JPH11164548A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 入力電圧が急激に上昇した際にスイッチング
素子に過電流が流れることを阻止する。 【解決手段】 入力交流電圧の瞬断が発生すると、その
期間では比較手段６に整流回路１０６から電圧が供給さ
れないので比較手段６はパルスを発生しない。したがっ
て、このときパルス検出回路８はパルスを検出できず、
遮断信号を出力する。そして、パルス検出回路８はこの
遮断信号を約２０ｍｓｅｃ遅延させて出力するので、瞬
断が解消してもその後、約２０ｍｓｅｃの間、遮断信号
が出力される。そして、ドライブパルス生成回路１２４
は、パルス検出回路８から遮断信号が入力されたとき
は、ドライブパルスの生成を停止し、スイッチング素子
１１８をオフ状態にする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は交流電圧を整流し安
定化した直流電圧を生成する電源装置に関し、特にＰＦ
Ｃコンバータに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】ＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃ
ｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）コンバータは、交流電源側に流れ
る電流が正弦波に近く高調波成分が少ないため、電源高
調波歪の低減技術として電子機器において広く用いられ
ている。図７は従来のＰＦＣコンバータの一例を示す回
路図である。このＰＦＣコンバータ１０２は、不図示の
交流電源（例えば商用電源）より入力端子１０４を通じ
て供給される交流電圧を整流する整流回路１０６と、一
端が整流回路１０６の出力に接続され他端がダイオード
１０８を介してＰＦＣコンバータ１０２の出力端子１１
０に接続されたチョークコイル１１２と、出力端子１１
０と基準電位点１１４との間に接続されたコンデンサ１
１６と、チョークコイル１１２の前記他端と基準電位点
１１４との間に接続されたスイッチング素子１１８（電
界効果トランジスタ）と、スイッチング素子１１８の制
御回路１２０と、整流回路１０６の出力と基準電位点１
１４との間に接続されたコンデンサ１２２とを備えて構
成されている。そして、制御回路１２０は、そのドライ
ブパルス生成回路１２４より高周波数のドライブパルス
を生成してスイッチング素子１１８のゲートに印加し、
その結果、スイッチング素子１１８は高速にオンオフす
る。ここで制御回路１２０は、ドライブパルスの幅を変
化させることで、常に一定電圧の直流電圧が出力端子１
１０から出力されるようにする。

【０００３】ところで、このような従来のＰＦＣコンバ
ータ１０２では、上記交流電源を投入して入力電圧が急
上昇した時、コンデンサ１１６にチョークコイル１１２
を通じて非常に大きい充電電流が流れ、そのためチョー
クコイル１１２は飽和してインダクタンスが大幅に低下
し短絡状態に等しい状態となる。したがって、この状態
でスイッチング素子１１８が動作すると、オン時にスイ
ッチング素子１１８に過大な電流が流れ、スイッチング
素子１１８の過電流破壊やアバランシェ破壊を招く結果
となる。また、このような過電流は電源投入時だけでな
く、交流電源の瞬断によっても発生する。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】そこで、従来は、チョ
ークコイル１１２にバイパスダイオードを並列に接続し
てチョークコイル１１２に流れる電流を抑えたり、ある
いは、スイッチング素子１１８に電流検出用の抵抗器を
直列接続してスイッチング素子１１８を流れる電流を検
出し、過大な電流が流れた場合はスイッチング素子１１
８の動作を停止させるといった過電流保護策が採られて
いた。

【０００５】しかし、バイパスダイオードを用いる方式
では、コンデンサ１１６の充電電流の一部しかバイパス
できず、チョークコイル１１２の飽和を確実に阻止する
ことは困難であった。一方、スイッチング素子１１８の
電流を検出する方式では、スイッチング素子１１８を流
れる過大電流を検出してからスイッチング素子１１８の
動作を停止させるまでの時間遅れ（例えば数百ｎｓｅ
ｃ）のため、スイッチング素子１１８を確実に保護でき
ないことが多かった。そのため、従来は、過電流保護が
的確に機能しなかった場合に備えるため、スイッチング
素子１１８とし、大電流に耐えられるよう耐電流値の非
常に大きいスイッチング素子１１８を用いており、した
がってコスト高となっていた。

【０００６】本発明はこのような問題を解決するために
なされたもので、その目的は、入力電圧が急激に上昇し
た際にスイッチング素子に過電流が流れることを確実に
阻止することが可能な電源装置を提供することにある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成
するため、整流回路と、一端が前記整流回路の出力に接
続され他端がダイオードを介して電源装置の出力端子に
接続されたチョークコイルと、前記出力端子と基準電位
点との間に接続されたコンデンサと、チョークコイルの
前記他端と前記基準電位点との間に接続されたスイッチ
ング素子と、前記スイッチング素子を周期的にオンオフ
させる制御回路とを備えた電源装置において、前記整流
回路に供給される交流電圧の急激な上昇を検出して遮断
信号を所定期間、出力する電圧監視手段を備え、前記制
御回路は、前記電圧監視手段が前記遮断信号を出力して
いるとき前記スイッチング素子をオフ状態にすることを
特徴とする。

【０００８】本発明の電源装置では、電圧監視手段は、
整流回路に供給される交流電圧の急激な上昇を検出した
ときは遮断信号を所定期間、出力し、制御回路は、電圧
監視手段がこの遮断信号を出力している間は、スイッチ
ング素子をオフ状態にする。すなわち、本発明の電源装
置ではスイッチング素子に過電流が流れる原因となる入
力電圧の急激な上昇を検出してスイッチング素子の動作
を停止させるので、スイッチング素子に流れる電流を検
出してスイッチング素子の動作を停止させる従来の方式
と異なり、スイッチング素子に過電流が流れる前にスイ
ッチング素子の動作を停止させることができる。また、
バイパスダイオードを用いた場合のように単に電流を抑
えるのではなく、スイッチング素子の動作を完全に停止
させるので確実にスイッチング素子を保護できる。

【０００９】

【発明の実施の形態】次に本発明の実施の形態例につい
て図面を参照して説明する。図１は本発明による電源装
置の一例を示す回路図である。図中、図７と同一の要素
には同一の符号が付されており、それらに関する説明は
ここでは省略する。この電源装置、すなわちＰＦＣコン
バータ２が図７のＰＦＣコンバータ２と異なるのは制御
回路４の構成の点においてであり、制御回路４は、スイ
ッチング素子１１８を過電流から保護するために、本発
明に係わる電圧監視手段を構成する比較手段６（本発明
に係わる第１の比較手段）およびパルス検出回路８を備
えている。

【００１０】比較手段６は、不図示の分圧抵抗器とコン
パレータとから成り、コンパレータの一方の入力端子に
は、整流回路１０６の出力電圧が分圧抵抗器を通じて入
力されており、もう一方の入力端子には不図示の電源よ
り基準電圧が入力されている。本実施の形態例ではこの
比較手段６により本発明に係わるパルス生成回路が構成
されている。パルス検出回路８は、比較手段６が出力す
るパルスを検出し、パルスを検出しているときは論理”
０”の信号を出力し、パルスを検出できないときは論
理”１”の信号を遮断信号として出力する。ただし、パ
ルス検出回路８はこの遮断信号を一定の時間、例えば２
０ｍｓｅｃ程度遅延させて出力する。ドライブパルス生
成回路１２４は、パルス検出回路８から遮断信号が入力
されていないときは高周波数のドライブパルスを生成し
て出力し、一方、遮断信号が入力されるとドライブパル
スの生成を停止する。

【００１１】次に、このように構成されたＰＦＣコンバ
ータ２の動作について説明する。図２はＰＦＣコンバー
タ２の動作を説明するためのタイミングチャートであ
る。比較手段６の上記コンパレータは、上記分圧抵抗器
を通じて入力された整流回路１０６の出力電圧と基準電
圧とを比較し、前者の方が大きいときは論理”１”の信
号を、後者の方が大きいときは論理”０”の信号を出力
する。図２に示したように、整流回路１０６の出力電圧
は通常の状態では全波整流波形となっており、上記コン
パレータが上述のように動作する結果、比較手段６から
はパルスが出力される。

【００１２】ここで、図２に示したように期間Ｔａにお
いて入力交流電圧の瞬断が発生したとすると、この期間
では比較手段６に整流回路１０６から電圧が供給されな
いので比較手段６はパルスを発生しない。したがって、
パルス検出回路８は期間Ｔａ以外ではパルスを検出する
が期間Ｔａではパルスを検出できず、遮断信号を出力す
る。ただし、パルス検出回路８はこの遮断信号を約２０
ｍｓｅｃ遅延させて出力する。そのため、パルス検出回
路８の出力信号は、瞬断が発生して約２０ｍｓｅｃ経過
してから論理”１”になり、その後、タイミングｔｅで
瞬断が解消しても約２０ｍｓｅｃは論理”１”を維持
し、その後、論理”０”に戻る。すなわち、瞬断の解消
により入力交流電圧が急激に上昇すると、比較手段６は
そのことを検知してパルスの発生を再開し、その後、約
２０ｍｓｅｃの間、パルス検出回路８より遮断信号が出
力される。

【００１３】ドライブパルス生成回路１２４は、パルス
検出回路８から遮断信号が入力されていない状態、すな
わち、整流回路１０６が正常に電圧を出力している状態
ではドライブパルスを生成してスイッチング素子１１８
のゲートに供給し、スイッチング素子１１８をオンオフ
させる。しかし、入力交流電圧の瞬断により遮断信号が
入力されるとドライブパルスの生成を停止する。そのた
め、パルス検出回路８が遮断信号を出力している期間Ｔ
ｂではスイッチング素子１１８はオフ状態となる。

【００１４】図２に示した瞬断の場合に限らず、交流電
圧を投入する際にも遮断信号が生成され、スイッチング
素子１１８はオフ状態となる。この場合には、交流電圧
投入前は比較手段６はパルスを出力しないのでパルス検
出回路８は遮断信号を出力しており、交流電圧が投入さ
れた後も約２０ｍｓｅｃの間、遮断信号を出力し、その
後、遮断信号の出力を停止する。

【００１５】したがって、このＰＦＣコンバータ２で
は、入力交流電圧が瞬断から復帰する際や、交流電圧を
投入したとき、電圧が急激に上昇する期間においてはス
イッチング素子１１８はオフ状態となり、入力交流電圧
が急激に上昇する際のコンデンサ１１６への過大な充電
電流によってチョークコイル１１２が飽和してもスイッ
チング素子１１８に過電流が流れることがない。そのた
め、このＰＦＣコンバータ２では、スイッチング素子１
１８を確実に保護でき、従来のように、過電流保護が的
確に機能しなかった場合に備えて耐電流値の大きいスイ
ッチング素子１１８を用いる必要がなく、その結果、コ
ストダウンを実現できる。

【００１６】なお、この実施の形態例ではパルス検出回
路８は約２０ｍｓｅｃ遅延させて遮断信号を出力すると
したが、この遅延時間はあくまでも一例であり、回路の
特性などに応じ、スイッチング素子１１８の過電流を的
確に阻止すべく増減することは無論可能である。

【００１７】次に、第２の実施の形態例について説明す
る。図３は第２の実施の形態例のＰＦＣコンバータを示
す回路図、図４は第２の実施の形態例のＰＦＣコンバー
タの動作を説明するためのタイミングチャートである。
図３において、図７と同一の要素には同一の符号が付さ
れており、それらに関する説明はここでは省略する。

【００１８】このＰＦＣコンバータ１２は、制御回路１
４の構成の点で図７のＰＦＣコンバータ１０２と異なっ
ている。制御回路１４は比較手段１６（本発明に係わる
第２の比較手段）を含み、比較手段１６は、整流回路１
０６の出力電圧を分圧する第１の分圧抵抗器１８と、出
力電圧を分圧する第２の分圧抵抗器２０と、第１および
第２の分圧抵抗器１８、２０により分圧された電圧を比
較するコンパレータ２２（本発明に係わる比較器）とを
含んで構成され、本実施の形態例ではこの比較手段１６
により本発明に係わる電圧監視手段が構成されている。
そして、比較手段１６は出力端子１１０の電圧と整流回
路１０６の出力電圧とを比較し、整流回路１０６の出力
電圧を基準にした出力端子１１０の電圧が一定の水準以
下のとき遮断信号を出力する。

【００１９】具体的に説明すると、図４に示したよう
に、期間Ｔａにおいて入力交流電圧に瞬断が発生する
前、および瞬断の期間Ｔａでは、第２の分圧抵抗器２０
を通じてコンパレータ２２に供給される出力端子１１０
の電圧の方が、第１の分圧抵抗器１８を通じてコンパレ
ータ２２に供給される整流回路１０６の出力電圧より大
きいため、コンパレータ２２は論理”０”の信号を出力
している。

【００２０】期間Ｔａでは、整流回路１０６は電圧を出
力せず、一方、出力端子１１０の電圧はコンデンサ１１
６の放電と共にしだいに低下する。そして、タイミング
ｔｅで瞬断が解消すると、入力交流電圧が急激に上昇
し、したがって整流回路１０６の出力電圧も急激に上昇
する。その結果、タイミングｔｅで第２の分圧抵抗器２
０の出力電圧が第１の分圧抵抗器１８の出力電圧以下と
なり、コンパレータ２２は遮断信号として論理”１”の
信号を出力する。その後、出力端子１１０の電圧が通常
の電圧に復旧すると、第２の分圧抵抗器２０を通じてコ
ンパレータ２２に供給される電圧の方が大きくなり、コ
ンパレータ２２は論理”０”の信号を出力する。そし
て、ドライブパルス生成回路１２４は、コンパレータ２
２から遮断信号が入力されるとドライブパルスの生成を
停止する。そのため、コンパレータ２２が遮断信号を出
力している期間Ｔｂではスイッチング素子１１８はオフ
状態となる。また、図４に示した瞬断の場合に限らず、
交流電圧を投入する際にも、入力交流電圧が急激に上昇
し、その後、出力端子１１０の電圧が十分に上昇するま
での間、遮断信号が出力され、スイッチング素子１１８
はオフ状態となる。したがって、この第２の実施の形態
例によっても上記実施の形態例の場合と同様の効果が得
られる。

【００２１】次に、第３の実施の形態例について説明す
る。図５は第３の実施の形態例のＰＦＣコンバータを示
す回路図、図６は第３の実施の形態例のＰＦＣコンバー
タの動作を説明するためのタイミングチャートである。
図５において、図７と同一の要素には同一の符号が付さ
れており、それらに関する説明はここでは省略する。こ
のＰＦＣコンバータ２４は、電流監視手段２６を備え、
制御回路１２０のドライブパルス生成回路１２４が電流
監視手段２６が出力する遮断信号により制御される点で
図７に示したＰＦＣコンバータと異なっている。電流監
視手段２６は、抵抗器２８と比較手段３０（本発明に係
わる第３の比較手段）とを含んで構成され、抵抗器２８
は、整流回路１０６の基準電位点１１４側の出力端子１
１０に直列に接続することで、チョークコイル１１２に
対して直列に接続され、そして、比較手段３０は、抵抗
器２８の両端の電圧を基準電圧と比較して抵抗器２８の
両端の電圧が基準電圧を越えたとき遮断信号を出力す
る。

【００２２】図６に示したように、期間Ｔａにおいて入
力交流電圧に瞬断が発生し、タイミングｔｅで瞬断が解
消すると、入力交流電圧、したがって整流回路１０６の
出力電圧は急激に上昇する。その結果、このタイミング
で図６に示したように瞬間的にコンデンサ１１６に大き
い充電電流が流れ、抵抗器２８の両端の電圧も急上昇し
て基準電圧を越え、比較手段３０は遮断信号を出力す
る。そして、ドライブパルス生成回路１２４は、この遮
断信号が入力されている間はドライブパルスの生成を停
止し、比較手段３０が遮断信号を出力している期間Ｔｂ
ではスイッチング素子１１８はオフ状態となる。また、
図６に示した瞬断の場合に限らず、交流電圧を投入する
際にも、入力交流電圧が急激に上昇し、コンデンサ１１
６に大きい充電電流が流れている間、遮断信号が出力さ
れるので、スイッチング素子１１８はオフ状態となる。
したがって、この第３の実施の形態例によっても上記実
施の形態例の場合と同様の効果が得られる。

【００２３】

【発明の効果】以上説明したように本発明の電源装置で
は、電圧監視手段は、整流回路に供給される交流電圧の
急激な上昇を検出したときは遮断信号を所定期間、出力
し、制御回路は、電圧監視手段がこの遮断信号を出力し
ている間は、スイッチング素子をオフ状態にする。すな
わち、本発明の電源装置ではスイッチング素子に過電流
が流れる原因となる入力電圧の急激な上昇を検出してス
イッチング素子の動作を停止させるので、スイッチング
素子に流れる電流を検出してスイッチング素子の動作を
停止させる従来の方式と異なり、スイッチング素子に過
電流が流れる前にスイッチング素子の動作を停止させる
ことができる。また、バイパスダイオードを用いた場合
のように単に電流を抑えるのではなく、スイッチング素
子の動作を完全に停止させるので確実にスイッチング素
子を保護できる。したがって、従来のように、過電流保
護が的確に機能しなかった場合に備えて耐電流値の大き
いスイッチング素子を用いる必要がなく、その結果、コ
ストダウンを実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による電源装置の一例を示す回路図であ
る。

【図２】図１のＰＦＣコンバータの動作を説明するため
のタイミングチャートである。

【図３】第２の実施の形態例のＰＦＣコンバータを示す
回路図である。

【図４】第２の実施の形態例のＰＦＣコンバータの動作
を説明するためのタイミングチャートである。

【図５】第３の実施の形態例のＰＦＣコンバータを示す
回路図である。

【図６】第３の実施の形態例のＰＦＣコンバータの動作
を説明するためのタイミングチャートである。

【図７】従来のＰＦＣコンバータの一例を示す回路図で
ある。

【符号の説明】

２……ＰＦＣコンバータ、４……制御回路、６……比較
手段、８……パルス検出回路、１２……ＰＦＣコンバー
タ、１４……制御回路、１６……比較手段、１８……第
１の分圧抵抗器、２０……第２の分圧抵抗器、２２……
コンパレータ、２４……ＰＦＣコンバータ、２６……電
流監視手段、２８……抵抗器、３０……比較手段、１０
２……ＰＦＣコンバータ、１０４……入力端子、１０６
……整流回路、１０８……ダイオード、１１０……出力
端子、１１２……チョークコイル、１１４……基準電位
点、１１６……コンデンサ、１１８……スイッチング素
子、１２０……制御回路、１２２……コンデンサ、１２
４……ドライブパルス生成回路。

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 整流回路と、一端が前記整流回路の出力
   に接続され他端がダイオードを介して電源装置の出力端
   子に接続されたチョークコイルと、前記出力端子と基準
   電位点との間に接続されたコンデンサと、チョークコイ
   ルの前記他端と前記基準電位点との間に接続されたスイ
   ッチング素子と、前記スイッチング素子を周期的にオン
   オフさせる制御回路とを備えた電源装置において、 前記整流回路に供給される交流電圧の急激な上昇を検出
   して遮断信号を所定期間、出力する電圧監視手段を備
   え、 前記制御回路は、前記電圧監視手段が前記遮断信号を出
   力しているとき前記スイッチング素子をオフ状態にす
   る、 ことを特徴とする電源装置。
2. 【請求項２】 前記電圧監視手段は、 前記整流回路の出力電圧の変動周期と周期が等しいパル
   スを前記整流回路の出力電圧にもとづいて生成するパル
   ス生成回路と、 前記パルス生成回路が前記パルスの出力を停止している
   とき前記遮断信号を出力し、前記パルス生成回路が前記
   パルスの出力を開始したとき、遅延時間をおいて前記遮
   断信号の出力を停止するパルス検出回路と、 を備えたことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
3. 【請求項３】 前記パルス生成回路は、前記整流回路の
   出力電圧が基準電圧より大きい場合と、小さい場合とで
   異なるレベルの信号を出力する第１の比較手段を含み、
   この第１の比較手段の出力信号にもとづいて前記パルス
   を生成することを特徴とする請求項２記載の電源装置。
4. 【請求項４】 前記電圧監視手段は、前記整流回路の出
   力電圧と前記出力端子の電圧とを比較し前記整流回路の
   出力電圧を基準にして前記出力端子の電圧が一定の水準
   以下のとき前記遮断信号を出力する第２の比較手段によ
   り構成されていることを特徴とする請求項１記載の電源
   装置。
5. 【請求項５】 前記第２の比較手段は、前記整流回路の
   出力電圧を分圧する第１の分圧抵抗器と、前記出力端子
   の電圧を分圧する第２の分圧抵抗器と、第１および第２
   の分圧抵抗器により分圧された電圧を比較する比較器と
   を含んで構成されていることを特徴とする請求項４記載
   の電源装置。
6. 【請求項６】 前記電圧監視手段は、前記チョークコイ
   ルを流れる電流を検出しチョークコイルを通じ基準以上
   の電流が流れたとき遮断信号を出力する電流監視手段に
   より構成されていることを特徴とする請求項１記載の電
   源装置。
7. 【請求項７】 前記電流監視手段は、チョークコイルに
   対して直列に接続された抵抗器と、前記抵抗器の両端の
   電圧を基準電圧と比較して前記抵抗器の両端の電圧が前
   記基準電圧を越えたとき前記遮断信号を出力する第３の
   比較手段とを含んで構成されていることを特徴とする請
   求項６記載の電源装置。
8. 【請求項８】 前記抵抗器は、整流回路の基準電位点側
   の出力端子に直列に接続されていることを特徴とする請
   求項７記載の電源装置。