけるタイミングは、参照シンボル
が含まれる受信信号と、遅延された受信信号との時間軸
上における相関関係によって決定される。この相関値の
最大値が同期をとるために用いられ、相関値の最大値
が、参照シンボルの最終サンプルの位置に可能な限り正
確に一致するようになされる。相関値の最大値を容易に
検出できるように、参照シンボルを、複数の同期パター
ン（Synchronisation Pattern、以下、ＳＰという。）
で構成し、同期パターンが１参照シンボル期間に複数回
現れるようにする。
【０００４】図１１は、時間軸上の長さがＮSPである同
期信号がＮ／ＮSP回繰り返される、長さがＮの参照シン
ボルの構造又はフォーマットを示す図である。例えばＯ
ＦＤＭ伝送システムにおいて所望の構造を有するシンボ
ルは、離散フーリェ変換（Discrete Fourier Transform
ation、以下ＤＦＴという。）の係数を逆高速フーリェ
変換（Inverse Fast Fourier Transformation）するこ
とにより効率的に生成することができる。したがって、
長さがＴs＊（ＮSP／Ｎ）である（Ｎ／ＮSP）個の同期
パターンを有する、長さがＴsの参照シンボルを生成す
るためには、単に、全ての（Ｎ／ＮSP）次のＤＦＴ係数
（周波数領域における全ての（Ｎ／ＮSP）次のサブキャ
リア）を変調するだけでよい。
期信号がＮ／ＮSP回繰り返される、長さがＮの参照シン
ボルの構造又はフォーマットを示す図である。例えばＯ
ＦＤＭ伝送システムにおいて所望の構造を有するシンボ
ルは、離散フーリェ変換（Discrete Fourier Transform
ation、以下ＤＦＴという。）の係数を逆高速フーリェ
変換（Inverse Fast Fourier Transformation）するこ
とにより効率的に生成することができる。したがって、
長さがＴs＊（ＮSP／Ｎ）である（Ｎ／ＮSP）個の同期
パターンを有する、長さがＴsの参照シンボルを生成す
るためには、単に、全ての（Ｎ／ＮSP）次のＤＦＴ係数
（周波数領域における全ての（Ｎ／ＮSP）次のサブキャ
リア）を変調するだけでよい。
【０００５】図１１に示すように、Ｎは、１つの参照シ
ンボル内の総サンプル数を表し、すなわち参照シンボル
の１周期であり、ＮSPは、１つの同期パターン内のサン
プル数を表し、Ｎguandは、シンボル間の干渉（ＩＳ
Ｉ）を防止するために挿入されたガード区間のサンプル
数を表す。いわゆる相関窓（correlation window）の期
間は、図１１に示すように、Ｎ＋Ｎguand−ＮSPであ
る。
ンボル内の総サンプル数を表し、すなわち参照シンボル
の１周期であり、ＮSPは、１つの同期パターン内のサン
プル数を表し、Ｎguandは、シンボル間の干渉（ＩＳ
Ｉ）を防止するために挿入されたガード区間のサンプル
数を表す。いわゆる相関窓（correlation window）の期
間は、図１１に示すように、Ｎ＋Ｎguand−ＮSPであ
る。
【０００６】入力データストリームの時間領域における
相関値Ｒ(i)は、下記式（１）で求められる。
相関値Ｒ(i)は、下記式（１）で求められる。
【０００７】
【数１】
【０００８】この式（１）に示すように、相関値Ｒ(i)
は、受信信号とその共役複素信号を乗算した後、それら
を、相関窓に含まれるサンプル数分累積したものであ
る。
は、受信信号とその共役複素信号を乗算した後、それら
を、相関窓に含まれるサンプル数分累積したものであ
る。
【０００９】式（１）を実現する回路構成を図１２に示
す。この図１２に示すように、入力データは、遅延器８
１及び乗算器８３に供給され、遅延器８１は、入力デー
タをＮSP間、すなわち１同期パターン分遅延して共役複
素関数器８２に供給する。共役複素関数器８２は、遅延
器８１で遅延された入力データの共役複素データを求め
て、乗算器８３に供給する。乗算器８３は、入力データ
と、共役複素関数器８２からの入力データの共役複素デ
ータとを乗算し、得られる乗算データを遅延器８４及び
加算器８５に供給する。
す。この図１２に示すように、入力データは、遅延器８
１及び乗算器８３に供給され、遅延器８１は、入力デー
タをＮSP間、すなわち１同期パターン分遅延して共役複
素関数器８２に供給する。共役複素関数器８２は、遅延
器８１で遅延された入力データの共役複素データを求め
て、乗算器８３に供給する。乗算器８３は、入力データ
と、共役複素関数器８２からの入力データの共役複素デ
ータとを乗算し、得られる乗算データを遅延器８４及び
加算器８５に供給する。
【００１０】遅延器８４は、乗算データを（Ｎ＋Ｎ
guand−ＮSP）間遅延して、減算器８６に供給する。こ
の減算器８６には、加算器８５の出力データが供給され
ており、減算器８６は、この出力データから、遅延器８
４で遅延された乗算データを減算し、得られる減算デー
タを、１単位の遅延時間を有する遅延器８７に供給す
る。遅延器８７は、減算データを遅延して加算器８５に
供給する。加算器８５は、乗算器８３からの乗算データ
と、遅延器８７で遅延された減算データを加算して、上
述のように、減算器８６に供給する。
guand−ＮSP）間遅延して、減算器８６に供給する。こ
の減算器８６には、加算器８５の出力データが供給され
ており、減算器８６は、この出力データから、遅延器８
４で遅延された乗算データを減算し、得られる減算デー
タを、１単位の遅延時間を有する遅延器８７に供給す
る。遅延器８７は、減算データを遅延して加算器８５に
供給する。加算器８５は、乗算器８３からの乗算データ
と、遅延器８７で遅延された減算データを加算して、上
述のように、減算器８６に供給する。
【００１１】かくして、受信データは、同期パターンの
区間遅延されたそれ自身と相関付けられる。そして、相
関値Ｒ(i)は、（Ｎ＋Ｎguand−ＮSP）期間（相関窓の期
間）累積される。減算器８６の出力である相関値Ｒ(i)
は、最大値検出回路（図示せず）によって、その絶対値
（｜Ｒ(i)｜）の最大値が検出される。したがって、受
信される参照シンボルの最終サンプルの時間的な位置が
決定される。そして、この時間情報は、受信機のシンボ
ルタイミング信号として用いられる。
区間遅延されたそれ自身と相関付けられる。そして、相
関値Ｒ(i)は、（Ｎ＋Ｎguand−ＮSP）期間（相関窓の期
間）累積される。減算器８６の出力である相関値Ｒ(i)
は、最大値検出回路（図示せず）によって、その絶対値
（｜Ｒ(i)｜）の最大値が検出される。したがって、受
信される参照シンボルの最終サンプルの時間的な位置が
決定される。そして、この時間情報は、受信機のシンボ
ルタイミング信号として用いられる。
【００１２】ところで、上述した従来の相関を求める方
法には、欠点がある。相関値Ｒ(i)は、ｉが受信される
参照シンボルの最終サンプルの位置にあるときに、最大
値を取るが、雑音、周波数オフセット、電波のマルチパ
ス伝搬等によって、ｉが受信参照シンボルの最終サンプ
ルの位置のときのサンプルがなくなると、上記式（１）
は、式（２）となる。
法には、欠点がある。相関値Ｒ(i)は、ｉが受信される
参照シンボルの最終サンプルの位置にあるときに、最大
値を取るが、雑音、周波数オフセット、電波のマルチパ
ス伝搬等によって、ｉが受信参照シンボルの最終サンプ
ルの位置のときのサンプルがなくなると、上記式（１）
は、式（２）となる。
【００１３】
【数２】
【００１４】この場合、式２に示す累積値で表される相
関値Ｒ(i)の値は、受信データの２乗和となり、この結
果、この位置でＲ(i)は最大となる。この最大値を検出
することによって、受信機における正確なシンボルタイ
ミングが決定される。この場合、相関値Ｒ(i)の最大値
の検出は、同期シンボルのみによって行われている。現
在のシンボルが参照シンボルであるかの決定は、所定の
閾値に基づいて行われる。｜Ｒ(i)｜がこの閾値を越え
るときは、最大値の検出は、？最大ピークが、検出期間
内に存在することを確実する参照シンボルそれ自身の期
間（Ｎ＋Ｎguand）よりも少なくとも大きい期間におい
て可能である。
関値Ｒ(i)の値は、受信データの２乗和となり、この結
果、この位置でＲ(i)は最大となる。この最大値を検出
することによって、受信機における正確なシンボルタイ
ミングが決定される。この場合、相関値Ｒ(i)の最大値
の検出は、同期シンボルのみによって行われている。現
在のシンボルが参照シンボルであるかの決定は、所定の
閾値に基づいて行われる。｜Ｒ(i)｜がこの閾値を越え
るときは、最大値の検出は、？最大ピークが、検出期間
内に存在することを確実する参照シンボルそれ自身の期
間（Ｎ＋Ｎguand）よりも少なくとも大きい期間におい
て可能である。
【００１５】１９９６年１０月１５日〜１８日に台湾の
台北で開催されたＰＩＭＣＲ’９６の９６３頁〜９６７
頁、ティー・ケラー（T. Keller）、エル・ハンゾウ
（L. Hanzo）の「無線ローカルエリアネットワークにお
ける直交周波数分割多重の同期技術（Orthogonal frequ
ency multiplex synchronisation techniques）」に、
周波数捕捉範囲（range of frequency acquisition）、
周波数追跡（frequencytracking）、シンボル同期、フ
レーム同期に関する技術が記載されている。この記載
は、参照することによって本明細書に組み込まれる。
台北で開催されたＰＩＭＣＲ’９６の９６３頁〜９６７
頁、ティー・ケラー（T. Keller）、エル・ハンゾウ
（L. Hanzo）の「無線ローカルエリアネットワークにお
ける直交周波数分割多重の同期技術（Orthogonal frequ
ency multiplex synchronisation techniques）」に、
周波数捕捉範囲（range of frequency acquisition）、
周波数追跡（frequencytracking）、シンボル同期、フ
レーム同期に関する技術が記載されている。この記載
は、参照することによって本明細書に組み込まれる。
【００１６】ところで、実際の状態（雑音、マルチパス
伝搬）によって、シンボルタイミングは正確に再生され
ない。また、従来のアルゴリズムは、理想的な状態にお
いてさえも、正確ではなかった。図８は、従来の技術を
用いた際、受信信号上を相関窓が移動したときに考慮し
なければならない様々な位相における相関性を示す図で
ある。
伝搬）によって、シンボルタイミングは正確に再生され
ない。また、従来のアルゴリズムは、理想的な状態にお
いてさえも、正確ではなかった。図８は、従来の技術を
用いた際、受信信号上を相関窓が移動したときに考慮し
なければならない様々な位相における相関性を示す図で
ある。
【００１７】位相＃１において、相関窓は参照シンボル
に移動し、相関値Ｒ(i)は、所定の閾値Ｒxになるまで増
加する。そして、｜Ｒ(i)｜が閾値Ｒxを越えると、相関
値Ｒ(i)は、最大検出窓によって監視される。
に移動し、相関値Ｒ(i)は、所定の閾値Ｒxになるまで増
加する。そして、｜Ｒ(i)｜が閾値Ｒxを越えると、相関
値Ｒ(i)は、最大検出窓によって監視される。
【００１８】位相＃２において、すなわち相関窓が参照
シンボル全体のサンプルをカバーしているときは、相関
値Ｒ(i)のピークは、式（１）で表される相関演算に対
して正に寄与する乗算値の総和となる。そして、このピ
ーク値の時間的な位置は、受信側のタイミングオフセッ
トを校正（訂正）するために用いられる。
シンボル全体のサンプルをカバーしているときは、相関
値Ｒ(i)のピークは、式（１）で表される相関演算に対
して正に寄与する乗算値の総和となる。そして、このピ
ーク値の時間的な位置は、受信側のタイミングオフセッ
トを校正（訂正）するために用いられる。
【００１９】位相＃３において、ピークが達しているけ
れども、全体的に最大検出窓内にあることを保証するた
めに、相関値Ｒ(i)が、最大検出窓の最後になるまで監
視される。
れども、全体的に最大検出窓内にあることを保証するた
めに、相関値Ｒ(i)が、最大検出窓の最後になるまで監
視される。
【００２０】上述した３つの位相を考慮すると、式
（１）は、式（３）のようになる。
（１）は、式（３）のようになる。
【００２１】
【数３】
【００２２】この場合、式（３）に示す相関値Ｒ(i)
は、異なる効果を与える３つの相関値の項Ａ，Ｂ，Ｃか
らなり、これらの項Ａ，Ｂ，Ｃは、どのサンプルが互い
に相関関係があるかに依存する。項Ｂ，Ｃにおける同期
パターンＳＰではないサンプル又はデータサンプルは、
データサンプルと相関があるのに対して、項Ａにおける
同期パターンのサンプルは、相関がある。項Ｂ，Ｃの効
果は、それぞれランダムであるのに対して、項Ａの効果
のみが支配的である。これらのランダム的な効果は、相
関窓内に存在するデータサンプルの値によっては、正
（constructive）又は負（destructive）として作用す
る。図１３及び式（３）に示すように、相関値Ｒ(i)に
対して、位相＃２の（相関値のピークが検出された）場
合のみが、ランダム的な効果の影響が生じない。相関窓
が位相＃３に示すように移動すると、移動するにつれ
て、データサンプルが相関窓内に入り、相関値Ｒ(i)に
影響を与え、これによって、相関値のピークにオフセッ
トが生じる可能性が出てくる。この相関値のピークのオ
フセットは、図１３に示すように、各バーストフレーム
における参照シンボルの近傍のデータサンプルのランダ
ムな構造（値）に依存して発生する。参照シンボルの直
後に受信されるデータシンボルの先頭サンプル又は参照
シンボルの直後に受信されるデータシンボルの最終サン
プルが式（１）の相関値Ｒ(i)に影響を与えるときに
は、相関値のピークにオフセットが生じる。この場合、
受信機においてタイミング見積に誤差（timing estimat
ion error）が生じ、ビットエラーレート（bit error r
ate、以下、ＢＥＲという。）が劣化することになる。
受信される参照シンボルの直後に続くデータシンボルの
先頭サンプルが、相関値Ｒ(i)に対して正に荷担すると
きは、最大相関値のピークは、図８において右方向に移
動する。受信される参照シンボルの直前に位置する参照
シンボルの最終サンプルが、相関値Ｒ(i)に対して負に
荷担するときは、最大相関値のピークは、図８において
左方向に移動する。
は、異なる効果を与える３つの相関値の項Ａ，Ｂ，Ｃか
らなり、これらの項Ａ，Ｂ，Ｃは、どのサンプルが互い
に相関関係があるかに依存する。項Ｂ，Ｃにおける同期
パターンＳＰではないサンプル又はデータサンプルは、
データサンプルと相関があるのに対して、項Ａにおける
同期パターンのサンプルは、相関がある。項Ｂ，Ｃの効
果は、それぞれランダムであるのに対して、項Ａの効果
のみが支配的である。これらのランダム的な効果は、相
関窓内に存在するデータサンプルの値によっては、正
（constructive）又は負（destructive）として作用す
る。図１３及び式（３）に示すように、相関値Ｒ(i)に
対して、位相＃２の（相関値のピークが検出された）場
合のみが、ランダム的な効果の影響が生じない。相関窓
が位相＃３に示すように移動すると、移動するにつれ
て、データサンプルが相関窓内に入り、相関値Ｒ(i)に
影響を与え、これによって、相関値のピークにオフセッ
トが生じる可能性が出てくる。この相関値のピークのオ
フセットは、図１３に示すように、各バーストフレーム
における参照シンボルの近傍のデータサンプルのランダ
ムな構造（値）に依存して発生する。参照シンボルの直
後に受信されるデータシンボルの先頭サンプル又は参照
シンボルの直後に受信されるデータシンボルの最終サン
プルが式（１）の相関値Ｒ(i)に影響を与えるときに
は、相関値のピークにオフセットが生じる。この場合、
受信機においてタイミング見積に誤差（timing estimat
ion error）が生じ、ビットエラーレート（bit error r
ate、以下、ＢＥＲという。）が劣化することになる。
受信される参照シンボルの直後に続くデータシンボルの
先頭サンプルが、相関値Ｒ(i)に対して正に荷担すると
きは、最大相関値のピークは、図８において右方向に移
動する。受信される参照シンボルの直前に位置する参照
シンボルの最終サンプルが、相関値Ｒ(i)に対して負に
荷担するときは、最大相関値のピークは、図８において
左方向に移動する。
【００２３】したがって、従来の同期アルゴリズムで
は、雑音及びマルチパスの影響がない場合であっても、
相関値Ｒ(i)のピークによって決定される参照シンボル
の最終サンプルのタイミングを、全ての状態において正
確に検出することができなかった。
は、雑音及びマルチパスの影響がない場合であっても、
相関値Ｒ(i)のピークによって決定される参照シンボル
の最終サンプルのタイミングを、全ての状態において正
確に検出することができなかった。
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、上述した実
情に鑑みてなされたものであり、本発明の目的は、ディ
ジタル通信システムにおいて、より正確に同期をとるこ
とができる同期方法及びディジタル通信システムを提供
することである。
情に鑑みてなされたものであり、本発明の目的は、ディ
ジタル通信システムにおいて、より正確に同期をとるこ
とができる同期方法及びディジタル通信システムを提供
することである。
【００２５】
【課題を解決するための手段】本発明に係る同期方法
は、複数の同期パターンからなり、無線周波数の信号に
変調される参照シンボルをデータシンボルに挿入し、伝
送する前に、参照シンボル、参照シンボルの一部又は複
数の参照シンボルの複数の同期パターンのうちの先頭及
び／又は最終同期パターンの位相をシフトする。そし
て、相関値のピークを検出するために、参照シンボル
と、遅延された参照シンボルとの相関値を求める。
は、複数の同期パターンからなり、無線周波数の信号に
変調される参照シンボルをデータシンボルに挿入し、伝
送する前に、参照シンボル、参照シンボルの一部又は複
数の参照シンボルの複数の同期パターンのうちの先頭及
び／又は最終同期パターンの位相をシフトする。そし
て、相関値のピークを検出するために、参照シンボル
と、遅延された参照シンボルとの相関値を求める。
【００２６】本発明に係るディジタル通信システムは、
複数の同期パターンからなり、無線周波数の信号に変調
される参照シンボルを生成する手段と、参照シンボル、
参照シンボルの一部又は複数の参照シンボルの複数の同
期パターンのうちの先頭及び／又は最終同期パターンの
位相をシフトする手段と、相関値のピークを検出するた
めに、参照シンボルと、遅延された参照シンボルとの相
関値を求める手段とを備える。
複数の同期パターンからなり、無線周波数の信号に変調
される参照シンボルを生成する手段と、参照シンボル、
参照シンボルの一部又は複数の参照シンボルの複数の同
期パターンのうちの先頭及び／又は最終同期パターンの
位相をシフトする手段と、相関値のピークを検出するた
めに、参照シンボルと、遅延された参照シンボルとの相
関値を求める手段とを備える。
【００２７】
【発明の実施の形態】以下、本発明に係る同期方法及び
ディジタル通信システムについて、図面を参照しながら
説明する。
ディジタル通信システムについて、図面を参照しながら
説明する。
【００２８】本発明では、図１に示すように、参照シン
ボルの最終の同期パターンの位相が、例えば１８０度シ
フトするように、参照シンボルを変更している。このよ
うに変更することによって、後述するように、隣接した
ランダムなデータサンプル、すなわち参照シンボルの直
前又は直後のデータサンプルの相関性に対する影響を、
最終のガード区間Ｎguandのサンプルを巡回的にコピー
することによる各シンボルが拡張されることを考慮して
も、なくすことができる。ここで、位相が１８０度シフ
トされた同期パターンを網掛けで示す。
ボルの最終の同期パターンの位相が、例えば１８０度シ
フトするように、参照シンボルを変更している。このよ
うに変更することによって、後述するように、隣接した
ランダムなデータサンプル、すなわち参照シンボルの直
前又は直後のデータサンプルの相関性に対する影響を、
最終のガード区間Ｎguandのサンプルを巡回的にコピー
することによる各シンボルが拡張されることを考慮して
も、なくすことができる。ここで、位相が１８０度シフ
トされた同期パターンを網掛けで示す。
【００２９】この参照シンボルの変更による効果を、図
２を用いて評価すると、以下のようになる。
２を用いて評価すると、以下のようになる。
【００３０】図２に示すように、本発明に基づいた相関
窓は、従来の相関窓よりも、巡回的に拡張された部分と
位相シフトしたパターン分だけ短い。幾つかの同期パタ
ーンを位相シフトすることによって、相関値のピーク
は、参照シンボル内においてオフセットが生じる。この
結果、相関値のピークの大きさは、僅かに減少する。参
照シンボルの最終の同期パターンの位相をシフトするこ
とによって、同期パターンの弁別的な変化点の影響（de
terministic destructive）を保証し、したがって、最
大検出ピークは、図２の右方向にオフセットしない。参
照シンボルの先頭の同期パターンの位相が反転、又はガ
ード区間が図２に示すように巡回的にサンプルをコピー
することによって拡張されると、位相シフトされた先頭
の同期パターンの弁別的な変化点の影響は、最大検出ピ
ークが図２の左方向に移動しないことを保証する。
窓は、従来の相関窓よりも、巡回的に拡張された部分と
位相シフトしたパターン分だけ短い。幾つかの同期パタ
ーンを位相シフトすることによって、相関値のピーク
は、参照シンボル内においてオフセットが生じる。この
結果、相関値のピークの大きさは、僅かに減少する。参
照シンボルの最終の同期パターンの位相をシフトするこ
とによって、同期パターンの弁別的な変化点の影響（de
terministic destructive）を保証し、したがって、最
大検出ピークは、図２の右方向にオフセットしない。参
照シンボルの先頭の同期パターンの位相が反転、又はガ
ード区間が図２に示すように巡回的にサンプルをコピー
することによって拡張されると、位相シフトされた先頭
の同期パターンの弁別的な変化点の影響は、最大検出ピ
ークが図２の左方向に移動しないことを保証する。
【００３１】図２に示す相関窓は、位相＃２の状態から
位相＃３の状態に移動すると、相関値Ｒ(i)に新たな項
の影響が現れ、１つの項の影響がなくなる。この新たな
項は、位相シフトされた同期パターンの先頭シンボルと
前の同期パターンの先頭シンボルとの積である。したが
って、この積Ｐiは、雑音、マルチパス伝搬及び周波数
オフセットがない理想的な状態の下では、式（４）で表
される。
位相＃３の状態に移動すると、相関値Ｒ(i)に新たな項
の影響が現れ、１つの項の影響がなくなる。この新たな
項は、位相シフトされた同期パターンの先頭シンボルと
前の同期パターンの先頭シンボルとの積である。したが
って、この積Ｐiは、雑音、マルチパス伝搬及び周波数
オフセットがない理想的な状態の下では、式（４）で表
される。
【００３２】 Ｐi＝（ａi＋ｊｂi）・（ｃi＋ｊｄi） ＝（ａi＋ｊｂi）・（−ａi−ｊｂi） ＝−（ａ2−ｂ2） ・・・（４）
【００３３】位相＃２においては、相関値Ｒ(i)はピー
クに達している。最終の同期パターンの位相をシフトす
ることによって、弁別的な変化点は、相関窓の境界に一
致する。理想的な状態において、相関値Ｒ(i)には、例
えば図１に示す１つの同期パターンのように、位相がシ
フトされたサンプルの数によって、参照シンボル内でオ
フセットが生ずるが、参照シンボルの構造（フォーマッ
ト）を変更することによって、隣接したデータシンボル
の干渉を完全になくすことができる。
クに達している。最終の同期パターンの位相をシフトす
ることによって、弁別的な変化点は、相関窓の境界に一
致する。理想的な状態において、相関値Ｒ(i)には、例
えば図１に示す１つの同期パターンのように、位相がシ
フトされたサンプルの数によって、参照シンボル内でオ
フセットが生ずるが、参照シンボルの構造（フォーマッ
ト）を変更することによって、隣接したデータシンボル
の干渉を完全になくすことができる。
【００３４】さらに、上述した技術では、複素相関値
は、システムの周波数オフセットを算出するのに直接用
いることができる。周波数にオフセットがある状態にお
いて、雑音及びマルチパス伝搬がないときの相関値Ｒ
(i)は、ｉがピークの位置にあるとき、式（５）で表さ
れることになる。
は、システムの周波数オフセットを算出するのに直接用
いることができる。周波数にオフセットがある状態にお
いて、雑音及びマルチパス伝搬がないときの相関値Ｒ
(i)は、ｉがピークの位置にあるとき、式（５）で表さ
れることになる。
【００３５】
【数４】
【００３６】式（５）の相関値Ｒ(i)の位相角から、周
波数オフセットΨoffsetは、式（６）に基づいて正確に
算出することができる。
波数オフセットΨoffsetは、式（６）に基づいて正確に
算出することができる。
【００３７】
【数５】
【００３８】ここで、ｆ0は周波数オフセットであり、
Δｆuは周波数領域におけるサブキャリアの間隔であ
る。
Δｆuは周波数領域におけるサブキャリアの間隔であ
る。
【００３９】ここで、図１及び図２に示す技術を適用し
た送信機について、図面を参照しながら説明する。図３
は、本発明を適用したタイミングを正確に捕捉すること
ができる送信機の具体的な構成を示すブロック図であ
る。
た送信機について、図面を参照しながら説明する。図３
は、本発明を適用したタイミングを正確に捕捉すること
ができる送信機の具体的な構成を示すブロック図であ
る。
【００４０】この送信機は、図３に示すように、チャン
ネルエンコーダ１１を備え、チャンネルエンコーダ１１
には、伝送するデータ（以下、伝送データという。）が
供給され、このチャンネルエンコーダ１１の出力は、同
期シンボル挿入回路２０に供給される。
ネルエンコーダ１１を備え、チャンネルエンコーダ１１
には、伝送するデータ（以下、伝送データという。）が
供給され、このチャンネルエンコーダ１１の出力は、同
期シンボル挿入回路２０に供給される。
【００４１】同期シンボル挿入回路２０は、例えば図４
に示すように、マルチプレクサ２１と、メモリ２２を備
え、マルチプレクサ２１は、チャンネルエンコーダ１１
からのエンコードされた伝送データに、メモリ２２から
読み出された参照シンボルを挿入して、直交周波数分割
多重（Orthogonal Frequency Division Multiplex、以
下、ＯＦＤＭという。）バースト形成回路１２に供給す
る。ＯＦＤＭバースト形成回路１２は、参照シンボルが
挿入された伝送データから、ＯＦＤＭ方式におけるバー
ストフレームを形成して、逆高速フーリエ変換（Invers
e Fast FourierTransform、以下ＩＦＦＴという。）回
路１３に供給する。ＩＦＦＴ回路１３は、バーストフレ
ーム化された伝送データを逆高速フーリエ変換して、同
期電力調整回路３０に供給する。
に示すように、マルチプレクサ２１と、メモリ２２を備
え、マルチプレクサ２１は、チャンネルエンコーダ１１
からのエンコードされた伝送データに、メモリ２２から
読み出された参照シンボルを挿入して、直交周波数分割
多重（Orthogonal Frequency Division Multiplex、以
下、ＯＦＤＭという。）バースト形成回路１２に供給す
る。ＯＦＤＭバースト形成回路１２は、参照シンボルが
挿入された伝送データから、ＯＦＤＭ方式におけるバー
ストフレームを形成して、逆高速フーリエ変換（Invers
e Fast FourierTransform、以下ＩＦＦＴという。）回
路１３に供給する。ＩＦＦＴ回路１３は、バーストフレ
ーム化された伝送データを逆高速フーリエ変換して、同
期電力調整回路３０に供給する。
【００４２】同期電力調整回路３０は、後述するよう
に、参照シンボルを伝送するときに、伝送電力を増大す
る。そして、同期電力調整回路３０の出力は、同期パタ
ーン反転（回転）回路４０に供給される。同期パターン
反転回路４０は、例えば図６に示すように、最終同期パ
ターン検出回路４１と、位相シフタ４２と、混合回路４
３とを備え、最終同期パターン検出回路４１は、参照シ
ンボルの最終の同期パターンを検出して、位相シフタ４
２及び混合回路４３に供給する。位相シフタ４２は、最
終の同期パターンの位相をシフトして混合回路４３に供
給し、混合回路４３は、参照シンボルの位相がシフトさ
れた同期パターンと、同じ参照シンボルの他の同期パタ
ーンとを重畳して、巡回拡張挿入回路１４に供給する。
巡回拡張挿入回路１４は、伝送データに参照シンボルを
挿入して、ＩＱ変調器１５に供給し、ＩＱ変調器１５
は、参照シンボルが挿入された複素伝送データを、実数
伝送データ（Ｉ系列データとＱ系列データ）に変換した
後、これらのデータで搬送波を直交変調して無線周波数
（以下、ＲＦという。）信号を生成し、ＴＸ（送信）フ
ィルタ１６に供給する。ＴＸフィルタ１６は、帯域制限
を行うためにＲＦ信号をフィルタリングして、ＲＦフロ
ントエンド１７に供給し、ＲＦフロントエンド１７は、
ＲＦ信号を送信する。このように、この送信機では、同
期シンボルを時間領域で挿入する際に必要とされるより
複雑な処理を避けるために、同期シンボルを周波数領域
において挿入するようにしている。
に、参照シンボルを伝送するときに、伝送電力を増大す
る。そして、同期電力調整回路３０の出力は、同期パタ
ーン反転（回転）回路４０に供給される。同期パターン
反転回路４０は、例えば図６に示すように、最終同期パ
ターン検出回路４１と、位相シフタ４２と、混合回路４
３とを備え、最終同期パターン検出回路４１は、参照シ
ンボルの最終の同期パターンを検出して、位相シフタ４
２及び混合回路４３に供給する。位相シフタ４２は、最
終の同期パターンの位相をシフトして混合回路４３に供
給し、混合回路４３は、参照シンボルの位相がシフトさ
れた同期パターンと、同じ参照シンボルの他の同期パタ
ーンとを重畳して、巡回拡張挿入回路１４に供給する。
巡回拡張挿入回路１４は、伝送データに参照シンボルを
挿入して、ＩＱ変調器１５に供給し、ＩＱ変調器１５
は、参照シンボルが挿入された複素伝送データを、実数
伝送データ（Ｉ系列データとＱ系列データ）に変換した
後、これらのデータで搬送波を直交変調して無線周波数
（以下、ＲＦという。）信号を生成し、ＴＸ（送信）フ
ィルタ１６に供給する。ＴＸフィルタ１６は、帯域制限
を行うためにＲＦ信号をフィルタリングして、ＲＦフロ
ントエンド１７に供給し、ＲＦフロントエンド１７は、
ＲＦ信号を送信する。このように、この送信機では、同
期シンボルを時間領域で挿入する際に必要とされるより
複雑な処理を避けるために、同期シンボルを周波数領域
において挿入するようにしている。
【００４３】同期シンボルの平均電力は、変調されたサ
ブキャリアの数が少ないので、ＯＦＤＭ変調されたデー
タシンボルに比べて低い。したがって、同期電力調整回
路３０は、ＯＦＤＭ変調されたデータシンボルの平均電
力に一致するように、送信電力を増大させる。具体的に
は、同期電力調整回路３０は、例えば図５に示すように
乗算器３１を備え、式（７）で示される電力調整係数Ｆ
POWERを、参照シンボルの各サンプルに乗算する。
ブキャリアの数が少ないので、ＯＦＤＭ変調されたデー
タシンボルに比べて低い。したがって、同期電力調整回
路３０は、ＯＦＤＭ変調されたデータシンボルの平均電
力に一致するように、送信電力を増大させる。具体的に
は、同期電力調整回路３０は、例えば図５に示すように
乗算器３１を備え、式（７）で示される電力調整係数Ｆ
POWERを、参照シンボルの各サンプルに乗算する。
【００４４】
【数６】
【００４５】そして、電力調整後に、同期パターン反転
回路４０において、最終同期パターンの位相が１８０度
回転され、すなわち−１が乗算される。
回路４０において、最終同期パターンの位相が１８０度
回転され、すなわち−１が乗算される。
【００４６】つぎに、本発明を適用した受信機について
説明する。図７は、本発明を適用した受信機の具体的な
構成を示すブロック図である。
説明する。図７は、本発明を適用した受信機の具体的な
構成を示すブロック図である。
【００４７】この受信機は、ＲＦフロントエンド５１を
備え、ＲＦフロントエンド５１で受信されたＲＦ信号
は、ＩＱ復調器５２に供給される。ＩＱ復調器５２は、
ＲＦ信号を復調し、得られる複素受信データを同期回路
６０に供給する。
備え、ＲＦフロントエンド５１で受信されたＲＦ信号
は、ＩＱ復調器５２に供給される。ＩＱ復調器５２は、
ＲＦ信号を復調し、得られる複素受信データを同期回路
６０に供給する。
【００４８】同期回路６０は、例えば図８に示すよう
に、周波数捕捉回路６１と、周波数追跡回路６２と、タ
イミング捕捉回路７０と、タイミング追跡回路６３と、
タイミング及び周波数訂正回路６４とを備え、さらに、
タイミング捕捉回路７０は、例えば図９に示すように、
遅延回路７１と、共役複素関数器７２と、乗算器７３
と、遅延回路７４と、加算器７５と、減算器７６と、遅
延回路７７と、最大検出回路７８とを備える。遅延回路
７１は、ＩＱ復調器５２からの複素受信データを、ＮSP
間、すなわち１同期パターン分遅延して共役複素関数器
７２に供給する。共役複素関数器７２は、複素受信デー
タの共役複素データを求めて、乗算器７３に供給し、乗
算器７３は、複素受信データと、その共役複素データと
を乗算し、すなわち上述した式（１）の演算を行い、得
られる乗算データ、すなわち相関値Ｒ(i)を遅延回路７
４及び加算器７５に供給する。遅延回路７４は、乗算デ
ータを（Ｎ−２＊ＮSP）間遅延して、減算器７６に供給
する。この減算器７６には、加算器７５の出力データが
供給されており、減算器７６は、この出力データから、
遅延回路７４で遅延された乗算データを減算し、得られ
る減算データを、１単位の遅延時間を有する遅延回路７
７及び最大検出回路７８に供給する。加算器７５は、乗
算器７３からの乗算データと、遅延回路７７で遅延され
た減算データとを加算して、上述のように、減算器７６
に供給する。最大検出回路７８は、減算器７６の出力が
最大となるサンプル位置を求め、タイミング追跡回路６
３に供給する。かくして、同期が捕捉される。タイミン
グ追跡回路６３は、この捕捉された同期が外れないよう
に監視する。
に、周波数捕捉回路６１と、周波数追跡回路６２と、タ
イミング捕捉回路７０と、タイミング追跡回路６３と、
タイミング及び周波数訂正回路６４とを備え、さらに、
タイミング捕捉回路７０は、例えば図９に示すように、
遅延回路７１と、共役複素関数器７２と、乗算器７３
と、遅延回路７４と、加算器７５と、減算器７６と、遅
延回路７７と、最大検出回路７８とを備える。遅延回路
７１は、ＩＱ復調器５２からの複素受信データを、ＮSP
間、すなわち１同期パターン分遅延して共役複素関数器
７２に供給する。共役複素関数器７２は、複素受信デー
タの共役複素データを求めて、乗算器７３に供給し、乗
算器７３は、複素受信データと、その共役複素データと
を乗算し、すなわち上述した式（１）の演算を行い、得
られる乗算データ、すなわち相関値Ｒ(i)を遅延回路７
４及び加算器７５に供給する。遅延回路７４は、乗算デ
ータを（Ｎ−２＊ＮSP）間遅延して、減算器７６に供給
する。この減算器７６には、加算器７５の出力データが
供給されており、減算器７６は、この出力データから、
遅延回路７４で遅延された乗算データを減算し、得られ
る減算データを、１単位の遅延時間を有する遅延回路７
７及び最大検出回路７８に供給する。加算器７５は、乗
算器７３からの乗算データと、遅延回路７７で遅延され
た減算データとを加算して、上述のように、減算器７６
に供給する。最大検出回路７８は、減算器７６の出力が
最大となるサンプル位置を求め、タイミング追跡回路６
３に供給する。かくして、同期が捕捉される。タイミン
グ追跡回路６３は、この捕捉された同期が外れないよう
に監視する。
【００４９】同期回路６０の出力、例えばバーストフレ
ーム区間を示すタイミング信号やシンボルタイミング信
号が高速フーリエ変換（以下、ＦＦＴという。）回路５
３に供給され、ＦＦＴ回路５３は、同期回路６０からの
タイミング信号に従って、受信データを高速フーリエ変
換して、ＯＦＤＭバースト分解回路５４に供給する。Ｏ
ＦＤＭバースト分解回路５４は、バーストフレームを外
して、データをビットストリームとし、チャンネルデコ
ーダ５５を介して出力する。
ーム区間を示すタイミング信号やシンボルタイミング信
号が高速フーリエ変換（以下、ＦＦＴという。）回路５
３に供給され、ＦＦＴ回路５３は、同期回路６０からの
タイミング信号に従って、受信データを高速フーリエ変
換して、ＯＦＤＭバースト分解回路５４に供給する。Ｏ
ＦＤＭバースト分解回路５４は、バーストフレームを外
して、データをビットストリームとし、チャンネルデコ
ーダ５５を介して出力する。
【００５０】すなわち、同期回路６０は、受信データに
導入されるタイミング及び周波数のオフセットを演算す
るとともに、誤差を訂正する。バーストフレームの最初
における初期同期のために、タイミング及び周波数捕捉
アルゴリズムが用いられ、一方、タイミング及び周波数
追跡アルゴリズムは、次にタイミング及び周波数が捕捉
されて更新されるまでの間、タイミング及び周波数を維
持するために用いられる。上述のように、本発明に基づ
き参照シンボルの構造を変更することによって、タイミ
ング捕捉の精度を非常に高めることができる。最大検出
回路７８は、この新たな構造の参照シンボルの相関値Ｒ
(i)の最大値を検出する。そして、タイミング捕捉が正
確に行われると、周波数捕捉も正確に行われる。
導入されるタイミング及び周波数のオフセットを演算す
るとともに、誤差を訂正する。バーストフレームの最初
における初期同期のために、タイミング及び周波数捕捉
アルゴリズムが用いられ、一方、タイミング及び周波数
追跡アルゴリズムは、次にタイミング及び周波数が捕捉
されて更新されるまでの間、タイミング及び周波数を維
持するために用いられる。上述のように、本発明に基づ
き参照シンボルの構造を変更することによって、タイミ
ング捕捉の精度を非常に高めることができる。最大検出
回路７８は、この新たな構造の参照シンボルの相関値Ｒ
(i)の最大値を検出する。そして、タイミング捕捉が正
確に行われると、周波数捕捉も正確に行われる。
【００５１】したがって、本発明では、相関値に基づい
た同期アルゴリズムに対する隣接したランダムなデータ
シンボルの影響を完全に取り除くことができる。また、
シンボルのタイミングを決定するために用いられる最終
同期パターン及び参照シンボルの相関値のピークのオフ
セットは、参照シンボル内で生じる。したがって、タイ
ミング誤差の見積を、正確に行うことができる。
た同期アルゴリズムに対する隣接したランダムなデータ
シンボルの影響を完全に取り除くことができる。また、
シンボルのタイミングを決定するために用いられる最終
同期パターン及び参照シンボルの相関値のピークのオフ
セットは、参照シンボル内で生じる。したがって、タイ
ミング誤差の見積を、正確に行うことができる。
【００５２】ところで、本発明は、特にＯＦＤＭ方式に
適し、例えば高速データ無線ＡＴＭシステム、無線ホー
ムネットワーク、ＷＬＡＮ等に用いることができる。
適し、例えば高速データ無線ＡＴＭシステム、無線ホー
ムネットワーク、ＷＬＡＮ等に用いることができる。
【００５３】
【発明の効果】本発明では、複数の同期パターンからな
り、無線周波数の信号に変調される参照シンボルをデー
タシンボルに挿入し、伝送する前に、参照シンボル、参
照シンボルの一部又は複数の参照シンボルの複数の同期
パターンのうちの先頭及び／又は最終同期パターンの位
相をシフトする。そして、相関値のピークを検出するた
めに、参照シンボルと、遅延された参照シンボルとの相
関値を求める。これにより、参照シンボルに隣接したラ
ンダムなデータシンボルの影響を完全に取り除くことが
でき、より正確に同期を取ることができる。
り、無線周波数の信号に変調される参照シンボルをデー
タシンボルに挿入し、伝送する前に、参照シンボル、参
照シンボルの一部又は複数の参照シンボルの複数の同期
パターンのうちの先頭及び／又は最終同期パターンの位
相をシフトする。そして、相関値のピークを検出するた
めに、参照シンボルと、遅延された参照シンボルとの相
関値を求める。これにより、参照シンボルに隣接したラ
ンダムなデータシンボルの影響を完全に取り除くことが
でき、より正確に同期を取ることができる。
【図１】本発明を適用した参照シンボルのフォーマット
を示す図である。
を示す図である。
【図２】参照シンボルの変更による効果を評価するため
の図である。
の図である。
【図３】本発明を適用した送信機の具体的な構成を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図４】同期シンボル挿入回路の具体的な構成を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図５】同期電力調整回路の具体的な構成を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図６】同期パターン反転回路の具体的な構成を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図７】本発明を適用した受信機の具体的な構成を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図８】同期回路の具体的な構成を示すブロック図であ
る。
る。
【図９】タイミング捕捉回路の具体的な構成を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図１０】バーストフレームのフォーマットを示す図で
ある。
ある。
【図１１】従来の参照シンボルのフォーマットを示す図
である。
である。
【図１２】相関値を算出する回路の構成を示す図であ
る。
る。
【図１３】従来の参照シンボルの効果を評価するための
図である。
図である。
１１ チャンネルエンコーダ、２０ 同期シンボル挿入
回路、１２、ＯＦＤＭバースト形成回路、１３ ＩＦＦ
Ｔ、３０、同期電力調整回路、４０ 同期パターン反転
回路、１４ 巡回拡張挿入回路、１５ ＩＱ変調器、１
６ ＴＸフィルタ、１７ フロントエンド
回路、１２、ＯＦＤＭバースト形成回路、１３ ＩＦＦ
Ｔ、３０、同期電力調整回路、４０ 同期パターン反転
回路、１４ 巡回拡張挿入回路、１５ ＩＱ変調器、１
６ ＴＸフィルタ、１７ フロントエンド
フロントページの続き (72)発明者 コンシャック ティノ ドイツ連邦共和国 ディー−70736 フェ ルバッハシュトゥットゥガルター シュト ラーセ 106 シュトゥットゥガルト テ クノロジーセンター内
Claims (15)
- 【請求項１】 ディジタル通信システムの同期方法にお
いて、 複数の同期パターンからなり、無線周波数の信号に変調
される参照シンボルをデータシンボルに挿入するステッ
プと、 伝送する前に、上記参照シンボル、参照シンボルの一部
又は複数の参照シンボルの複数の同期パターンのうちの
先頭及び／又は最終同期パターンの位相をシフトするス
テップと、 相関値のピークを検出するために、上記参照シンボル
と、遅延された参照シンボルとの相関値を求めるステッ
プとを有する同期方法。 - 【請求項２】 上記同期パターンは、直交周波数分割多
重によって伝送されることを特徴とする請求項１記載の
同期方法。 - 【請求項３】 上記参照シンボルを発生するときに、全
てのＮ／Ｎsp次のサブキャリアのみが変調されることを
特徴とする請求項２記載の同期方法。 - 【請求項４】 上記参照シンボルを伝送するときに、伝
送電力を増大させることを特徴とする請求項１乃至３の
いずれか１項記載の同期方法。 - 【請求項５】 上記相関値は、周波数オフセットを制御
するために用いられることを特徴とする請求項１乃至４
のいずれか１項記載の同期方法。 - 【請求項６】 上記伝送される参照シンボルは、周波数
領域において上記データシンボルに多重化されることを
特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項記載の同期方
法。 - 【請求項７】 上記伝送される連続した２つのシンボル
間に巡回的にサンプルを挿入することを特徴とする請求
項１乃至６のいずれか１項記載の同期方法。 - 【請求項８】 上記参照シンボルの先頭及び／又は最終
サンプルの位相は、１８０度シフトされることを特徴と
する請求項１乃至７のいずれか１項記載の同期方法。 - 【請求項９】 複数の同期パターンからなり、無線周波
数の信号に変調される参照シンボルを生成する手段と、 上記参照シンボル、参照シンボルの一部又は複数の参照
シンボルの複数の同期パターンのうちの先頭及び／又は
最終同期パターンの位相をシフトする手段と、 相関値のピークを検出するために、上記参照シンボル
と、遅延された参照シンボルとの相関値を求める手段と
を備えるディジタル通信システム。 - 【請求項１０】 上記参照シンボルの伝送に直交周波数
分割多重を用いることを特徴とする請求項９記載のディ
ジタル通信システム。 - 【請求項１１】 上記参照シンボルを生成するときに、
全てのＮ／Ｎsp次のサブキャリアのみを変調する手段を
備える請求項９又は１０記載のディジタル通信システ
ム。 - 【請求項１２】 上記参照シンボルを伝送するときに、
伝送電力を増大させる手段を備える請求項９乃至１１の
いずれか１項記載のディジタル通信システム。 - 【請求項１３】 上記相関値を用いて、周波数オフセッ
トを制御する手段を備える請求項９乃至１２のいずれか
１項記載のディジタル通信システム。 - 【請求項１４】 上記参照シンボルを、周波数領域にお
いて、上記データシンボルに挿入する手段を備える請求
項９乃至１３のいずれか１項記載のディジタル通信シス
テム。 - 【請求項１５】 上記伝送される連続した２つのシンボ
ル間に巡回的にサンプルを挿入する手段を備える請求項
９乃至１４のいずれか１項記載のディジタル通信システ
ム。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP97119351A EP0915597B1 (en) | 1997-11-05 | 1997-11-05 | Synchronisation of digital communication systems |
| EP97119351.1 | 1997-11-05 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11215097A true JPH11215097A (ja) | 1999-08-06 |
Family
ID=8227578
Family Applications (1)
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