JP2005328624A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 過負荷耐量に優れ、電力回生が可能で、変換器効率が高く、経済的な電力変換装置を提供する。
【解決手段】 交流電源を整流する電力用ダイオード整流器RECと、当該電力用ダイオード整流器RECの交流端子にリアクトルLaを介して交流端子が接続された電圧形自励式電力変換器CNVと、当該自励式電力変換器CNVの直流端子間に接続された直流平滑コンデンサCdと、電圧形自励式電力変換器を一定のパルスパターンで動作させ、交流電源SUPの電圧Ｖsに対する電圧形自励式電力変換器の交流側端子電圧Ｖcの位相角φを調整することにより交流電源からの入力電流Ｉsを制御する手段と、電圧形自励式電力変換器CNVの直流電流または交流電流の過電流を検知して自己消弧素子を全てオフする手段とを備えた電力変換装置。
【選択図】 図１

Description

本発明は、電力用ダイオード整流器と電圧形自励式電力変換器を組み合わせた高効率で経済的な電力変換装置に関する。

電気鉄道直流起電システムでは、３相ブリッジ結線された電力用ダイオード整流器により３相交流電力を直流電力に変換する方式が多く採用されている。この方式は過負荷耐量に優れ、変換器コストが安くできる利点を有する。しかし、電車が回生ブレーキをかけたときにその電力を交流電源側に回生できず、しばしば回生失効を起こすという問題点があった。また、負荷電流依存性があり、直流き電電圧が負荷によって大きく変動する欠点があった。

図３２は、従来の電力回生可能なＰＷＭコンバータ（パルス幅変調制御コンバータ）の構成を示すものである。図中、Ｒ，Ｓ，Ｔは３相交流電源ＳＵＰの端子、Ｌｓは交流リアクトル、ＣＮＶはＰＷＭコンバータ、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、ＶＤＴは直流平滑コンデンサＣｄの電圧を検出する電圧検出器、ＤＣＤＴは直流負荷電流を検出する直流負荷電流検出器、ＩＮＶは３相出力のＶＶＶＦ（可変電圧可変周波数）インバータ、Ｍは交流電動機をそれぞれ示す。また、制御回路ＣＮＴＬとして、比較器Ｃ１，Ｃ２、電圧制御補償器Ｇｖ（Ｓ）、乗算器ＭＬ、電流制御補償器Ｇｉ（Ｓ）及びパルス幅変調制御回路ＰＷＭＣが用意されている。破線で囲まれた部分は３相分用意されており、Ｒ相のみを詳しく示しているが、Ｓ相及びＴ相も同様に構成されている。

ＰＷＭコンバータＣＮＶは、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄがその指令値Ｖｄ＊に一致するように入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを制御する。電圧指令値Ｖｄ＊と電圧検出値Ｖｄの偏差を制御補償器Ｇｖ（Ｓ）で増幅し、入力電流の振幅指令値Ｉｓｍとする。乗算機ＭＬでＲ相の電圧に同期した単位正弦波ｓｉｎωｔと前記入力電流の振幅指令値Ｉｓｍを掛け算し、それをＲ相の電流指令値Ｉｒ＊とする。このＲ相電流指令値Ｉｒ＊とＲ相電流検出値Ｉｒを比較し、その偏差を電流制御補償器Ｇｉ（Ｓ）で反転増幅する。この増幅には通常、比例増幅が使われ、Ｇｉ（Ｓ）＝−Ｋｉとなる。Ｋｉは比例定数である。このＧｉ（Ｓ）の出力である電圧指令値ｅｒ＊＝−Ｋｉ×（Ｉｒ＊−Ｉｒ）をＰＷＭ制御回路に入力し、コンバータのＲ相の自己消弧素子Ｓ１とＳ４のゲート信号ｇ１，ｇ４を作る。

ＰＷＭ制御回路ＰＷＭＣは、前記電圧指令値ｅｒ＊とキャリア信号Ｘ（例えば、１ｋＨｚの三角波）を比較し、ｅｒ＊＞Ｘのときは、素子Ｓ１をオンさせ（Ｓ４はオフ）、ｅｒ＊＜Ｘのときは、素子Ｓ４をオン（Ｓ１はオフ）させる。この結果、コンバータのＲ相電圧Ｖｒは前記電圧指令値ｅｒ＊に比例した電圧を発生する。

Ｉｒ＊＞Ｉｒの場合、電圧指令値ｅｒ＊は負の値となり、Ｉｒを増加させる。逆に、Ｉｒ＊＜Ｉｒの場合、電圧指令値ｅｒ＊は正の値となり、Ｉｒを減少させる。故に、Ｉｒ＊＝Ｉｒとなるように制御される。Ｓ相、Ｔ相の電流も同様に制御される。

また、直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄは、次のように制御される。Ｖｄ＊＞Ｖｄとなった場合、前記入力電流の振幅指令値Ｉｓｍが増加する。各相の電流指令値は電源電圧と同相となり、前記Ｉｓｍに比例した有効電力Ｐｓが前記交流電源ＳＵＰから直流平滑コンデンサＣｄに供給されることになる。この結果。Ｖｄが上昇し、Ｖｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。

逆に、Ｖｄ＊＜Ｖｄとなった場合、前記入力電流の振幅指令値Ｉｓｍは負の値となり、交流電源側に電力Ｐｓを回生する。故に、直流平滑コンデンサＣｄの蓄積エネルギーが減少し、Ｖｄが減って、やはり、Ｖｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。

ＶＶＶＦインバータＩＮＶ及び交流電動機Ｍは、直流平滑コンデンサＣｄを電圧源とする負荷で、力行運転時はコンデンサＣｄのエネルギーを消費し、Ｖｄを減少させる方向に働く。また、回生運転時はその回生エネルギーを平滑コンデンサＣｄにもどすため、Ｖｄを上昇させる方向に働く。前述のようにＰＷＭコンバータＣＮＶによって直流電圧Ｖｄが一定になるように制御するため、自動的に、力行運転では交流電源から見合った有効電力を供給し、回生運転時は回生エネルギーに見合った有効電力を交流電源側に回生することになる。

このように、従来のＰＷＭコンバータによれば、直流電圧を安定化することができ、電力回生が可能となり、電気鉄道の直流き電システムでの回生失効の問題も解決される。しかし、ＰＷＭコンバータは、高周波でスイッチングを行うためスイッチング損失が大きくなる欠点がある。また、スイッチング素子は、遮断電流として交流入力電流の最大値を切る能力が必要となる。したがって、短時間の過負荷（例えば、定格電流の３００％）でもその遮断電流に耐えるように設計しなければならず、電力変換器として大きなものが必要となり、不経済なシステムとなってしまう問題点があった。

以上のように、従来、電力回生が可能な電力変換器装置としてパルス幅変調制御による自励式電力変換器（ＰＷＭコンバータと呼ぶ）があるが、ダイオード整流器に比べるとコストが高く、過負荷耐量も大きく出来ない問題点があった。また、ＰＷＭ制御に伴うスイッチング損失が大きくなり、変換器効率が悪い等の問題があった。
特公平５−７９５０号公報

本発明は、上記のような従来の技術的課題に鑑みてなされたもので、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能で、変換器効率が高く、経済的な電力変換装置を提供することを目的とする。

請求項１の発明の電力変換装置は、交流電源に変圧器を介して交流端子が接続された電力用ダイオード整流器と、当該電力用ダイオード整流器の交流端子にリアクトルを介して交流端子が接続された自励式電力変換器と、当該自励式電力変換器の直流端子間に接続された直流平滑コンデンサと、前記自励式電力変換器を一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する前記自励式電力変換器の交流側端子電圧の位相角を調整することにより前記交流電源からの入力電流を制御する入力電流制御手段と、前記自励式電力変換器の直流電流又は交流電流の過電流を検知する過電流検知手段と、当該過電流検知手段からの信号に基づいて前記自励式電力変換器を構成する自己消弧素子を全てオフする手段とを備え、前記自励式電力変換器及び前記電力用ダイオード整流器の直流共通端子間に接続される負荷装置との間で電力の授受を行うことを特徴とするものである。

請求項１の発明の電力変換装置では、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で、交流電源の電圧Ｖｓに同期したスイッチングを行う。直流電圧Ｖｄが一定ならば、電圧Ｖｃの振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する出力電圧Ｖｃの位相角φを変えることにより、変圧器ＴＲのもれインダクタンスＬｓに印加される電圧（Ｖｓ−Ｖｃ）が変化し、入力電流Ｉｓ＝（Ｖｓ−Ｖｃ）／（ｊω・Ｌｓ）を調整することができる。

電源電圧Ｖｓに対する出力電圧Ｖｃの位相角φを遅れ方向に増加させることにより、交流電源ＳＵＰから供給される有効電力が増加する。逆に位相角φを進み方向に増やすと、有効電力が交流電源ＳＵＰに回生される。ちなみに、位相角φ＝０では、有効電力の授受はない。入力電流Ｉｓの位相角は、電源電圧Ｖｓに対し、φ／２又は、π−φ／２となり、入力力率は、ｃｏｓ（φ／２）となる。また、入力電流Ｉｓと自励式電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧Ｖｃとの位相差は、−φ／２又は、π＋φ／２となり、変換器力率は、ｃｏｓ（φ／２）となる。位相角φは、入力電流Ｉｓと変圧器ＴＲのもれインダクタンスＬｓの値に依存する。位相角は、過負荷運転時でも高々φ＝３０°程度で、力率はｃｏｓ１５°＝０．９６６となる。

自励式電力変換器ＣＮＶを一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流Ｉｓの高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、上記のように変換器力率が１に近いため、電流Ｉｓのゼロ点付近でスイッチングが行われ、自励式電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子の遮断電流は小さくて済む。これにより、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を実現できる。

リアクトルＬａは、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子がオンしたときに電力用ダイオード整流器ＲＥＣの各ダイオードに過大なリカバリー電流が流れ込むのを抑える役目をする。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄが指令値Ｖｄ＊に一致するように前記交流電源ＳＵＰから供給される入力電流Ｉｓを制御する。通常電圧指令値Ｖｄ＊は一定値を与えるが、負荷電流ＩＬに応じてレギュレーションをつける場合もある。負荷装置Ｌｏａｄ（電車など）は、この直流平滑コンデンサＣｄを電圧源として電力の授受を行う。

通常の力行運転のときには大部分の電流が電力用ダイオード整流器ＲＥＣに流れ、わずかな電流が自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子に流れる。電気鉄道などでは過負荷３００％で１分間の運転が要求され、電力変換装置全体の交流電流又は直流電流で過電流検知する方式では、過負荷３００％以上の電流で過電流レベルを設定しなければならず、実際に自励式電力変換器ＣＮＶにそのような大電流が流れた場合に備えて、それを遮断するだけの自己消弧素子を用意するのは不経済である。

請求項１の発明の電力変換装置では、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの直流電流又は交流電流の過電流を検知して、当該自励式電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子を全てオフするように制御することにより、実用的な電流レベルで自己消弧素子の過電流保護がかかり、装置を確実に保護することが可能となる。

請求項２の発明の電力変換装置は、交流電源に変圧器を介して交流端子が接続された電力用ダイオード整流器と、当該電力用ダイオード整流器の交流端子にリアクトルを介して交流端子が接続された自励式電力変換器と、当該自励式電力変換器の直流端子間に接続された直流平滑コンデンサと、前記自励式電力変換器を一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する前記自励式電力変換器の交流側端子電圧の位相角を調整することにより前記交流電源からの入力電流を制御する入力電流制御手段と、故障時に前記自励式電力変換器の交流側端子及び直流側端子を電気的に切り離す切離し手段とを備え、前記自励式電力変換器及び前記電力用ダイオード整流器の直流共通端子間に接続される負荷装置との間で電力の授受を行うことを特徴とするものである。

電気鉄道では、まず、列車の運行を優先させることが不可欠となる。そこで請求項２の発明の電力変換装置では、電力用ダイオード整流器ＲＥＣと電圧形自励式電力変換器ＣＮＶを組み合わせることで、電力回生ができ、入力力率が高く、入力電流高調波の少ない高効率の電力変換装置を実現する。

電力用ダイオード整流器ＲＥＣと、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶを比べた場合、故障する確立は後者の方が高いのは否めない。自励式電力変換器ＣＮＶが故障した場合、交流側端子及び直流側端子を電気的に切り離せるように構成することにより、一旦運転停止はするものの、再び電力用ダイオード整流器ＲＥＣのみを運転させ、列車を走らせることが可能となる。これにより、より冗長性の高いシステムを提供できる。

請求項３の発明の電力変換装置は、交流電源に変圧器を介して交流端子が接続された電力用ダイオード整流器と、当該電力用ダイオード整流器の交流端子にリアクトルを介して交流端子が接続された自励式電力変換器と、当該自励式電力変換器の直流端子間に接続された直流平滑コンデンサと、前記自励式電力変換器を一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する前記自励式電力変換器の交流側端子電圧の位相角を調整することにより前記交流電源からの入力電流を制御する入力電流制御手段と、前記自励式電力変換器及び前記電力用ダイオード整流器の直流共通端子間に接続される負荷装置への経路上において前記直流平滑コンデンサと当該負荷装置との間に相当する位置に設置された直流リアクトル及び高速遮断器とを備えたものである。

請求項３の発明の電力変換装置では、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧Ｖｓに対する自励式電力変換器ＣＮＶの交流電圧Ｖｃの位相角φを制御することによって入力電流Ｉｓを制御することで、常に入力力率＝１付近で運転する。このように自励式電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子のスイッチングを入力電流Ｉｓのゼロ点付近で行うようにすることで、素子のしゃ断電流を小さくできる。その結果、スイッチング損失を大幅に軽減し、しゃ断電流の小さい自己消弧素子で自励式電力変換器ＣＮＶを構成できるようになり、経済的な装置を実現できる。

電気鉄道などでは、変電所に設置された電力変換装置から直流き電線を介して電車負荷等に電力を供給する。高速遮断器ＨＳＣＢは、直流き電線の地絡事故などにより、過大な電流が流れた場合、いち早く回路を切り離す役目を果たし、事故が拡大するのを防止する。

しかし、直流平滑コンデンサＣｄが電圧源となっており、至近端で地絡事故などが発生した場合には、事故電流の立ち上がりが速く高速遮断器ＨＳＣＢでも切り離せないことがある。直流リアクトルＤＣＬは事故電流の立ち上がりを抑制するもので、事故時に高速遮断器ＨＳＣＢを確実に動作させることが可能である。

請求項４の発明の電力変換装置は、交流電源に変圧器を介して交流端子が接続された電力用ダイオード整流器と、当該電力用ダイオード整流器の交流端子にリアクトルを介して交流端子が接続された自励式電力変換器と、当該自励式電力変換器の直流端子間に接続された直流平滑コンデンサと抵抗器の直列回路と、前記自励式電力変換器を一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する前記自励式電力変換器の交流側端子電圧の位相角を調整することにより前記交流電源からの入力電流を制御する入力電流制御手段とを備え、前記自励式電力変換器及び前記電力用ダイオード整流器の直流共通端子間に接続される負荷装置との間で電力の授受を行うことを特徴とするものである。

電気鉄道では直流き電線を介して電車負荷が接続され、直流平滑コンデンサＣｄと直流き電線のインダクタンスＬｆにより共振現象が発生し、直流電圧制御が不安定になる場合がある。これを防ぐために請求項４の発明の電力変換装置では、直流平滑コンデンサＣｄに直列に抵抗器Ｒｄを接続している。抵抗器Ｒｄは上記振動現象を減衰させる役目を果たし、自励式電力変換器ＣＮＶによる直流電圧制御を安定化させることが可能である。

請求項５の発明の電力変換装置は、交流電源に変圧器を介して交流端子が接続された電力用ダイオード整流器と、当該電力用ダイオード整流器の交流端子にリアクトルを介して交流端子が接続された自励式電力変換器と、当該自励式電力変換器の直流端子間に接続された直流平滑コンデンサと抵抗器の直列回路と、当該抵抗器の片方向電流をバイパスさせるダイオードと、前記自励式電力変換器を一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する前記自励式電力変換器の交流側端子電圧の位相角を調整することにより前記交流電源からの入力電流を制御する入力電流制御手段とを備え、前記自励式電力変換器及び前記電力用ダイオード整流器の直流共通端子間に接続される負荷装置との間で電力の授受を行うことを特徴とするものである。

抵抗器Ｒｄは、直流平滑コンデンサＣｄと直流き電線のインダクタンスＬｆ等により発生する振動現象を減衰させ、自励式電力変換器ＣＮＶによる直流電圧制御を安定化させる役目を果たすが、直流平滑コンデンサＣｄに流れる電流Ｉｃａｐにより、Ｉｃａｐ^２×Ｒｄの損失が発生する。請求項５の発明の電力変換装置では、ダイオードＤｄによって抵抗器Ｒｄに流れる電流の片方向の電流をバイパスさせ、上記損失を半分に減らすことができる。バイパスダイオードＤｄが入っても、共振現象を抑制する効果はほぼ同じである。

請求項６の発明は、請求項４又は５の電力変換装置において、前記自励式電力変換器及び前記電力用ダイオード整流器の直流共通端子と前記負荷装置との間に相当する位置に設置された直流リアクトル及び高速遮断器を備えたことを特徴とするものである。

電気鉄道などでは、変電所に設置された電力変換装置から直流き電線を介して電車負荷等に電力を供給する。高速遮断器ＨＳＣＢは、直流き電線の地絡事故などにより過大な電流が流れた場合、いち早く回路を切り離す役目を果たし、事故が拡大するのを防止する。しかし、直流平滑コンデンサＣｄが電圧源となっており、至近端で地絡事故などが発生した場合には、事故電流の立ち上がりが速く高速遮断器ＨＳＣＢでも切り離せないことがある。しかしながら請求項６の発明の電力変換装置では、直流リアクトルＤＣＬによって事故電流の立ち上がりを抑制し、事故時に高速遮断器ＨＳＣＢを確実に動作させ、回路を確実に保護することができる。

請求項７の発明は、請求項３〜６の電力変換装置において、前記自励式電力変換器に対してその故障時に交流側端子及び直流側端子を電気的に切り離す切離し手段を備えたことを特徴とするものである。

電気鉄道では、まず列車の運行を優先させることが不可欠となる。請求項７の発明の電力変換装置では、電力用ダイオード整流器ＲＥＣと電圧形自励式電力変換器ＣＮＶを組み合わせることで、電力回生ができ、入力力率が高く、入力電流高調波の少ない高効率の電力変換装置を実現できる。

また電力用ダイオード整流器ＲＥＣと、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶを比べた場合、故障する確立は後者の方が高いのは否めない。そこで請求項７の発明の電力変換装置では、自励式電力変換器ＣＮＶが故障した場合、交流側端子及び直流側端子を電気的に切り離す構成にすることにより、一旦運転停止はするものの、再び電力用ダイオード整流器ＲＥＣのみを運転させ、列車を走らせることが可能であり、これにより、より冗長性の高いシステムを提供できる。

請求項８の発明は、請求項１〜７の電力変換装置において、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧が指令値に一致するように前記自励式電力変換器の入力電流の有効分を制御する有効分電流制御手段を備えたことを特徴とするものである。

請求項８の発明の電力変換装置では、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄが指令値Ｖｄ＊に一致するように交流電源ＳＵＰから供給される入力電流Ｉｓの有効分を制御する。例えば、Ｖｄ＜Ｖｄ＊となった場合、電源電圧Ｖｓに対する電力変換器ＣＮＶの出力電圧Ｖｃの位相角φを遅らせ、入力電流Ｉｓの有効成分を増加させる。この結果、有効電力Ｐｓが電源ＳＵＰから直流平滑コンデンサＣｄに供給され、直流電圧Ｖｄが上昇し、Ｖｄ＝Ｖｄ＊となるように制御する。逆に、Ｖｄ＞Ｖｄ＊となった場合、電源電圧Ｖｓに対する電力変換器ＣＮＶの出力電圧Ｖｃの位相角φを進ませ、入力電流Ｉｓの有効成分を負の値にする。この結果、直流平滑コンデンサＣｄから電源ＳＵＰへ有効電力Ｐｓが回生され、直流電圧Ｖｄが下降し、Ｖｄ＝Ｖｄ＊となるように制御される。

このように直流電圧Ｖｄを指令値Ｖｄ＊にしたがって制御することにより、電気鉄道での隣接変電所の電力変換装置との負荷分担や協調運転が可能である。また、直流電圧Ｖｄを一定に制御することもでき、直流き電電圧が安定化され、負荷装置Ｌｏａｄに対する理想的な電圧源とすることができる。

請求項９の発明は、請求項８の電力変換装置において、前記有効分電流制御手段は、前記負荷装置に供給される電流又は有効電力に応じて、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧の指令値を変える制御をすることを特徴とするものである。

自励式電力変換器ＣＮＶは一定のパルスパターンで制御されるので、自励式電力変換器ＣＮＶの交流電圧Ｖｃの大きさは直流電圧Ｖｄによって決まる。負荷電流ＩＬの増加により直流電圧Ｖｄが下がれば、交流電圧Ｖｃの波高値も下がる。

自励式電力変換器ＣＮＶの交流電圧Ｖｃの波高値が電源電圧Ｖｓの波高値より小さくなると、入力電流Ｉｓのベクトルは、電圧Ｖｃの方に近づく。電源電圧Ｖｓに対しては電流Ｉｓの遅れ位相角θが大きくなり、力率は少し低下する。しかし、電圧Ｖｃと電流Ｉｓの位相差（φ−θ）が小さくなるため、自励式電力変換器ＣＮＶのスイッチングが入力電流Ｉｓのゼロ付近で行われるようになり、自己消弧素子の遮断電流を小さくできる。特に、負荷電流ＩＬが大きいところで前記位相差（φ−θ）がゼロ近くになるように直流電圧Ｖｄを調整すれば、その効果が大きい。

電気鉄道などでは、力行側の過負荷容量が大きいものが要求される。請求項９の発明の電力変換装置では、負荷電流ＩＬ（又は有効電力ＰＬ）に応じて直流電圧Ｖｄを調整することにより、自励式電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子の遮断電流を小さくでき、変換器損失を低減できるだけでなく、遮断電流容量の小さい素子を使うことが可能となり、より経済的な電力変換装置を実現できる。

請求項１０の発明は、請求項８の電力変換装置において、前記有効分電流制御手段は、回生運転時の直流電圧指令を力行運転時の直流電圧指令より大きくすることを特徴とするものである。

電気鉄道における隣接変電所間で同じような変換装置が設置された場合、直流電圧指令をＶｄ１＊＞Ｖｄ２＊とすることにより、片方の変電所が力行運転しているとき、もう一方の変電所が回生運転することを防止できる。請求項１０の発明の電力変換装置では、回生運転時の直流電圧指令を力行運転時の直流電圧指令より大きくすることにより、隣接変電所間で無駄な横流が流れるのを防ぐ。

請求項１１の発明は、請求項２〜１０の電力変換装置において、前記自励式電力変換器の直流電流又は交流電流の過電流を検知して、当該自励式電力変換器を構成する自己消弧素子を全てオフするように制御する過電流保護手段を備えたことを特徴とするものである。

電気鉄道などでは力行過負荷３００％で１分間の運転が要求され、電力変換装置全体の交流電流又は直流電流で過電流検知する方式では、過負荷３００％以上の電流で過電流レベルを設定しなければならず、実際に自励式電力変換器ＣＮＶにそのような大電流が流れた場合に備えて、それを遮断するだけの自己消弧素子を用意するのは不経済である。

通常の力行運転では、大部分の電流が電力用ダイオード整流器ＲＥＣに流れ、わずかな電流が自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子に流れる。そこで請求項１１の発明の電力変換装置では、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの直流電流又は交流電流の過電流を検知して、当該自励式電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子を全てオフするように制御することにより、実用的な電流レベルで自己消弧素子の過電流保護をかけ、装置を確実に保護する。

請求項１２の発明は、請求項８〜１１の電力変換装置において、前記交流電源の電圧の実効値が変化した場合、その変化分に応じて前記直流電圧指令値を変えて制御する手段を備えたことを特徴とするものである。

電源電圧Ｖｓが定格値Ｖｓｏより高くなった場合、直流電圧Ｖｄを一定に制御していると、自励式電力変換器ＣＮＶの交流側電圧Ｖｃは一定値となり、｜Ｖｃ｜＜｜Ｖｓ｜となる。この結果、電源ＳＵＰから進み無効電流が流れ込み、その分、自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流が増大し、素子の損失の増大と素子遮断電流の増大を招くことになる。反対に、電源電圧Ｖｓが定格値Ｖｓｏより低くなった場合、直流電圧Ｖｄを一定に制御していると、自励式電力変換器ＣＮＶの交流側電圧Ｖｃは一定値となり、｜Ｖｃ｜＞｜Ｖｓ｜となる。この結果、電源ＳＵＰから進み無効電流が流れ込み、自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流が増大し、素子の損失の増大と素子遮断電流の増大を招くことになる。特に、時間的には短時間であるが電圧低下が大きい、瞬低（瞬時電圧低下）が発生した場合、上記無効電流値が大きくなるため、その過電流により装置を運転停止することがある。

そこで請求項１２の発明の電力変換装置では、電源電圧Ｖｓが変化した場合、その変化分ΔＶｓに比例させて直流電圧指令値Ｖｄ＊を変える制御をする。すなわち、電源電圧Ｖｓが上昇したときはその上昇分に比例させて直流電圧Ｖｄを高くすることによって遅れ無効電流の増加を抑える。また、電源電圧Ｖｓが低下した場合、その低下分に比例させて直流電圧Ｖｄを下げることによって電源ＳＵＰから進み無効電流が流れ込むのを抑える。これにより、電源電圧変動による素子電流の増大を防止することが可能であり、かつ、瞬低が発生しても装置を停止させるとなく、運転継続ができる。

請求項１３の発明は、請求項１〜１２の電力変換装置において、前記自励式電力変換器をゲートブロックする場合に、まず前記交流電源の電圧に対する変換器の交流電圧の位相角をゼロに近づけ、次に、当該自励式電力変換器を構成する自己消弧素子を全てオフするように制御する保護手段を備えたことを特徴とするものである。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶをゲートブロックし、電力変換装置の運転を停止する場合、特に、大部分の電流が自己消弧素子に流れている回生運転時に、いきなり自励式電力変換器ＣＮＶをゲートブロックすると、最悪の場合には入力電流のピーク値を自己消弧素子が遮断することにもなり、電磁ノイズの増大やスイッチング損失の増加を招く。そのため、請求項１３の発明の電力変換装置では、力行／回生の運転状態にかかわらず、まず、交流電源ＳＵＰの電圧Ｖｓに対する自励式電力変換器ＣＮＶの交流電圧Ｖｃの位相角φをゼロに近づけ、入力電流Ｉｓを小さくし、その後で、当該自励式電力変換器ＣＮＶをゲートブロックする。これにより、当該自己消弧素子の遮断電流を小さく抑えることができ、電磁ノイズの発生を抑えることができる。

請求項１４の発明の電力変換装置は、交流電源に変圧器を介して交流端子が接続された電力用ダイオード整流器と、当該電力用ダイオード整流器の交流端子にリアクトルと抵抗器の直列回路を介して交流端子が接続された自励式電力変換器と、当該自励式電力変換器の直流端子間に接続された直流平滑コンデンサと、前記自励式電力変換器を一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する前記自励式電力変換器の交流側端子電圧の位相角を調整することにより前記交流電源からの入力電流を制御する入力電流制御手段とを備え、前記自励式電力変換器及び前記電力用ダイオード整流器の直流共通端子間に接続される負荷装置との間で電力の授受を行うことを特徴とするものである。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、一定のパルスパターンで、交流電源の電圧Ｖｓに同期したスイッチングを行う。直流電圧Ｖｄが一定ならば、電圧Ｖｃの振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する出力電圧Ｖｃの位相角φを変えることにより、変圧器ＴＲのもれインダクタンスＬｓに印加される電圧（Ｖｓ−Ｖｃ）が変化し、入力電流Ｉｓ＝（Ｖｓ−Ｖｃ）／（ｊω・Ｌｓ）を調整することができる。

電源電圧Ｖｓに対する自励式電力変換器ＣＮＶの交流電圧Ｖｃの位相角φを遅れ方向に増加させることにより、交流電源ＳＵＰから供給される有効電力が増加する。逆に位相角φを進み方向に増やすと、有効電力が交流電源ＳＵＰに回生される。ちなみに、位相角φ＝０では、有効電力の授受はない。入力電流Ｉｓの位相角は、電源電圧Ｖｓに対し、φ／２又はπ−φ／２となり、入力力率はｃｏｓ（φ／２）となる。また、入力電流Ｉｓと自励式電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧Ｖｃとの位相差は、−φ／２又はπ＋φ／２となり、変換器力率はｃｏｓ（φ／２）となる。位相角φは、入力電流Ｉｓと変圧器ＴＲのもれインダクタンスＬｓの値に依存する。位相角は、過負荷運転時でも高々φ＝３０°程度で、力率はｃｏｓ１５°＝０．９６６となる。

そこで請求項１４の発明の電力変換装置では、自励式電力変換器ＣＮＶを一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流Ｉｓの高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めることで、上記のように変換器力率が１に近いため、電流Ｉｓのゼロ点付近でスイッチングを行わせ、自励式電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子の遮断電流を小さくする。これにより、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を実現できる。

また、当該電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄがその指令値Ｖｄ＊に一致するように前記交流電源ＳＵＰから供給される入力電流Ｉｓを制御する。例えば、Ｖｄ＜Ｖｄ＊となった場合、電源電圧Ｖｓに対する電力変換器ＣＮＶの出力電圧Ｖｃの位相角φを遅らせ、入力電流Ｉｓの有効成分を増加させる。この結果、有効電力Ｐｓが電源ＳＵＰから直流平滑コンデンサＣｄに供給され、直流電圧Ｖｄが上昇し、Ｖｄ＝Ｖｄ＊となるように制御される。逆に、Ｖｄ＞Ｖｄ＊となった場合、電源電圧Ｖｓに対する電力変換器ＣＮＶの出力電圧Ｖｃの位相角φを進ませ、入力電流Ｉｓの有効成分を負の値にする。この結果、直流平滑コンデンサＣｄから電源ＳＵＰへ有効電力Ｐｓが回生され、直流電圧Ｖｄが下降し、Ｖｄ＝Ｖｄ＊となるように制御される。

リアクトルＬａは、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子がオンしたときに電力用ダイオード整流器ＲＥＣの各ダイオードに過大なリカバリー電流が流れ込むのを抑える役目をする。例えば、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子（下アーム素子Ｓ４）をオフすると、リアクトルＬａに流れていた電流は、まず、上アーム素子Ｓ１に逆並列接続されている高速ダイオードＤ１を介して流れる。

一般に、高速ダイオードＤ１の順方向電圧降下ＶＦａに対し、電力用ダイオードＰＤ１の順方向電圧降下ＶＦｂの方が小さいので、その差電圧（ＶＦａ−ＶＦｂ）によって、高速ダイオードＤ１に流れていた電流は徐々に電力用ダイオードＰＤ１に移っていく。差電圧（ＶＦａ−ＶＦｂ）が大きいほど高速ダイオードＤ１から電力用ダイオードＰＤ１に転流する時間は短くなり、高速ダイオードＤ１の負担が軽くなる。しかし、ＶＦａとＶＦｂの差があまりない場合には、なかなか電力用ダイオードＰＤ１に電流が移らず、高速ダイオードＤ１の負担が重くなってしまう。

ところが請求項１４の発明の電力変換装置では、リアクトルＬａに直列接続された抵抗器Ｒａが下アーム素子Ｓ４がオフしたとき、リアクトルＬａに流れていた電流を時定数Ｌａ／Ｒａで減衰させ、高速ダイオードＤ１に流れていた電流を速やかに減少させる制御をし、この結果、電力用ダイオードＰＤ１に電流を移し、高速ダイオードＤ１の負担を軽減させる。

請求項１５の発明の電力変換装置は、交流電源に変圧器を介して交流端子が接続された電力用ダイオード整流器と、当該電力用ダイオード整流器の交流端子にリアクトルと抵抗器の直列回路を介して交流端子が接続された自励式電力変換器と、当該自励式電力変換器の直流端子間に接続された直流平滑コンデンサと抵抗器の直列回路と、前記自励式電力変換器を一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する前記自励式電力変換器の交流側端子電圧の位相角を調整することにより前記交流電源からの入力電流を制御する入力電流制御手段とを備え、前記自励式電力変換器及び前記電力用ダイオード整流器の直流共通端子間に接続される負荷装置との間で電力の授受を行うことを特徴とするものである。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧に対する位相角φを制御することにより、入力電流Ｉｓを制御するもので、常に入力力率＝１付近で運転される。このため、自励式電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子のスイッチングを入力電流Ｉｓのゼロ点付近で行うようにすることにより、素子のしゃ断電流を小さくできる。

リアクトルＬａは、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子がオンしたときに電力用ダイオード整流器ＲＥＣの各ダイオードに過大なリカバリー電流が流れ込むのを抑える役目をする。リアクトルＬａに直列接続された抵抗器Ｒａは、下アーム素子Ｓ４がオフしたとき、リアクトルＬａに流れていた電流を時定数Ｌａ／Ｒａで減衰させ、高速ダイオードＤ１に流れていた電流を減少させる。この結果、電力用ダイオードＰＤ１に電流が移り、高速ダイオードＤ１の負担を軽減させることができる。

電気鉄道では、直流き電線を介して電車負荷が接続され、直流平滑コンデンサＣｄと直流き電線のインダクタンスＬｆにより共振現象が発生し、直流電圧制御が不安定になる場合がある。これを防ぐために請求項１５の発明の電力変換装置では、直流平滑コンデンサＣｄに直列に抵抗器Ｒｄを接続している。抵抗器Ｒｄは上記振動現象を減衰させる役目を果たし、自励式電力変換器ＣＮＶによる直流電圧制御を安定化させることが可能である。

請求項１６の発明の電力変換装置は、交流電源に変圧器を介して交流端子が接続された電力用ダイオード整流器と、当該電力用ダイオード整流器の交流端子にアクトルと抵抗器の直列回路を介して交流端子が接続された自励式電力変換器と、当該自励式電力変換器の直流端子間に接続された直流平滑コンデンサと抵抗器の直列回路と、当該抵抗器の片方向電流をバイパスさせるダイオードと、前記自励式電力変換器を一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する前記自励式電力変換器の交流側端子電圧の位相角を調整することにより前記交流電源からの入力電流を制御する入力電流制御手段とを備え、前記自励式電力変換器及び前記電力用ダイオード整流器の直流共通端子間に接続される負荷装置との間で電力の授受を行うことを特徴とするものである。

リアクトルＬａは、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子がオンしたときに電力用ダイオード整流器ＲＥＣの各ダイオードに過大なリカバリー電流が流れ込むのを抑える役目をする。リアクトルＬａに直列接続された抵抗器Ｒａは、下アーム素子Ｓ４がオフしたときにリアクトルＬａに流れていた電流を時定数Ｌａ／Ｒａで減衰させ、高速ダイオードＤ１に流れていた電流を減少させる。これにより、電力用ダイオードＰＤ１に電流が移り、高速ダイオードＤ１の負担を軽減させることができる。

電気鉄道では、直流き電線を介して電車負荷が接続され、直流平滑コンデンサＣｄと直流き電線のインダクタンスＬｆにより共振現象が発生し、直流電圧制御が不安定になる場合がある。これを防ぐために請求項１６の発明の電力変換装置では、直流平滑コンデンサＣｄに直列に抵抗器Ｒｄを接続している。抵抗器Ｒｄは、直流平滑コンデンサＣｄと直流き電線のインダクタンスＬｆ等により発生する振動現象を減衰させ、自励式電力変換器ＣＮＶによる直流電圧制御を安定化させる役目を果たすが、直流平滑コンデンサＣｄに流れる電流Ｉｃａｐにより、Ｉｃａｐ２×Ｒｄの損失が発生する。ダイオードＤｄは抵抗器Ｒｄに流れる電流の片方向の電流をバイパスさせるもので、上記損失を半分に減らすことができる。バイパスダイオードＤｄが入っても共振現象を抑制する効果はほぼ同じである。

請求項１７の発明は、請求項１４〜１６の電力変換装置において、前記自励式電力変換器及び前記電力用ダイオード整流器の直流共通端子と前記負荷装置との間の経路上に設置された直流リアクトル及び高速遮断器を備えたことを特徴とするものである。

リアクトルＬａは、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子がオンしたときに電力用ダイオード整流器ＲＥＣの各ダイオードに過大なリカバリー電流が流れ込むのを抑える役目をする。リアクトルＬａに直列接続された抵抗器Ｒａは、下アーム素子Ｓ４がオフしたとき、リアクトルＬａに流れていた電流を時定数Ｌａ／Ｒａで減衰させ、高速ダイオードＤ１に流れていた電流を減少させる。これにより、電力用ダイオードＰＤ１に電流が移り、高速ダイオードＤ１の負担を軽減させることができる。

高速遮断器ＨＳＣＢは、直流き電線の地絡事故などにより過大な電流が流れた場合、いち早く回路を切り離す役目を果たし、事故が拡大するのを防止する。しかし、直流平滑コンデンサＣｄが電圧源となっており、至近端で地絡事故などが発生した場合には、事故電流の立ち上がりが速く高速遮断器ＨＳＣＢでも切り離せないことがある。そこで請求項１７の発明の電力変換装置では、直流リアクトルＤＣＬを高速度遮断器ＨＳＣＢと共に備えることで事故電流の立ち上がりを抑制し、事故時に高速遮断器ＨＳＣＢを確実に動作させることができる。

請求項１８の発明は、請求項１４〜１７の電力変換装置において、前記自励式電力変換器の故障時に交流側端子及び直流側端子を電気的に切り離す切離し手段を備えたことを特徴とするものである。

電気鉄道では、まず、列車の運行を優先させることが不可欠となる。そこで電力用ダイオード整流器ＲＥＣと電圧形自励式電力変換器ＣＮＶを組み合わせることによって電力回生ができ、入力力率が高く、入力電流高調波の少ない高効率の電力変換装置を実現できる。

電力用ダイオード整流器ＲＥＣと、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶを比べた場合、故障する確立は後者の方が高いのは否めない。そこで請求項１８の実施の形態の電力変換装置では、自励式電力変換器ＣＮＶが故障した場合、交流側端子及び直流側端子を電気的に切り離す構成にすることにより、一旦運転停止はするものの、再び電力用ダイオード整流器ＲＥＣのみを運転させ、列車を走らせることが可能である。これにより、より冗長性の高いシステムを実現できる。

請求項１９の発明は、請求項１４〜１８の電力変換装置において、前記自励式電力変換器の直流電流又は交流電流の過電流を検知して、当該自励式電力変換器を構成する自己消弧素子を全てオフする制御をする過電流保護手段を備えたことを特徴とするものである。

電気鉄道などでは過負荷３００％で１分間の運転が要求され、電力変換装置全体の交流電流又は直流電流で過電流検知する方式では、過負荷３００％以上の電流で過電流レベルを設定しなければならず、実際に自励式電力変換器ＣＮＶにそのような大電流が流れた場合に備えて、それを遮断するだけの自己消弧素子を用意するのは不経済である。

通常の力行運転では、大部分の電流が電力用ダイオード整流器ＲＥＣに流れ、わずかな電流が自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子に流れる。

そこで請求項１９の発明の電力変換装置では、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの直流電流又は交流電流の過電流を検知して、当該自励式電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子を全てオフするように制御することにより、実用的な電流レベルで自己消弧素子の過電流保護をかけ、装置を確実に保護することが可能である。

請求項２０の発明は、請求項１４〜１９の電力変換装置において、前記自励式電力変換器は、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧が指令値に一致するように前記入力電流の有効分を制御する有効分電流制御手段を備えたことを特徴とするものである。

請求項２０の発明の電力変換装置では、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄが指令値Ｖｄ＊に一致するように交流電源ＳＵＰから供給される入力電流Ｉｓを制御する。例えば、Ｖｄ＜Ｖｄ＊となった場合、電源電圧Ｖｓに対する電力変換器ＣＮＶの出力電圧Ｖｃの位相角φを遅らせ、入力電流Ｉｓの有効成分を増加させる。この結果、有効電力Ｐｓが電源ＳＵＰから直流平滑コンデンサＣｄに供給され、直流電圧Ｖｄが上昇し、Ｖｄ＝Ｖｄ＊となるように制御される。逆に、Ｖｄ＞Ｖｄ＊となった場合、電源電圧Ｖｓに対する電力変換器ＣＮＶの出力電圧Ｖｃの位相角φを進ませ、入力電流Ｉｓの有効成分を負の値にする。この結果、直流平滑コンデンサＣｄから電源ＳＵＰへ有効電力Ｐｓが回生され、直流電圧Ｖｄが下降し、Ｖｄ＝Ｖｄ＊となるように制御される。

電気鉄道などでは、既設の電力用ダイオード整流装置と本発明の電力変換装置とを並列運転することが考えられ、その場合には、力行運転時に最適な負荷分担となるような直流電圧Ｖｄになるように制御することが可能となる。また、直流電圧Ｖｄを一定に制御することもでき、直流き電電圧が安定化され、負荷装置Ｌｏａｄに対する理想的な電圧源として機能する。

請求項２１の発明は、請求項２０の電力変換装置において、前記有効分電流制御手段は、前記負荷装置に供給される電流又は有効電力に応じて前記直流平滑コンデンサに印加される電圧の指令値を変える制御をすることを特徴とするものである。

自励式電力変換器ＣＮＶは一定のパルスパターンで制御されるので、自励式電力変換器ＣＮＶの交流電圧Ｖｃの大きさは直流電圧Ｖｄによって決まる。負荷電流ＩＬの増加により直流電圧Ｖｄが下がれば、交流電圧Ｖｃの波高値も下がる。

Ｖｃの波高値が電源電圧Ｖｓの波高値より小さくなると、入力電流Ｉｓのベクトルは電圧Ｖｃの方に近づく。電源電圧Ｖｓに対してはＩｓの遅れ位相角θが大きくなり、力率は少し低下する。しかし、電圧Ｖｃと電流Ｉｓの位相差（φ−θ）が小さくなるため、自励式電力変換器ＣＮＶのスイッチングが入力電流Ｉｓのゼロ付近で行われるようになり、自己消弧素子の遮断電流を小さくできる。特に、負荷電流ＩＬが大きいところで前記位相差（φ−θ）がゼロ近くになるように直流電圧Ｖｄを調整すれば、その効果が大きい。

電気鉄道などでは、力行側の過負荷容量が大きいものが要求され、請求項２１の発明の電力変換装置では、負荷電流ＩＬ（又は有効電力ＰＬ）に応じて直流電圧Ｖｄを調整することにより、自励式電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子の遮断電流を小さくでき、変換器損失を低減できるだけでなく、遮断電流容量の小さい素子を使うことが可能となり、より経済的な電力変換装置を実現できる。

請求項２２の発明は、請求項２０の電力変換装置において、前記有効分電流制御手段は、前記交流電源の電圧の実効値が変化した場合にその変化分に応じて前記直流電圧指令値を変える制御をすることを特徴とするものである。

電源電圧Ｖｓが定格値Ｖｓｏより高くなった場合、直流電圧Ｖｄが一定に制御されていると、自励式電力変換器ＣＮＶの交流側電圧Ｖｃは一定値となり、｜Ｖｃ｜＜｜Ｖｓ｜となる。この結果、電源ＳＵＰから進み無効電流が流れ込み、その分、自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流が増大し、素子の損失の増大と素子遮断電流の増大を招くことになる。反対に、電源電圧Ｖｓが定格値Ｖｓｏより低くなった場合、直流電圧Ｖｄが一定に制御されていると、自励式電力変換器ＣＮＶの交流側電圧Ｖｃは一定値となり、｜Ｖｃ｜＞｜Ｖｓ｜となる。この結果、電源ＳＵＰから進み無効電流が流れ込み、自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流が増大し、素子の損失の増大と素子遮断電流の増大を招くことになる。特に、時間的には短時間であるが電圧低下が大きい、瞬低（瞬時電圧低下）が発生した場合、上記無効電流値が大きいため、過電流により装置の運転停止に至ることがある。

請求項２２の発明の電力変換装置では、電源電圧Ｖｓが変化した場合、その変化分ΔＶｓに比例させて直流電圧指令値Ｖｄ＊を変える制御をする。すなわち、電源電圧Ｖｓが上昇したときはその上昇分に比例させて直流電圧Ｖｄを高くすることにより、遅れ無効電流の増加を抑える。また、電源電圧Ｖｓが低下した場合、その低下分に比例させて直流電圧Ｖｄを下げることにより、電源ＳＵＰから進み無効電流が流れ込むのを抑える。これにより、電源電圧変動による素子電流の増大を防止することが可能となり、かつ、瞬低が発生しても装置を停止させるとなく運転継続できる。

請求項２３の発明は、請求項１４〜２２の電力変換装置において、前記自励式電力変換器をゲートブロックする場合に、まず前記交流電源の電圧に対する変換器の交流電圧の位相角をゼロに近づけ、次に、当該自励式電力変換器を構成する自己消弧素子を全てオフするように制御する保護手段を備えたことを特徴とするものである。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶをゲートブロックし、電力変換装置の運転を停止する場合、特に、大部分の電流が自己消弧素子に流れている回生運転時に、いきなり自励式電力変換器ＣＮＶをゲートブロックすると、最悪、入力電流のピーク値を自己消弧素子が遮断することにもなり、電磁ノイズの増大やスイッチング損失の増加を招く。

請求項２３の発明の電力変換装置では、力行／回生の運転状態にかかわらず、まず、交流電源ＳＵＰの電圧Ｖｓに対する自励式電力変換器ＣＮＶの交流電圧Ｖｃの位相角φをゼロに近づけ、入力電流Ｉｓを小さくし、その後で、当該自励式電力変換器ＣＮＶをゲートブロックする。これにより、当該自己消弧素子の遮断電流を小さく抑えることができ、電磁ノイズの発生を抑えることができる。

本発明によれば、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能で、変換器効率が高く、電気鉄道等の分野へ経済的な電力変換装置を提供することができる。

以下、本発明の実施の形態を図に基づいて詳説する。

（第１の実施の形態）図１は、本発明の電力変換装置の第１の実施の形態を示すブロック図である。図中、ＳＵＰは３相交流電源、ＴＲは３相トランス、ＲＥＣは電力用ダイオード整流器で、ＰＤ１〜ＰＤ６は電力用ダイオード、Ｌａはリカバリー電流抑制用リアクトル、ＣＮＶは電圧形自励式電力変換器で、Ｓ１〜Ｓ６は自己消弧素子、Ｄ１〜Ｄ６は高速ダイオード、ＡＣＣＴは交流電流検出器、ＤＣＣＴは直流電流検出器、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、ＶＤＴは直流平滑コンデンサＣｄの電圧を検出する電圧検出器、ＤＣＤＴは直流負荷電流を検出する直流負荷電流検出器、Ｌｏａｄは負荷装置を示している。

リカバリー電流抑制リアクトルＬａは、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子がオンしたときに電力用ダイオード整流器ＲＥＣの各ダイオードに過大なリカバリー電流が流れ込むのを抑える役目をする。通常Ｌａは数１０μＨのインダクタンス値で、交流リアクトルＬｓ（トランスＴＲのもれインダクタンス）と比べると、２桁ぐらい小さいものでよい。

一方、制御回路ＣＮＴＬとして、比較器Ｃ１，Ｃ２、加算器ＡＤ、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）、電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）、フィードフォワード補償器ＦＦ、座標変換回路Ｚ、電源同期位相検出回路ＰＬＬ、位相制御回路ＰＨＣ、過電流検出器ＯＣを用意している。

直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄを検出し、比較器Ｃ１により、電圧指令値Ｖｄ＊と比較する。その偏差εｖを電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）により、積分又は比例増幅し、加算器ＡＤに入力する。一方、負荷装置Ｌｏａｄに供給される電流ＩＬを検知し、フィードフォワード補償器ＦＦを介して、加算器ＡＤに入力する。加算器ＡＤの出力Ｉｑ＊が電源ＳＵＰから供給される有効電流の指令値となる。座標変換器Ｚは、電源ＳＵＰから供給される３相入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの検出値をｄｑ軸（直流量）に変換する。座標変換されたｑ軸電流Ｉｑは有効電流検出値を、ｄ軸電流Ｉｄは無効電流検出値を表わす。

比較器Ｃ２により、有効電流指令値Ｉｑ＊と有効電流検出値Ｉｑを比較し、その偏差εｉを電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）により増幅して、位相角指令値φ＊とする。電源同期位相検出回路ＰＬＬは３相交流電源電圧に同期した位相信号θｒ，θｓ，θｔを作り、位相制御回路ＰＨＣに入力する。位相制御回路ＰＨＣは、位相角指令値φ＊と位相信号θｒ，θｓ，θｔを用いて自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６のゲート信号ｇ１〜ｇ６を発生する。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧に対する位相角φを制御することにより、入力電流を制御する。

図２は、本実施の形態の制御動作を説明するための交流側等価回路を示す。また、図３はその電圧・電流ベクトル図を示す。図中、Ｖｓは電源電圧、Ｖｃは自励式電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧、Ｉｓは入力電流、ｊωＬｓ・Ｉｓは交流リアクトルＬｓによる電圧降下分（ただし、リアクトルＬｓの抵抗分は十分小さいものとして無視した）を表わす。ベクトル的に、Ｖｓ＝Ｖｃ＋ｊωＬｓ・Ｉｓの関係がある。

電源電圧Ｖｓの波高値と自励式電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧Ｖｃの基本波波高値は大略一致するように合わせる。直流電圧Ｖｄは負荷側からの要求で決まる場合が多く、パルスパターンを決めると、交流出力電圧Ｖｃの基本波波高値は決まってしまう。そこで、電源側に変圧器を設置し、その２次電圧をＶｓとして、波高値を合わせる。

入力電流Ｉｓは、電源電圧Ｖｓに対する自励式電力変換器の交流出力電圧Ｖｃの位相角φを調整することにより制御できる。すなわち、位相角φ＝０とすると、交流リアクトルＬｓに印加される電圧ｊωＬｓ・Ｉｓはゼロとなり、入力電流Ｉｓもゼロとなる。位相角（遅れ）φを増やしていくと、ｊωＬｓ・Ｉｓの電圧が増加し、入力電流Ｉｓもその値に比例して増加する。入力電流ベクトルＩｓは、電圧ｊωＬｓ・Ｉｓに対し９０°遅れており、電源電圧Ｖｓに対しては、φ／２だけ遅れたベクトルとなる。したがって、電源側から見た入力力率は、ｃｏｓ（φ／２）となる。

一方、自励式電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧をＶｃ’のように位相角φを進み方向に増やしていくと、交流リアクトルＬｓに印加される電圧ｊωＬｓ・Ｉｓも負となり、入力電流はＩｓ’のように、電源電圧Ｖｓに対し（π−φ／２）の位相角となる。すなわち、電力Ｐｓ＝Ｖｓ・Ｉｓは負となり、電力を電源に回生することができる。電源電圧Ｖｓを基準にして、交流出力電圧Ｖｃを図の破線に沿ってＶｃ’の方向に回していくと、入力電流ベクトルＩｓは破線に沿ってＩｓ’の方向に変化する。

図１において、有効電流Ｉｑは次のように制御される。Ｉｑ＊＞Ｉｑとなった場合、電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）の出力φ＊が増加し、入力電流Ｉｓを増加させる。入力力率≒１なので、有効電流Ｉｑが増加し、やがてＩｑ＊＝Ｉｑとなって落ち着く。逆に、Ｉｑ＊＜Ｉｑとなった場合、電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）の出力φ＊が減少し又は負の値になり、入力電流Ｉｓを減少させる。入力力率≒１なので、有効電流Ｉｑが減少し、やはりＩｑ＊＝Ｉｑとなって落ち着く。

また、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄは次のように制御される。Ｖｄ＊＞Ｖｄとなった場合、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）の出力Ｉｑ＊が増加し、上記のようにＩｑ＊＝Ｉｑに制御されるので、有効電力が交流電源ＳＵＰから直流平滑コンデンサＣｄに供給される。その結果、直流電圧Ｖｄが増加し、Ｖｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。逆に、Ｖｄ＊＜Ｖｄとなった場合、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）の出力Ｉｑ＊が減少し又は負の値となり、有効電力が直流平滑コンデンサＣｄから交流電源ＳＵＰ側に回生される。その結果、直流電圧Ｖｄが減少し、やはりＶｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。

図１の装置では、負荷Ｌｏａｄに供給される電流ＩＬを検知し、その量に見合った有効電流を供給するようにフィードフォワード補償器ＦＦで補償量ＩｑＦＦ＝ｋＦＦ・ＩＬを演算し、加算器ＡＤに入力している。これにより、負荷が急変した場合、それに見合った入力電流（有効電流）Ｉｑがすぐに供給され、直流平滑コンデンサＣｄの印加電圧Ｖｄの変動を抑えている。

図４は、図１の装置の位相制御回路ＰＨＣの具体的な内部構成を示す。図中、ＡＤｒ，ＡＤｓ，ＡＤｔは加減算器、ＰＴＮ１〜ＰＴＮ３はパルスパターン発生器を示す。加減算器ＡＤｒ〜ＡＤｔは、位相信号θｒ，θｓ，θｔから位相角指令値φ＊を引き算し、新たな位相信号θｃｒ，θｃｓ，θｃｔを作る。当該新たな位相信号θｃｒ，θｃｓ，θｃｔは、０〜２πの周期関数で、電源周波数に同期して変化する。パルスパターン発生器ＰＴ１〜ＰＴ３は、新たな位相信号θｃｒ，θｃｓ，θｃｔに対して、一定のパルスパターンとなるようにゲート信号ｇ１〜ｇ６を発生する。

パルスパターン発生器ＰＴ１は、位相信号θｃｒに対するＲ相素子Ｓ１，Ｓ４のパルスパターンをテーブル関数として記憶したもので、図５に１パルス動作時の波形を示す。図中、ＶｒはＲ相電源電圧、θｒは電源電圧Ｖｒに同期した位相信号で、０〜２πの間で変化する周期関数となる。新たな位相信号θｃｒ＝θｒ−φ＊は、０〜２πの間で変化する周期関数で、θｒの信号に対しφ＊だけ遅れた信号で与えられる。すなわち、入力θｃｒに対し、次のようなゲート信号ｇ１（又はｇ４）を出力する。

０≦θｃｒ＜πの範囲で、ｇ１＝１，ｇ４＝０（Ｓ１：オン，Ｓ４：オフ）
π≦θｃｒ＜２πの範囲で、ｇ１＝０，ｇ４＝１（Ｓ１：オフ，Ｓ４：オン）
自励式電力変換器ＣＮＶの交流側出力電圧（Ｒ相）Ｖｃｒは、

となる。直流電圧Ｖｄが一定ならば、交流出力電圧Ｖｃｒの振幅値は一定となる。Ｖｃｒの基本波Ｖｃｒ＊の位相は、電源電圧Ｖｒに対し位相角φ＊だけ遅れている。Ｓ相、Ｔ相も同様に与えられる。

図６は、図５のパルスパターンで自励式電力変換器ＣＮＶを動作させた場合の力行運転時のＲ相各部動作波形を示す。なお、説明の便宜上、入力電流Ｉｒは正弦波としてリプル分を省略して描いている。図６において、変換器の交流出力電圧Ｖｃｒの基本波は電源電圧Ｖｒに対し、位相角φだけ遅れている。また、入力電流Ｉｒは電源電圧Ｖｒに対し、位相角（φ／２）だけ遅れて流れる。このとき、ＩＳ１，ＩＳ４はＲ相の自己消弧素子Ｓ１とＳ４の電流を、ＩＤ１，ＩＤ４は高速ダイオードＤ１とＤ４の電流を、また、ＩＰＤ１，ＩＰＤ４は電力用ダイオードの電流波形をそれぞれ表わしている。以下に、そのときの動作を図１を用いて説明する。

入力電流Ｉｒが負から正に変るまでは電力用ダイオードＰＤ４を介して電流が流れている。この状態から電流Ｉｒの向きが変ると素子Ｓ４がオン状態にあるので、入力電流Ｉｒはリカバリー電流抑制用リアクトルＬａと素子Ｓ４を介して流れるようになる。次に、素子Ｓ４をオフすると、リカバリー電流抑制用リアクトルＬａの作用により、電流Ｉｒはまず高速ダイオードＤ１を介して流れる。高速ダイオードＤ１の順方向降下電圧ＶＦａに対し、電力用ダイオードＰＤ１の順方向降下電圧ＶＦｂの方が低いため、その電圧差により、リカバリー電流抑制用リアクトルＬａに流れている電流が徐々に小さくなり、入力電流Ｉｒは、高速ダイオードＤ１から電力用ダイオードＰＤ１に移っていく。その転流時間はリカバリー電流抑制用リアクトルＬａのインダクタンス値に反比例する。Ｌａを過飽和リアクトルにすることにより、流れる電流の大きいところでインダクタンス値が小さくなり、高速ダイオードに流れていた電流がより速く電力用ダイオードに移り、損失が低減される。

入力電流Ｉｒが再び反転するまでその電流は電力用ダイオードＰＤ１に流れる。入力電流Ｉｒが反転した後は、素子Ｓ１と高速ダイオードＤ４及び電力用ダイオードＰＤ４の間で、上記と同様の動作が行われる。

力行運転時の入力電流Ｉｒの大部分は電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ４に流れるので、損失が小さく、過負荷耐量の大きな電力変換装置を実現できる。自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６がしゃ断する最大電流Ｉｍａｘは、入力電流の波高値をＩｓｍとした場合、Ｉｍａｘ＝Ｉｓｍ×ｓｉｎ（φ／２）となる。例えば、φ＝２０°の場合、Ｉｍａｘ＝０．１７４×Ｉｓｍとなる。すなわち、自己消弧素子のしゃ断電流が小さいものを用意すればよく、コストの安い電力変換装置を実現できる。

図７は、回生運転時の動作波形を示すもので、ＩＳ１，ＩＳ４はＲ相の自己消弧素子Ｓ１とＳ４の電流を、ＩＤ１，ＩＤ４は高速ダイオードＤ１とＤ４の電流を、また、ＩＰＤ１，ＩＰＤ４は電力用ダイオードの電流波形をそれぞれ表わしている。変換器の交流出力電圧Ｖｃｒの基本波は電源電圧Ｖｒに対し、位相角φだけ進んでいる。また、入力電流Ｉｒは電源電圧の反転値−Ｖｒに対し、位相角（φ／２）だけ進んで流れる。

入力電流Ｉｒが負で、素子Ｓ１がオン（Ｓ４はオフ）のときは、入力電流Ｉｒは素子Ｓ１とリカバリー電流抑制用リアクトルＬａを介して流れる。素子Ｓ１をオフ（Ｓ４をオン）すると、リカバリー電流抑制用リアクトルＬａの作用により、電流Ｉｒはまず高速ダイオードＤ４を介して流れる。高速ダイオードＤ４の順方向降下電圧ＶＦａに対し、電力用ダイオードＰＤ４の順方向降下電圧ＶＦｂの方が低いため、その電圧差により、リカバリー電流抑制用リアクトルＬａに流れている電流が徐々に小さくなり、入力電流Ｉｒは、高速ダイオードＤ４から電力用ダイオードＰＤ４に移っていく。入力電流Ｉｒが反転すると、素子Ｓ４に電流が流れ、上記と同様に素子Ｓ４をオフすることにより、まず高速ダイオードＤ１に電流が移り、やがて電力ダイオードＰＤ１に電流が移る。

回生運転時、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６がしゃ断する最大電流Ｉｍａｘは、入力電流の波高値をＩｓｍとした場合、Ｉｍａｘ＝Ｉｓｍ×ｓｉｎ（φ／２）となる。例えば、φ＝２０°の場合、Ｉｍａｘ＝０．１７４×Ｉｓｍとなる。Ｓ相、Ｔ相も同様に制御される。

以上のように、回生運転時の入力電流Ｉｒの大部分は自己消弧素子に流れるが、当該素子Ｓ１〜Ｓ６のしゃ断電流は小さくてすみ、コストの安い電力変換装置を実現できる。

図８は、自励式電力変換器ＣＮＶを３パルス動作させた場合の力行運転時のＲ相各部動作波形を示す。なお、説明を簡略化するため、入力電流Ｉｒは正弦波としてリプル分を省略して描いている。図８において、変換器の交流出力電圧Ｖｃｒの基本波は電源電圧Ｖｓに対し、位相角φだけ遅れる。また、入力電流Ｉｓは電源電圧Ｖｓに対し、位相角（φ／２）だけ遅れて流れる。このとき、ＩＳ１，ＩＳ４はＲ相の自己消弧素子Ｓ１とＳ４の電流を、ＩＤ１，ＩＤ４は高速ダイオードＤ１とＤ４の電流を、また、ＩＰＤ１，ＩＰＤ４は電力用ダイオードの電流波形をそれぞれ表わしている。そのときの動作を以下に説明する。

入力電流Ｉｒが負から正に変るまでは電力用ダイオードＰＤ４を介して電流が流れている。この状態から電流Ｉｒの向きが変ると素子Ｓ４がオン状態にあるので、入力電流Ｉｒはリカバリー電流抑制用リアクトルＬａと素子Ｓ４を介して流れるようになる。

次に、素子Ｓ４をオフすると、リカバリー電流抑制用リアクトルＬａの作用により、電流Ｉｒはまず高速ダイオードＤ１を介して流れる。高速ダイオードＤ１の順方向降下電圧ＶＦａに対し、電力用ダイオードＰＤ１の順方向降下電圧ＶＦｂの方が低いため、その電圧差により、リカバリー電流抑制用リアクトルＬａに流れている電流が徐々に小さくなり、入力電流Ｉｒは、高速ダイオードＤ１から電力用ダイオードＰＤ１に移っていく。その転流時間はリカバリー電流抑制用リアクトルＬａのインダクタンス値に反比例する。

次に、素子Ｓ４を再びオンすると、入力電流Ｉｒはリカバリー電流抑制用リアクトルＬａと素子Ｓ４を介して流れ、電力用ダイオードＰＤ１及び高速ダイオードＤ１の電流はゼロとなる。さらに、図８のθ１で、素子Ｓ４をオフすると、上記と同じように、まず高速ダイオードＤ１に電流が流れ、次に電力用ダイオードＰＤ１に電流が移っていき、入力電流Ｉｒが再び反転するまでその電流は電力用ダイオードＰＤ１に流れる。

入力電流Ｉｒが反転した後は、素子Ｓ１と高速ダイオードＤ４及び電力用ダイオードＰＤ４の間で、上記と同様の動作が行われる。

３パルス動作の場合、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６がしゃ断する最大電流Ｉｍａｘは、入力電流の波高値をＩｓｍとした場合、

となる。例えば、φ＝２０°，θ１＝１０°とした場合、Ｉｍａｘ＝０．３４２×Ｉｓｍとなる。

このように、本実施の形態によれば、力行運転時には大部分の電流が、オン電圧の小さい電力用ダイオードＰＤ１〜ＰＤ６を通って流れ、高速ダイオードＤ１〜Ｄ６に流れる電流はわずかとなり、高効率の変換装置を達成できる。また、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６のしゃ断電流を小さくでき、装置全体のコストを大幅に低減できる。

図１の装置において、過電流が発生した場合、自励式電力変換器ＣＮＶの過電流を検知し、当該自励式電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６をオフさせる。すなわち、自励式電力変換器ＣＮＶの交流側入力電流Ｉａを交流電流検出器ＡＣＣＴで検出し、それを整流して過電流検出器ＯＣに入力する。電流Ｉａが設定値Ｉａｏを超えた場合には、位相制御回路ＰＨＣにゲートブロック信号ＧＢを与え、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６をオフさせる。なお、自励式電力変換器ＣＮＶの交流入力電流Ｉａを検出する代わりに直流電流検出器ＤＣＣＴにより直流電流Ｉｄｃを検出しても同様に過電流検知ができる。

電気鉄道では、１つの変電所から複数の車両に電力供給を行うため、一般に力行運転時の負荷が重く、回生電力は小さくなる。例えば、力行運転時の過負荷耐量として定格出力の３００％が要求されるが、回生電力は１００％定格を持てばよい。本実施の形態の電力変換装置は、このような力行運転時の過負荷耐量として大きなものに適している。

例えば、定格３，０００ｋＷとした場合、力行運転では１分間の過負荷９，０００ｋＷが要求される。このとき、大部分の電流は電力用ダイオード整流器ＲＥＣに流れ、当該電力用ダイオードＰＤ１〜ＰＤ６に流れる電流の最大値Ｉｓｍは、トランスＴＲの２次電圧をＶ２＝１．２ｋＶとした場合、

となる。このとき、自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６は、前述のように上記最大電流Ｉｓｍの約１／３の電流（２，０４１Ａ）を遮断することになる。

一方、回生運転では３，０００ｋＷが最大であり、そのとき大部分の電流は自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６を介して流れ、その最大値はＩｓｍ’は、

となる。通常の回生運転では、回生３，０００ｋＷ時の最大値の約１／３の電流（６８０Ａ）を自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６が遮断することになる。

この装置に流れる入力電流の最大値は、上記のようにＩｓｍ＝６，１２４Ａとなり、従来のように、装置全体の入力電流又は直流出力電流を基準にして過電流レベルを決めると、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６の最大遮断電流として、例えば、１．２×６，１２４Ａ＝７，３５０Ａの素子を用意しなければならない。

これに対し、本実施の形態では、自励式電力変換器ＣＮＶ自体の交流又は直流電流により過電流検知を行うことにより、過電流設定値Ｉａｏとして、上記力行９，０００ｋＷ運転及び回生３，０００ｋＷ運転時に自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６に流れる電流の最大値（この場合、約２，０４１Ａ）より少し大きな値、例えば１．２×２，０４１Ａ＝２，４５０Ａに選ぶことが可能となる。すなわち、力行側過負荷耐量が大きく、回生側容量が小さくて済む電気鉄道応用等では、自励式電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子の最大遮断電流容量を大幅に低減することができ、経済的な電力変換装置を実現できる。

（第２の実施の形態）図９は、本実施の形態の第２の実施の形態の電力変換装置の主回路構成を示す。図中、ＳＵＰは３相交流電源、ＭＣＢは交流主遮断器、ＴＲは３相トランス、ＲＥＣ１，ＲＥＣ２は電力用ダイオード整流器、Ｌａ１，Ｌａ２はリカバリー電流抑制用リアクトル、ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は電圧形自励式電力変換器、ＡＣＣＴ１，ＡＣＣＴ２は交流電流検出器、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、ＶＤＴは直流平滑コンデンサＣｄの電圧を検出する電圧検出器、ＤＣＤＴは直流負荷電流を検出する直流負荷電流検出器、Ｌｏａｄは負荷装置を示している。

３相トランスＴＲは、Δ結線された１次巻線と、Δ結線された第１の２次巻線及びＹ結線された第２の２次巻線を持っている。すなわち、第１の２次巻線の３相電圧に対し、第２の２次巻線の電圧は、波高値は同じで、位相角が３０°だけずれた３相電圧となる。

第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１の交流端子は、３相トランスＴＲの第１の２次巻線に接続されている。また、第１の自励式電力変換器ＣＮＶ１の交流端子は、第１のリカバリー電流抑制リアクトルＬａ１を介して第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１の交流端子に接続されている。また、第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２の交流端子は、３相トランスＴＲの第２の２次巻線に接続されている。また、第２の自励式電力変換器ＣＮＶ２の交流端子は、第２のリカバリー電流抑制リアクトルＬａ２を介して第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２の交流端子に接続されている。第１及び第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２、及び第１及び第２の自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の直流端子は並列接続され、直流平滑コンデンサＣｄに接続されている。また、負荷装置Ｌｏａｄは、当該直流平滑コンデンサＣｄを電圧源として電力の授受を行う。

第１及び第２の自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は一定のパルスパターンで位相制御を行い、入力電流Ｉｓを制御する。すなわち、第１の自励式電力変換器ＣＮＶ１は、３相トランスＴＲの第１の２次巻線（Δ結線）の電圧Ｖｓ１を基準にして位相制御するもので、当該電源電圧Ｖｓ１に対する第１の自励式電力変換器ＣＮＶ１の交流電圧Ｖｃ１の位相角φ１を調整することにより、入力電流Ｉｃ１を制御する。また、第２の自励式電力変換器ＣＮＶ２は、３相トランスＴＲの第２の２次巻線（Ｙ結線）の電圧Ｖｓ２を基準にして位相制御するもので、当該電源電圧Ｖｓ２に対する第２の自励式電力変換器ＣＮＶ２の交流電圧Ｖｃ２の位相角φ２を調整することにより、入力電流Ｉｃ２を制御する。交流電源ＳＵＰから供給される電流Ｉｓは上記入力電流Ｉｃ１とＩｃ２の和となる。

直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄが指令値Ｖｄ＊に一致するように入力電流Ｉｓの有効分を制御する。負荷電流ＩＬが増加し、直流電圧Ｖｄが下がった場合、入力電流Ｉｓの有効分を増やすことにより、Ｖｄ＝Ｖｄ＊となるように制御される。また、回生運転（ＩＬ＜０）で、直流電圧Ｖｄが上昇した場合には、入力電流Ｉｓの有効分を負にすることにより、電力を電源ＳＵＰに回生し、直流電圧Ｖｄが下がり、やはり、Ｖｄ＝Ｖｄ＊となるように制御される。

本実施の形態では、２台の変換器をトランスＴＲを介して並列２多重運転を行っている。これにより、変換装置の容量を増加でき、かつ、入力電流Ｉｓの高調波が低減することが可能となる。この場合でも、変換装置の過電流は、交流電流検出器ＡＣＣＴ１，ＡＣＣＴ２により、それぞれの自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の交流電流Ｉａ１及びＩａ２を検出し、その電流Ｉａ１，Ｉａ２が過電流レベルを超えた場合に、自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２をゲートブロックする。

電気鉄道などでは過負荷３００％で１分間の運転が要求され、従来のように電力変換装置全体の過電流を検知する方式では、過負荷３００％以上の電流で過電流レベルを設定しなければならず、実際に自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２にそのような大電流が流れた場合に備えて、それを遮断するだけの自己消弧素子を用意するのは不経済である。

通常の力行運転では、大部分の電流が電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２に流れ、わずかな電流が自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の自己消弧素子に流れる。図９の実施の形態では、交流電流検出器ＡＣＣＴ１及びＡＣＣＴ２により、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の３相入力電流の過電流を検知して、当該自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を構成する自己消弧素子をオフするように制御することにより、実用的な電流レベルで自己消弧素子の過電流保護がかかり、装置を確実に保護することが可能となる。なお、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１及びＣＮＶ２の直流電流を検知して、過電流保護をかけても同様に目的を達成できる。

（第３の実施の形態）図１０は、本発明の電力変換装置の第３の実施の形態を示すブロック図である。図中、ＳＵＰは３相交流電源、ＴＲは３相トランス、ＲＥＣは電力用ダイオード整流器で、ＰＤ１〜ＰＤ６は電力用ダイオード、Ｌａはリカバリー電流抑制用リアクトル、ＣＮＶは電圧形自励式電力変換器で、Ｓ１〜Ｓ６は自己消弧素子、Ｄ１〜Ｄ６は高速ダイオード、ＡＣＳＷは交流側開閉器（３相）、ＤＣＳＷは直流側開閉器、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、ＶＤＴは直流平滑コンデンサＣｄの電圧を検出する電圧検出器、ＤＣＤＴは直流負荷電流を検出する直流負荷電流検出器、Ｌｏａｄは負荷装置を示している。

一方、制御回路ＣＮＴＬとして、比較器Ｃ１，Ｃ２、加算器ＡＤ、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）、電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）、フィードフォワード補償器ＦＦ、座標変換回路Ｚ、電源同期位相検出回路ＰＬＬ、位相制御回路ＰＨＣを用意している。当該制御回路ＣＮＴＬは、図１の装置で説明したものと同様に動作する。

図１０において、自励式電力変換器ＣＮＶが故障した場合、交流側開閉器ＡＣＳＷ（３相）と直流側開閉器ＤＣＳＷを開放するように構成している。これにより、一旦装置の運転を停止するが、短時間で自励式電力変換器ＣＮＶを電気的に切り離し、引き続いて電力用ダイオード整流器ＲＥＣのみで、力行負荷車両Ｌｏａｄに電力を供給することができる。この場合、回生車両の回生電力が力行車両の負荷電力より大きくなり、回生失効に至ることが考えられるが、従来の運転と同様に機械ブレーキにより列車を減速させ、列車の運転ダイヤを確保する。

電気鉄道では、まず、列車の運行を優先させることが不可欠となる。本発明の電力変換装置は、前に述べたように、電力用ダイオード整流器ＲＥＣと電圧形自励式電力変換器ＣＮＶを組み合わせたもので、電力回生ができ、入力力率が高く、入力電流高調波の少ない高効率の電力変換装置を実現できる利点がある。

電力用ダイオード整流器ＲＥＣと、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶを比べた場合、故障する確立は後者の方が高いのは否めない。自励式電力変換器ＣＮＶが故障した場合、交流側端子及び直流側端子を電気的に切り離せるように構成することにより、一旦運転停止はするものの、再び電力用ダイオード整流器ＲＥＣのみを運転させ、列車を走らせることが可能となる。これにより、より冗長性の高いシステムを提供できるようになる。

（第４の実施の形態）図１１は、本実施の形態の第４の実施の形態の電力変換装置の主回路構成を示す。図中、ＳＵＰは３相交流電源、ＭＣＢは交流主遮断器、ＴＲは３相トランス、ＲＥＣ１，ＲＥＣ２は電力用ダイオード整流器、Ｌａ１，Ｌａ２はリカバリー電流抑制用リアクトル、ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は電圧形自励式電力変換器、ＡＣＳＷ１，ＡＣＳＷ２は交流側開閉器、ＤＣＳＷ１，ＤＣＳＷ２は直流側開閉器、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、ＶＤＴは直流平滑コンデンサＣｄの電圧を検出する電圧検出器、ＤＣＤＴは直流負荷電流を検出する直流負荷電流検出器、Ｌｏａｄは負荷装置を示している。

３相トランスＴＲは、Δ結線された１次巻線と、Δ結線された第１の２次巻線及びＹ結線された第２の２次巻線を持っている。すなわち、第１の２次巻線の３相電圧に対し、第２の２次巻線の電圧は、波高値は同じで位相角が３０°だけずれた３相電圧となる。

第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１の交流端子は、３相トランスＴＲの第１の２次巻線に接続されている。また、第１の自励式電力変換器ＣＮＶ１の交流端子は、第１の交流側開閉器ＡＣＳＷ１及び第１のリカバリー電流抑制リアクトルＬａ１を介して第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１の交流端子に接続されている。また、第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２の交流端子は、３相トランスＴＲの第２の２次巻線に接続されている。また、第２の自励式電力変換器ＣＮＶ２の交流端子は、第２の交流側開閉器ＡＣＳＷ２及び第２のリカバリー電流抑制リアクトルＬａ２を介して第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２の交流端子に接続されている。第１及び第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２の直流端子は並列接続され、第１及び第２の自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の直流端子はそれぞれ直流側開閉器ＤＣＳＷ１及びＤＣＳＷ２を介して並列接続されている。当該共通の直流端子には直流平滑コンデンサＣｄに接続されている。また、負荷装置Ｌｏａｄは、当該直流平滑コンデンサＣｄを電圧源として電力の授受を行う。

第１及び第２の自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は一定のパルスパターンで位相制御を行い、入力電流Ｉｓを制御する。すなわち、第１の自励式電力変換器ＣＮＶ１は、３相トランスＴＲの第１の２次巻線（Δ結線）の電圧Ｖｓ１を基準にして位相制御するもので、当該電源電圧Ｖｓ１に対する第１の自励式電力変換器ＣＮＶ１の交流電圧Ｖｃ１の位相角φ１を調整することにより、入力電流Ｉｃ１を制御する。また、第２の自励式電力変換器ＣＮＶ２は、３相トランスＴＲの第２の２次巻線（Ｙ結線）の電圧Ｖｓ２を基準にして位相制御するもので、当該電源電圧Ｖｓ２に対する第２の自励式電力変換器ＣＮＶ２の交流電圧Ｖｃ２の位相角φ２を調整することにより、入力電流Ｉｃ２を制御する。交流電源ＳＵＰから供給される入力電流Ｉｓは上記入力電流Ｉｃ１とＩｃ２の和となる。

直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄが指令値Ｖｄ＊に一致するように入力電流Ｉｓの有効分を制御する。負荷電流ＩＬが増加し、直流電圧Ｖｄが下がった場合、入力電流Ｉｓの有効分を増やすことにより、Ｖｄ＝Ｖｄ＊となるように制御される。また、回生運転（ＩＬ＜０）で、直流電圧Ｖｄが上昇した場合には、入力電流Ｉｓの有効分を負にすることにより、電力を電源ＳＵＰに回生し、直流電圧Ｖｄが下がり、やはり、Ｖｄ＝Ｖｄ＊となるように制御される。

本実施の形態の実施の形態では、２台の変換器をトランスＴＲを介して並列２多重運転を行っている。これにより、変換装置の容量を増加でき、かつ、入力電流Ｉｓの高調波が低減することが可能となる。また、自励式電力変換器ＣＮＶ１又はＣＮＶ２のいずれかが故障した場合、当該故障変換器を電気的に切り離し、残った整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２を用いて運転を継続させることが可能となる。

例えば、第１の自励式電力変換器が故障した場合、装置の運転を一旦停止し、開閉器ＡＣＳＷ１及びＤＣＳＷ１を開放し、第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１と第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２及び第２の自励式電力変換器ＣＮＶ２を使って運転を再開する。これにより、回生側の出力容量は半分になるが、力行側の出力容量は故障前とほとんど同じくらいの電力を出すことが可能となる。第２の自励式電力変換器ＣＮＶ２が故障した場合も同様である。

第１及び第２の自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２がともに故障した場合には、開閉器ＡＣＳＷ１，ＡＣＳＷ２及びＤＣＳＷ１，ＤＣＳＷ２を全て開放し、第１及び第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＲＣ２の並列運転を行う。これにより、回生側の運転はできなくなるが、力行側の運転は引き続き継続でき、電車用電源装置として、信頼性の高いシステムを提供できる。

（第５の実施の形態）図１２は、本発明の電力変換装置の第５の実施の形態を示すブロック図である。図中、ＳＵＰは３相交流電源、ＴＲは３相トランス、ＲＥＣは電力用ダイオード整流器で、ＰＤ１〜ＰＤ６は電力用ダイオード、Ｌａはリカバリー電流抑制用リアクトル、ＣＮＶは電圧形自励式電力変換器で、Ｓ１〜Ｓ６は自己消弧素子、Ｄ１〜Ｄ６は高速ダイオード、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、ＶＤＴは直流平滑コンデンサＣｄの電圧を検出する電圧検出器、ＤＣＤＴは直流負荷電流を検出する直流負荷電流検出器、ＤＣＬは直流リアクトル、ＨＳＣＢは直流高速遮断器、Ｌｏａｄは負荷装置を示している。

一方、制御回路ＣＮＴＬとして、比較器Ｃ１，Ｃ２、加算器ＡＤ、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）、電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）、フィードフォワード補償器ＦＦ、座標変換回路Ｚ、電源同期位相検出回路ＰＬＬ、位相制御回路ＰＨＣを用意している。

直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄを検出し、比較器Ｃ１により、電圧指令値Ｖｄ＊と比較する。その偏差εｖを電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）により、積分又は比例増幅し、加算器ＡＤに入力する。一方、負荷装置Ｌｏａｄに供給される電流ＩＬを検知し、フィードフォワード補償器ＦＦを介して、加算器ＡＤに入力する。加算器ＡＤの出力Ｉｑ＊が電源ＳＵＰから供給される有効電流の指令値となる。座標変換器Ｚは、電源ＳＵＰから供給される３相入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの検出値をｄｑ軸（直流量）に変換する。座標変換されたｑ軸電流Ｉｑは有効電流検出値を、ｄ軸電流Ｉｄは無効電流検出値を表わす。

比較器Ｃ２により、有効電流指令値Ｉｑ＊と有効電流検出値Ｉｑを比較し、その偏差εｉを電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）により増幅して、位相角指令値φ＊とする。電源同期位相検出回路ＰＬＬは３相交流電源電圧に同期した位相信号θｒ，θｓ，θｔを作り、位相制御回路ＰＨＣに入力する。位相制御回路ＰＨＣは、位相角指令値φ＊と位相信号θｒ，θｓ，θｔを用いて自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６のゲート信号ｇ１〜ｇ６を発生する。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧Ｖｓに対する電圧Ｖｃの位相角φを制御することにより、入力電流Ｉｓを制御する。

本実施の形態の電力変換装置によれば、力行運転時は、大部分の電流が電力用ダイオード整流器ＲＥＣに流れるように制御され、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶのしゃ断電流を小さく抑えることができる。すなわち、当該電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧に対する位相角φを制御することにより、入力電流を制御するもので、常に入力力率＝１付近で運転される。故に、自励式電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子のスイッチングを、入力電流Ｉｓのゼロ点付近で行うようにすることにより、素子のしゃ断電流を小さくできる。

リカバリー電流抑制リアクトルＬａは、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子がオンしたときに電力用ダイオード整流器ＲＥＣの各ダイオードに過大なリカバリー電流が流れ込むのを抑える役目をする。

高速遮断器ＨＳＣＢは、直流き電線の地絡事故などにより、過大な電流が流れた場合、いち早く回路を切り離す役目を果たし、事故が拡大するのを防止する。しかし、直流平滑コンデンサＣｄが電圧源となっており、至近端で地絡事故などが発生した場合には、事故電流の立ち上がりが速く高速遮断器ＨＳＣＢでも切り離せないことがある。直流リアクトルＤＣＬは、事故電流の立ち上がりを抑制するもので、事故時に高速遮断器ＨＳＣＢを確実に動作させることが可能となる。

（第６の実施の形態）図１３は、本発明の電力変換装置の第６の実施の形態を示すブロック図である。図中、ＳＵＰは３相交流電源、ＴＲは３相トランス、ＲＥＣは電力用ダイオード整流器で、ＰＤ１〜ＰＤ６は電力用ダイオード、Ｌａはリカバリー電流抑制用リアクトル、ＣＮＶは電圧形自励式電力変換器で、Ｓ１〜Ｓ６は自己消弧素子、Ｄ１〜Ｄ６は高速ダイオード、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、ＶＤＴは直流平滑コンデンサＣｄの電圧を検出する電圧検出器、ＤＣＤＴは直流負荷電流を検出する直流負荷電流検出器、Ｒｄは抵抗器、Ｄｄはバイパスダイオード、Ｌｆは直流き電線のインダクタンス、Ｌｏａｄは負荷装置を示している。

一方、制御回路ＣＮＴＬとして、比較器Ｃ１，Ｃ２、加算器ＡＤ、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）、電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）、フィードフォワード補償器ＦＦ、座標変換回路Ｚ、電源同期位相検出回路ＰＬＬ、位相制御回路ＰＨＣを用意している。

直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄを検出し、比較器Ｃ１により、電圧指令値Ｖｄ＊と比較する。その偏差εｖを電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）により、積分又は比例増幅し、加算器ＡＤに入力する。一方、負荷装置Ｌｏａｄに供給される電流ＩＬを検知し、フィードフォワード補償器ＦＦを介して、加算器ＡＤに入力する。加算器ＡＤの出力Ｉｑ＊が電源ＳＵＰから供給される有効電流の指令値となる。座標変換器Ｚは、電源ＳＵＰから供給される３相入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの検出値をｄｑ軸（直流量）に変換する。座標変換されたｑ軸電流Ｉｑは有効電流検出値を、ｄ軸電流Ｉｄは無効電流検出値を表わす。

比較器Ｃ２により、有効電流指令値Ｉｑ＊と有効電流検出値Ｉｑを比較し、その偏差εｉを電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）により増幅して、位相角指令値φ＊とする。電源同期位相検出回路ＰＬＬは３相交流電源電圧に同期した位相信号θｒ，θｓ，θｔを作り、位相制御回路ＰＨＣに入力する。位相制御回路ＰＨＣは、位相角指令値φ＊と位相信号θｒ，θｓ，θｔを用いて自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６のゲート信号ｇ１〜ｇ６を発生する。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧Ｖｓに対する電圧Ｖｃの位相角φを制御することにより、入力電流Ｉｓを制御する。

本実施の形態の電力変換装置によれば、力行運転時は、大部分の電流が電力用ダイオード整流器ＲＥＣに流れるように制御することにより、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶのしゃ断電流を小さく抑える。すなわち、当該電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧Ｖｓに対する出力電圧Ｖｃの位相角φを制御することにより、入力電流Ｉｓを制御するもので、常に入力力率＝１付近で運転される。故に、自励式電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子のスイッチングを、入力電流Ｉｓのゼロ点付近で行うようにすることにより、素子のしゃ断電流を小さくできる。リカバリー電流抑制リアクトルＬａは、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子がオンしたときに電力用ダイオード整流器ＲＥＣの各ダイオードに過大なリカバリー電流が流れ込むのを抑える役目をする。

電気鉄道では、直流き電線を介して電車負荷Ｌｏａｄが接続され、直流平滑コンデンサＣｄと直流き電線のインダクタンスＬｆにより共振現象が発生し、直流電圧制御が不安定になる場合がある。これを防ぐために本実施の形態の電力変換装置では、直流平滑コンデンサＣｄに直列に抵抗器Ｒｄを接続している。抵抗器Ｒｄは上記振動現象を減衰させる役目を果たし、自励式電力変換器ＣＮＶによる直流電圧制御を安定化させることが可能となる。

抵抗器Ｒｄは、前述のように直流平滑コンデンサＣｄと直流き電線のインダクタンスＬｆ等により発生する振動現象を減衰させ、自励式電力変換器ＣＮＶによる直流電圧制御を安定化させる役目を果たすが、直流平滑コンデンサＣｄに流れる電流Ｉｃａｐにより、Ｉｃａｐ２×Ｒｄの損失が発生する。またダイオードＤｄを設けることで、このダイオードＤｄは抵抗器Ｒｄに流れる電流の片方向の電流をバイパスさせ、上記損失を半分に減らすことができる。バイパスダイオードＤｄが入っても、共振現象を抑制する効果はほぼ同じである。

（第７の実施の形態）図１４は、本発明の電力変換装置の第７の実施の形態を示すブロック図である。図中、ＳＵＰは３相交流電源、ＴＲは３相トランス、ＲＥＣは電力用ダイオード整流器で、ＰＤ１〜ＰＤ６は電力用ダイオード、Ｌａはリカバリー電流抑制用リアクトル、ＣＮＶは電圧形自励式電力変換器で、Ｓ１〜Ｓ６は自己消弧素子、Ｄ１〜Ｄ６は高速ダイオード、ＡＣＳＷは交流側開閉器、ＤＣＳＷは直流側開閉器、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、ＶＤＴは直流平滑コンデンサＣｄの電圧を検出する電圧検出器、ＤＣＤＴは直流負荷電流を検出する直流負荷電流検出器、Ｒｄは抵抗器、Ｄｄはバイパスダイオード、ＤＣＬは直流リアクトル、ＨＳＣＢは直流高速遮断器、Ｌｆは直流き電線のインダクタンス、Ｌｏａｄは負荷装置を示している。

一方、制御回路ＣＮＴＬとして、比較器Ｃ１，Ｃ２、加算器ＡＤ、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）、電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）、フィードフォワード補償器ＦＦ、座標変換回路Ｚ、電源同期位相検出回路ＰＬＬ、位相制御回路ＰＨＣを用意している。

直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄを検出し、比較器Ｃ１により、電圧指令値Ｖｄ＊と比較する。その偏差εｖを電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）により、積分又は比例増幅し、加算器ＡＤに入力する。一方、負荷装置Ｌｏａｄに供給される電流ＩＬを検知し、フィードフォワード補償器ＦＦを介して、加算器ＡＤに入力する。加算器ＡＤの出力Ｉｑ＊が電源ＳＵＰから供給される有効電流の指令値となる。座標変換器Ｚは、電源ＳＵＰから供給される３相入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの検出値をｄｑ軸（直流量）に変換する。座標変換されたｑ軸電流Ｉｑは有効電流検出値を、ｄ軸電流Ｉｄは無効電流検出値を表わす。

比較器Ｃ２により、有効電流指令値Ｉｑ＊と有効電流検出値Ｉｑを比較し、その偏差εｉを電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）により増幅して、位相角指令値φ＊とする。電源同期位相検出回路ＰＬＬは３相交流電源電圧に同期した位相信号θｒ，θｓ，θｔを作り、位相制御回路ＰＨＣに入力する。位相制御回路ＰＨＣは、位相角指令値φ＊と位相信号θｒ，θｓ，θｔを用いて自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６のゲート信号ｇ１〜ｇ６を発生する。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧Ｖｓに対する出力電圧Ｖｃの位相角φを制御することにより、入力電流Ｉｓを制御する。

本実施の形態の電力変換装置によれば、力行運転時は、大部分の電流が電力用ダイオード整流器ＲＥＣに流れるように制御され、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶのしゃ断電流を小さく抑えることができる。すなわち、当該電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧Ｖｓに対する出力電圧Ｖｃの位相角φを制御することにより、入力電流Ｉｓを制御するもので、常に入力力率＝１付近で運転される。故に、自励式電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子のスイッチングを、入力電流Ｉｓのゼロ点付近で行うようにすることにより、素子のしゃ断電流を小さくできる。リカバリー電流抑制リアクトルＬａは、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子がオンしたときに電力用ダイオード整流器ＲＥＣの各ダイオードに過大なリカバリー電流が流れ込むのを抑える役目をする。

電気鉄道では、直流き電線を介して電車負荷Ｌｏａｄが接続され、直流平滑コンデンサＣｄと直流き電線のインダクタンスＬｆにより共振現象が発生し、直流電圧制御が不安定になる場合がある。これを防ぐために本実施の形態の電力変換装置では、直流平滑コンデンサＣｄに直列に抵抗器Ｒｄを接続している。抵抗器Ｒｄは上記振動現象を減衰させる役目を果たし、自励式電力変換器ＣＮＶによる直流電圧制御を安定化させることが可能となる。

抵抗器Ｒｄは、前述のように直流平滑コンデンサＣｄと直流き電線のインダクタンスＬｆ等により発生する振動現象を減衰させ、自励式電力変換器ＣＮＶによる直流電圧制御を安定化させる役目を果たすが、直流平滑コンデンサＣｄに流れる電流Ｉｃａｐにより、Ｉｃａｐ２×Ｒｄの損失が発生する。ダイオードＤｄは抵抗器Ｒｄに流れる電流の片方向の電流をバイパスさせるもので、上記損失を半分に減らすことができる。バイパスダイオードＤｄが入っても、共振現象を抑制する効果はほぼ同じである。

直流高速遮断器ＨＳＣＢは、直流き電線の地絡事故などにより、過大な電流が流れた場合、いち早く回路を切り離す役目を果たし、事故が拡大するのを防止する。

しかし、直流平滑コンデンサＣｄが電圧源となっており、至近端で地絡事故などが発生した場合には、事故電流の立ち上がりが速く高速遮断器ＨＳＣＢでも切り離せないことがある。直流リアクトルＤＣＬは、事故電流の立ち上がりを抑制するもので、事故時に高速遮断器ＨＳＣＢを確実に動作させることが可能となる。

なお、図１４において、自励式電力変換器ＣＮＶが故障した場合、交流側開閉器ＡＣＳＷ（３相）と直流側開閉器ＤＣＳＷを開放するように構成している。これにより、一旦装置の運転を停止するが、短時間で自励式電力変換器ＣＮＶを電気的に切り離し、引き続いて電力用ダイオード整流器ＲＥＣのみで、力行負荷車両Ｌｏａｄに電力を供給することができる。この場合、回生車両の回生電力が力行車両の負荷電力より大きくなり、回生失効に至ることが考えられるが、従来の運転と同様に機械ブレーキにより列車を減速させ、列車の運転ダイヤを確保する。

電気鉄道では、まず、列車の運行を優先させることが不可欠となる。電力用ダイオード整流器ＲＥＣと、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶを比べた場合、故障する確立は後者の方が高いのは否めない。自励式電力変換器ＣＮＶが故障した場合、交流側端子及び直流側端子を電気的に切り離せるように構成することにより、一旦運転停止はするものの、再び電力用ダイオード整流器ＲＥＣのみを運転させ、列車を走らせることが可能となる。これにより、より冗長性の高いシステムを提供できるようになる。

（第８の実施の形態）図１５は、本発明の別の実施の形態における制御回路ＣＮＴＬのブロック図を示す。図中、ＣＡＬ１は電圧指令演算回路、Ｃ１，Ｃ２は比較器、ＡＤは加算器、Ｇｖ（Ｓ）は電圧制御補償回路、Ｇｉ（Ｓ）は電流制御補償回路、ＦＦはフィードフォワード補償器、Ｚは座標変換回路、ＰＬＬ電源同期位相検出回路、ＰＨＣ位相制御回路を示す。

直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄを検出し、比較器Ｃ１により、電圧指令値Ｖｄ＊と比較する。その偏差εｖを電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）により、積分又は比例増幅し、加算器ＡＤに入力する。一方、負荷装置Ｌｏａｄに供給される電流ＩＬを検知し、フィードフォワード補償器ＦＦを介して、加算器ＡＤに入力する。加算器ＡＤの出力Ｉｑ＊が電源ＳＵＰから供給される有効電流の指令値となる。座標変換器Ｚは、電源ＳＵＰから供給される３相入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの検出値をｄｑ軸（直流量）に変換する。座標変換されたｑ軸電流Ｉｑは有効電流検出値を、ｄ軸電流Ｉｄは無効電流検出値を表わす。

比較器Ｃ２により、有効電流指令値Ｉｑ＊と有効電流検出値Ｉｑを比較し、その偏差εｉを電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）により増幅して、位相角指令値φ＊とする。電源同期位相検出回路ＰＬＬは３相交流電源電圧に同期した位相信号θｒ，θｓ，θｔを作り、位相制御回路ＰＨＣに入力する。位相制御回路ＰＨＣは、位相角指令値φ＊と位相信号θｒ，θｓ，θｔを用いて自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６のゲート信号ｇ１〜ｇ６を発生する。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧Ｖｓに対する交流出力電圧Ｖｃの位相角φを制御することにより、入力電流Ｉｓを制御する。

電圧指令演算回路ＣＡＬ１は、負荷電流ＩＬに応じて直流電圧指令値Ｖｄ＊を変えている。図１６は、電圧指令演算回路ＣＡＬ１の特性例を示すもので、回生運転時の直流電圧指令は、Ｖｄ＊＝Ｖｄｏ＊＝一定とし、力行運転時の直流電圧指令Ｖｄ＊を次式のように与えている。

ただし、Ｖｄｏ＊は無負荷時の直流電圧指令、ＩＬは負荷電流、ｋ１は比例定数である。

直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄは上記指令値Ｖｄ＊に一致するように制御され、負荷電流ＩＬが増加するに従い、直流電圧Ｖｄは低下する。自励式電力変換器ＣＮＶは一定のパルスパターンで制御されるので、自励式電力変換器ＣＮＶの交流電圧Ｖｃの大きさは直流電圧Ｖｄによって決まる。負荷電流ＩＬの増加により直流電圧Ｖｄが下がれば、交流電圧Ｖｃの波高値も下がる。

図１７は、直流電圧Ｖｄを下げた場合の自励式電力変換器ＣＮＶの交流側電圧・電流ベクトル図を示すもので、Ｖｓは電源電圧、Ｖｃは自励式電力変換器ＣＮＶの交流電圧、Ｉｓは入力電流、ｊωＬｓ・Ｉｓは交流リアクトルＬｓ（又はトランスＴＲのもれインダクタンス）による電圧降下を表す。

Ｖｃの波高値が電源電圧Ｖｓの波高値より小さくなると、入力電流Ｉｓのベクトルは、電圧Ｖｃの方に近づく。電源電圧Ｖｓに対してはＩｓの遅れ位相角θが大きくなり、力率は少し低下する。しかし、電圧Ｖｃと電流Ｉｓの位相差（φ−θ）が小さくなるため、自励式電力変換器ＣＮＶのスイッチングが入力電流Ｉｓのゼロ付近で行われるようになり、自己消弧素子の遮断電流を小さくできる。特に、負荷電流ＩＬが大きいところで位相差（φ−θ）がゼロ近くになるように直流電圧Ｖｄを調整すれば、その効果が大きい。

電気鉄道などでは、力行側の過負荷容量が大きいものが要求され、上記のように負荷電流ＩＬに応じて直流電圧Ｖｄを調整することにより、自励式電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子の遮断電流を小さくでき、変換器損失を低減できるだけでなく、遮断電流容量の小さい素子を使うことが可能となり、より経済的な電力変換装置を実現できる。

図１８は、電圧指令演算回路ＣＡＬ１の別の特性例を示す。負荷電流ＩＬによって、直流電圧指令Ｖｄ＊を次のように与えることができる。

ただし、ｋ１は比例定数、ＩＬｏは定格負荷電流である。

すなわち、回生運転及び力行定格負荷までは、直流電圧Ｖｄを一定値Ｖｄｏ＊に制御し、力行過負荷運転領域では、負荷電流ＩＬの増加に応じて直流電圧Ｖｄを徐々に下げるように制御している。これにより、回生及び力行定格運転では直流電圧Ｖｄが一定に保持され、直流き電電圧の安定化を図ることができ、かつ、力行過負荷運転では自励式電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子の遮断電流を下げることができる。

図１９は、電圧指令演算回路ＣＡＬ１のさらに別の特性例を示す。負荷電流ＩＬによって、直流電圧指令Ｖｄ＊を次のように与えることができる。

ただし、Ｖｄｏ＊は無負荷時の直流電圧指令、ｋ１は比例定数である。

これによって、回生運転では直流電圧Ｖｄが一定に保持され、直流き電電圧の安定化を図ることができ、かつ、力行運転では特に過負荷領域で自励式電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子の遮断電流を下げることができる。また、電気鉄道における隣接変電所間で同じような変換装置が設置された場合、上記直流電圧指令を、Ｖｄ１＊＞Ｖｄ２＊とすることにより、片方の変電所が力行運転しているとき、もう一方の変電所が回生運転することを防止できる。これにより、隣接変電所間で無駄な横流が流れるのを防ぐことができる。

図２０は、電圧指令演算回路ＣＡＬ１のさらに別の特性例を示す。負荷電流ＩＬによって、直流電圧指令Ｖｄ＊を次のように与えることができる。

ただし、ｋ１は比例定数、ＩＬｏは定格負荷電流である。

すなわち、力行定格負荷までは、直流電圧Ｖｄを一定値Ｖｄｏ＊に制御し、力行過負荷運転領域では、負荷電流ＩＬの増加に応じて直流電圧Ｖｄを徐々に下げるように制御している。これにより、力行定格以下の運転では直流電圧Ｖｄが一定に保持され、直流き電電圧の安定化を図ることができ、かつ、力行過負荷運転では自励式電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子の遮断電流を下げることができる。

また、電気鉄道における隣接変電所間で同じような変換装置が設置された場合、回生運転時の直流電圧指令を、Ｖｄ１＊＞Ｖｄｏ＊とすることにより、片方の変電所が力行運転しているとき、もう一方の変電所が回生運転することを防止できる。これにより、隣接変電所間で無駄な横流が流れるのを防ぐことができる。

図２１は、電圧指令演算回路ＣＡＬ１のさらに別の特性例を示す。負荷電流ＩＬによって、直流電圧指令Ｖｄ＊を次のように与えることができる。

ただし、Ｖｄｏ＊は無負荷時の直流電圧指令、ｋ１，ｋｖは比例定数である。

ここでは、Ｖｄ２＊からＶｄ１＊に移行するとき、ステップ的に指令値を変化させるのではなく、傾斜を付けて徐々に変えるようにしている。これにより、負荷電流ＩＬ＝０付近で、直流電圧指令Ｖｄ＊がハンチングすることを防止できる。

回生運転では直流電圧Ｖｄが一定に保持され、直流き電電圧の安定化を図ることができ、かつ、力行運転では特に過負荷領域で自励式電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子の遮断電流を下げることができる。また、電気鉄道における隣接変電所間で同じような変換装置が設置された場合、上記直流電圧指令を、Ｖｄ１＊＞Ｖｄ２＊とすることにより、片方の変電所が力行運転しているとき、もう一方の変電所が回生運転することを防止できる。これにより、隣接変電所間で無駄な横流が流れるのを防ぐことができる。

（第９の実施の形態）図２２は、本発明の電力変換装置の第９の実施の形態を示すブロック図である。図中、ＳＵＰは３相交流電源、ＴＲは３相トランス、ＲＥＣは電力用ダイオード整流器で、ＰＤ１〜ＰＤ６は電力用ダイオード、Ｌａはリカバリー電流抑制用リアクトル、ＡＣＣＴは交流電流検出器、ＣＮＶは電圧形自励式電力変換器で、Ｓ１〜Ｓ６は自己消弧素子、Ｄ１〜Ｄ６は高速ダイオード、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、ＶＤＴは直流平滑コンデンサＣｄの電圧を検出する電圧検出器、ＤＣＤＴは直流負荷電流を検出する直流負荷電流検出器、Ｒｄは抵抗器、Ｄｄはバイパスダイオード、ＤＣＬは直流リアクトル、ＨＳＣＢは直流高速遮断器、Ｌｆは直流き電線のインダクタンス、Ｌｏａｄは負荷装置を示している。

一方、制御回路ＣＮＴＬとして、比較器Ｃ１，Ｃ２、加算器ＡＤ、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）、電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）、フィードフォワード補償器ＦＦ、座標変換回路Ｚ、電源同期位相検出回路ＰＬＬ、位相制御回路ＰＨＣ、過電流検出器ＯＣを用意している。

直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄを検出し、比較器Ｃ１により、電圧指令値Ｖｄ＊と比較する。その偏差εｖを電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）により、積分又は比例増幅し、加算器ＡＤに入力する。一方、負荷装置Ｌｏａｄに供給される電流ＩＬを検知し、フィードフォワード補償器ＦＦを介して、加算器ＡＤに入力する。加算器ＡＤの出力Ｉｑ＊が電源ＳＵＰから供給される有効電流の指令値となる。座標変換器Ｚは、電源ＳＵＰから供給される３相入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの検出値をｄｑ軸（直流量）に変換する。座標変換されたｑ軸電流Ｉｑは有効電流検出値を、ｄ軸電流Ｉｄは無効電流検出値を表わす。

比較器Ｃ２により、有効電流指令値Ｉｑ＊と有効電流検出値Ｉｑを比較し、その偏差εｉを電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）により増幅して、位相角指令値φ＊とする。電源同期位相検出回路ＰＬＬは３相交流電源電圧に同期した位相信号θｒ，θｓ，θｔを作り、位相制御回路ＰＨＣに入力する。位相制御回路ＰＨＣは、位相角指令値φ＊と位相信号θｒ，θｓ，θｔを用いて自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６のゲート信号ｇ１〜ｇ６を発生する。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧Ｖｓに対する交流出力電圧Ｖｃの位相角φを制御することにより、入力電流Ｉｓを制御する。

抵抗器Ｒｄは、直流平滑コンデンサＣｄと直流き電線のインダクタンスＬｆ等により発生する振動現象を減衰させ、自励式電力変換器ＣＮＶによる直流電圧制御を安定化させる役目を果たすが、直流平滑コンデンサＣｄに流れる電流Ｉｃａｐにより、Ｉｃａｐ２×Ｒｄの損失が発生する。ダイオードＤｄは抵抗器Ｒｄに流れる電流の片方向の電流をバイパスさせるもので、上記損失を半分に減らすことができる。バイパスダイオードＤｄが入っても、共振現象を抑制する効果はほぼ同じである。

高速遮断器ＨＳＣＢは、直流き電線の地絡事故などにより、過大な電流が流れた場合、いち早く回路を切り離す役目を果たし、事故が拡大するのを防止する。しかし、直流平滑コンデンサＣｄが電圧源となっており、至近端で地絡事故などが発生した場合には、事故電流の立ち上がりが速く高速遮断器ＨＳＣＢでも切り離せないことがある。直流リアクトルＤＣＬは、事故電流の立ち上がりを抑制するもので、事故時に高速遮断器ＨＳＣＢを確実に動作させることが可能となる。

図２２の装置において、過電流が発生した場合、自励式電力変換器ＣＮＶの過電流を優先して検知し、当該自励式電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６をオフさせる。すなわち、自励式電力変換器ＣＮＶの３相入力電流Ｉａを交流電流検出器ＡＣＣＴで検出し、それを整流して過電流検出器ＯＣに入力する。電流Ｉａが設定値Ｉａｏを超えた場合には、位相制御回路ＰＨＣにゲートブロック信号ＧＢを与え、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６をオフさせる。

電気鉄道などでは力行過負荷３００％で１分間の運転が要求され、従来のように電力変換装置全体の過電流を検知する方式では、過負荷３００％以上の電流で過電流レベルを設定しなければならず、実際に自励式電力変換器ＣＮＶにそのような大電流が流れた場合に備えて、それを遮断するだけの自己消弧素子を用意するのは不経済である。通常の力行運転では、大部分の電流が電力用ダイオード整流器ＲＥＣに流れ、わずかな電流が自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６に流れる。

図２２の実施の形態では、交流電流検出器ＡＣＣＴにより、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの３相入力電流の過電流を検知して、当該自励式電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子をオフするように制御することにより、実用的な電流レベルで自己消弧素子の過電流保護がかかり、装置を確実に保護することが可能となる。なお、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの直流電流を検知して、過電流保護をかけても同様に達成できる。

（第１０の実施の形態）図２３は、本発明の別の実施の形態の制御回路ＣＮＴＬを示すブロック図である。図中、ＣＡＬ２は直流電圧指令演算器、Ｃ１，Ｃ２は比較器、ＡＤは加算器、Ｇｖ（Ｓ）は電圧制御補償回路、Ｇｉ（Ｓ）は電流制御補償回路、ＦＦはフィードフォワード補償器、Ｚは座標変換回路、ＳＦは位相シフト回路、ＤＬ遅延回路、ＰＬＬ電源同期位相検出回路、ＰＨＣ位相制御回路を示す。

また、図２４は、上記直流電圧指令演算器ＣＡＬ２の入出力特性例を表すもので、電源電圧の大きさ｜Ｖｓ｜に対する直流電圧指令Ｖｄ＊の特性を示す。すなわち、電源電圧の定格値Ｖｓｏに対し、Ｖｓａ＞Ｖｓｏ＞Ｖｓｂ，ΔＶｓ＝｜Ｖｓ｜−Ｖｓｏとし、ｋを比例定数とした場合、

としている。

直流電圧指令値Ｖｄ＊を電源電圧Ｖｓの変動に関係なくＶｄｏ＊一定として運転した場合、次のような問題がある。すなわち、電源電圧Ｖｓが定格値Ｖｓｏより高くなった場合、直流電圧Ｖｄが一定に制御されていると、自励式電力変換器ＣＮＶの交流側電圧Ｖｃは一定値となり、｜Ｖｃ｜＜｜Ｖｓ｜となる。この結果、電源ＳＵＰから遅れ無効電流が流れ込み、その分、自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流が増大し、素子の損失の増大と素子遮断電流の増大を招くことになる。

反対に、電源電圧Ｖｓが定格値Ｖｓｏより低くなった場合、直流電圧Ｖｄが一定に制御されていると、自励式電力変換器ＣＮＶの交流側電圧Ｖｃは一定値となり、｜Ｖｃ｜＞｜Ｖｓ｜となる。この結果、電源ＳＵＰから進み無効電流が流れ込み、自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流が増大し、素子の損失の増大と素子遮断電流の増大を招くことになる。特に、時間的には短時間であるが電圧低下が大きい、瞬低（瞬時電圧低下）が発生した場合、上記無効電流値が大きいため、過電流により装置の運転停止に至ることがある。

本実施の形態では、Ｖｓｂ＜｜Ｖｓ｜＜Ｖｓａの範囲でＶｄ＊＝Ｖｄｏ＊＋ｋ・ΔＶｓとして、電源電圧Ｖｓが変化した場合、その変化分ΔＶｓ＝｜Ｖｓ｜−Ｖｓｏに比例させて、直流電圧指令値Ｖｄ＊を変えている。すなわち、電源電圧Ｖｓが上昇したときはその上昇分に比例させて直流電圧Ｖｄを高くすることにより、遅れ無効電流の増加を抑えている。また、電源電圧Ｖｓが低下した場合、その低下分に比例させて直流電圧Ｖｄを下げることにより、電源ＳＵＰから進み無効電流が流れ込むのを抑えている。これにより、電源電圧変動による素子電流の増大を防止することが可能となり、かつ、瞬低が発生しても装置を停止させるとなく、運転継続ができるようになる。

本実施の形態では、電源電圧が｜Ｖｓ｜≧Ｖｓａとなった場合、Ｖｄ＊＝Ｖｄｍａｘ＊として、それ以上直流電圧Ｖｄを上げないようにしている。一般には、電源電圧Ｖｓの変動は高々±５％程度であるが、雷サージなどによりそれ以上電源電圧が上昇した場合には、Ｖｄ＊＝Ｖｄｍａｘ＊として直流電圧Ｖｄをむやみに上げることなく装置全体の整合性を保っている。これにより、負荷装置Ｌｏａｄへ過大な電圧が印加されるのを防いでいる。

逆に、｜Ｖｓ｜≦Ｖｓｂとなった場合、Ｖｄ＊＝Ｖｄｍｉｎ＊として、それ以下に直流電圧Ｖｄを下げないようにしている。ただし、瞬低時の運転継続を考えて、設定値Ｖｓｂは、定格値Ｖｓｏの０．９〜０．６倍程度にするのが適当である。

このように、本実施の形態によれば、電源電圧Ｖｓが変動した場合でも無駄な無効電流が増加することを防止でき、しいては装置を構成する素子の電流容量が低減され、経済的な電力変換装置を実現できる。また、瞬時電圧低下が発生しても装置を停止させることなく信頼性の高いシステムを実現できる。

図２３の制御回路ＣＮＴＬにおいて、装置の運転停止信号ＳＴＯＰが入った場合、まず、位相シフト回路ＳＦを動作させ、位相指令値φ＊をゼロに移行させる。次に、遅延回路ＤＬを介してゲートブロック信号ＧＢを与え、全ての自己消弧素子をオフさせるようにしている。電圧形自励式電力変換器ＣＮＶをゲートブロックし、電力変換装置の運転を停止する場合、特に、大部分の電流が自己消弧素子に流れている回生運転時に、いきなり自励式電力変換器ＣＮＶをゲートブロックすると、最悪、入力電流のピーク値を自己消弧素子が遮断することにもなり、電磁ノイズの増大やスイッチング損失の増加を招く。

本実施の形態では、力行／回生の運転状態にかかわらず、まず交流電源ＳＵＰの電圧Ｖｓに対する自励式電力変換器ＣＮＶの交流電圧Ｖｃの位相角φをゼロに近づけ、入力電流Ｉｓを小さくし、その後で、当該自励式電力変換器ＣＮＶをゲートブロックする。これにより、当該自己消弧素子の遮断電流を小さく抑えることができ、電磁ノイズの発生を抑えることができる。

（第１１の実施の形態）図２５は、本発明の電力変換装置の第１１の実施の形態を示すブロック図である。図中、ＳＵＰは３相交流電源、ＴＲは３相トランス、ＲＥＣは電力用ダイオード整流器で、ＰＤ１〜ＰＤ６は電力用ダイオード、Ｌａはリカバリー電流抑制用リアクトル、Ｒａは抵抗器、ＣＮＶは電圧形自励式電力変換器で、Ｓ１〜Ｓ６は自己消弧素子、Ｄ１〜Ｄ６は高速ダイオード、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、ＶＤＴは直流平滑コンデンサＣｄの電圧を検出する電圧検出器、ＤＣＤＴは直流負荷電流を検出する直流負荷電流検出器、Ｌｏａｄは負荷装置を示している。

一方、制御回路ＣＮＴＬとして、比較器Ｃ１，Ｃ２、加算器ＡＤ、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）、電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）、フィードフォワード補償器ＦＦ、座標変換回路Ｚ、電源同期位相検出回路ＰＬＬ、位相制御回路ＰＨＣを用意している。

直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄを検出し、比較器Ｃ１により、電圧指令値Ｖｄ＊と比較する。その偏差εｖを電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）により、積分又は比例増幅し、加算器ＡＤに入力する。一方、負荷装置Ｌｏａｄに供給される電流ＩＬを検知し、フィードフォワード補償器ＦＦを介して、加算器ＡＤに入力する。加算器ＡＤの出力Ｉｑ＊が電源ＳＵＰから供給される有効電流の指令値となる。座標変換器Ｚは、電源ＳＵＰから供給される３相入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの検出値をｄｑ軸（直流量）に変換する。座標変換されたｑ軸電流Ｉｑは有効電流検出値を、ｄ軸電流Ｉｄは無効電流検出値を表わす。

比較器Ｃ２により、有効電流指令値Ｉｑ＊と有効電流検出値Ｉｑを比較し、その偏差εｉを電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）により増幅して、位相角指令値φ＊とする。電源同期位相検出回路ＰＬＬは３相交流電源電圧に同期した位相信号θｒ，θｓ，θｔを作り、位相制御回路ＰＨＣに入力する。位相制御回路ＰＨＣは、位相角指令値φ＊と位相信号θｒ，θｓ，θｔを用いて自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６のゲート信号ｇ１〜ｇ６を発生する。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧Ｖｓに対する交流出力電圧Ｖｃの位相角φを制御することにより、入力電流Ｉｓを制御する。

図２６は、図２５の装置の動作を説明するための１相分の主回路構成を示すもので、ＰＤ１，ＰＤ４は電力用ダイオード、Ｓ１，Ｓ４は自己消弧素子、Ｄ１，Ｄ４は高速ダイオード、Ｌａはリカバリー電流抑制用リアクトル、Ｒａは直列抵抗器、Ｖｄは直流平滑コンデンサＣｄの印加電圧を表す。端子Ｕは３相トランスＴＲの２次巻線のｒ相端子に接続される。

図２６のモード（ｉ）は、電力用ダイオードＰＤ１を介して入力電流Ｉｒが流れていたとき、下アームの自己消弧素子Ｓ４をオンした場合の電流の流れを示すもので、素子Ｓ４をオンすることにより、リカバリー電流が、Ｖｄ（＋）→ＰＤ１→Ｌａ→Ｒａ→Ｓ４→Ｖｄ（−）の経路で流れる。このとき、リアクトルＬａ及び抵抗Ｒａは当該リカバリー電流を抑制する役目を果たす。やがて、電力用ダイオードＰＤ１がオフし、入力電流ＩｒはリアクトルＬａに流れる電流Ｉａと等しくなる。次にモード（ii）において、自己消弧素子Ｓ４がオフすると、リアクトルＬａに流れていた電流Ｉａは、まず、上アームの高速ダイオードＤ１を介して流れる。

さらにモード（iii）に移り、電力用ダイオードＰＤ１にも入力電流Ｉｒの一部が流れるようになるが、当該電力用ダイオードＰＤ１の順方向電圧降下ＶＦｂが高速ダイオードＤ１の順方向電圧降下ＶＦａより小さい場合には、その差電圧（ＶＦａ−ＶＦｂ）により、リアクトルＬａに流れていた電流Ｉａが徐々に減衰し、やがて、モード（iv）のように、全ての入力電流Ｉｒが電力用ダイオードＰＤ１を介して流れるようになる。

しかし、差電圧（ＶＦａ−ＶＦｂ）が小さい場合には、リアクトルＬａに流れていた電流がなかなか減衰せず、長い時間高速ダイオードＤ１に大電流が流れ続け、損失の増加を招くことになる。

直列抵抗Ｒａは、差電圧（ＶＦａ−ＶＦｂ）が小さい場合でも、時定数Ｔ＝Ｌａ／Ｒａで、リアクトルＬａの電流Ｉａを減衰させる役目を果たす。例えば、Ｌａ＝２０μＨ，Ｒａ＝０．０１Ωとした場合、時定数Ｔ＝２ｍｓｅｃとなり、５０Ｈｚ電源の１サイクル周期＝２０ｍｓｅｃに対し、十分速く電流Ｉａを減衰させることができる。これにより、高速ダイオードＤ１に流れる電流を小さくすることが可能となり、当該ダイオードは電流容量の小さいもので構成でき、かつ、装置の損失低減を図ることができるようになる。

（第１２の実施の形態）図２７は、本発明の第１２の実施の形態の電力変換装置の主回路構成である。図中、ＳＵＰは３相交流電源、ＭＣＢは交流主遮断器、ＴＲは３相トランス、ＲＥＣ１，ＲＥＣ２は電力用ダイオード整流器、Ｌａ１，Ｌａ２はリカバリー電流抑制用リアクトル、Ｒａ１，Ｒａ２は抵抗器、ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は電圧形自励式電力変換器、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、ＶＤＴは直流平滑コンデンサＣｄの電圧を検出する電圧検出器、ＤＣＤＴは直流負荷電流を検出する直流負荷電流検出器、Ｌｏａｄは負荷装置を示している。

３相トランスＴＲは、Δ結線された１次巻線と、Δ結線された第１の２次巻線及びＹ結線された第２の２次巻線を持っている。すなわち、第１の２次巻線の３相電圧に対し、第２の２次巻線の電圧は、波高値は同じで、位相角が３０°だけずれた３相電圧となる。

第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１の交流端子は、３相トランスＴＲの第１の２次巻線に接続されている。また、第１の自励式電力変換器ＣＮＶ１の交流端子は、第１のリカバリー電流抑制リアクトルＬａ１（３相）及び第１の抵抗器Ｒａ１（３相）を介して第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１の交流端子に接続されている。

第１のリカバリー電流抑制リアクトルＬａ１は、第１の自励式電力変換器ＣＮＶ１を構成する自己消弧素子がオンしたときに電力用ダイオードに流れるリカバリー電流を抑制する役目を果たす。また、第１の直列抵抗器Ｒａ１は、自己消弧素子がオフしたとき、リカバリー電流抑制リアクトルＬａ１に流れている電流をいち早く減衰させ、第１の自励式電力変換器ＣＮＶ１を構成する高速ダイオードから第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１への転流を早める役目を果たす。

また、第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２の交流端子は、３相トランスＴＲの第２の２次巻線に接続されている。また、第２の自励式電力変換器ＣＮＶ２の交流端子は、第２のリカバリー電流抑制リアクトルＬａ２（３相）及び第２の抵抗器Ｒａ２（３相）を介して第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２の交流端子に接続されている。

第２のリカバリー電流抑制リアクトルＬａ２は、第２の自励式電力変換器ＣＮＶ２を構成する自己消弧素子がオンしたときに電力用ダイオードに流れるリカバリー電流を抑制する役目を果たす。また、第２の直列抵抗器Ｒａ２は、自己消弧素子がオフしたとき、リカバリー電流抑制リアクトルＬａ２に流れている電流をいち早く減衰させ、第２の自励式電力変換器ＣＮＶ２を構成する高速ダイオードから第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２への転流を早める役目を果たす。

第１及び第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２、及び第１及び第２の自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の直流端子は並列接続され、直流平滑コンデンサＣｄに接続されている。また、負荷装置Ｌｏａｄは、当該直流平滑コンデンサＣｄを電圧源として電力の授受を行う。

第１及び第２の自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は一定のパルスパターンで位相制御を行い、入力電流Ｉｓを制御する。すなわち、第１の自励式電力変換器ＣＮＶ１は、３相トランスＴＲの第１の２次巻線（Δ結線）の電圧Ｖｓ１を基準にして位相制御するもので、当該電源電圧Ｖｓ１に対する第１の自励式電力変換器ＣＮＶ１の交流電圧Ｖｃ１の位相角φ１を調整することにより、入力電流Ｉｃ１を制御する。また、第２の自励式電力変換器ＣＮＶ２は、３相トランスＴＲの第２の２次巻線（Ｙ結線）の電圧Ｖｓ２を基準にして位相制御するもので、当該電源電圧Ｖｓ２に対する第２の自励式電力変換器ＣＮＶ２の交流出力電圧Ｖｃ２の位相角φ２を調整することにより、入力電流Ｉｃ２を制御する。交流電源ＳＵＰから供給される電流Ｉｓは上記入力電流Ｉｃ１とＩｃ２の和となる。

直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄが指令値Ｖｄ＊に一致するように入力電流Ｉｓの有効分を制御する。負荷電流ＩＬが増加し、直流電圧Ｖｄが下がった場合、入力電流Ｉｓの有効分を増やすことにより、Ｖｄ＝Ｖｄ＊となるように制御される。また、回生運転（ＩＬ＜０）で、直流電圧Ｖｄが上昇した場合には、入力電流Ｉｓの有効分を負にすることにより、電力を電源ＳＵＰに回生し、直流電圧Ｖｄが下がり、やはり、Ｖｄ＝Ｖｄ＊となるように制御される。

本実施の形態では、２台の変換器をトランスＴＲを介して並列２多重運転を行っている。これにより、変換装置の容量を増加でき、かつ、入力電流Ｉｓの高調波が低減することが可能となる。この場合でも、直列抵抗Ｒａ１，Ｒａ２は、リアクトルＬａ１及びＬａ２に流れている電流をいち早く減衰させ、高速ダイオードから電力用ダイオードへの転流を速める役目を果たす。例えば、Ｌａ１＝２０μＨ，Ｒａ２＝０．０１Ωとした場合、時定数Ｔ１＝２ｍｓｅｃとなり、５０Ｈｚ電源の１サイクル周期＝２０ｍｓｅｃに対し、十分速く電流Ｉａ１を減衰させることができる。リアクトルＬａ２に流れる電流Ｉａ２についても同様である。

これにより、自励式電力変換器ＣＮＶ１及びＣＮＶ２を構成する高速ダイオードに流れる電流を小さくすることが可能となり、当該ダイオードは電流容量の小さいもので構成でき、かつ、装置の損失低減を図ることができるようになる。

（第１３の実施の形態）図２８は、本発明の電力変換装置の第１３の実施の形態を示すブロック図である。図中、ＳＵＰは３相交流電源、ＴＲは３相トランス、ＲＥＣは電力用ダイオード整流器で、ＰＤ１〜ＰＤ６は電力用ダイオード、Ｌａはリカバリー電流抑制用リアクトル、Ｒａは抵抗器、ＣＮＶは電圧形自励式電力変換器で、Ｓ１〜Ｓ６は自己消弧素子、Ｄ１〜Ｄ６は高速ダイオード、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、ＶＤＴは直流平滑コンデンサＣｄの電圧を検出する電圧検出器、ＤＣＤＴは直流負荷電流を検出する直流負荷電流検出器、Ｒｄは直列抵抗器、Ｄｄはバイパス用ダイオード、ＤＣＬは直流リアクトル、ＨＳＣＢは直流高速遮断器、Ｌｆは直流き電線のインダクタンス、Ｌｏａｄは負荷装置を示している。

一方、制御回路ＣＮＴＬとして、比較器Ｃ１，Ｃ２、加算器ＡＤ、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）、電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）、フィードフォワード補償器ＦＦ、座標変換回路Ｚ、電源同期位相検出回路ＰＬＬ、位相制御回路ＰＨＣを用意している。

直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄを検出し、比較器Ｃ１により、電圧指令値Ｖｄ＊と比較する。その偏差εｖを電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）により、積分又は比例増幅し、加算器ＡＤに入力する。一方、負荷装置Ｌｏａｄに供給される電流ＩＬを検知し、フィードフォワード補償器ＦＦを介して、加算器ＡＤに入力する。加算器ＡＤの出力Ｉｑ＊が電源ＳＵＰから供給される有効電流の指令値となる。座標変換器Ｚは、電源ＳＵＰから供給される３相入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの検出値をｄｑ軸（直流量）に変換する。座標変換されたｑ軸電流Ｉｑは有効電流検出値を、ｄ軸電流Ｉｄは無効電流検出値を表わす。

比較器Ｃ２により、有効電流指令値Ｉｑ＊と有効電流検出値Ｉｑを比較し、その偏差εｉを電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）により増幅して、位相角指令値φ＊とする。電源同期位相検出回路ＰＬＬは３相交流電源電圧に同期した位相信号θｒ，θｓ，θｔを作り、位相制御回路ＰＨＣに入力する。位相制御回路ＰＨＣは、位相角指令値φ＊と位相信号θｒ，θｓ，θｔを用いて自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６のゲート信号ｇ１〜ｇ６を発生する。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧Ｖｓに対する交流出力電圧Ｖｃの位相角φを制御することにより、入力電流Ｉｓを制御する。

リカバリー電流抑制リアクトルＬａ（３相）は、自励式電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６がオンしたときに電力用ダイオードＰＤ１〜ＰＤ６に流れるリカバリー電流を抑制する役目を果たす。また、直列抵抗器Ｒａ（３相）は、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６がオフしたとき、リカバリー電流抑制リアクトルＬａに流れている電流をいち早く減衰させ、自励式電力変換器ＣＮＶを構成する高速ダイオードＤ１〜Ｄ６から電力用ダイオードＰＤ１〜ＰＤ６への転流を早める役目を果たす。これにより、自励式電力変換器ＣＮＶを構成する高速ダイオードＤ１〜Ｄ６に流れる電流を小さくすることが可能となり、当該ダイオードは電流容量の小さいもので構成でき、かつ、装置の損失低減を図ることができるようになる。

電気鉄道では、直流き電線を介して電車負荷Ｌｏａｄが接続され、直流平滑コンデンサＣｄと直流き電線のインダクタンスＬｆにより共振現象が発生し、直流電圧制御が不安定になる場合がある。これを防ぐために本実施の形態の電力変換装置では、直流平滑コンデンサＣｄに直列に抵抗器Ｒｄを接続している。抵抗器Ｒｄは上記振動現象を減衰させる役目を果たし、自励式電力変換器ＣＮＶによる直流電圧制御を安定化させることが可能となる。

抵抗器Ｒｄは、直流平滑コンデンサＣｄと直流き電線のインダクタンスＬｆ等により発生する振動現象を減衰させ、自励式電力変換器ＣＮＶによる直流電圧制御を安定化させる役目を果たすが、直流平滑コンデンサＣｄに流れる電流Ｉｃａｐにより、Ｉｃａｐ２×Ｒｄの損失が発生する。ダイオードＤｄは抵抗器Ｒｄに流れる電流の片方向の電流をバイパスさせるもので、上記損失を半分に減らすことができる。バイパスダイオードＤｄが入っても、共振現象を抑制する効果はほぼ同じである。

高速遮断器ＨＳＣＢは、直流き電線の地絡事故などにより、過大な電流が流れた場合、いち早く回路を切り離す役目を果たし、事故が拡大するのを防止する。しかし、直流平滑コンデンサＣｄが電圧源となっており、至近端で地絡事故などが発生した場合には、事故電流の立ち上がりが速く高速遮断器ＨＳＣＢでも切り離せないことがある。直流リアクトルＤＣＬは、事故電流の立ち上がりを抑制するもので、事故時に高速遮断器ＨＳＣＢを確実に動作させることが可能となる。

（第１４の実施の形態）図２９は、本発明の電力変換装置の第１４の実施の形態を示すブロック図である。図中、ＳＵＰは３相交流電源、ＴＲは３相トランス、ＲＥＣは電力用ダイオード整流器で、ＰＤ１〜ＰＤ６は電力用ダイオード、Ｌａはリカバリー電流抑制用リアクトル、Ｒａは抵抗器、ＣＮＶは電圧形自励式電力変換器で、Ｓ１〜Ｓ６は自己消弧素子、Ｄ１〜Ｄ６は高速ダイオード、ＡＣＳＷは交流側開閉器、ＤＣＳＷは直流側開閉器、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、ＶＤＴは直流平滑コンデンサＣｄの電圧を検出する電圧検出器、ＤＣＤＴは直流負荷電流を検出する直流負荷電流検出器、Ｌｏａｄは負荷装置を示している。

一方、制御回路ＣＮＴＬとして、比較器Ｃ１，Ｃ２、加算器ＡＤ、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）、電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）、フィードフォワード補償器ＦＦ、座標変換回路Ｚ、電源同期位相検出回路ＰＬＬ、位相制御回路ＰＨＣを用意している。直流電圧制御及び入力電流制御については、図２８で説明したものと同様である。

本実施の形態の電力変換装置によれば、力行運転時は、大部分の電流が電力用ダイオード整流器ＲＥＣに流れるように制御することにより、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶのしゃ断電流を小さく抑える。すなわち、当該電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧に対する位相角φを制御することにより、入力電流を制御するもので、常に入力力率＝１付近で運転される。故に、自励式電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子のスイッチングを、入力電流Ｉｓのゼロ点付近で行うようにすることにより、素子のしゃ断電流を小さくできる。

リカバリー電流抑制リアクトルＬａ（３相）は、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子がオンしたときに電力用ダイオード整流器ＲＥＣの各ダイオードに過大なリカバリー電流が流れ込むのを抑える役目をする。また、直列抵抗器Ｒａ（３相）は、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６がオフしたとき、リカバリー電流抑制リアクトルＬａに流れている電流をいち早く減衰させ、自励式電力変換器ＣＮＶを構成する高速ダイオードＤ１〜Ｄ６から電力用ダイオードＰＤ１〜ＰＤ６への転流を早める役目を果たす。これにより、自励式電力変換器ＣＮＶを構成する高速ダイオードＤ１〜Ｄ６に流れる電流を小さくすることが可能となり、当該ダイオードは電流容量の小さいもので構成でき、かつ、装置の損失低減を図ることができるようになる。

図２９において、自励式電力変換器ＣＮＶが故障した場合、交流側開閉器ＡＣＳＷ（３相）と直流側開閉器ＤＣＳＷを開放するように構成している。これにより、一旦装置の運転を停止するが、短時間で自励式電力変換器ＣＮＶを電気的に切り離し、引き続いて電力用ダイオード整流器ＲＥＣのみで、力行負荷車両Ｌｏａｄに電力を供給することができる。この場合、回生車両の回生電力が力行車両の負荷電力より大きくなり、回生失効に至ることが考えられるが、従来の運転と同様に機械ブレーキにより列車を減速させ、列車の運転ダイヤを確保する。

電気鉄道では、まず、列車の運行を優先させることが不可欠となる。電力用ダイオード整流器ＲＥＣと、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶを比べた場合、故障する確立は後者の方が高いのは否めない。自励式電力変換器ＣＮＶが故障した場合、交流側端子及び直流側端子を電気的に切り離せるように構成することにより、一旦運転停止はするものの、再び電力用ダイオード整流器ＲＥＣのみを運転させ、列車を走らせることが可能となる。これにより、より冗長性の高いシステムを提供できるようになる。

（第１５の実施の形態）図３０は、本発明の電力変換装置の第１５のの実施の形態を示すブロック図である。図中、ＳＵＰは３相交流電源、ＴＲは３相トランス、ＲＥＣは電力用ダイオード整流器で、ＰＤ１〜ＰＤ６は電力用ダイオード、Ｌａはリカバリー電流抑制用リアクトル、Ｒａは抵抗器、ＣＮＶは電圧形自励式電力変換器で、Ｓ１〜Ｓ６は自己消弧素子、Ｄ１〜Ｄ６は高速ダイオード、ＡＣＣＴは交流電流検出器、ＤＣＣＴは直流電流検出器、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、ＶＤＴは直流平滑コンデンサＣｄの電圧を検出する電圧検出器、ＤＣＤＴは直流負荷電流を検出する直流負荷電流検出器、Ｒｄは直列抵抗器、Ｄｄはバイパスダイオード、ＤＣＬは直流リアクトル、ＨＳＣＢは直流高速遮断器、Ｌｆは直流き電線のインダクタンス、Ｌｏａｄは負荷装置を示している。

また制御回路ＣＮＴＬとして、比較器Ｃ１，Ｃ２、加算器ＡＤ、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）、電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）、フィードフォワード補償器ＦＦ、座標変換回路Ｚ、電源同期位相検出回路ＰＬＬ、位相制御回路ＰＨＣ、過電流検出器ＯＣを用意している。直流電圧制御及び入力電流制御については、図２８の装置で説明したものと同様である。

本実施の形態の電力変換装置によれば、力行運転時は、大部分の電流が電力用ダイオード整流器ＲＥＣに流れるように制御することにより、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶのしゃ断電流を小さく抑える。すなわち、当該電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧Ｖｓに対する交流出力電圧Ｖｃの位相角φを制御することにより、入力電流Ｉｓを制御するもので、常に入力力率＝１付近で運転される。故に、自励式電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子のスイッチングを、入力電流Ｉｓのゼロ点付近で行うようにすることにより、素子のしゃ断電流を小さくできる。

リカバリー電流抑制リアクトルＬａ（３相）は、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子がオンしたときに電力用ダイオード整流器ＲＥＣの各ダイオードに過大なリカバリー電流が流れ込むのを抑える役目をする。また、直列抵抗器Ｒａ（３相）は、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６がオフしたとき、リカバリー電流抑制リアクトルＬａに流れている電流をいち早く減衰させ、自励式電力変換器ＣＮＶを構成する高速ダイオードＤ１〜Ｄ６から電力用ダイオードＰＤ１〜ＰＤ６への転流を早める役目を果たす。これにより、自励式電力変換器ＣＮＶを構成する高速ダイオードＤ１〜Ｄ６に流れる電流を小さくすることが可能となり、当該ダイオードは電流容量の小さいもので構成でき、かつ、装置の損失低減を図ることができるようになる。

電気鉄道では、直流き電線を介して電車負荷Ｌｏａｄが接続され、直流平滑コンデンサＣｄと直流き電線のインダクタンスＬｆにより共振現象が発生し、直流電圧制御が不安定になる場合がある。これを防ぐために本実施の形態の電力変換装置では、直流平滑コンデンサＣｄに直列に抵抗器Ｒｄを接続している。抵抗器Ｒｄは上記振動現象を減衰させる役目を果たし、自励式電力変換器ＣＮＶによる直流電圧制御を安定化させることが可能となる。

抵抗器Ｒｄは、直流平滑コンデンサＣｄと直流き電線のインダクタンスＬｆ等により発生する振動現象を減衰させ、自励式電力変換器ＣＮＶによる直流電圧制御を安定化させる役目を果たすが、直流平滑コンデンサＣｄに流れる電流Ｉｃａｐにより、Ｉｃａｐ２×Ｒｄの損失が発生する。ダイオードＤｄは抵抗器Ｒｄに流れる電流の片方向の電流をバイパスさせるもので、上記損失を半分に減らすことができる。バイパスダイオードＤｄが入っても、共振現象を抑制する効果はほぼ同じである。

高速遮断器ＨＳＣＢは、直流き電線の地絡事故などにより、過大な電流が流れた場合、いち早く回路を切り離す役目を果たし、事故が拡大するのを防止する。しかし、直流平滑コンデンサＣｄが電圧源となっており、至近端で地絡事故などが発生した場合には、事故電流の立ち上がりが速く高速遮断器ＨＳＣＢでも切り離せないことがある。直流リアクトルＤＣＬは、事故電流の立ち上がりを抑制するもので、事故時に高速遮断器ＨＳＣＢを確実に動作させることが可能となる。

図３０の装置において、過電流が発生した場合、自励式電力変換器ＣＮＶの過電流を優先して検知し、当該自励式電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６をオフさせる。すなわち、自励式電力変換器ＣＮＶの３相入力電流Ｉａを交流電流検出器ＡＣＣＴで検出し、それを整流して過電流検出器ＯＣに入力する。電流Ｉａが設定値Ｉａｏを超えた場合には、位相制御回路ＰＨＣにゲートブロック信号ＧＢを与え、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６をオフさせる。

通常の力行運転では、大部分の電流が電力用ダイオード整流器ＲＥＣに流れ、わずかな電流が自励式電力変換器ＣＮＶ自己消弧素子に流れる。電気鉄道などでは力行過負荷３００％で１分間の運転が要求され、従来のように電力変換装置全体の過電流を検知する方式では、過負荷３００％以上の電流で過電流レベルを設定しなければならず、実際に自励式電力変換器ＣＮＶにそのような大電流が流れた場合に備えて、それを遮断するだけの自己消弧素子を用意するのは不経済である。

図３０の実施の形態では、交流電流検出器ＡＣＣＴにより、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの３相入力電流の過電流を検知して、当該自励式電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子をオフするように制御することにより、実用的な電流レベルで自己消弧素子の過電流保護がかかり、装置を確実に保護することが可能となる。なお、直流電流検出器ＤＣＣＴで電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの直流電流を検知して、過電流保護をかけても同様に目的を達成できる。

（第１６の実施の形態）図３１は、本発明の第１６の実施の形態の制御回路を示すブロック図である。図中、ＣＡＬ３は直流電圧指令演算器、Ｃ１，Ｃ２は比較器、ＡＤは加算器、Ｇｖ（Ｓ）は電圧制御補償回路、Ｇｉ（Ｓ）は電流制御補償回路、ＦＦはフィードフォワード補償器、Ｚは座標変換回路、ＳＦは位相シフト回路、ＤＬ遅延回路、ＰＬＬ電源同期位相検出回路、ＰＨＣ位相制御回路を示す。

直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄを検出し、比較器Ｃ１により、電圧指令値Ｖｄ＊と比較する。その偏差εｖを電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）により、積分又は比例増幅し、加算器ＡＤに入力する。一方、負荷装置Ｌｏａｄに供給される電流ＩＬを検知し、フィードフォワード補償器ＦＦを介して、加算器ＡＤに入力する。加算器ＡＤの出力Ｉｑ＊が電源ＳＵＰから供給される有効電流の指令値となる。座標変換器Ｚは、電源ＳＵＰから供給される３相入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの検出値をｄｑ軸（直流量）に変換する。座標変換されたｑ軸電流Ｉｑは有効電流検出値を、ｄ軸電流Ｉｄは無効電流検出値を表わす。

比較器Ｃ２により、有効電流指令値Ｉｑ＊と有効電流検出値Ｉｑを比較し、その偏差εｉを電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）により増幅して、位相角指令値φ＊とする。電源同期位相検出回路ＰＬＬは３相交流電源電圧に同期した位相信号θｒ，θｓ，θｔを作り、位相制御回路ＰＨＣに入力する。位相制御回路ＰＨＣは、位相角指令値φ＊と位相信号θｒ，θｓ，θｔを用いて自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６のゲート信号ｇ１〜ｇ６を発生する。電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧Ｖｓに対する交流出力電圧Ｖｃの位相角φを制御することにより、入力電流Ｉｓを制御する。

図３１の制御回路ＣＮＴＬにおいて、直流電圧指令演算器ＣＡＬ３では、負荷電流ＩＬに対し、力行運転時の直流電圧指令値Ｖｄ＊を次のように与えている。

ただし、ｋ１は比例定数、Ｖｄｏ＊は無負荷時の直流電圧指令値である。

直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄは上記指令値Ｖｄ＊に一致するように制御され、負荷電流ＩＬが増加するに従い、直流電圧Ｖｄは低下する。自励式電力変換器ＣＮＶは一定のパルスパターンで制御されるので、自励式電力変換器ＣＮＶの交流電圧Ｖｃの大きさは直流電圧Ｖｄによって決まる。負荷電流ＩＬの増加により直流電圧Ｖｄが下がれば、交流電圧Ｖｃの波高値も下がる。

Ｖｃの波高値が電源電圧Ｖｓの波高値より小さくなると、図１７で説明したように、入力電流Ｉｓのベクトルは、電圧Ｖｃの方に近づく。電源電圧Ｖｓに対してはＩｓの遅れ位相角θが大きくなり、力率は少し低下する。しかし、電圧Ｖｃと電流Ｉｓの位相差（φ−θ）が小さくなるため、自励式電力変換器ＣＮＶのスイッチングが入力電流Ｉｓのゼロ付近で行われるようになり、自己消弧素子の遮断電流を小さくできる。特に、負荷電流ＩＬが大きいところで位相差（φ−θ）がゼロ近くになるように直流電圧Ｖｄを調整すれば、その効果が大きい。

電気鉄道などでは、力行側の過負荷容量が大きいものが要求され、上記のように負荷電流ＩＬに応じて直流電圧Ｖｄを調整することにより、自励式電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子の遮断電流を小さくでき、変換器損失を低減できるだけでなく、遮断電流容量の小さい素子を使うことが可能となり、より経済的な電力変換装置を実現できる。

また、回生運転時の直流電圧指令値Ｖｄ＊は、Ｖｄ＊＝Ｖｄ１＊＝一定とし、このとき、指令値Ｖｄ１＊は無負荷運転時の電圧指令Ｖｄｏ＊より少し高めに設定する。

回生運転では直流電圧Ｖｄが一定に保持され、直流き電電圧の安定化を図ることができ、かつ、力行運転では特に過負荷領域で自励式電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子の遮断電流を下げることができる。

また、電気鉄道における隣接変電所間で同じような変換装置が設置された場合、上記直流電圧指令を、Ｖｄ１＊＞Ｖｄｏ＊とすることにより、片方の変電所が力行運転しているとき、もう一方の変電所が回生運転することを防止できる。これにより、隣接変電所間で無駄な横流が流れるのを防ぐことができる。

一方、無負荷時の直流電圧指令値Ｖｄｏ＊は、電源電圧の波高値｜Ｖｓ｜によって、次式のように与える。ただし、ｋ２は比例定数とする。

直流電圧指令値Ｖｄ＊を電源電圧Ｖｓの変動に関係なくＶｄｏ＊一定として運転した場合、次のような問題がある。すなわち、電源電圧Ｖｓが定格値Ｖｓｏより高くなった場合、直流電圧Ｖｄが一定に制御されていると、自励式電力変換器ＣＮＶの交流側電圧Ｖｃは一定値となり、｜Ｖｃ｜＜｜Ｖｓ｜となる。この結果、電源ＳＵＰから遅れ無効電流が流れ込み、その分、自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流が増大し、素子の損失の増大と素子遮断電流の増大を招くことになる。

反対に、電源電圧Ｖｓが定格値Ｖｓｏより低くなった場合、直流電圧Ｖｄが一定に制御されていると、自励式電力変換器ＣＮＶの交流側電圧Ｖｃは一定値となり、｜Ｖｃ｜＞｜Ｖｓ｜となる。この結果、電源ＳＵＰから進み無効電流が流れ込み、自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流が増大し、素子の損失の増大と素子遮断電流の増大を招くことになる。特に、時間的には短時間であるが電圧低下が大きい、瞬低（瞬時電圧低下）が発生した場合、上記無効電流値が大きいため、過電流により装置の運転停止に至ることがある。

本実施の形態の電力変換装置では、電源電圧Ｖｓの大きさが変化した場合、Ｖｄｏ＊＝ｋ２×｜Ｖｓ｜として、直流電圧指令値Ｖｄ＊を変えている。すなわち、電源電圧Ｖｓが上昇したときはその上昇分に比例させて直流電圧Ｖｄを高くすることにより、遅れ無効電流の増加を抑えている。また、電源電圧Ｖｓが低下した場合、その低下分に比例させて直流電圧Ｖｄを下げることにより、電源ＳＵＰから進み無効電流が流れ込むのを抑えている。これにより、電源電圧変動による素子電流の増大を防止することが可能となり、かつ、瞬低が発生しても装置を停止させるとなく、運転継続ができるようになる。

このように、本実施の形態の電力変換装置によれば、電源電圧Ｖｓが変動した場合でも無駄な無効電流が増加することを防止でき、しいては装置を構成する素子の電流容量が低減され、経済的な電力変換装置を実現できる。また、瞬時電圧低下が発生しても装置を停止させることなく信頼性の高いシステムを提供できる。

図３１の制御回路ＣＮＴＬにおいて、装置の運転停止信号ＳＴＯＰが入った場合、まず、位相シフト回路ＳＦを動作させ、位相指令値φ＊をゼロに移行させる。次に、遅延回路ＤＬを介してゲートブロック信号ＧＢを与え、全ての自己消弧素子をオフさせるようにしている。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶをゲートブロックし、電力変換装置の運転を停止する場合、特に、大部分の電流が自己消弧素子に流れている回生運転時に、いきなり自励式電力変換器ＣＮＶをゲートブロックすると、最悪、入力電流のピーク値を自己消弧素子が遮断することにもなり、電磁ノイズの増大やスイッチング損失の増加を招く。

本実施の形態の電力変換装置では、力行／回生の運転状態にかかわらず、まず、交流電源電圧Ｖｓに対する自励式電力変換器ＣＮＶの交流電圧Ｖｃの位相角φをゼロに近づけ、入力電流Ｉｓを小さくし、その後で、当該自励式電力変換器ＣＮＶをゲートブロックする。これにより、当該自己消弧素子の遮断電流を小さく抑えることができ、電磁ノイズの発生を抑えることができる。

本発明の第１の実施の形態の電力変換装置のブロック図。 第１の形態の制御動作を説明するための交流側等価回路。 第１の実施の形態の制御動作を説明するための電圧・電流ベクトル図。 第１の実施の形態における制御回路内の位相制御回路のブロック図。 図４の位相制御回路の１パルス動作時の波形例。 第１の実施の形態において自励式電力変換器を１パルスで力行運転した場合の各部の動作波形図。 第１の実施の形態において自励式電力変換器を１パルスで回生運転した場合の各部の動作波形図。 第１の実施の形態において自励式電力変換器を３パルスで力行運転した場合の各部の動作波形図。 本発明の第２の実施の形態の電力変換装置の主回路のブロック図。 本発明の第３の実施の形態の電力変換装置ブロック図。 本発明の第４の実施の形態の電力変換装置の主回路のブロック図。 本発明の第５の実施の形態の電力変換装置のブロック図。 本発明の第６の実施の形態の電力変換装置のブロック図。 本発明の第７の実施の形態の電力変換装置のブロック図。 本実施の形態の第８の実施の形態における制御回路のブロック図。 図１５の制御回路の電圧指令演算の特性図。 第８の実施の形態の動作を説明するための交流側電圧・電流ベクトル図。 図１５の制御回路の電圧指令演算器の別の特性図。 図１５の制御回路の電圧指令演算器のさらに別の特性図。 図１５の制御回路の電圧指令演算器のさらに別の特性図。 図１５の制御回路の電圧指令演算器のさらに別の特性図。 本発明の第９の実施の形態の電力変換装置のブロック図。 本発明の第１０の実施の形態における制御回路のブロック図。 図２３の制御回路の電圧指令演算器の特性図。 本発明の第１１の実施の形態の電力変換装置のブロック図。 図２５の電力変換装置の動作説明図 本発明の第１２の実施の形態の電力変換装置の主回路のブロック図。 本発明の第１３の実施の形態の電力変換装置のブロック図。 本発明の第１４の実施の形態の電力変換装置のブロック図。 本発明の第１５の実施の形態の電力変換装置のブロック図。 本発明の第１６の実施の形態における制御回路のブロック図。 従来の電力変換装置のブロック図。

符号の説明

ＳＵＰ ３相交流電源
ＭＣＢ 交流主遮断器
ＴＲ ３相トランス
ＲＥＣ，ＲＥＣ１，ＲＥＣ２ 電力用ダイオード整流器
ＰＤ１〜ＰＤ６ 電力用ダイオード
ＣＮＶ，ＣＮＶ１，ＣＮＶ２ 電圧形自励式電力変換器
Ｓ１〜Ｓ６ 自己消弧素子
Ｌａ，Ｌａ１，Ｌａ２ リカバリー電流抑制リアクトル
Ｒａ，Ｒａ１，Ｒａ２ 抵抗器
Ｄ１〜Ｄ６ 高速ダイオード
ＡＣＳＷ，ＡＣＳＷ１，ＡＣＳＷ２ 交流側開閉器
ＤＣＳＷ，ＤＣＳＷ１，ＤＣＳＷ２ 直流側開閉器
Ｃｄ 直流平滑コンデンサ
Ｒｄ 共振抑制抵抗器
Ｄｄ バイパスダイオード
ＤＣＬ 直流リアクトル
ＨＳＣＢ 直流高速遮断器
Ｌｆ 直流き電線のインダクタンス
Ｌｏａｄ 負荷装置
ＣＮＴＬ 制御回路
ＡＣＣＴ，ＡＣＣＴ１，ＡＣＣＴ２ 交流電流検出器
ＤＣＣＴ 直流電流検出器
ＤＣＤＴ 直流負荷電流検出器
ＶＤＴ 電圧検出器
ＣＡＬ１，ＣＡＬ２，ＣＡＬ３ 直流電圧指令演算器
Ｃ１，Ｃ２ 比較器
ＡＤ 加算器
Ｇｖ（Ｓ） 電圧制御補償回路
Ｇｉ（Ｓ） 電流制御補償回路
ＦＦ フィードフォワード補償器
Ｚ 座標変換回路
ＰＬＬ 電源同期位相検出回路
ＰＨＣ 位相制御回路
ＯＣ 過電流検出器
ＳＦ 位相シフト回路
ＤＬ 遅延回路

Claims (23)

1. 交流電源に変圧器を介して交流端子が接続された電力用ダイオード整流器と、
   当該電力用ダイオード整流器の交流端子にリアクトルを介して交流端子が接続された自励式電力変換器と、
   当該自励式電力変換器の直流端子間に接続された直流平滑コンデンサと、
   前記自励式電力変換器を一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する前記自励式電力変換器の交流側端子電圧の位相角を調整することにより前記交流電源からの入力電流を制御する入力電流制御手段と、
   前記自励式電力変換器の直流電流又は交流電流の過電流を検知する過電流検知手段と、
   当該過電流検知手段からの信号に基づいて前記自励式電力変換器を構成する自己消弧素子を全てオフする手段とを備え、
   前記自励式電力変換器及び前記電力用ダイオード整流器の直流共通端子間に接続される負荷装置との間で電力の授受を行う電力変換装置。
2. 交流電源に変圧器を介して交流端子が接続された電力用ダイオード整流器と、
   当該電力用ダイオード整流器の交流端子にリアクトルを介して交流端子が接続された自励式電力変換器と、
   当該自励式電力変換器の直流端子間に接続された直流平滑コンデンサと、
   前記自励式電力変換器を一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する前記自励式電力変換器の交流側端子電圧の位相角を調整することにより前記交流電源からの入力電流を制御する入力電流制御手段と、
   故障時に前記自励式電力変換器の交流側端子及び直流側端子を電気的に切り離す切離し手段とを備え、
   前記自励式電力変換器及び前記電力用ダイオード整流器の直流共通端子間に接続される負荷装置との間で電力の授受を行う電力変換装置。
3. 交流電源に変圧器を介して交流端子が接続された電力用ダイオード整流器と、
   当該電力用ダイオード整流器の交流端子にリアクトルを介して交流端子が接続された自励式電力変換器と、
   当該自励式電力変換器の直流端子間に接続された直流平滑コンデンサと、
   前記自励式電力変換器を一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する前記自励式電力変換器の交流側端子電圧の位相角を調整することにより前記交流電源からの入力電流を制御する入力電流制御手段と、
   前記自励式電力変換器及び前記電力用ダイオード整流器の直流共通端子間に接続される負荷装置への経路上において前記直流平滑コンデンサと当該負荷装置との間に相当する位置に設置された直流リアクトル及び高速遮断器とを備えた電力変換装置。
4. 交流電源に変圧器を介して交流端子が接続された電力用ダイオード整流器と、
   当該電力用ダイオード整流器の交流端子にリアクトルを介して交流端子が接続された自励式電力変換器と、
   当該自励式電力変換器の直流端子間に接続された直流平滑コンデンサと抵抗器の直列回路と、
   前記自励式電力変換器を一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する前記自励式電力変換器の交流側端子電圧の位相角を調整することにより前記交流電源からの入力電流を制御する入力電流制御手段とを備え、
   前記自励式電力変換器及び前記電力用ダイオード整流器の直流共通端子間に接続される負荷装置との間で電力の授受を行う電力変換装置。
5. 交流電源に変圧器を介して交流端子が接続された電力用ダイオード整流器と、
   当該電力用ダイオード整流器の交流端子にリアクトルを介して交流端子が接続された自励式電力変換器と、
   当該自励式電力変換器の直流端子間に接続された直流平滑コンデンサと抵抗器の直列回路と、
   当該抵抗器の片方向電流をバイパスさせるダイオードと、
   前記自励式電力変換器を一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する前記自励式電力変換器の交流側端子電圧の位相角を調整することにより前記交流電源からの入力電流を制御する入力電流制御手段とを備え、
   前記自励式電力変換器及び前記電力用ダイオード整流器の直流共通端子間に接続される負荷装置との間で電力の授受を行う電力変換装置。
6. 前記自励式電力変換器及び前記電力用ダイオード整流器の直流共通端子と前記負荷装置との間に相当する位置に設置された直流リアクトル及び高速遮断器を備えたことを特徴とする請求項４又は５に記載された電力変換装置。
7. 前記自励式電力変換器に対してその故障時に交流側端子及び直流側端子を電気的に切り離す切離し手段を備えたことを特徴とする請求項３〜６のいずれかに記載の電力変換装置。
8. 前記直流平滑コンデンサに印加される電圧が指令値に一致するように前記自励式電力変換器の入力電流の有効分を制御する有効分電流制御手段を備えたことを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載の電力変換装置。
9. 前記有効分電流制御手段は、前記負荷装置に供給される電流又は有効電力に応じて、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧の指令値を変える制御をすることを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
10. 前記有効分電流制御手段は、回生運転時の直流電圧指令を力行運転時の直流電圧指令より大きくすることを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
11. 前記自励式電力変換器の直流電流又は交流電流の過電流を検知して、当該自励式電力変換器を構成する自己消弧素子を全てオフするように制御する過電流保護手段を備えたことを特徴とする請求項２〜１０のいずれかに記載の電力変換装置。
12. 前記交流電源の電圧の実効値が変化した場合、その変化分に応じて前記直流電圧指令値を変えて制御する手段を備えたことを特徴とする請求項８〜１１のいずれかに記載の電力変換装置。
13. 前記自励式電力変換器をゲートブロックする場合に、まず前記交流電源の電圧に対する変換器の交流電圧の位相角をゼロに近づけ、次に、当該自励式電力変換器を構成する自己消弧素子を全てオフするように制御する保護手段を備えたことを特徴とする請求項１〜１２のいずれかに記載の電力変換装置。
14. 交流電源に変圧器を介して交流端子が接続された電力用ダイオード整流器と、
    当該電力用ダイオード整流器の交流端子にリアクトルと抵抗器の直列回路を介して交流端子が接続された自励式電力変換器と、
    当該自励式電力変換器の直流端子間に接続された直流平滑コンデンサと、
    前記自励式電力変換器を一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する前記自励式電力変換器の交流側端子電圧の位相角を調整することにより前記交流電源からの入力電流を制御する入力電流制御手段とを備え、
    前記自励式電力変換器及び前記電力用ダイオード整流器の直流共通端子間に接続される負荷装置との間で電力の授受を行う電力変換装置。
15. 交流電源に変圧器を介して交流端子が接続された電力用ダイオード整流器と、
    当該電力用ダイオード整流器の交流端子にリアクトルと抵抗器の直列回路を介して交流端子が接続された自励式電力変換器と、
    当該自励式電力変換器の直流端子間に接続された直流平滑コンデンサと抵抗器の直列回路と、
    前記自励式電力変換器を一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する前記自励式電力変換器の交流側端子電圧の位相角を調整することにより前記交流電源からの入力電流を制御する入力電流制御手段とを備え、
    前記自励式電力変換器及び前記電力用ダイオード整流器の直流共通端子間に接続される負荷装置との間で電力の授受を行う電力変換装置。
16. 交流電源に変圧器を介して交流端子が接続された電力用ダイオード整流器と、
    当該電力用ダイオード整流器の交流端子にアクトルと抵抗器の直列回路を介して交流端子が接続された自励式電力変換器と、
    当該自励式電力変換器の直流端子間に接続された直流平滑コンデンサと抵抗器の直列回路と、
    当該抵抗器の片方向電流をバイパスさせるダイオードと、
    前記自励式電力変換器を一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する前記自励式電力変換器の交流側端子電圧の位相角を調整することにより前記交流電源からの入力電流を制御する入力電流制御手段とを備え、
    前記自励式電力変換器及び前記電力用ダイオード整流器の直流共通端子間に接続される負荷装置との間で電力の授受を行う電力変換装置。
17. 前記自励式電力変換器及び前記電力用ダイオード整流器の直流共通端子と前記負荷装置との間の経路上に設置された直流リアクトル及び高速遮断器を備えたことを特徴とする請求項１４〜１６のいずれかに記載の電力変換装置。
18. 前記自励式電力変換器の故障時に交流側端子及び直流側端子を電気的に切り離す切離し手段を備えたことを特徴とする請求項１４〜１７のいずれかに記載の電力変換装置。
19. 前記自励式電力変換器の直流電流又は交流電流の過電流を検知して、当該自励式電力変換器を構成する自己消弧素子を全てオフする制御をする過電流保護手段を備えたことを特徴とする請求項１４〜１８のいずれかに記載の電力変換装置。
20. 前記自励式電力変換器は、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧が指令値に一致するように前記入力電流の有効分を制御する有効分電流制御手段を備えたことを特徴とする請求項１４〜１９のいずれかに記載の電力変換装置。
21. 前記有効分電流制御手段は、前記負荷装置に供給される電流又は有効電力に応じて前記直流平滑コンデンサに印加される電圧の指令値を変える制御をすることを特徴とする請求項２０に記載の電力変換装置。
22. 前記有効分電流制御手段は、前記交流電源の電圧の実効値が変化した場合にその変化分に応じて前記直流電圧指令値を変える制御をすることを特徴とする請求項２０に記載の電力変換装置。
23. 前記自励式電力変換器をゲートブロックする場合に、まず前記交流電源の電圧に対する変換器の交流電圧の位相角をゼロに近づけ、次に、当該自励式電力変換器を構成する自己消弧素子を全てオフするように制御する保護手段を備えたことを特徴とする請求項１４〜２２のいずれかに記載の電力変換装置。
    
    
    

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