JPH1118433A - パルス幅変調電力変換装置 - Google Patents
パルス幅変調電力変換装置Info
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- JPH1118433A JPH1118433A JP9162967A JP16296797A JPH1118433A JP H1118433 A JPH1118433 A JP H1118433A JP 9162967 A JP9162967 A JP 9162967A JP 16296797 A JP16296797 A JP 16296797A JP H1118433 A JPH1118433 A JP H1118433A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 交流電流と直流電圧の制御を行うことなく、
電源変動や負荷変動に際しての継続した運転が保て、し
かもスイッチング素子(回路)による損失の低減による高
効率化が充分に得られるようにしたPWM電力変換装置
を提供すること。 【解決手段】 電圧検出回路14で検出した交流電圧に
より、コンバータ部2のスイッチング素子(回路)2a〜
2fを制御し、3相交流電源のうち相電圧の絶対値が最
小になった相に接続されたアームのスイッチング素子
(回路)はパルス幅変調制御し、残りの2相に接続された
アームについては、順変換動作時にはダイオード素子
(回路)2g〜2lに通流させ、逆変換動作時にはスイッ
チング素子(回路)が通流するように制御したもの。
電源変動や負荷変動に際しての継続した運転が保て、し
かもスイッチング素子(回路)による損失の低減による高
効率化が充分に得られるようにしたPWM電力変換装置
を提供すること。 【解決手段】 電圧検出回路14で検出した交流電圧に
より、コンバータ部2のスイッチング素子(回路)2a〜
2fを制御し、3相交流電源のうち相電圧の絶対値が最
小になった相に接続されたアームのスイッチング素子
(回路)はパルス幅変調制御し、残りの2相に接続された
アームについては、順変換動作時にはダイオード素子
(回路)2g〜2lに通流させ、逆変換動作時にはスイッ
チング素子(回路)が通流するように制御したもの。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング回路
のパルス幅変調により、交流電力を直流電力に変換する
電力変換装置に係り、特にインバータ装置におけるコン
バータ装置として好適な電力変換装置に関する。
のパルス幅変調により、交流電力を直流電力に変換する
電力変換装置に係り、特にインバータ装置におけるコン
バータ装置として好適な電力変換装置に関する。
【0002】
【従来の技術】交流電力を直流電力に変換するコンバー
タ装置の代表例には、周知のダイオードブリッジ回路が
ある。しかし、このダイオードブリッジ回路は、電源電
流に多くの高調波を含むという問題があり、さらには、
逆変換機能を持たないので、電源回生が行えないなどの
問題がある。
タ装置の代表例には、周知のダイオードブリッジ回路が
ある。しかし、このダイオードブリッジ回路は、電源電
流に多くの高調波を含むという問題があり、さらには、
逆変換機能を持たないので、電源回生が行えないなどの
問題がある。
【0003】一方、このダイオードブリッジ回路の問題
点に対応可能なコンバータ回路としては、例えばPWM
(パルス幅変調)電力変換装置がある。しかし、このPW
M電力変換装置は、ダイオードブリッジ回路では不要で
あった制御装置が必要になり、同じくダイオードブリッ
ジ回路では原理的に存在しないスイッチング素子による
スイッチング損失が発生してしまうという問題があっ
た。
点に対応可能なコンバータ回路としては、例えばPWM
(パルス幅変調)電力変換装置がある。しかし、このPW
M電力変換装置は、ダイオードブリッジ回路では不要で
あった制御装置が必要になり、同じくダイオードブリッ
ジ回路では原理的に存在しないスイッチング素子による
スイッチング損失が発生してしまうという問題があっ
た。
【0004】そこで、このようなPWM電力変換装置の
問題点を軽減する一方式として、電流の瞬時値制御を省
略した簡易な制御方式が、例えば、下記の文献に開示さ
れている。平成2年、電気学会論文誌D、110巻7
号、「力率制御方式三相電圧型PWM制御電力変換装
置」
問題点を軽減する一方式として、電流の瞬時値制御を省
略した簡易な制御方式が、例えば、下記の文献に開示さ
れている。平成2年、電気学会論文誌D、110巻7
号、「力率制御方式三相電圧型PWM制御電力変換装
置」
【0005】以下、この文献に開示されている従来技術
について説明すると、この従来技術は、コンバータ装置
で変換した直流電力を可変周波数の交流電力に変換する
インバータ装置に関するもので、図22は、その回路構
成を示したものであり、1は3相交流電源、2は3相交
流を直流に変換するコンバータ部、3は直流電圧を平滑
するためのコンデンサ、4はインバータ部である。
について説明すると、この従来技術は、コンバータ装置
で変換した直流電力を可変周波数の交流電力に変換する
インバータ装置に関するもので、図22は、その回路構
成を示したものであり、1は3相交流電源、2は3相交
流を直流に変換するコンバータ部、3は直流電圧を平滑
するためのコンデンサ、4はインバータ部である。
【0006】ここで、コンバータ部2は、グレンツ結線
された自己消弧型スイッチング素子(又はスイッチング
回路)2a〜2fと、これら各スイッチング素子に逆並
列接続されたダイオード2g〜2l(エル)で構成されて
いる。同様にインバータ部4も、自己消弧型スイッチン
グ素子(又はスイッチング回路)4a〜4fと、各スイッ
チング素子に逆並列接続されたダイオード4g〜4lで
構成されている。そして、このインバータ部4の交流側
の出力には、誘導電動機5が接続されている。
された自己消弧型スイッチング素子(又はスイッチング
回路)2a〜2fと、これら各スイッチング素子に逆並
列接続されたダイオード2g〜2l(エル)で構成されて
いる。同様にインバータ部4も、自己消弧型スイッチン
グ素子(又はスイッチング回路)4a〜4fと、各スイッ
チング素子に逆並列接続されたダイオード4g〜4lで
構成されている。そして、このインバータ部4の交流側
の出力には、誘導電動機5が接続されている。
【0007】次に、6はリアクトルで、交流電流に含ま
れる高調波の中のPWM周波数成分を抑制する働きをす
るもの、7は交流電圧・電流検出器で、変流器7aと計
器用変成器7bにより、それぞれ交流電圧と交流電流を
検出する働きをするもの、8は直流電圧検出器、9は力
率検出器で、交流電圧・電流検出器7で検出した交流電
圧と交流電流から、力率を検出する働きをするものであ
る。
れる高調波の中のPWM周波数成分を抑制する働きをす
るもの、7は交流電圧・電流検出器で、変流器7aと計
器用変成器7bにより、それぞれ交流電圧と交流電流を
検出する働きをするもの、8は直流電圧検出器、9は力
率検出器で、交流電圧・電流検出器7で検出した交流電
圧と交流電流から、力率を検出する働きをするものであ
る。
【0008】さらに、10はPLL制御回路で、力率を
一定に保つための位相指令αを出力するもの、11は直
流電圧制御回路で、直流電圧検出器8で検出した直流電
圧を設定値に調整するための変調度指令Mを出力するも
の、12は正弦波PWM制御信号発生器で、スイッチン
グ素子2a〜2fの点弧(ON)・消弧(OFF)指令12
a〜12fを出力するもの、13はインバータ側の正弦
波PWM制御信号発生器で、スイッチング素子4a〜4
fの点弧(ON)・消弧(OFF)指令13a〜13fを出
力するものである。
一定に保つための位相指令αを出力するもの、11は直
流電圧制御回路で、直流電圧検出器8で検出した直流電
圧を設定値に調整するための変調度指令Mを出力するも
の、12は正弦波PWM制御信号発生器で、スイッチン
グ素子2a〜2fの点弧(ON)・消弧(OFF)指令12
a〜12fを出力するもの、13はインバータ側の正弦
波PWM制御信号発生器で、スイッチング素子4a〜4
fの点弧(ON)・消弧(OFF)指令13a〜13fを出
力するものである。
【0009】図23は、正弦波PWM制御信号発生器1
2の動作を説明するための図で、交流電圧信号ERより
もαだけ進んだ位相で振幅変調率Mの変調波を合成し、
三角波形の搬送波との大小に応じて、スイッチング素子
2a、2dの点弧・消弧指令12a、12dを出力す
る。
2の動作を説明するための図で、交流電圧信号ERより
もαだけ進んだ位相で振幅変調率Mの変調波を合成し、
三角波形の搬送波との大小に応じて、スイッチング素子
2a、2dの点弧・消弧指令12a、12dを出力す
る。
【0010】図24は、交流電源電圧ER、電流IR、
交流リアクトル電圧降下EXとコンバータ電圧ECの関
係を示す1相分のベクトル図で、変調度Mが負荷状態で
決まる臨界変調度MC以上であれば、位相指令αを調整
することにより、常に力率1にする制御が可能であると
されている。また、インバータ側の負荷変動が小さい場
合は、変調度Mを1に近い値に固定しておけば良く、こ
の場合には、必ずしも変調度Mを調整するための直流電
圧制御回路11は必要ないとされている。
交流リアクトル電圧降下EXとコンバータ電圧ECの関
係を示す1相分のベクトル図で、変調度Mが負荷状態で
決まる臨界変調度MC以上であれば、位相指令αを調整
することにより、常に力率1にする制御が可能であると
されている。また、インバータ側の負荷変動が小さい場
合は、変調度Mを1に近い値に固定しておけば良く、こ
の場合には、必ずしも変調度Mを調整するための直流電
圧制御回路11は必要ないとされている。
【0011】従って、図22に示したインバータ装置の
コンバータ部2によれば、ダイオードブリッジ回路より
も高調波電流が抑制でき、且つ、通常のPWM電力変換
装置で必要とされる交流電流制御を省略することができ
る。
コンバータ部2によれば、ダイオードブリッジ回路より
も高調波電流が抑制でき、且つ、通常のPWM電力変換
装置で必要とされる交流電流制御を省略することができ
る。
【0012】
【発明が解決しようとする課題】上記従来技術は、動作
の安定性保持と効率向上についての配慮が充分にされて
いるとは言えず、以下に説明するように、動作状態が変
動したときの運転の継続性と、スイッチング素子又はス
イッチング回路での損失の低減の点に問題があった。上
記従来技術によれば、確かにダイオードブリッジ回路よ
りも高調波電流が抑制でき、通常のPWM電力変換装置
で必要とされる交流電流制御も省略できる。
の安定性保持と効率向上についての配慮が充分にされて
いるとは言えず、以下に説明するように、動作状態が変
動したときの運転の継続性と、スイッチング素子又はス
イッチング回路での損失の低減の点に問題があった。上
記従来技術によれば、確かにダイオードブリッジ回路よ
りも高調波電流が抑制でき、通常のPWM電力変換装置
で必要とされる交流電流制御も省略できる。
【0013】しかし、交流電源電圧低下時や不平衡時に
も運転を継続する必要がある場合には、交流リアクトル
6のインダクタンス値を大きくして過電流を抑制する
か、コンバータ部2を構成している素子や部品の容量を
大きくして、過電流にも充分に耐えられるようにする必
要があるという問題がある。
も運転を継続する必要がある場合には、交流リアクトル
6のインダクタンス値を大きくして過電流を抑制する
か、コンバータ部2を構成している素子や部品の容量を
大きくして、過電流にも充分に耐えられるようにする必
要があるという問題がある。
【0014】また、上記従来技術では、直流電圧制御回
路を省略することができるが、この場合、通常時はイン
バータ側の負荷変動が小さいとしても、過渡的に、例え
ばインバータ負荷の交流電動機に直結された機械の負荷
トルクが急増したときなどには直流電圧低下が大きくな
って、運転が継続できなくなってしまうという問題があ
る。
路を省略することができるが、この場合、通常時はイン
バータ側の負荷変動が小さいとしても、過渡的に、例え
ばインバータ負荷の交流電動機に直結された機械の負荷
トルクが急増したときなどには直流電圧低下が大きくな
って、運転が継続できなくなってしまうという問題があ
る。
【0015】本発明の目的は、交流電流と直流電圧の制
御を行うことなく、電源変動や負荷変動に際しての継続
した運転が保て、しかもスイッチング素子又はスイッチ
ング回路による損失の低減による高効率化が充分に得ら
れるようにしたPWM電力変換装置を提供することにあ
る。
御を行うことなく、電源変動や負荷変動に際しての継続
した運転が保て、しかもスイッチング素子又はスイッチ
ング回路による損失の低減による高効率化が充分に得ら
れるようにしたPWM電力変換装置を提供することにあ
る。
【0016】
【課題を解決するための手段】上記目的は、3相交流電
源とコンデンサを有する直流平滑回路との間で、互いに
逆並列接続された自己消弧型スイッチング回路とダイオ
ード回路をアームとしたパルス幅変調電力変換装置にお
いて、前記3相交流電源のうち相電圧の振幅が最小にな
った相に接続されたアームについては、前記スイッチン
グ回路をパルス幅変調制御し、残りの2相に接続された
アームについては、順変換動作時には前記ダイオード回
路に通流させ、逆変換動作時には前記スイッチング回路
が通流するように制御することにより達成される。更
に、このとき、交流電源側の異常を検出して全スイッチ
ング回路への点弧指令を阻止し、異常検出終了後に阻止
を解除するようにしてもよい。
源とコンデンサを有する直流平滑回路との間で、互いに
逆並列接続された自己消弧型スイッチング回路とダイオ
ード回路をアームとしたパルス幅変調電力変換装置にお
いて、前記3相交流電源のうち相電圧の振幅が最小にな
った相に接続されたアームについては、前記スイッチン
グ回路をパルス幅変調制御し、残りの2相に接続された
アームについては、順変換動作時には前記ダイオード回
路に通流させ、逆変換動作時には前記スイッチング回路
が通流するように制御することにより達成される。更
に、このとき、交流電源側の異常を検出して全スイッチ
ング回路への点弧指令を阻止し、異常検出終了後に阻止
を解除するようにしてもよい。
【0017】次に、上記の手段により本発明の目的が達
成される理由について、図25に示す周知のダイオード
ブリッジによるコンバータ回路と比較しながら、以下に
説明する。まず、図25に示すようなダイオードブリッ
ジによるコンバータ回路では、これも周知の通りである
が、図26に示すように、交流電源電流IRの波形が正
弦波形から大きく離れた歪波形になり、この結果、大き
な高調波電流が含まれてしまい、種々の障害の原因とな
る。
成される理由について、図25に示す周知のダイオード
ブリッジによるコンバータ回路と比較しながら、以下に
説明する。まず、図25に示すようなダイオードブリッ
ジによるコンバータ回路では、これも周知の通りである
が、図26に示すように、交流電源電流IRの波形が正
弦波形から大きく離れた歪波形になり、この結果、大き
な高調波電流が含まれてしまい、種々の障害の原因とな
る。
【0018】そこで、この対策として、交流リアクトル
のインダクタンス値を大きして、高調波電流を抑制する
方法があるが、この場合でのダイオードブリッジコンバ
ータ回路の動作を、次の(1)式、すなわち、
のインダクタンス値を大きして、高調波電流を抑制する
方法があるが、この場合でのダイオードブリッジコンバ
ータ回路の動作を、次の(1)式、すなわち、
【0019】
【数1】
【0020】によりαβ軸に座標変換して平面上に表示
すると、図26の電流波形に対応する交流電流の軌跡は
図27に示すようになり、コンバータ電圧の軌跡は図2
8に示すようになる。なお、この(1)式において、fは
変数一般を表す。
すると、図26の電流波形に対応する交流電流の軌跡は
図27に示すようになり、コンバータ電圧の軌跡は図2
8に示すようになる。なお、この(1)式において、fは
変数一般を表す。
【0021】そして、図26のA点〜I点での電流電圧
は、各々図28及び図28のA点〜I点に対応する。こ
のとき、交流電源電圧は一定半径の円周上を等角速度で
回転しており、従って、これと、コンバータ電圧軌跡と
の差が交流リアクトル電圧となり、交流電流の軌跡と電
圧の軌跡は、共に60゜周期で対称となっている。な
お、以下の説明では、図26に示したR相の電流波形で
説明するが、他のS相とT相についても対称であり、同
じである。
は、各々図28及び図28のA点〜I点に対応する。こ
のとき、交流電源電圧は一定半径の円周上を等角速度で
回転しており、従って、これと、コンバータ電圧軌跡と
の差が交流リアクトル電圧となり、交流電流の軌跡と電
圧の軌跡は、共に60゜周期で対称となっている。な
お、以下の説明では、図26に示したR相の電流波形で
説明するが、他のS相とT相についても対称であり、同
じである。
【0022】まず、図27の電流軌跡で、BC間やEF
間のように、原点Oから放射状に変化する期間は、図2
6の波形では、3相のうちの2相に電流が流れる期間に
対応する。次に、図28のコンバータ電圧軌跡上では、
2相通流期間は回転角速度が小さく、転流期間であるA
B間やGH間では回転角速度が大きい。そして、交流リ
アクトルのインダクタンスを大きくすると、交流電流が
抑制されるのは、転流期間が長くなって角速度が小さく
なり、結果的に電圧軌跡の回転が等角速度に近づくため
であり、従って、コンバータ電圧軌跡が、同じく6角形
のままでも、仮に等角速度で回転させることができれ
ば、高調波電流は更に低減させることができる。
間のように、原点Oから放射状に変化する期間は、図2
6の波形では、3相のうちの2相に電流が流れる期間に
対応する。次に、図28のコンバータ電圧軌跡上では、
2相通流期間は回転角速度が小さく、転流期間であるA
B間やGH間では回転角速度が大きい。そして、交流リ
アクトルのインダクタンスを大きくすると、交流電流が
抑制されるのは、転流期間が長くなって角速度が小さく
なり、結果的に電圧軌跡の回転が等角速度に近づくため
であり、従って、コンバータ電圧軌跡が、同じく6角形
のままでも、仮に等角速度で回転させることができれ
ば、高調波電流は更に低減させることができる。
【0023】ここで、本発明における「3相交流電源の
うち、絶対値が最小の相に接続されたアームについて
は、そのスイッチング素子をPWM制御し、」という手
段は、電圧軌跡を等角速度で回転させるように作用す
る。
うち、絶対値が最小の相に接続されたアームについて
は、そのスイッチング素子をPWM制御し、」という手
段は、電圧軌跡を等角速度で回転させるように作用す
る。
【0024】一方、ダイオードブリッジによるコンバー
タ回路は、何も制御しないにもかかわらず、直流側の負
荷急変時にも直流電圧はほぼ一定に自動調整され、従っ
て、交流リアクトル無しでも、交流電源側変動時でも安
定して運転が継続できるという長所を備えている。これ
は、図28に示すコンバータ電圧軌跡の6角形の大きさ
が、平滑コンデンサの直流電圧に比例するため、直流負
荷が変動しても、それに応じて自動調整されるからであ
り、しかもPWM電圧変換器のように変調度が1以下に
抑えられていないため、直流電圧の変動率が小さく抑え
られていることによる。
タ回路は、何も制御しないにもかかわらず、直流側の負
荷急変時にも直流電圧はほぼ一定に自動調整され、従っ
て、交流リアクトル無しでも、交流電源側変動時でも安
定して運転が継続できるという長所を備えている。これ
は、図28に示すコンバータ電圧軌跡の6角形の大きさ
が、平滑コンデンサの直流電圧に比例するため、直流負
荷が変動しても、それに応じて自動調整されるからであ
り、しかもPWM電圧変換器のように変調度が1以下に
抑えられていないため、直流電圧の変動率が小さく抑え
られていることによる。
【0025】従って、本発明では、3相交流電源のうち
絶対値が大きい2相を連続点弧させていることにより、
電圧軌跡の大きさが直流電圧に比例し、しかもダイオー
ドブリッジコンバータ回路に近い直流電圧特性が得られ
ることになる。
絶対値が大きい2相を連続点弧させていることにより、
電圧軌跡の大きさが直流電圧に比例し、しかもダイオー
ドブリッジコンバータ回路に近い直流電圧特性が得られ
ることになる。
【0026】この結果、自己消弧型スイッチング素子へ
の点弧指令を全て阻止してダイオードブリッジコンバー
タ回路と同等の動作に移行するときも、点弧指令を再起
動するときも、コンデンサ電圧の変動は殆どなく、交流
電源異常時にも直流負荷側の運転が継続できることにな
る。
の点弧指令を全て阻止してダイオードブリッジコンバー
タ回路と同等の動作に移行するときも、点弧指令を再起
動するときも、コンデンサ電圧の変動は殆どなく、交流
電源異常時にも直流負荷側の運転が継続できることにな
る。
【0027】また、本発明によれば、3相交流電源のう
ち絶対値が大きい2相のスイッチング素子が連続点弧さ
せられるため、スイッチング動作頻度が少なくなってい
るので、その分、スイッチング損失が減少し、効率が向
上する。
ち絶対値が大きい2相のスイッチング素子が連続点弧さ
せられるため、スイッチング動作頻度が少なくなってい
るので、その分、スイッチング損失が減少し、効率が向
上する。
【0028】
【発明の実施の形態】以下、本発明によるパルス幅変調
電力変換装置について、図示の実施形態により、詳細に
説明する。まず、始めに、各実施形態におけるスイッチ
ング素子の動作モードを図29に示す等価回路により定
義した上で説明する。この図29において、3個のスイ
ッチSR、SS、STは、R、S、Tの各相に対応し、
その+1は上アームの導通を表し、−1は下アームの導
通を表している。そうすると、これらのスイッチの動作
モードは、次の(表1)に示すように、8種類になる。
電力変換装置について、図示の実施形態により、詳細に
説明する。まず、始めに、各実施形態におけるスイッチ
ング素子の動作モードを図29に示す等価回路により定
義した上で説明する。この図29において、3個のスイ
ッチSR、SS、STは、R、S、Tの各相に対応し、
その+1は上アームの導通を表し、−1は下アームの導
通を表している。そうすると、これらのスイッチの動作
モードは、次の(表1)に示すように、8種類になる。
【0029】
【表1】
【0030】ここで、直流電圧VDCが一定であるとし
た上で、各モードでコンバータが発生する電圧を、先の
(1)式によりαβ軸に座標変換して示すと、図30の通
りになる。そこで、この図30で、モード1のA点とモ
ード2のB点でスイッチ状態が違うのはスイッチSSだ
けであり、スイッチSRは+1側のまま、スイッチST
は−1側のままで、何れもスイッチ状態は変わらない。
た上で、各モードでコンバータが発生する電圧を、先の
(1)式によりαβ軸に座標変換して示すと、図30の通
りになる。そこで、この図30で、モード1のA点とモ
ード2のB点でスイッチ状態が違うのはスイッチSSだ
けであり、スイッチSRは+1側のまま、スイッチST
は−1側のままで、何れもスイッチ状態は変わらない。
【0031】そこで、いま、スイッチSRとスイッチS
Tが固定で、スイッチSSだけがPWM変調され、この
とき、−1側に接続される時間の比率がγ、+1側に接
続されている時間の比率を(1−γ)とすれば、コンバー
タ電圧の軌跡は、この図30に示すように、CB/AB
=γとなり、従って、γを1から0に連続的に変化させ
ると、軌跡はA点からB点に移動する。更に、軌跡の位
相θとγの間には、次の(2)式に示す関係があり、これ
より位相θが一定角速度となるための条件が求まる。
Tが固定で、スイッチSSだけがPWM変調され、この
とき、−1側に接続される時間の比率がγ、+1側に接
続されている時間の比率を(1−γ)とすれば、コンバー
タ電圧の軌跡は、この図30に示すように、CB/AB
=γとなり、従って、γを1から0に連続的に変化させ
ると、軌跡はA点からB点に移動する。更に、軌跡の位
相θとγの間には、次の(2)式に示す関係があり、これ
より位相θが一定角速度となるための条件が求まる。
【0032】
【数2】
【0033】以上は、点AB間の移動についてである
が、同じように電圧軌跡を一定角速度で回転させるため
の条件を求めると、次の(3)式に示すようになり、PW
M変調されるスイッチは図31に示すようになる。
が、同じように電圧軌跡を一定角速度で回転させるため
の条件を求めると、次の(3)式に示すようになり、PW
M変調されるスイッチは図31に示すようになる。
【0034】
【数3】
【0035】例えば、この図31において、位相がθ1
のとき、スイッチングされるのはスイッチSRで、その
−1側の通流率は長さAB、+1側の通流率は長さBC
であることが判る。そこで、この図31に従って、3個
のスイッチのうちの1個を順番にPWM制御したとする
と、このときのコンバータ電圧(R相)は図32に示すよ
うになる。なお、この図32では、PWM制御による脈
動分を除いた平均電流値で示してある。
のとき、スイッチングされるのはスイッチSRで、その
−1側の通流率は長さAB、+1側の通流率は長さBC
であることが判る。そこで、この図31に従って、3個
のスイッチのうちの1個を順番にPWM制御したとする
と、このときのコンバータ電圧(R相)は図32に示すよ
うになる。なお、この図32では、PWM制御による脈
動分を除いた平均電流値で示してある。
【0036】この結果、3相交流電源のうち、絶対値が
最小の相に接続されたアームについては、そのスイッチ
ング素子をPWM制御し、残りの2相に接続されたアー
ムについては、順変換動作時にはダイオードに通流し、
逆変換動作時にはスイッチング素子が連続通流するよう
に制御されることになり、この図32の電圧波形の場合
には、基本波に対して5次と7次の高調波が各々約3
%、11次と13次の高調波が各々約0.8%となる。
これが、本発明の第1の実施形態で、コンバータ電圧の
軌跡が、図30に示すように、6角形になるように制御
する点を基本としたものであるので、以下、これを6角
形基本型の実施形態と呼ぶ。
最小の相に接続されたアームについては、そのスイッチ
ング素子をPWM制御し、残りの2相に接続されたアー
ムについては、順変換動作時にはダイオードに通流し、
逆変換動作時にはスイッチング素子が連続通流するよう
に制御されることになり、この図32の電圧波形の場合
には、基本波に対して5次と7次の高調波が各々約3
%、11次と13次の高調波が各々約0.8%となる。
これが、本発明の第1の実施形態で、コンバータ電圧の
軌跡が、図30に示すように、6角形になるように制御
する点を基本としたものであるので、以下、これを6角
形基本型の実施形態と呼ぶ。
【0037】既に説明したしたように、高調波電流の大
きさは交流リアクトルのインダクタンス値で決まるが、
この6角形基本型の実施形態の場合には、上記したよう
に、同じインダクタンス値でも、ダイオードコンバータ
回路よりも高調波電流が抑制できることが判る。
きさは交流リアクトルのインダクタンス値で決まるが、
この6角形基本型の実施形態の場合には、上記したよう
に、同じインダクタンス値でも、ダイオードコンバータ
回路よりも高調波電流が抑制できることが判る。
【0038】次に、図33は、コンバータ電圧の軌跡が
12角形になるようにして、5次と7次の高調波成分が
理論上、無くなるようにした場合を示したもので、以
下、この実施形態を12角形基本型の実施形態と呼ぶ。
この図33において、E点とF点は、各々角度AOE、
角度AOFが15゜の位置で、C点は線分AB上で角度
AOCが位相θとなる位置にある。そして、図33のC
点は、図30のC点と同じであり、従って、スイッチS
Sの+1側に接続される時間の通流率γ1 を、次の(4)
式で決まる値にすることにより、この図33による制御
が実現できる。
12角形になるようにして、5次と7次の高調波成分が
理論上、無くなるようにした場合を示したもので、以
下、この実施形態を12角形基本型の実施形態と呼ぶ。
この図33において、E点とF点は、各々角度AOE、
角度AOFが15゜の位置で、C点は線分AB上で角度
AOCが位相θとなる位置にある。そして、図33のC
点は、図30のC点と同じであり、従って、スイッチS
Sの+1側に接続される時間の通流率γ1 を、次の(4)
式で決まる値にすることにより、この図33による制御
が実現できる。
【0039】
【数4】
【0040】ここで、電圧軌跡を12角形上にするため
には、更に電圧ベクトルをD点に移す必要があるが、こ
のためには、表1に示したモード7からモード8の通流
期間を設ければ良い。この場合、A点からE点にいたる
軌跡上では、モード1の期間の方がモード2の期間より
も長いので、O点の電圧ベクトルはモードAからスイッ
チSRを−1に変えてモード7にするのであるが、ここ
で、モード7の期間の比率をγ2 とすれば、OD/OC
=1−γ2 となる。
には、更に電圧ベクトルをD点に移す必要があるが、こ
のためには、表1に示したモード7からモード8の通流
期間を設ければ良い。この場合、A点からE点にいたる
軌跡上では、モード1の期間の方がモード2の期間より
も長いので、O点の電圧ベクトルはモードAからスイッ
チSRを−1に変えてモード7にするのであるが、ここ
で、モード7の期間の比率をγ2 とすれば、OD/OC
=1−γ2 となる。
【0041】一方、線分ODと線分OCには、次の(5)
式の関係がある。
式の関係がある。
【0042】
【数5】
【0043】従って、位相θとγ2 を、次の(6)式で表
される関係にすれば良い。
される関係にすれば良い。
【0044】
【数6】
【0045】以上の結果、電圧ベクトルD点は、モード
1の期間の比率を(1−γ2)×γ1、モード2の比率を
(1−γ1)×(1−γ2)、そして、モード7の比率をγ2
とすることにより実現できる。ところで、以上のこと
は、C点が線分GE上にある場合であるが、線分EH上
にある場合はγ2 =0となり、従って、先の図30の6
角形の場合と同じように通流率を制御してやればよい。
1の期間の比率を(1−γ2)×γ1、モード2の比率を
(1−γ1)×(1−γ2)、そして、モード7の比率をγ2
とすることにより実現できる。ところで、以上のこと
は、C点が線分GE上にある場合であるが、線分EH上
にある場合はγ2 =0となり、従って、先の図30の6
角形の場合と同じように通流率を制御してやればよい。
【0046】次に、以上は線分AH間での移動の場合で
あるが、同じように電圧軌跡を一定角速度で回転させる
ための条件を求めると、図32に示すようになる。この
図32で、例えば位相がθ2 のとき、スイッチングされ
るのはスイッチSSとスイッチSRで、スイッチSSの
−1側の通流率が線分AB、+1側の通流率が線分B
D、スイッチSRの−1側の通流率が線分AC、+1側
が線分CDとなる。
あるが、同じように電圧軌跡を一定角速度で回転させる
ための条件を求めると、図32に示すようになる。この
図32で、例えば位相がθ2 のとき、スイッチングされ
るのはスイッチSSとスイッチSRで、スイッチSSの
−1側の通流率が線分AB、+1側の通流率が線分B
D、スイッチSRの−1側の通流率が線分AC、+1側
が線分CDとなる。
【0047】そして、この図34に従って3個のスイッ
チをPWM制御したときには、3相交流電源のうち、絶
対値が最小の相に接続されたアームについては、そのス
イッチング素子をPWM制御し、残りの2相に接続され
たアームについては、順変換動作時にはダイオードに通
流し、逆変換動作時にはスイッチング素子が連続通流す
るように制御されることになり、このときのコンバータ
電圧(R相)は、図35に示すようになる。
チをPWM制御したときには、3相交流電源のうち、絶
対値が最小の相に接続されたアームについては、そのス
イッチング素子をPWM制御し、残りの2相に接続され
たアームについては、順変換動作時にはダイオードに通
流し、逆変換動作時にはスイッチング素子が連続通流す
るように制御されることになり、このときのコンバータ
電圧(R相)は、図35に示すようになる。
【0048】この図35の電圧波形の場合、基本波に対
して5次調波と7次調波は理論的に無くなり、11次1
3次調波が各約0.8%となり、従って、この12角形
基本型の実施形態によれば、図32の6角形基本型の実
施形態の場合よりも更に高調波電流が抑制できることが
判る。
して5次調波と7次調波は理論的に無くなり、11次1
3次調波が各約0.8%となり、従って、この12角形
基本型の実施形態によれば、図32の6角形基本型の実
施形態の場合よりも更に高調波電流が抑制できることが
判る。
【0049】次に、本発明の各実施形態の具体例につい
て説明する。まず、図1は、上記した6角形基本型の実
施形態の具体例で、ここで、図22に示した従来技術と
同一の要素については、同じ符号を付してあり、その詳
しい説明は省略する。なお、この実施形態でも、直流側
の負荷の例として、インバータ部4が示されているが、
本発明の実施形態は、インバータには限定されず、どの
ような直流負荷の場合でも実施可能である。
て説明する。まず、図1は、上記した6角形基本型の実
施形態の具体例で、ここで、図22に示した従来技術と
同一の要素については、同じ符号を付してあり、その詳
しい説明は省略する。なお、この実施形態でも、直流側
の負荷の例として、インバータ部4が示されているが、
本発明の実施形態は、インバータには限定されず、どの
ような直流負荷の場合でも実施可能である。
【0050】14は電圧検出装置で、グレンツ結線され
たフォトカプラ14a〜14fと、電流抑制用抵抗14
gとで形成され、3相交流電源1の各相の電圧ER、E
S、ETから最大電圧検出信号15a〜15fを検出す
る働きをする。ここで、最大電圧検出信号15a〜15
fは、それぞれフォトカプラ14a〜14fが導通した
ときレベル1、開放したときレベル0となる。16は最
小電圧検出回路で、図示の通りの論理積回路の組み合わ
せからなり、最小電圧検出信号17a〜17fを出力す
る働きをする。
たフォトカプラ14a〜14fと、電流抑制用抵抗14
gとで形成され、3相交流電源1の各相の電圧ER、E
S、ETから最大電圧検出信号15a〜15fを検出す
る働きをする。ここで、最大電圧検出信号15a〜15
fは、それぞれフォトカプラ14a〜14fが導通した
ときレベル1、開放したときレベル0となる。16は最
小電圧検出回路で、図示の通りの論理積回路の組み合わ
せからなり、最小電圧検出信号17a〜17fを出力す
る働きをする。
【0051】18は交流電圧制御回路で、PWM点弧指
令19a〜19fを出力する働きをするが、詳細は後述
する。20はドライバ回路で、PWM点弧指令19a〜
19fと最大電圧検出信号15a〜15fを入力とする
論理和回路及び増幅器とで形成され、コンバータ部2の
各スイッチング素子2a〜2fに対する点弧指令21a
〜21fを出力する働きをする。
令19a〜19fを出力する働きをするが、詳細は後述
する。20はドライバ回路で、PWM点弧指令19a〜
19fと最大電圧検出信号15a〜15fを入力とする
論理和回路及び増幅器とで形成され、コンバータ部2の
各スイッチング素子2a〜2fに対する点弧指令21a
〜21fを出力する働きをする。
【0052】ここで、本発明の実施形態としては、自己
消弧型スイッチング素子(回路)2a〜2fとダイオード
(ダイオード回路でもよい)2g〜2lが、各々独立した
素子又は回路を逆並列接続した例で示してあるが、この
他にも種々の例があり、例えば自己消弧型スイッチング
回路と逆並列ダイオード回路を同一ウエハ上に設けた、
例えば逆並列ダイオード付きGTOサイリスタをグレン
ツ結線したものでも全く同様の動作となる。なお、この
ことは、以下の実施形態でも同じである。
消弧型スイッチング素子(回路)2a〜2fとダイオード
(ダイオード回路でもよい)2g〜2lが、各々独立した
素子又は回路を逆並列接続した例で示してあるが、この
他にも種々の例があり、例えば自己消弧型スイッチング
回路と逆並列ダイオード回路を同一ウエハ上に設けた、
例えば逆並列ダイオード付きGTOサイリスタをグレン
ツ結線したものでも全く同様の動作となる。なお、この
ことは、以下の実施形態でも同じである。
【0053】次に、図2により、交流電圧制御回路18
について詳細に説明する。まず、最小電圧検出信号17
a〜17fを立ち上がり検出回路18a〜18fに入力
し、各パルスの立上りを表すパルス出力信号を発生さ
せ、それらを論理和回路18gに供給する。次に、この
論理和回路18aの出力をカウンタ18hに入力し、位
相信号θを出力させ、それぞれ関数発生器18i、18
jに供給する。
について詳細に説明する。まず、最小電圧検出信号17
a〜17fを立ち上がり検出回路18a〜18fに入力
し、各パルスの立上りを表すパルス出力信号を発生さ
せ、それらを論理和回路18gに供給する。次に、この
論理和回路18aの出力をカウンタ18hに入力し、位
相信号θを出力させ、それぞれ関数発生器18i、18
jに供給する。
【0054】図3は、カウンタ18hの動作を示したも
ので、図示のように、このカウンタ18hは、入力パル
スが現われる毎にリセットされ、同時に再スタートし
てカウントアップを開始し、位相信号θを発生する。こ
のとき、上記したように、この実施形態では、θmax
が位相60゜相当に設定してあり、従って、カウンタ1
8hの出力は設定値θmaxを超えぬよう制限されてい
る。
ので、図示のように、このカウンタ18hは、入力パル
スが現われる毎にリセットされ、同時に再スタートし
てカウントアップを開始し、位相信号θを発生する。こ
のとき、上記したように、この実施形態では、θmax
が位相60゜相当に設定してあり、従って、カウンタ1
8hの出力は設定値θmaxを超えぬよう制限されてい
る。
【0055】そこで、これらの関数発生器18i、18
hは、この位相信号θに応じて通流率を出力するが、こ
のとき、図示のように、関数発生器18iでは、通流率
が位相信号θに応じて0から増加し、入力位相60゜相
当で1に達して飽和する特性の通流率が発生され、関数
発生器18jでは、位相信号θが0のとき通流率が1
で、それから減少し、位相60゜相当で0に飽和する特
性の通流率が発生されるようになっている。
hは、この位相信号θに応じて通流率を出力するが、こ
のとき、図示のように、関数発生器18iでは、通流率
が位相信号θに応じて0から増加し、入力位相60゜相
当で1に達して飽和する特性の通流率が発生され、関数
発生器18jでは、位相信号θが0のとき通流率が1
で、それから減少し、位相60゜相当で0に飽和する特
性の通流率が発生されるようになっている。
【0056】このため、これら2台の関数発生器18
i、18jの出力の和は、常時、ほぼ1となり、これに
より、通流率が(2)式の値に近づくよう、スイッチング
素子に必要な休止期間を考慮した折れ線近似による設定
がなされていることになる。
i、18jの出力の和は、常時、ほぼ1となり、これに
より、通流率が(2)式の値に近づくよう、スイッチング
素子に必要な休止期間を考慮した折れ線近似による設定
がなされていることになる。
【0057】一方、クロック発生器18kの出力により
同期して動作する2台の搬送波発生器18m、18nが
設けてあり、これらから三角波形の搬送波信号が発生さ
れており、これらの搬送波信号と関数発生器18i、1
8jの出力が比較器18p、18qに入力される。
同期して動作する2台の搬送波発生器18m、18nが
設けてあり、これらから三角波形の搬送波信号が発生さ
れており、これらの搬送波信号と関数発生器18i、1
8jの出力が比較器18p、18qに入力される。
【0058】そこで、これらの比較器18p、18q
は、これらの比較結果としての点弧指令19g、19h
を出力し、これらは最小電圧検出信号17a〜17fで
開閉操作されるアナログスイッチ18rに入力される。
図4は、これら比較器18p、18qの動作を示したも
ので、図示のように、通流率指令と搬送波の大小比
較により点弧指令を出力するようになっている。
は、これらの比較結果としての点弧指令19g、19h
を出力し、これらは最小電圧検出信号17a〜17fで
開閉操作されるアナログスイッチ18rに入力される。
図4は、これら比較器18p、18qの動作を示したも
ので、図示のように、通流率指令と搬送波の大小比
較により点弧指令を出力するようになっている。
【0059】アナログスイッチ18rは、複数個の切換
接点形のスイッチ素子で構成され、最小電圧検出信号1
7a〜17fがレベル1のとき、図示のように切り替わ
って点弧指令信号19g、19hを出力し、レベル0の
ときは、図示と反対に切り替わり、0信号(共通電位信
号)を出力する。この結果、アナログスイッチ18rの
出力信号を入力とする論理和回路18sからの出力が、
各スイッチング素子(回路)へのPWM点弧指令19a〜
19fとなり、図32に示す制御が得られることにな
る。ここで、関数発生器での折れ線近似を省略して上限
1下限0のリミッタのみとすることもできるが、そうし
た場合に比して、この実施形態によれば、高調波を抑制
する効果が大きいという利点がある。
接点形のスイッチ素子で構成され、最小電圧検出信号1
7a〜17fがレベル1のとき、図示のように切り替わ
って点弧指令信号19g、19hを出力し、レベル0の
ときは、図示と反対に切り替わり、0信号(共通電位信
号)を出力する。この結果、アナログスイッチ18rの
出力信号を入力とする論理和回路18sからの出力が、
各スイッチング素子(回路)へのPWM点弧指令19a〜
19fとなり、図32に示す制御が得られることにな
る。ここで、関数発生器での折れ線近似を省略して上限
1下限0のリミッタのみとすることもできるが、そうし
た場合に比して、この実施形態によれば、高調波を抑制
する効果が大きいという利点がある。
【0060】次に、図5は、本発明の他の実施形態で、
この図において、22は電圧位相検出装置で、23は外
部設定器であり、電圧位相検出装置22は、外部設定器
23で補正された電圧位相信号θを出力する働きをす
る。24は通流率演算用の関数発生器で、RST各相の
通流率指令25a〜25cを出力する働きをする。
この図において、22は電圧位相検出装置で、23は外
部設定器であり、電圧位相検出装置22は、外部設定器
23で補正された電圧位相信号θを出力する働きをす
る。24は通流率演算用の関数発生器で、RST各相の
通流率指令25a〜25cを出力する働きをする。
【0061】26a〜26dは比較器で、搬送波発生器
27からの搬送波信号と通流率指令との大小を比較し、
各々RST各相に接続されたスイッチング素子(回路)へ
の点弧指令を発生する働きをするもので、これら比較器
26a〜26dの出力は増幅器28を介して点弧指令2
9a〜29fとなり、各々スイッチング素子(回路)2a
〜2fに供給される。
27からの搬送波信号と通流率指令との大小を比較し、
各々RST各相に接続されたスイッチング素子(回路)へ
の点弧指令を発生する働きをするもので、これら比較器
26a〜26dの出力は増幅器28を介して点弧指令2
9a〜29fとなり、各々スイッチング素子(回路)2a
〜2fに供給される。
【0062】なお、その他の構成は、図1の実施形態と
同じである。
同じである。
【0063】30は交流電流計で、外部設定器23によ
り位相補正値αを調整するときに使用されるもので、こ
のとき、位相補正値αは、コンバータ定格負荷時の電流
振幅が最小で力率が1となるように設定する。
り位相補正値αを調整するときに使用されるもので、こ
のとき、位相補正値αは、コンバータ定格負荷時の電流
振幅が最小で力率が1となるように設定する。
【0064】図6は電圧位相検出装置22の構成例であ
る。この図6において、まず、22aはローパスフィル
タ(低周波濾波器)で、電圧信号の高調波成分を除去する
目的で設けられているものである。そして、この実施形
態では、このローパスフィルタ22aは、電源周波数信
号を入力すると、出力信号が約30゜遅れるように設
定してあり、これにより、出力信号はER相電圧とほ
ぼ同位相となる。22bは比較器で、ローパスフィルタ
22aの出力信号を入力し、この信号が正のとはレ
ベル1、負のときはレベル0となる信号を出力する。
る。この図6において、まず、22aはローパスフィル
タ(低周波濾波器)で、電圧信号の高調波成分を除去する
目的で設けられているものである。そして、この実施形
態では、このローパスフィルタ22aは、電源周波数信
号を入力すると、出力信号が約30゜遅れるように設
定してあり、これにより、出力信号はER相電圧とほ
ぼ同位相となる。22bは比較器で、ローパスフィルタ
22aの出力信号を入力し、この信号が正のとはレ
ベル1、負のときはレベル0となる信号を出力する。
【0065】22cは立ち上がり検出パルス発生器で、
22dはパルスシフト回路であり、この実施形態では、
立ち上がり検出パルス発生器22cの出力パルスは、3
相交流電源1の相順がER→ES→ETで、三相が平衡
で且つ周波数が一定の状態を前提として、ER相の相電
圧が正のピーク時の位相をθ=0とし、更に外部設定器
23で手動設定した位相補正値αだけパルスをシフトす
るパルスシフト回路22dを介して出力される。
22dはパルスシフト回路であり、この実施形態では、
立ち上がり検出パルス発生器22cの出力パルスは、3
相交流電源1の相順がER→ES→ETで、三相が平衡
で且つ周波数が一定の状態を前提として、ER相の相電
圧が正のピーク時の位相をθ=0とし、更に外部設定器
23で手動設定した位相補正値αだけパルスをシフトす
るパルスシフト回路22dを介して出力される。
【0066】22eはカウンタで、パルスシフト回路2
2dから出力されるパルスを入力として動作し、電圧位
相信号θを出力するものであり、従って、このカウンタ
22eの動作は、図1の実施形態でのカウンタ18hと
同じてあるが、この実施形態では、θmaxを位相36
0゜相当に設定してある。
2dから出力されるパルスを入力として動作し、電圧位
相信号θを出力するものであり、従って、このカウンタ
22eの動作は、図1の実施形態でのカウンタ18hと
同じてあるが、この実施形態では、θmaxを位相36
0゜相当に設定してある。
【0067】図7は、電圧位相検出装置22の各部〜
の波形を示したもので、図8は、関数発生器24の設
定例を示したものである。この実施形態では、図31の
特性を折れ線近似したもので、S相通流率指令はA点と
B点を通る折れ線で近似し、この結果θ=30゜では通
流率0.5のC点を通過する。
の波形を示したもので、図8は、関数発生器24の設
定例を示したものである。この実施形態では、図31の
特性を折れ線近似したもので、S相通流率指令はA点と
B点を通る折れ線で近似し、この結果θ=30゜では通
流率0.5のC点を通過する。
【0068】図9は、比較器24d〜24fの動作を示
したもので、通流率指令と搬送波の大小比較により
点弧指令、を出力する。そして、点弧指令との
間には、アーム短絡を防止するための休止区間TDが設
定されるようになっている。
したもので、通流率指令と搬送波の大小比較により
点弧指令、を出力する。そして、点弧指令との
間には、アーム短絡を防止するための休止区間TDが設
定されるようになっている。
【0069】この実施形態によれば、ローパスフィルタ
22aにより高調波成分が除去されるため、3相交流電
源1が持つ電源インピーダンスの影響により現われる電
圧脈動によって、パルスの立ち上がりの検出が乱れ、カ
ウンタに誤動作が現われるが抑制されるので、安定した
制御が得られる。また、交流リアクトルによるインピー
ダンス降下分を位相補償し、運転力率を定格出力付近で
の運転力率を1に保つことができるので、入力電流が抑
制できるという効果がある。
22aにより高調波成分が除去されるため、3相交流電
源1が持つ電源インピーダンスの影響により現われる電
圧脈動によって、パルスの立ち上がりの検出が乱れ、カ
ウンタに誤動作が現われるが抑制されるので、安定した
制御が得られる。また、交流リアクトルによるインピー
ダンス降下分を位相補償し、運転力率を定格出力付近で
の運転力率を1に保つことができるので、入力電流が抑
制できるという効果がある。
【0070】次に、図10も本発明の実施形態で、31
はディジタル演算装置を用いた電圧位相検出器で、各相
の電圧位相θR、θS、θTを出力する働きをする。こ
のときの具体的な演算方式としては移動式フーリエ変換
を用いた方式が知られており、例えば特開平1−231
682号公報、特開平1−283015号公報に、演算
装置内部の誤動作まで考慮した電圧位相演算方式が開示
されているので、それらを用いればよい。
はディジタル演算装置を用いた電圧位相検出器で、各相
の電圧位相θR、θS、θTを出力する働きをする。こ
のときの具体的な演算方式としては移動式フーリエ変換
を用いた方式が知られており、例えば特開平1−231
682号公報、特開平1−283015号公報に、演算
装置内部の誤動作まで考慮した電圧位相演算方式が開示
されているので、それらを用いればよい。
【0071】各相の電圧位相θR、θS、θTを表す位
相検出信号は加算器32a〜32cにより、外部設定器
23から出力される補正値αによって補正される。33
a〜33cは通流率演算用の関数発生器で、R相につい
て関数発生器33aは、図5の実施形態における関数発
生器24と同じ構成、すなわち、図8のR相通流率設定
関数を用いた構成になっている。S相とT相について
は、関数発生器33b、33cに入力される位相信号が
R相と同様に、正のピーク値でθ=0になる信号なの
で、関数発生器はR相と同じ設定で良い。
相検出信号は加算器32a〜32cにより、外部設定器
23から出力される補正値αによって補正される。33
a〜33cは通流率演算用の関数発生器で、R相につい
て関数発生器33aは、図5の実施形態における関数発
生器24と同じ構成、すなわち、図8のR相通流率設定
関数を用いた構成になっている。S相とT相について
は、関数発生器33b、33cに入力される位相信号が
R相と同様に、正のピーク値でθ=0になる信号なの
で、関数発生器はR相と同じ設定で良い。
【0072】なお、その他の構成は、図1の実施形態と
同じである。
同じである。
【0073】この実施形態によれば、各相で個別の電圧
位相に応じて通流率が制御されるので、交流電源側の異
常によって逆相電圧が発生した場合などでも、コンバー
タ入力電流の乱れを抑えることができる。
位相に応じて通流率が制御されるので、交流電源側の異
常によって逆相電圧が発生した場合などでも、コンバー
タ入力電流の乱れを抑えることができる。
【0074】次に、図11は、上記した12角形基本型
の実施形態の具体例である。この図11の例では、図1
0の実施形態と同じく、ディジタル演算装置31を用い
た場合を示しており、図10の実施形態との相違点は、
通流率演算用の関数発生器33a〜33cが関数発生器
34a〜34cに変わっている点だけで、その他の部分
は同一である。
の実施形態の具体例である。この図11の例では、図1
0の実施形態と同じく、ディジタル演算装置31を用い
た場合を示しており、図10の実施形態との相違点は、
通流率演算用の関数発生器33a〜33cが関数発生器
34a〜34cに変わっている点だけで、その他の部分
は同一である。
【0075】図12は、関数発生器34a〜34cでの
設定特性の詳細で、各相とも同一である。ここで、この
実施形態と、図8のR相の設定との相違は、位相θが0
゜と180゜を中心にした、それぞれ30゜の区間だけ
で、その他の区間では同一の折れ線近似による設定にな
っている。
設定特性の詳細で、各相とも同一である。ここで、この
実施形態と、図8のR相の設定との相違は、位相θが0
゜と180゜を中心にした、それぞれ30゜の区間だけ
で、その他の区間では同一の折れ線近似による設定にな
っている。
【0076】そして、この実施形態では、上記の(6)式
にθ=0゜を代入して得られる値から、まず、A点では
0.866と小さくし、前後では直線的に1に変化する
ようになっており、次に、B点では0.134と大きく
し、同じく前後で直線的に1に変化するようになってい
る。従って、この図11の実施形態によれば、図10の
実施形態と同じ効果を得ながら、第5次と第7次の高調
波を抑制することができる。
にθ=0゜を代入して得られる値から、まず、A点では
0.866と小さくし、前後では直線的に1に変化する
ようになっており、次に、B点では0.134と大きく
し、同じく前後で直線的に1に変化するようになってい
る。従って、この図11の実施形態によれば、図10の
実施形態と同じ効果を得ながら、第5次と第7次の高調
波を抑制することができる。
【0077】なお、この図11の実施形態では、図10
と同じく、ディジタル演算装置31を用いた場合を示し
たが、図5の実施形態と同じく、電圧位相検出装置22
と組み合わせて実施しても良く、この場合は、関数設定
器34a〜34cは、各相のパターンを120゜ずつシ
フトして出力することになる。
と同じく、ディジタル演算装置31を用いた場合を示し
たが、図5の実施形態と同じく、電圧位相検出装置22
と組み合わせて実施しても良く、この場合は、関数設定
器34a〜34cは、各相のパターンを120゜ずつシ
フトして出力することになる。
【0078】次に、図13は、運転力率を自動的に制御
するようにした、本発明の一実施形態である。図におい
て、まず35は電圧電流変成器で、交流波形信号を検出
する働きをする。次に36は無効電力検出器で、電圧電
流変成器35から入力された交流波形信号から無効電力
を検出し、その検出値Qmを発生する働きをする。37
は無効電力制御回路で、無効電力検出値Qmが指令値Q
ref に一致するように、位相補正指令αを出力する働き
をする。
するようにした、本発明の一実施形態である。図におい
て、まず35は電圧電流変成器で、交流波形信号を検出
する働きをする。次に36は無効電力検出器で、電圧電
流変成器35から入力された交流波形信号から無効電力
を検出し、その検出値Qmを発生する働きをする。37
は無効電力制御回路で、無効電力検出値Qmが指令値Q
ref に一致するように、位相補正指令αを出力する働き
をする。
【0079】そして、この位相補正指令αは、図10の
実施形態とと同じく、加算器32a〜32cに供給さ
れ、各相の位相信号θが補正されるようになっていお
り、その他の構成は、図10の実施形態と同じである。
実施形態とと同じく、加算器32a〜32cに供給さ
れ、各相の位相信号θが補正されるようになっていお
り、その他の構成は、図10の実施形態と同じである。
【0080】図14は無効電力制御回路37の一例で、
指令値Qref と無効電力検出値Qmの差を、増幅器38
と上下限出力リミッタ付き積分器39からなる比例積分
回路に入力し、リミッタ回路40を介して位相補正指令
αを出力するように構成されている。ここで、通常は、
指令値Qref を0に設定して動作させ、力率1とする。
従って、この図13の実施形態によれば、常に運転力率
が指令値Qref になるような制御が働くことになり、こ
の結果、直流負荷4が急変した場合や、さらには、コン
バータ部2が回生運転になってしまった場合でも、運転
力率を1に保つことができる。
指令値Qref と無効電力検出値Qmの差を、増幅器38
と上下限出力リミッタ付き積分器39からなる比例積分
回路に入力し、リミッタ回路40を介して位相補正指令
αを出力するように構成されている。ここで、通常は、
指令値Qref を0に設定して動作させ、力率1とする。
従って、この図13の実施形態によれば、常に運転力率
が指令値Qref になるような制御が働くことになり、こ
の結果、直流負荷4が急変した場合や、さらには、コン
バータ部2が回生運転になってしまった場合でも、運転
力率を1に保つことができる。
【0081】次に、図15は、図13の実施形態におけ
るインバータ部4の制御回路の具体例を示したものであ
り、インバータ部4の構成は、図22に示した従来技術
の場合と同じである。インバータ部4の交流側に電流変
成器41を設け、これにより計測した交流電動機5の電
流信号を電流制御回路42に供給する。また、交流電動
機5に直結した速度検出器43を設け、速度制御回路4
4で電流指令45を出力し、これも電流制御回路42に
供給する。これにより、電流制御回路42は電流指令4
5に電流信号が一致するように変調率指令γU、γV、
γWを正弦波PWM制御信号発生器に出力する。
るインバータ部4の制御回路の具体例を示したものであ
り、インバータ部4の構成は、図22に示した従来技術
の場合と同じである。インバータ部4の交流側に電流変
成器41を設け、これにより計測した交流電動機5の電
流信号を電流制御回路42に供給する。また、交流電動
機5に直結した速度検出器43を設け、速度制御回路4
4で電流指令45を出力し、これも電流制御回路42に
供給する。これにより、電流制御回路42は電流指令4
5に電流信号が一致するように変調率指令γU、γV、
γWを正弦波PWM制御信号発生器に出力する。
【0082】この場合、インバータ部4側で電流が制御
されるため、コンバータ部2と平滑コンデンサ3から見
て、インバータ側は可変直流電流源特性となっている。
しかして、この実施形態では、コンバータ部2は、イン
バータ側の直流電流変動に対しても、ダイオードブリッ
ジと同様に、その出力直流電圧が変動することがないの
で、応答性良く交流電動機5の出力を制御することがで
きる。
されるため、コンバータ部2と平滑コンデンサ3から見
て、インバータ側は可変直流電流源特性となっている。
しかして、この実施形態では、コンバータ部2は、イン
バータ側の直流電流変動に対しても、ダイオードブリッ
ジと同様に、その出力直流電圧が変動することがないの
で、応答性良く交流電動機5の出力を制御することがで
きる。
【0083】次に、図16は、電圧保護機能を備えた本
発明の一実施形態で、図において、46は交流電圧検出
器で、電圧位相検出器31と同じく、移動式フーリエ変
換を用いて交流電源1の正相電圧振幅VPと、逆相電圧
振幅VNを出力する働きをする。47は交流電圧保護回
路で、電圧振幅信号VPとVNに応じて制御指令信号C
TRと電磁開閉器49に対する開閉指令Mgを出力する
働きをする。なお、この電磁開閉器49には補助接点が
設けてあり、開閉動作確認用の信号が得られるようにな
っている。48は論理和回路で、制御指令信号CTRが
レベル0のとき、比較器26a〜26dの出力が増幅器
28に供給されるのを阻止する働きをする。なお、その
他の構成は、図13の実施形態と同じである。
発明の一実施形態で、図において、46は交流電圧検出
器で、電圧位相検出器31と同じく、移動式フーリエ変
換を用いて交流電源1の正相電圧振幅VPと、逆相電圧
振幅VNを出力する働きをする。47は交流電圧保護回
路で、電圧振幅信号VPとVNに応じて制御指令信号C
TRと電磁開閉器49に対する開閉指令Mgを出力する
働きをする。なお、この電磁開閉器49には補助接点が
設けてあり、開閉動作確認用の信号が得られるようにな
っている。48は論理和回路で、制御指令信号CTRが
レベル0のとき、比較器26a〜26dの出力が増幅器
28に供給されるのを阻止する働きをする。なお、その
他の構成は、図13の実施形態と同じである。
【0084】図17は、交流電圧保護回路47における
電圧比較特性を示したもので、正相電圧振幅VPが設定
値VP1以下になったとき、低電圧検出信号VP59が
レベル1になる。そして、この実施形態では、図示のよ
うに、履歴特性が持たせてあり、正相電圧振幅VPが設
定値VP2よりも大きくならなければ、低電圧検出信号
VP59がレベル0に復帰しないようになっている。ま
た、逆相電圧検出信号VN59は、逆相電圧振幅VNが
設定値VN1よりも大きくなったときレベル1になり、
設定値VN2よりも小さくなったときレベル0に復帰す
るようになっている。
電圧比較特性を示したもので、正相電圧振幅VPが設定
値VP1以下になったとき、低電圧検出信号VP59が
レベル1になる。そして、この実施形態では、図示のよ
うに、履歴特性が持たせてあり、正相電圧振幅VPが設
定値VP2よりも大きくならなければ、低電圧検出信号
VP59がレベル0に復帰しないようになっている。ま
た、逆相電圧検出信号VN59は、逆相電圧振幅VNが
設定値VN1よりも大きくなったときレベル1になり、
設定値VN2よりも小さくなったときレベル0に復帰す
るようになっている。
【0085】また、図18は、交流電圧保護回路47の
具体例で、継電器保護連動回路で構成されている。そし
て、まず継電器V30は、電圧振幅信号VP59、VN
59がレベル1のときに励磁される。また、継電器R1
は、手動スイッチからの始動指令STRと停止指令ST
Pにより制御され、その接点により電磁開閉器49への
開閉指令MgとタイマーT1を制御する。そこで継電器
R1により電磁開閉器49が閉路され、平滑コンデンサ
3がコンバータ部2のダイオード回路で充電される時間
をタイマーT1で確保した後、接点T1の閉成動作によ
り制御指令信号CTRがレベル1となり、これによりス
イッチング素子(回路)に対する点弧指令の阻止が解除さ
れ、コンバータ動作が開始し、通常の運転状態に入る。
具体例で、継電器保護連動回路で構成されている。そし
て、まず継電器V30は、電圧振幅信号VP59、VN
59がレベル1のときに励磁される。また、継電器R1
は、手動スイッチからの始動指令STRと停止指令ST
Pにより制御され、その接点により電磁開閉器49への
開閉指令MgとタイマーT1を制御する。そこで継電器
R1により電磁開閉器49が閉路され、平滑コンデンサ
3がコンバータ部2のダイオード回路で充電される時間
をタイマーT1で確保した後、接点T1の閉成動作によ
り制御指令信号CTRがレベル1となり、これによりス
イッチング素子(回路)に対する点弧指令の阻止が解除さ
れ、コンバータ動作が開始し、通常の運転状態に入る。
【0086】電圧異常時には、継電器V30のb接点動
作(常閉接点の開放動作)により制御指令信号CTRはレ
ベル0となり、点弧指令は停止するが、V30がレベル
0に復帰すると同時に再度CTRはレベル1となる。一
方、タイマーT2は、継電器V30で検出された電圧異
常が設定時間値よりも継続した場合に、継電器V86を
励磁して非常停止信号X86を動作させ、運転を停止さ
せるようになっている。ここで接点Z86は、図示され
ていない他の非常停止保護装置、例えば過電流保護継電
器により開閉制御される。
作(常閉接点の開放動作)により制御指令信号CTRはレ
ベル0となり、点弧指令は停止するが、V30がレベル
0に復帰すると同時に再度CTRはレベル1となる。一
方、タイマーT2は、継電器V30で検出された電圧異
常が設定時間値よりも継続した場合に、継電器V86を
励磁して非常停止信号X86を動作させ、運転を停止さ
せるようになっている。ここで接点Z86は、図示され
ていない他の非常停止保護装置、例えば過電流保護継電
器により開閉制御される。
【0087】次に、図19のタイミング図により、この
交流電圧保護回路47の動作について説明する。いま、
時刻t1で始動指令STRが付勢されたとすると、ここ
でタイマーT1が動作開始し、電磁開閉器49が動作遅
れ時間後に閉路する。時刻t2になってタイマーT1が
閉路すると、運転指令信号CTRがレベル1になり、ス
イッチング素子(回路)の点弧制御が開始される。そし
て、時刻t3で停止指令STPが付勢されたとすると、
ここで停止状態に戻る。以上が通常の運転停止動作であ
る。
交流電圧保護回路47の動作について説明する。いま、
時刻t1で始動指令STRが付勢されたとすると、ここ
でタイマーT1が動作開始し、電磁開閉器49が動作遅
れ時間後に閉路する。時刻t2になってタイマーT1が
閉路すると、運転指令信号CTRがレベル1になり、ス
イッチング素子(回路)の点弧制御が開始される。そし
て、時刻t3で停止指令STPが付勢されたとすると、
ここで停止状態に戻る。以上が通常の運転停止動作であ
る。
【0088】次に、こんどは、時刻t4で再度STPが
付勢され、時刻t5でCTRがレベル1となって運転が
開始したあと、時刻t6からt7の期間で電圧異常信号
V30が検出されたとする。そうすると、この時刻t6
からt7の期間はCTRがレベル0となってスイッチン
グ素子(回路)の点弧は停止されるが、電磁開閉器49は
閉路されたままなので、コンバータ部2のダイオード2
a、2l(エル)による整流動作により運転が継続され
る。
付勢され、時刻t5でCTRがレベル1となって運転が
開始したあと、時刻t6からt7の期間で電圧異常信号
V30が検出されたとする。そうすると、この時刻t6
からt7の期間はCTRがレベル0となってスイッチン
グ素子(回路)の点弧は停止されるが、電磁開閉器49は
閉路されたままなので、コンバータ部2のダイオード2
a、2l(エル)による整流動作により運転が継続され
る。
【0089】そして、時刻t8で電圧異常が検出された
後、タイマーT2の設定時間値まで異常が継続されたと
すると、時刻t9でV86が励磁され、これにより、さ
らにX86が励磁されてタイマーT1が開路される。こ
れにより、今度は電磁開閉器49が遅れ時間をもって開
路され、その補助接点×Mgが開いてタイマーT2の励磁
を解き、非常停止動作になる。この間、V86の励磁は
保持されるが、その後、時刻t10でRSTが付勢され
るので、リセットされることになる。
後、タイマーT2の設定時間値まで異常が継続されたと
すると、時刻t9でV86が励磁され、これにより、さ
らにX86が励磁されてタイマーT1が開路される。こ
れにより、今度は電磁開閉器49が遅れ時間をもって開
路され、その補助接点×Mgが開いてタイマーT2の励磁
を解き、非常停止動作になる。この間、V86の励磁は
保持されるが、その後、時刻t10でRSTが付勢され
るので、リセットされることになる。
【0090】この実施形態によれば、交流電圧の異常で
コンバータ部2に過電流が流れる前にダイオードブリッ
ジによる運転に移行する動作が得られることになり、こ
の結果、コンバータ部2を構成するスイッチング素子
(回路)2a〜2fの容量を小さくすることができる。
コンバータ部2に過電流が流れる前にダイオードブリッ
ジによる運転に移行する動作が得られることになり、こ
の結果、コンバータ部2を構成するスイッチング素子
(回路)2a〜2fの容量を小さくすることができる。
【0091】次に、図20は、電流保護機能を備えた本
発明の実施形態である。図において、まず50、51は
交流過電流検出器で、各々交流電流IR、ISの絶対値
が設定値を超えたとき、レベル1になる出力信号CR5
1、CS51を発生する働きをする。次に51は、交流
電流保護回路で、過電流検出出力信号CR51、CS5
1に応じて制御指令信号CTRと電磁開閉器49への開
閉指令Mgを出力する働きをする。なお、その他の構成
は、図16の実施形態と同じである。
発明の実施形態である。図において、まず50、51は
交流過電流検出器で、各々交流電流IR、ISの絶対値
が設定値を超えたとき、レベル1になる出力信号CR5
1、CS51を発生する働きをする。次に51は、交流
電流保護回路で、過電流検出出力信号CR51、CS5
1に応じて制御指令信号CTRと電磁開閉器49への開
閉指令Mgを出力する働きをする。なお、その他の構成
は、図16の実施形態と同じである。
【0092】図21は、交流電流保護回路52の具体例
で、図18に示した交流電圧保護回路47におけるVP
59、VN59が、各々CR51とCS51に置き換わ
った構成になっている。ここでCR51、CS51がレ
ベル1のとき、継電器C30が励磁される。電流異常時
には、この継電器C30のb接点動作により制御指令信
号CTRがレベル0となり、点弧指令が停止するが、継
電器C30がレベル0に復帰すると同時に再度CTRは
レベル1となる。
で、図18に示した交流電圧保護回路47におけるVP
59、VN59が、各々CR51とCS51に置き換わ
った構成になっている。ここでCR51、CS51がレ
ベル1のとき、継電器C30が励磁される。電流異常時
には、この継電器C30のb接点動作により制御指令信
号CTRがレベル0となり、点弧指令が停止するが、継
電器C30がレベル0に復帰すると同時に再度CTRは
レベル1となる。
【0093】一方、タイマーT2は、C30で検出する
電流異常が設定時間値を越えて継続した場合、継電器C
86を励磁し、非常停止信号X86を動作させ、運転を
停止させるようになっている。ここで、Z86は、図示
されていない他の非常停止保護装置により開閉制御され
るものである。従って、この図20の実施形態によれ
ば、交流電流が過電流状態になったときでも、それを検
出してコンバータ部2のスイッチング動作が自動的に停
止されるので、スイッチング素子(回路)2a〜2fを確
実に保護することができる。
電流異常が設定時間値を越えて継続した場合、継電器C
86を励磁し、非常停止信号X86を動作させ、運転を
停止させるようになっている。ここで、Z86は、図示
されていない他の非常停止保護装置により開閉制御され
るものである。従って、この図20の実施形態によれ
ば、交流電流が過電流状態になったときでも、それを検
出してコンバータ部2のスイッチング動作が自動的に停
止されるので、スイッチング素子(回路)2a〜2fを確
実に保護することができる。
【0094】なお、以上の実施形態では、自己消弧型ス
イッチング素子(回路)2a〜2fとダイオード(ダイオ
ード回路でもよい)2g〜2lが、各々独立した素子又
は回路を逆並列接続した例で示してあるが、上記したよ
うに、この他にも種々の例があり、例えば自己消弧型ス
イッチング回路と逆並列ダイオード回路を同一ウエハ上
に設けた、例えば逆並列ダイオード付きGTOサイリス
タが用いられており、従って、本発明も、これらの例え
ば逆並列ダイオード付きGTOサイリスタなどを用いて
実施してもよいことは言うまでもない。
イッチング素子(回路)2a〜2fとダイオード(ダイオ
ード回路でもよい)2g〜2lが、各々独立した素子又
は回路を逆並列接続した例で示してあるが、上記したよ
うに、この他にも種々の例があり、例えば自己消弧型ス
イッチング回路と逆並列ダイオード回路を同一ウエハ上
に設けた、例えば逆並列ダイオード付きGTOサイリス
タが用いられており、従って、本発明も、これらの例え
ば逆並列ダイオード付きGTOサイリスタなどを用いて
実施してもよいことは言うまでもない。
【0095】
【発明の効果】本発明によれば、交流電流と直流電圧の
制御を行うことなく、電源変動や負荷変動に際しての継
続した運転が保てるので、構成が簡略化でき、しかも信
頼性の高いパルス幅変調方式の電力変換装置を容易に提
供することができる。また、本発明によれは、スイッチ
ング素子(回路)のスイッチング頻度を少なくすることが
できるので、スイッチング損失が低減され、高効率のパ
ルス幅変調電力変換装置を容易に提供することができ
る。
制御を行うことなく、電源変動や負荷変動に際しての継
続した運転が保てるので、構成が簡略化でき、しかも信
頼性の高いパルス幅変調方式の電力変換装置を容易に提
供することができる。また、本発明によれは、スイッチ
ング素子(回路)のスイッチング頻度を少なくすることが
できるので、スイッチング損失が低減され、高効率のパ
ルス幅変調電力変換装置を容易に提供することができ
る。
【図1】本発明によるパルス幅変調電力変換装置の第1
の実施形態を示すブロック回路図である。
の実施形態を示すブロック回路図である。
【図2】第1の実施形態における交流電圧制御回路の一
具体例を示す回路図である。
具体例を示す回路図である。
【図3】第1の実施形態におけるカウンタの動作の説明
図である。
図である。
【図4】第1の実施形態における比較器の動作説明図で
ある。
ある。
【図5】本発明によるパルス幅変調電力変換装置の第2
の実施形態を示すブロック回路図である。
の実施形態を示すブロック回路図である。
【図6】第2の実施形態における電圧位相検出装置の一
具体例を示すブロック図である。
具体例を示すブロック図である。
【図7】第2の実施形態における電圧位相検出装置の動
作説明図である。
作説明図である。
【図8】第2の実施形態における関数発生器の設定特性
の説明図である。
の説明図である。
【図9】第2の実施形態における比較器の動作説明図で
ある。
ある。
【図10】本発明によるパルス幅変調電力変換装置の第
3の実施形態を示すブロック回路図である。
3の実施形態を示すブロック回路図である。
【図11】本発明によるパルス幅変調電力変換装置の第
4の実施形態を示すブロック回路図である。
4の実施形態を示すブロック回路図である。
【図12】第4の実施形態における関数発生器の設定特
性の説明図である。
性の説明図である。
【図13】本発明によるパルス幅変調電力変換装置の第
5の実施形態を示すブロック回路図である。
5の実施形態を示すブロック回路図である。
【図14】第5の実施形態における無効電力制御回路の
一具体例を示すブロック図である。
一具体例を示すブロック図である。
【図15】本発明によるパルス幅変調電力変換装置の第
6の実施形態を示すブロック回路図である。
6の実施形態を示すブロック回路図である。
【図16】本発明によるパルス幅変調電力変換装置の第
7の実施形態を示すブロック回路図である。
7の実施形態を示すブロック回路図である。
【図17】第7の実施形態における電圧比較器の特性例
を示す説明図である。
を示す説明図である。
【図18】第7の実施形態における交流電圧保護回路の
一具体例を示すブロック図である。
一具体例を示すブロック図である。
【図19】第7の実施形態における交流電圧保護回路の
動作説明図である。
動作説明図である。
【図20】本発明によるパルス幅変調電力変換装置の第
8の実施形態を示すブロック回路図である。
8の実施形態を示すブロック回路図である。
【図21】第8の実施形態における交流電圧保護回路の
動作説明図である。
動作説明図である。
【図22】従来技術によるパルス幅変調電力変換装置の
一例を示すブロック回路図である。
一例を示すブロック回路図である。
【図23】従来技術における正弦波パルス幅変調制御信
号発生器の動作制御図である。
号発生器の動作制御図である。
【図24】従来技術における交流電圧電流のベクトル図
である。
である。
【図25】ダイオードブリッジ回路の一例を示す回路図
である。
である。
【図26】ダイオードブリッジ回路の波形図である。
【図27】ダイオードブリッジ回路の交流電流の軌跡図
である。
である。
【図28】ダイオードブリッジ回路の交流電圧の軌跡図
である。
である。
【図29】パルス幅変調電力変換装置におけるスイッチ
ング素子(回路)の動作モードを定義する回路図である。
ング素子(回路)の動作モードを定義する回路図である。
【図30】本発明によるパルス幅変調電力変換装置の動
作を説明するための座標変換図である。
作を説明するための座標変換図である。
【図31】本発明によるパルス幅変調電力変換装置にお
けるスイッチング制御の一例を示す特性図である。
けるスイッチング制御の一例を示す特性図である。
【図32】本発明のパルス幅変調電力変換装置における
電圧制御の一例を示す特性図である。
電圧制御の一例を示す特性図である。
【図33】本発明によるパルス幅変調電力変換装置の動
作を説明するための座標変換図である。
作を説明するための座標変換図である。
【図34】本発明のパルス幅変調電力変換装置によるス
イッチング制御の他の一例を示す特性図である。
イッチング制御の他の一例を示す特性図である。
【図35】本発明のパルス幅変調電力変換装置における
電圧制御の他の一例を示す特性図である。
電圧制御の他の一例を示す特性図である。
1 3相交流電源 2 コンバータ部 3 平滑コンデンサ 4 インバータ部 5 交流電動機 6 交流リアクトル 14 電圧検出装置 16 最小電圧検出回路 18 交流電圧制御回路 20 ドライバ回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 石田 誠司 千葉県習志野市東習志野7丁目1番1号 株式会社日立製作所産業機器事業部内 (72)発明者 藤井 洋 千葉県習志野市東習志野7丁目1番1号 株式会社日立製作所産業機器事業部内 (72)発明者 今家 和宏 茨城県日立市幸町三丁目1番1号 株式会 社日立製作所日立工場内 (72)発明者 野元 康徳 茨城県日立市大みか町五丁目2番1号 株 式会社日立製作所大みか工場内 (72)発明者 徳永 紀一 茨城県日立市大みか町七丁目1番1号 株 式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者 田中 主税 茨城県日立市国分町一丁目1番1号 株式 会社日立製作所国分工場内 (72)発明者 古川 勝也 茨城県日立市幸町三丁目1番1号 株式会 社日立製作所日立工場内 (72)発明者 堀田 多加志 茨城県日立市大みか町七丁目1番1号 株 式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者 酒井 慶次郎 茨城県日立市大みか町七丁目1番1号 株 式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者 奥沢 勝広 茨城県日立市大みか町七丁目1番1号 株 式会社日立製作所日立研究所内
Claims (7)
- 【請求項1】 3相交流電源とコンデンサを有する直流
平滑回路との間で、互いに逆並列接続された自己消弧型
スイッチング回路とダイオード回路をアームとしたパル
ス幅変調電力変換装置において、 前記3相交流電源のうち相電圧の振幅が最小になった相
に接続されたアームについては、前記スイッチング回路
をパルス幅変調制御し、 残りの2相に接続されたアームについては、 順変換動作時には前記ダイオード回路に通流させ、 逆変換動作時には前記スイッチング回路が通流するよう
に制御したことを特徴とするパルス幅変調電力変換装
置。 - 【請求項2】 3相交流電源とコンデンサを有する直流
平滑回路との間で、互いに逆並列接続された自己消弧型
スイッチング回路とダイオード回路をアームとしたパル
ス幅変調電力変換装置において、 前記3相交流電源の相電圧の振幅が最も小さな相を第1
の相として選択し、この相電圧位相を検出する最小電圧
検出装置と、 この最小電圧検出装置で選択された相に接続された2ア
ームのうち前記コンデンサの正側に接続されたアームと
負側に接続されたアームの自己消弧型スイッチング回路
を交互に点弧・消弧させて該アームの通流率を指令値に
応じて調整し、残り2相では正電圧の相に接続された2
アームのうち正側アームの通流率を1に保ち、負電圧の
相に接続された2アームのうち負側アームの通流率を1
に保つゲート制御装置と、 前記第1の相の相電圧位相を入力とし、前記第1の相の
電圧が負から正に変化する期間では前記検出相電圧位相
に応じて正側アームの通流率指令値を0から1に連続的
に変化させ、正から負に変化する期間では負側アームの
通流率指令値を0から1に連続的に変化させる交流電圧
制御装置とを設けたことを特徴とするパルス幅変調電力
変換装置。 - 【請求項3】 3相交流電源とコンデンサを有する直流
平滑回路との間で、互いに逆並列接続された自己消弧型
スイッチング回路とダイオード回路をアームとしたパル
ス幅変調電力変換装置において、 前記3相交流電源の相電圧の振幅が最も小さな相を第1
の相として選択し、この相電圧位相を検出する最小電圧
検出装置と、 この最小電圧検出装置で選択された相に接続された2ア
ームのうち前記コンデンサの正側に接続されたアームと
負側に接続されたアームの自己消弧型スイッチング回路
を交互に点弧・消弧させ、前記第1の相の相電圧が負か
ら正に変化する期間では前記検出した相電圧位相に応じ
て正側アームの通流率を0から1に連続的に変化させ、
前記第1の相の相電圧が正から負に変化する期間では前
記検出した相電圧位相に応じて負側アームの通流率を0
から1に連続的に可変調整する第1の交流電圧制御装置
と、 前記3相交流電源の残り2相のうち正電圧の相を第2の
相として選択し、この相電圧位相を検出する正電圧検出
装置と、 前記第2の相に接続された正側アームと負側アームの自
己消弧型スイッチング回路を交互に点弧・消弧させ、前
記第2の相の電圧が最大となる位相θ2を中心とする所
定の正側部分通流期間では負側アームを部分的に点弧し
て正側アームの通流率を1からθ2での最小設定値まで
連続的に可変調整し、前記正側部分通流期間以外では正
側アームの通流率を1に保つ第2の交流電圧制御装置
と、 前記3相交流電源の残りの相である負電圧の相を第3の
相として、その相電圧位相を検出する負電圧検出装置
と、 前記第3の相に接続された正側アームと負側アームの自
己消弧型スイッチング回路を交互に点弧・消弧させ、前
記第3の相の電圧が負側に最大となる位相θ3を中心と
する所定の負側部分通流期間では正側アームを部分的に
点弧して負側アームの通流率を1からθ3での最小設定
値まで連続的に可変調整し、前記負側部分通流期間以外
では負側アームの通流率を1に保つ第3の交流電圧制御
装置とを設けたことを特徴とするパルス幅変調電力変換
装置。 - 【請求項4】 請求項2又は請求項3の発明において、 前記3相交流電源の力率を検出する力率検出装置と、 該力率検出装置による力率検出値と、所定の力率設定値
との偏差に応じて、前記交流電圧制御装置に入力される
電圧位相を調整する力率調整装置とが設けられているこ
とを特徴とするパルス幅変調電力変換装置。 - 【請求項5】 請求項1乃至請求項3の発明において、 前記直流平滑回路に接続された電圧型インバータ回路
と、 このインバータ回路の交流出力を、可変周波数・可変振
幅の指令に一致するようにパルス幅変調する制御装置と
が設けられていることを特徴とするパルス幅変調電力変
換装置。 - 【請求項6】 請求項2又は請求項3の発明において、 前記3相交流電源の電圧が設定範囲を越えたことを検出
して電圧異常信号を発生する交流電圧検出装置と、 前記電圧異常信号に応じて前記交流電圧制御装置から全
アームの前記自己消弧型スイッチング回路への点弧指令
を阻止し、電圧異常出力停止後に点弧指令阻止を解除す
る過電圧保護装置とが設けられていることを特徴とする
パルス幅変調電力変換装置。 - 【請求項7】 請求項1又は請求項3の発明において、 前記3相交流電源の電流が設定範囲を越えたことを検出
して電流異常信号を発生する交流電流検出装置と、 前記電流異常信号に応じて前記交流電流制御装置から全
アームの前記自己消弧型スイッチング回路への点弧指令
を阻止し、電圧異常出力停止後に点弧指令阻止を解除す
る過電流保護装置が設けられていることを特徴とするパ
ルス幅変調電力変換装置。
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---|---|---|---|
JP16296797A JP3430194B2 (ja) | 1997-06-19 | 1997-06-19 | パルス幅変調電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP16296797A JP3430194B2 (ja) | 1997-06-19 | 1997-06-19 | パルス幅変調電力変換装置 |
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Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH1118433A true JPH1118433A (ja) | 1999-01-22 |
JP3430194B2 JP3430194B2 (ja) | 2003-07-28 |
Family
ID=15764687
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP16296797A Expired - Fee Related JP3430194B2 (ja) | 1997-06-19 | 1997-06-19 | パルス幅変調電力変換装置 |
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---|---|
JP (1) | JP3430194B2 (ja) |
Cited By (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2001352759A (ja) * | 2000-06-08 | 2001-12-21 | Fuji Electric Co Ltd | Pwm整流装置 |
JP2005318663A (ja) * | 2004-04-26 | 2005-11-10 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
JP2005328624A (ja) * | 2004-05-13 | 2005-11-24 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
US8441823B2 (en) | 2008-03-14 | 2013-05-14 | Daikin Industries, Ltd. | Rectifier circuit |
JP2014096906A (ja) * | 2012-11-08 | 2014-05-22 | Yaskawa Electric Corp | 電流形電力変換装置 |
WO2020065918A1 (ja) * | 2018-09-28 | 2020-04-02 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
CN111989854A (zh) * | 2018-04-17 | 2020-11-24 | 株式会社电装 | 电力转换装置的控制装置 |
-
1997
- 1997-06-19 JP JP16296797A patent/JP3430194B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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CN111989854A (zh) * | 2018-04-17 | 2020-11-24 | 株式会社电装 | 电力转换装置的控制装置 |
CN111989854B (zh) * | 2018-04-17 | 2023-10-20 | 株式会社电装 | 电力转换装置的控制装置 |
WO2020065918A1 (ja) * | 2018-09-28 | 2020-04-02 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
US11482917B2 (en) | 2018-09-28 | 2022-10-25 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conversion device |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP3430194B2 (ja) | 2003-07-28 |
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