JPH08251919A - 自励式コンバータ装置 - Google Patents
自励式コンバータ装置Info
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- JPH08251919A JPH08251919A JP7047585A JP4758595A JPH08251919A JP H08251919 A JPH08251919 A JP H08251919A JP 7047585 A JP7047585 A JP 7047585A JP 4758595 A JP4758595 A JP 4758595A JP H08251919 A JPH08251919 A JP H08251919A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 簡素な回路構成で過電流保護を行なうことが
できる自励式コンバータ装置を提供する。 【構成】 本発明の自励式コンバータ装置では、装置の
起動後にトランス４の駆動巻線４cから発生する電圧に
より起動電流遮断回路３０内のサイリスタ３５がオン状
態となり、起動用抵抗９、抵抗８を経てコンデンサ７、
抵抗６、トランス４の駆動巻線４cの経路に流れる起動
電流が遮断される。このため、過電流発生時においてト
ランス４の駆動巻線４cの正帰還電圧がＭＯＳ-ＦＥＴ５
の閾値電圧ＶTHより低くなりＭＯＳ-ＦＥＴ５が導通で
きなくなるので、ＭＯＳ-ＦＥＴ５の自励発振が停止し
て直流出力が遮断される。したがって、出力電圧検出手
段や発振停止手段が不要となり、簡素な回路構成で過電
流保護を行なうことができる。
できる自励式コンバータ装置を提供する。 【構成】 本発明の自励式コンバータ装置では、装置の
起動後にトランス４の駆動巻線４cから発生する電圧に
より起動電流遮断回路３０内のサイリスタ３５がオン状
態となり、起動用抵抗９、抵抗８を経てコンデンサ７、
抵抗６、トランス４の駆動巻線４cの経路に流れる起動
電流が遮断される。このため、過電流発生時においてト
ランス４の駆動巻線４cの正帰還電圧がＭＯＳ-ＦＥＴ５
の閾値電圧ＶTHより低くなりＭＯＳ-ＦＥＴ５が導通で
きなくなるので、ＭＯＳ-ＦＥＴ５の自励発振が停止し
て直流出力が遮断される。したがって、出力電圧検出手
段や発振停止手段が不要となり、簡素な回路構成で過電
流保護を行なうことができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は自励式コンバータ装置、
特に過電流保護機能を有する自励式コンバータ装置に関
するものである。
特に過電流保護機能を有する自励式コンバータ装置に関
するものである。
【０００２】
【従来の技術】自励式コンバータ装置、即ち自励式ＲＣ
Ｃ（リンギング・チョーク・コンバータ）は回路構成が
簡素でかつ小さな出力容量（５０Ｗ以下）の直流電源と
して従来から広く用いられている。例えば、図４に示す
従来の自励式コンバータ装置は、交流電源１と、交流電
源１に接続されたダイオードブリッジ２と、ダイオード
ブリッジ２の出力端子間に接続された平滑コンデンサ３
と、平滑コンデンサ３の両端に接続されたトランス４の
１次巻線４aとスイッチング素子としてのＭＯＳ-ＦＥＴ
５との直列回路と、抵抗６及びコンデンサ７を介してＭ
ＯＳ-ＦＥＴ５のゲート端子（制御端子）に接続された
トランス４の駆動巻線４cと、コンデンサ７に接続され
た抵抗８と、ダイオードブリッジ２と抵抗８との間に接
続された起動用抵抗９と、トランス４の２次巻線４bに
接続された整流ダイオード１０及び出力コンデンサ１１
から成る整流平滑回路とを備えている。交流電源１、ダ
イオードブリッジ２及び平滑コンデンサ３は直流電源を
構成する。図４において、１２はゲート制御用トランジ
スタ、１３は電流検出用抵抗、１４は抵抗、１５はコン
デンサ、１６は定電圧ダイオード、１７はフォトカプ
ラ、１７aは発光部、１７bは受光部、１８は誤差増幅
器、１９は基準電源、２０、２１は分圧用抵抗、２２、
２３は出力端子、２４〜２６は抵抗、２７はコンデン
サ、２８、２９はダイオードを示す。
Ｃ（リンギング・チョーク・コンバータ）は回路構成が
簡素でかつ小さな出力容量（５０Ｗ以下）の直流電源と
して従来から広く用いられている。例えば、図４に示す
従来の自励式コンバータ装置は、交流電源１と、交流電
源１に接続されたダイオードブリッジ２と、ダイオード
ブリッジ２の出力端子間に接続された平滑コンデンサ３
と、平滑コンデンサ３の両端に接続されたトランス４の
１次巻線４aとスイッチング素子としてのＭＯＳ-ＦＥＴ
５との直列回路と、抵抗６及びコンデンサ７を介してＭ
ＯＳ-ＦＥＴ５のゲート端子（制御端子）に接続された
トランス４の駆動巻線４cと、コンデンサ７に接続され
た抵抗８と、ダイオードブリッジ２と抵抗８との間に接
続された起動用抵抗９と、トランス４の２次巻線４bに
接続された整流ダイオード１０及び出力コンデンサ１１
から成る整流平滑回路とを備えている。交流電源１、ダ
イオードブリッジ２及び平滑コンデンサ３は直流電源を
構成する。図４において、１２はゲート制御用トランジ
スタ、１３は電流検出用抵抗、１４は抵抗、１５はコン
デンサ、１６は定電圧ダイオード、１７はフォトカプ
ラ、１７aは発光部、１７bは受光部、１８は誤差増幅
器、１９は基準電源、２０、２１は分圧用抵抗、２２、
２３は出力端子、２４〜２６は抵抗、２７はコンデン
サ、２８、２９はダイオードを示す。
【０００３】次に、図４に示す自励式コンバータ装置の
動作について説明する。装置の起動時において、起動用
抵抗９、抵抗８を経てＭＯＳ-ＦＥＴ５のゲート端子及
びコンデンサ７、抵抗６、トランス４の駆動巻線４cの
経路に起動電流が流れ、ＭＯＳ-ＦＥＴ５の入力容量及
びコンデンサ７が充電されてコンデンサ７の両端の電圧
が直線的に増加して行く。ＭＯＳ-ＦＥＴ５のゲート端
子の電圧ＶGがゲート−ソース間の閾値電圧ＶTH（図
５）を越えると、ＭＯＳ-ＦＥＴ５がオン状態となり、
トランス４の１次巻線４a、ＭＯＳ-ＦＥＴ５及び電流検
出用抵抗１３に電流ＩDが流れ始める。このときに正帰
還がかかり、トランス４の駆動巻線４cに電圧が誘起さ
れてＭＯＳ-ＦＥＴ５のゲート端子に印加され、ＭＯＳ-
ＦＥＴ５のオン状態が維持されて電流ＩDが流れ続け、
直線的に増加して行く。これと共に、電流ＩDによる電
流検出用抵抗１３の電圧降下分と、トランス４の駆動巻
線４cの一端Ａからダイオード２８及び抵抗２６を経て
抵抗１４及びコンデンサ１５の並列回路の両端に発生す
る電圧と、フォトカプラ１７の受光部１７bの帰還電圧
とが加算され、この加算された電圧がゲート制御用トラ
ンジスタ１２のベース端子に印加される。ゲート制御用
トランジスタ１２のベース端子の印加電圧が直線的に上
昇し、この印加電圧がゲート制御用トランジスタ１２の
ベース−エミッタ間の閾値電圧を越えるとゲート制御用
トランジスタ１２がオン状態となる。ゲート制御用トラ
ンジスタ１２がオン状態になると、ＭＯＳ-ＦＥＴ５の
ゲート電流がゲート制御用トランジスタ１２によりバイ
パスされ、ＭＯＳ-ＦＥＴ５がオフ状態となる。ＭＯＳ-
ＦＥＴ５がオフ状態になると、トランス４の１次巻線４
aに蓄積されたエネルギが放出されて２次巻線４bに逆起
電力が発生し、整流ダイオード１０及び出力コンデンサ
１１を介して出力端子２２、２３間に直流出力が発生す
る。一方、トランス４の駆動巻線４cにも逆起電力が発
生し、この逆起電力によりダイオード２９及び抵抗２
４、２５を通じてゲート制御用トランジスタ１２のベー
ス端子の電圧が低下し、ゲート制御用トランジスタ１２
がオフ状態となる。整流ダイオード１０を導通させるエ
ネルギを下回ると、整流ダイオード１０は非導通状態と
なりトランス４の２次巻線４bが開放状態となるのでリ
ンギングが発生し、トランス４の駆動巻線４cに振動電
圧が発生する。この振動電圧がＭＯＳ-ＦＥＴ５の閾値
電圧ＶTHを越えると、ＭＯＳ-ＦＥＴ５が再びオン状態
となり電流ＩDが流れて発振が持続する。このときのＭ
ＯＳ-ＦＥＴ５のゲート−ソース端子間の電圧ＶGSの波
形を図５に示す。図５において、ＶC7はコンデンサ７の
充電電圧分、ＶRはリンギングによるトランス４の駆動
巻線４cの振動電圧分、ＶPはトランス４の駆動巻線４c
の正帰還電圧分を示す。
動作について説明する。装置の起動時において、起動用
抵抗９、抵抗８を経てＭＯＳ-ＦＥＴ５のゲート端子及
びコンデンサ７、抵抗６、トランス４の駆動巻線４cの
経路に起動電流が流れ、ＭＯＳ-ＦＥＴ５の入力容量及
びコンデンサ７が充電されてコンデンサ７の両端の電圧
が直線的に増加して行く。ＭＯＳ-ＦＥＴ５のゲート端
子の電圧ＶGがゲート−ソース間の閾値電圧ＶTH（図
５）を越えると、ＭＯＳ-ＦＥＴ５がオン状態となり、
トランス４の１次巻線４a、ＭＯＳ-ＦＥＴ５及び電流検
出用抵抗１３に電流ＩDが流れ始める。このときに正帰
還がかかり、トランス４の駆動巻線４cに電圧が誘起さ
れてＭＯＳ-ＦＥＴ５のゲート端子に印加され、ＭＯＳ-
ＦＥＴ５のオン状態が維持されて電流ＩDが流れ続け、
直線的に増加して行く。これと共に、電流ＩDによる電
流検出用抵抗１３の電圧降下分と、トランス４の駆動巻
線４cの一端Ａからダイオード２８及び抵抗２６を経て
抵抗１４及びコンデンサ１５の並列回路の両端に発生す
る電圧と、フォトカプラ１７の受光部１７bの帰還電圧
とが加算され、この加算された電圧がゲート制御用トラ
ンジスタ１２のベース端子に印加される。ゲート制御用
トランジスタ１２のベース端子の印加電圧が直線的に上
昇し、この印加電圧がゲート制御用トランジスタ１２の
ベース−エミッタ間の閾値電圧を越えるとゲート制御用
トランジスタ１２がオン状態となる。ゲート制御用トラ
ンジスタ１２がオン状態になると、ＭＯＳ-ＦＥＴ５の
ゲート電流がゲート制御用トランジスタ１２によりバイ
パスされ、ＭＯＳ-ＦＥＴ５がオフ状態となる。ＭＯＳ-
ＦＥＴ５がオフ状態になると、トランス４の１次巻線４
aに蓄積されたエネルギが放出されて２次巻線４bに逆起
電力が発生し、整流ダイオード１０及び出力コンデンサ
１１を介して出力端子２２、２３間に直流出力が発生す
る。一方、トランス４の駆動巻線４cにも逆起電力が発
生し、この逆起電力によりダイオード２９及び抵抗２
４、２５を通じてゲート制御用トランジスタ１２のベー
ス端子の電圧が低下し、ゲート制御用トランジスタ１２
がオフ状態となる。整流ダイオード１０を導通させるエ
ネルギを下回ると、整流ダイオード１０は非導通状態と
なりトランス４の２次巻線４bが開放状態となるのでリ
ンギングが発生し、トランス４の駆動巻線４cに振動電
圧が発生する。この振動電圧がＭＯＳ-ＦＥＴ５の閾値
電圧ＶTHを越えると、ＭＯＳ-ＦＥＴ５が再びオン状態
となり電流ＩDが流れて発振が持続する。このときのＭ
ＯＳ-ＦＥＴ５のゲート−ソース端子間の電圧ＶGSの波
形を図５に示す。図５において、ＶC7はコンデンサ７の
充電電圧分、ＶRはリンギングによるトランス４の駆動
巻線４cの振動電圧分、ＶPはトランス４の駆動巻線４c
の正帰還電圧分を示す。
【０００４】また、出力端子２２、２３間の直流出力の
定電圧補正動作は次の通りである。出力端子２２、２３
間の直流出力電圧ＶOUTは分圧用抵抗２０、２１により
分圧され、分圧用抵抗２０、２１の分圧点の電圧が誤差
増幅器１８により基準電源１９の電圧ＶREFと比較され
る。ここで、直流出力電圧ＶOUTが規定値以上に上昇す
ると誤差増幅器１８の出力が上昇し、フォトカプラ１７
の発光部１７aの光出力が増加して受光部１７bの電流が
増加する。これにより、ゲート制御用トランジスタ１２
のベース電流が増加してゲート制御用トランジスタ１２
がオン状態となるタイミングが早まるので、ＭＯＳ-Ｆ
ＥＴ５のオン期間が短くなり、その結果直流出力電圧Ｖ
OUTを低下させるように動作する。これとは逆に、直流
出力電圧ＶOUTが規定値以下に低下したときは、前記と
は逆の動作で直流出力電圧ＶOUTを上昇させる。以上の
動作によって、図４に示す自励式コンバータ装置の直流
出力が安定化される。
定電圧補正動作は次の通りである。出力端子２２、２３
間の直流出力電圧ＶOUTは分圧用抵抗２０、２１により
分圧され、分圧用抵抗２０、２１の分圧点の電圧が誤差
増幅器１８により基準電源１９の電圧ＶREFと比較され
る。ここで、直流出力電圧ＶOUTが規定値以上に上昇す
ると誤差増幅器１８の出力が上昇し、フォトカプラ１７
の発光部１７aの光出力が増加して受光部１７bの電流が
増加する。これにより、ゲート制御用トランジスタ１２
のベース電流が増加してゲート制御用トランジスタ１２
がオン状態となるタイミングが早まるので、ＭＯＳ-Ｆ
ＥＴ５のオン期間が短くなり、その結果直流出力電圧Ｖ
OUTを低下させるように動作する。これとは逆に、直流
出力電圧ＶOUTが規定値以下に低下したときは、前記と
は逆の動作で直流出力電圧ＶOUTを上昇させる。以上の
動作によって、図４に示す自励式コンバータ装置の直流
出力が安定化される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、ＤＣ−ＤＣ
コンバータ、インバータ又はスイッチング電源等の電源
装置が備えるべき重要な事項の一つに「過電流発生時、
即ち最大電流以上の出力電流が流れた場合又は流れよう
とした場合に出力の遮断（シャットダウン）を行なう」
というものがある。これを行なうには、スイッチング素
子の発振を停止させることが一番簡単である。このた
め、従来の電源装置では過電流発生時にスイッチング素
子の発振を停止させて出力を遮断することが一般的に行
なわれてきた。しかしながら、自励式コンバータ装置で
は、スイッチング素子のオン・オフ制御信号を出力する
制御回路を備えた他励式コンバータ装置のように帰還信
号の有無や過電流検出信号を検出することにより制御回
路の出力信号を遮断してスイッチング素子の発振を停止
させることは容易ではない。したがって、図４に示す自
励式コンバータ装置においては過電流発生時に直流出力
電圧ＶOUTが低下することを検出してＭＯＳ-ＦＥＴ５
（スイッチング素子）の自励発振を強制的に停止させれ
ばよいが、出力電圧検出手段や発振停止手段が必要とな
り、回路構成が複雑になると共に部品点数が増加する欠
点があった。
コンバータ、インバータ又はスイッチング電源等の電源
装置が備えるべき重要な事項の一つに「過電流発生時、
即ち最大電流以上の出力電流が流れた場合又は流れよう
とした場合に出力の遮断（シャットダウン）を行なう」
というものがある。これを行なうには、スイッチング素
子の発振を停止させることが一番簡単である。このた
め、従来の電源装置では過電流発生時にスイッチング素
子の発振を停止させて出力を遮断することが一般的に行
なわれてきた。しかしながら、自励式コンバータ装置で
は、スイッチング素子のオン・オフ制御信号を出力する
制御回路を備えた他励式コンバータ装置のように帰還信
号の有無や過電流検出信号を検出することにより制御回
路の出力信号を遮断してスイッチング素子の発振を停止
させることは容易ではない。したがって、図４に示す自
励式コンバータ装置においては過電流発生時に直流出力
電圧ＶOUTが低下することを検出してＭＯＳ-ＦＥＴ５
（スイッチング素子）の自励発振を強制的に停止させれ
ばよいが、出力電圧検出手段や発振停止手段が必要とな
り、回路構成が複雑になると共に部品点数が増加する欠
点があった。
【０００６】そこで、本発明は簡素な回路構成で過電流
保護を行なうことができる自励式コンバータ装置を提供
することを目的とする。
保護を行なうことができる自励式コンバータ装置を提供
することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明による自励式コン
バータ装置は、直流電源と、該直流電源に接続されたト
ランスの１次巻線とスイッチング素子との直列回路と、
前記スイッチング素子の制御端子に接続された前記トラ
ンスの駆動巻線と、前記直流電源と前記トランスの駆動
巻線との間に接続された起動用抵抗とを備え、前記スイ
ッチング素子の自励発振により前記トランスの２次巻線
から整流平滑回路を介して直流出力を発生する。この自
励式コンバータ装置では、起動後に前記トランスの駆動
巻線から発生する電圧により前記起動用抵抗及び前記駆
動巻線を通して流れる起動電流を遮断する起動電流遮断
回路を設け、過電流発生時に前記トランスの駆動巻線の
正帰還電圧が所定値以下に低下することにより前記スイ
ッチング素子の自励発振が停止する。前記起動電流遮断
回路と前記スイッチング素子の制御端子との間に可変抵
抗及び整流素子の直列回路を接続してもよい。
バータ装置は、直流電源と、該直流電源に接続されたト
ランスの１次巻線とスイッチング素子との直列回路と、
前記スイッチング素子の制御端子に接続された前記トラ
ンスの駆動巻線と、前記直流電源と前記トランスの駆動
巻線との間に接続された起動用抵抗とを備え、前記スイ
ッチング素子の自励発振により前記トランスの２次巻線
から整流平滑回路を介して直流出力を発生する。この自
励式コンバータ装置では、起動後に前記トランスの駆動
巻線から発生する電圧により前記起動用抵抗及び前記駆
動巻線を通して流れる起動電流を遮断する起動電流遮断
回路を設け、過電流発生時に前記トランスの駆動巻線の
正帰還電圧が所定値以下に低下することにより前記スイ
ッチング素子の自励発振が停止する。前記起動電流遮断
回路と前記スイッチング素子の制御端子との間に可変抵
抗及び整流素子の直列回路を接続してもよい。
【０００８】
【作用】装置の起動後にトランスの駆動巻線から発生す
る電圧により起動電流遮断回路が作動され、起動用抵抗
及びトランスの駆動巻線を通して流れる起動電流が遮断
される。これにより、過電流発生時においてトランスで
のリンギングが低下し、トランスの駆動巻線の正帰還電
圧が所定値以下に低下してスイッチング素子の自励発振
が停止し、直流出力が遮断される。したがって、出力電
圧検出手段や発振停止手段が不要となるので簡素な回路
構成で過電流保護を行なうことができる。更に、前記起
動電流遮断回路と前記スイッチング素子の制御端子との
間に可変抵抗及び整流素子の直列回路を接続した場合
は、トランスの駆動巻線から見た負荷がより重くなるの
で、過電流発生時においてトランスの駆動巻線の正帰還
電圧が更に低下してスイッチング素子の自励発振をより
確実に停止させることができる。また、可変抵抗の抵抗
値を変化させることにより、トランスの駆動巻線を通し
て流れる起動電流を調整することができる。
る電圧により起動電流遮断回路が作動され、起動用抵抗
及びトランスの駆動巻線を通して流れる起動電流が遮断
される。これにより、過電流発生時においてトランスで
のリンギングが低下し、トランスの駆動巻線の正帰還電
圧が所定値以下に低下してスイッチング素子の自励発振
が停止し、直流出力が遮断される。したがって、出力電
圧検出手段や発振停止手段が不要となるので簡素な回路
構成で過電流保護を行なうことができる。更に、前記起
動電流遮断回路と前記スイッチング素子の制御端子との
間に可変抵抗及び整流素子の直列回路を接続した場合
は、トランスの駆動巻線から見た負荷がより重くなるの
で、過電流発生時においてトランスの駆動巻線の正帰還
電圧が更に低下してスイッチング素子の自励発振をより
確実に停止させることができる。また、可変抵抗の抵抗
値を変化させることにより、トランスの駆動巻線を通し
て流れる起動電流を調整することができる。
【０００９】
【実施例】以下、本発明による自励式コンバータ装置の
実施例を図１及び図２に基づいて説明する。但し、図１
では図４に示す箇所と実質的に同一の部分には同一の符
号を付し、その説明を省略する。本実施例の自励式コン
バータ装置は、図１に示すように、トランス４の駆動巻
線４cと起動用抵抗９との間に起動電流遮断回路３０を
設けたものである。起動電流遮断回路３０は、トランス
４の駆動巻線４cと並列に接続された遅延用抵抗３１及
びダイオード３２及びコンデンサ３３の直列回路と、コ
ンデンサ３３と並列に接続された抵抗３４と、起動用抵
抗１０及び抵抗１１の接続点とダイオードブリッジ１７
の負側出力ラインとの間に接続されたサイリスタ３５
と、サイリスタ３５のゲート端子とダイオードブリッジ
１７の負側出力ラインとの間に接続された抵抗３６と、
抵抗３４と抵抗３６との間に接続された定電圧ダイオー
ド３７とから構成される。図１において、３８は外部シ
ャットダウン用トランジスタを示す。その他の回路構成
は図４の回路構成と略同一である。
実施例を図１及び図２に基づいて説明する。但し、図１
では図４に示す箇所と実質的に同一の部分には同一の符
号を付し、その説明を省略する。本実施例の自励式コン
バータ装置は、図１に示すように、トランス４の駆動巻
線４cと起動用抵抗９との間に起動電流遮断回路３０を
設けたものである。起動電流遮断回路３０は、トランス
４の駆動巻線４cと並列に接続された遅延用抵抗３１及
びダイオード３２及びコンデンサ３３の直列回路と、コ
ンデンサ３３と並列に接続された抵抗３４と、起動用抵
抗１０及び抵抗１１の接続点とダイオードブリッジ１７
の負側出力ラインとの間に接続されたサイリスタ３５
と、サイリスタ３５のゲート端子とダイオードブリッジ
１７の負側出力ラインとの間に接続された抵抗３６と、
抵抗３４と抵抗３６との間に接続された定電圧ダイオー
ド３７とから構成される。図１において、３８は外部シ
ャットダウン用トランジスタを示す。その他の回路構成
は図４の回路構成と略同一である。
【００１０】次に、図１に示す自励式コンバータ装置の
動作について説明する。通常時の自励発振動作及び定電
圧補正動作については前述の図４に示す自励式コンバー
タ装置における動作と略同様であるので、説明は省略す
る。図１の回路の起動時において、起動用抵抗９、抵抗
８を経てＭＯＳ-ＦＥＴ５のゲート端子及びコンデンサ
７、抵抗６、トランス４の駆動巻線４cの経路に起動電
流が流れ、ＭＯＳ-ＦＥＴ５の入力容量及びコンデンサ
７が充電されてコンデンサ７の両端の電圧が直線的に増
加して行く。これと共に、トランス４の駆動巻線４cに
電圧が発生し、起動電流遮断回路３０内において遅延用
抵抗３１及びダイオード３２を介してコンデンサ３３が
充電される。コンデンサ３３の充電電圧が定電圧ダイオ
ード３７の降伏電圧とサイリスタ３５の閾値電圧との加
算値を越えると、サイリスタ３５がオン状態となり、起
動用抵抗９、抵抗８を経てコンデンサ７、抵抗６、トラ
ンス４の駆動巻線４cの経路に流れる起動電流が遮断さ
れる。このため、コンデンサ７の充電電圧が低下する
が、通常動作時においてはトランス４の駆動巻線４cの
正帰還電圧が十分に高いので、ＭＯＳ-ＦＥＴ５のゲー
ト電圧が不足することはない。また、サイリスタ３５が
オン状態になると抵抗８がトランス４の駆動巻線４cと
並列に挿入されるため、ＭＯＳ-ＦＥＴ５のゲート端子
のインピーダンスが低下するが、通常動作時においては
ＭＯＳ-ＦＥＴ５のゲート電圧は不足しない。
動作について説明する。通常時の自励発振動作及び定電
圧補正動作については前述の図４に示す自励式コンバー
タ装置における動作と略同様であるので、説明は省略す
る。図１の回路の起動時において、起動用抵抗９、抵抗
８を経てＭＯＳ-ＦＥＴ５のゲート端子及びコンデンサ
７、抵抗６、トランス４の駆動巻線４cの経路に起動電
流が流れ、ＭＯＳ-ＦＥＴ５の入力容量及びコンデンサ
７が充電されてコンデンサ７の両端の電圧が直線的に増
加して行く。これと共に、トランス４の駆動巻線４cに
電圧が発生し、起動電流遮断回路３０内において遅延用
抵抗３１及びダイオード３２を介してコンデンサ３３が
充電される。コンデンサ３３の充電電圧が定電圧ダイオ
ード３７の降伏電圧とサイリスタ３５の閾値電圧との加
算値を越えると、サイリスタ３５がオン状態となり、起
動用抵抗９、抵抗８を経てコンデンサ７、抵抗６、トラ
ンス４の駆動巻線４cの経路に流れる起動電流が遮断さ
れる。このため、コンデンサ７の充電電圧が低下する
が、通常動作時においてはトランス４の駆動巻線４cの
正帰還電圧が十分に高いので、ＭＯＳ-ＦＥＴ５のゲー
ト電圧が不足することはない。また、サイリスタ３５が
オン状態になると抵抗８がトランス４の駆動巻線４cと
並列に挿入されるため、ＭＯＳ-ＦＥＴ５のゲート端子
のインピーダンスが低下するが、通常動作時においては
ＭＯＳ-ＦＥＴ５のゲート電圧は不足しない。
【００１１】ここで、出力端子２２、２３間の短絡等に
より出力側に最大電流以上の出力電流が流れると過電流
保護が働くため、トランス４でのリンギングが低下して
駆動巻線４cに発生する振動電圧ＶRが図２の実線部に示
すようにＭＯＳ-ＦＥＴ５の閾値電圧ＶTHより低くな
る。したがって、トランス４の駆動巻線４cの正帰還電
圧が低下してＭＯＳ-ＦＥＴ５が導通できなくなり、Ｍ
ＯＳ-ＦＥＴ５の自励発振が停止する。これにより、過
電流発生時において直流出力が確実に遮断される。な
お、図２は起動電流遮断回路３０が作動した後のＭＯＳ
-ＦＥＴ５のゲート−ソース端子間の電圧ＶGSの波形を
示し、図２の破線部は通常動作時にトランス４の駆動巻
線４cに発生する振動電圧ＶRを示す。平滑コンデンサ３
の両端の電圧が低くなると、起動用抵抗９を通してサイ
リスタ３５に流れる電流が保持電流以下となるため、サ
イリスタ３５がオフ状態となり起動状態に戻る。また、
図１の回路では外部シャットダウン用トランジスタ３８
のベース端子に外部からシャットダウン信号を付与して
外部シャットダウン用トランジスタ３８をオン状態にす
ることにより、ＭＯＳ-ＦＥＴ５の自励発振を強制的に
停止させることができる。
より出力側に最大電流以上の出力電流が流れると過電流
保護が働くため、トランス４でのリンギングが低下して
駆動巻線４cに発生する振動電圧ＶRが図２の実線部に示
すようにＭＯＳ-ＦＥＴ５の閾値電圧ＶTHより低くな
る。したがって、トランス４の駆動巻線４cの正帰還電
圧が低下してＭＯＳ-ＦＥＴ５が導通できなくなり、Ｍ
ＯＳ-ＦＥＴ５の自励発振が停止する。これにより、過
電流発生時において直流出力が確実に遮断される。な
お、図２は起動電流遮断回路３０が作動した後のＭＯＳ
-ＦＥＴ５のゲート−ソース端子間の電圧ＶGSの波形を
示し、図２の破線部は通常動作時にトランス４の駆動巻
線４cに発生する振動電圧ＶRを示す。平滑コンデンサ３
の両端の電圧が低くなると、起動用抵抗９を通してサイ
リスタ３５に流れる電流が保持電流以下となるため、サ
イリスタ３５がオフ状態となり起動状態に戻る。また、
図１の回路では外部シャットダウン用トランジスタ３８
のベース端子に外部からシャットダウン信号を付与して
外部シャットダウン用トランジスタ３８をオン状態にす
ることにより、ＭＯＳ-ＦＥＴ５の自励発振を強制的に
停止させることができる。
【００１２】図１に示す自励式コンバータ装置は変更が
可能である。例えば図３に示す自励式コンバータ装置
は、起動電流遮断回路３０のサイリスタ３５とＭＯＳ-
ＦＥＴ５のゲート端子との間に可変抵抗４２及び整流素
子としてのダイオード４１の直列回路４０を接続したも
のである。その他の回路構成は図１の回路構成と略同一
である。図３の回路では、起動電流遮断回路３０内のサ
イリスタ３５がオン状態となったときにダイオード４１
が導通状態となり、抵抗８及び可変抵抗４２の並列回路
がトランス３の駆動巻線３cと並列に挿入されるため、
ＭＯＳ-ＦＥＴ５のゲート端子のインピーダンスが図１
の回路に比較して更に低下し、駆動巻線３cから見た負
荷がより重くなる。これにより、トランス４の駆動巻線
４cの正帰還電圧が図１の回路に比較して更に低下する
ので、過電流発生時においてＭＯＳ-ＦＥＴ５の自励発
振をより確実に停止させることができる。また、可変抵
抗４２の抵抗値を変化させることにより、コンデンサ
７、抵抗６及びトランス４の駆動巻線４cの経路に流れ
る起動電流を調整することができる。
可能である。例えば図３に示す自励式コンバータ装置
は、起動電流遮断回路３０のサイリスタ３５とＭＯＳ-
ＦＥＴ５のゲート端子との間に可変抵抗４２及び整流素
子としてのダイオード４１の直列回路４０を接続したも
のである。その他の回路構成は図１の回路構成と略同一
である。図３の回路では、起動電流遮断回路３０内のサ
イリスタ３５がオン状態となったときにダイオード４１
が導通状態となり、抵抗８及び可変抵抗４２の並列回路
がトランス３の駆動巻線３cと並列に挿入されるため、
ＭＯＳ-ＦＥＴ５のゲート端子のインピーダンスが図１
の回路に比較して更に低下し、駆動巻線３cから見た負
荷がより重くなる。これにより、トランス４の駆動巻線
４cの正帰還電圧が図１の回路に比較して更に低下する
ので、過電流発生時においてＭＯＳ-ＦＥＴ５の自励発
振をより確実に停止させることができる。また、可変抵
抗４２の抵抗値を変化させることにより、コンデンサ
７、抵抗６及びトランス４の駆動巻線４cの経路に流れ
る起動電流を調整することができる。
【００１３】上記の実施例の自励式コンバータ装置で
は、装置の起動後にトランス４の駆動巻線４cから発生
する電圧により起動電流遮断回路３０が作動され、起動
用抵抗９、抵抗８を経てコンデンサ７、抵抗６、トラン
ス４の駆動巻線４cの経路に流れる起動電流が遮断され
る。このため、過電流発生時においてトランス４でのリ
ンギングが低下してトランス４の駆動巻線４cの正帰還
電圧がＭＯＳ-ＦＥＴ５の閾値電圧ＶTHより低くなり、
ＭＯＳ-ＦＥＴ５の自励発振が停止して直流出力が確実
に遮断される。したがって、出力電圧検出手段や発振停
止手段が不要となり、簡素な回路構成で過電流保護を行
なうことができる。また、外部シャットダウン用トラン
ジスタ３８を備えているので、例えばサイリスタ３５の
破損等により起動電流遮断回路３０が動作不能となった
場合、外部シャットダウン用トランジスタ３８をオン状
態にすることによりＭＯＳ-ＦＥＴ５の自励発振を強制
的に停止させることができる。
は、装置の起動後にトランス４の駆動巻線４cから発生
する電圧により起動電流遮断回路３０が作動され、起動
用抵抗９、抵抗８を経てコンデンサ７、抵抗６、トラン
ス４の駆動巻線４cの経路に流れる起動電流が遮断され
る。このため、過電流発生時においてトランス４でのリ
ンギングが低下してトランス４の駆動巻線４cの正帰還
電圧がＭＯＳ-ＦＥＴ５の閾値電圧ＶTHより低くなり、
ＭＯＳ-ＦＥＴ５の自励発振が停止して直流出力が確実
に遮断される。したがって、出力電圧検出手段や発振停
止手段が不要となり、簡素な回路構成で過電流保護を行
なうことができる。また、外部シャットダウン用トラン
ジスタ３８を備えているので、例えばサイリスタ３５の
破損等により起動電流遮断回路３０が動作不能となった
場合、外部シャットダウン用トランジスタ３８をオン状
態にすることによりＭＯＳ-ＦＥＴ５の自励発振を強制
的に停止させることができる。
【００１４】本発明の実施態様は前記の各実施例に限定
されず、更に変更が可能である。例えば、上記の各実施
例ではスイッチング素子としてＭＯＳ-ＦＥＴを使用し
た例を示したが、バイポーラ形トランジスタ、接合型Ｆ
ＥＴ（Ｊ-ＦＥＴ）、ＳＣＲ（逆阻止３端子サイリス
タ）等の他のスイッチング素子を使用してもよい。ま
た、トランス４の２次巻線４bを巻数のそれぞれ異なる
複数の巻線に分割し、各２次巻線に整流平滑回路をそれ
ぞれ接続してマルチ出力の自励式コンバータ装置とする
ことも可能である。
されず、更に変更が可能である。例えば、上記の各実施
例ではスイッチング素子としてＭＯＳ-ＦＥＴを使用し
た例を示したが、バイポーラ形トランジスタ、接合型Ｆ
ＥＴ（Ｊ-ＦＥＴ）、ＳＣＲ（逆阻止３端子サイリス
タ）等の他のスイッチング素子を使用してもよい。ま
た、トランス４の２次巻線４bを巻数のそれぞれ異なる
複数の巻線に分割し、各２次巻線に整流平滑回路をそれ
ぞれ接続してマルチ出力の自励式コンバータ装置とする
ことも可能である。
【００１５】
【発明の効果】本発明の自励式コンバータ装置では、簡
素な回路構成で過電流保護を行なうことができるので、
部品点数を削減できると共に製造コストを削減して安価
な自励式コンバータ装置を得ることができる利点があ
る。
素な回路構成で過電流保護を行なうことができるので、
部品点数を削減できると共に製造コストを削減して安価
な自励式コンバータ装置を得ることができる利点があ
る。
【図１】 本発明の実施例を示す自励式コンバータ装置
の電気回路図
の電気回路図
【図２】 図１の起動電流遮断回路の作動後におけるＭ
ＯＳ-ＦＥＴのゲート−ソース間電圧ＶGSの変化を示す
波形図
ＯＳ-ＦＥＴのゲート−ソース間電圧ＶGSの変化を示す
波形図
【図３】 図１の変更実施例を示す電気回路図
【図４】 自励式コンバータ装置の従来例を示す電気回
路図
路図
【図５】 自励発振時におけるＭＯＳ-ＦＥＴのゲート
−ソース間電圧ＶGSの変化を示す波形図
−ソース間電圧ＶGSの変化を示す波形図
１．．．交流電源、２．．．ダイオードブリッジ、
３．．．平滑コンデンサ、４．．．トランス、４
a．．．１次巻線、４b．．．２次巻線、４c．．．駆動
巻線、５．．．ＭＯＳ-ＦＥＴ（スイッチング素子）、
６，８，１４．．．抵抗、７，１５．．．コンデンサ、
９．．．起動用抵抗、１０．．．整流ダイオード、１
１．．．出力コンデンサ、１２．．．ゲート制御用トラ
ンジスタ、１３．．．電流検出用抵抗、１６．．．定電
圧ダイオード、１７．．．フォトカプラ、１７a．．．
発光部、１７b．．．受光部、１８．．．誤差増幅器、
１９．．．基準電源、２０，２１．．．分圧用抵抗、２
２，２３．．．出力端子、２４〜２６．．．抵抗、２
７．．．コンデンサ、２８，２９．．．ダイオード、３
０．．．起動電流遮断回路、３１．．．遅延用抵抗、３
２．．．ダイオード、３３．．．コンデンサ、３４，３
６．．．抵抗、３５．．．サイリスタ、３７．．．定電
圧ダイオード、３８．．．外部シャットダウン用トラン
ジスタ、４１．．．ダイオード、４２．．．可変抵抗
３．．．平滑コンデンサ、４．．．トランス、４
a．．．１次巻線、４b．．．２次巻線、４c．．．駆動
巻線、５．．．ＭＯＳ-ＦＥＴ（スイッチング素子）、
６，８，１４．．．抵抗、７，１５．．．コンデンサ、
９．．．起動用抵抗、１０．．．整流ダイオード、１
１．．．出力コンデンサ、１２．．．ゲート制御用トラ
ンジスタ、１３．．．電流検出用抵抗、１６．．．定電
圧ダイオード、１７．．．フォトカプラ、１７a．．．
発光部、１７b．．．受光部、１８．．．誤差増幅器、
１９．．．基準電源、２０，２１．．．分圧用抵抗、２
２，２３．．．出力端子、２４〜２６．．．抵抗、２
７．．．コンデンサ、２８，２９．．．ダイオード、３
０．．．起動電流遮断回路、３１．．．遅延用抵抗、３
２．．．ダイオード、３３．．．コンデンサ、３４，３
６．．．抵抗、３５．．．サイリスタ、３７．．．定電
圧ダイオード、３８．．．外部シャットダウン用トラン
ジスタ、４１．．．ダイオード、４２．．．可変抵抗
Claims (2)
- 【請求項１】 直流電源と、該直流電源に接続されたト
ランスの１次巻線とスイッチング素子との直列回路と、
前記スイッチング素子の制御端子に接続された前記トラ
ンスの駆動巻線と、前記直流電源と前記トランスの駆動
巻線との間に接続された起動用抵抗とを備え、前記スイ
ッチング素子の自励発振により前記トランスの２次巻線
から整流平滑回路を介して直流出力を発生する自励式コ
ンバータ装置において、 起動後に前記トランスの駆動巻線から発生する電圧によ
り前記起動用抵抗及び前記駆動巻線を通して流れる起動
電流を遮断する起動電流遮断回路を設け、過電流発生時
に前記トランスの駆動巻線の正帰還電圧が所定値以下に
低下することにより前記スイッチング素子の自励発振が
停止することを特徴とする自励式コンバータ装置。 - 【請求項２】 前記起動電流遮断回路と前記スイッチン
グ素子の制御端子との間に可変抵抗及び整流素子の直列
回路を接続した「請求項１」に記載の自励式コンバータ
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04758595A JP3419134B2 (ja) | 1995-03-07 | 1995-03-07 | 自励式コンバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04758595A JP3419134B2 (ja) | 1995-03-07 | 1995-03-07 | 自励式コンバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08251919A true JPH08251919A (ja) | 1996-09-27 |
| JP3419134B2 JP3419134B2 (ja) | 2003-06-23 |
Family
ID=12779338
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP04758595A Expired - Fee Related JP3419134B2 (ja) | 1995-03-07 | 1995-03-07 | 自励式コンバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3419134B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0845853A2 (en) * | 1996-12-02 | 1998-06-03 | THOMSON multimedia | DC/DC converter with a protection circuit |
| JP2002369512A (ja) * | 2001-06-08 | 2002-12-20 | Sanyo Electric Co Ltd | スイッチング電源用集積回路 |
| JP2003522512A (ja) * | 2000-02-04 | 2003-07-22 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | Ｄｃ／ｄｃ変換回路 |
| JP2003304686A (ja) * | 2002-04-05 | 2003-10-24 | Yutaka Denki Seisakusho:Kk | スイッチング電源回路 |
| EP1122849A3 (en) * | 2000-02-03 | 2004-12-15 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Power converter control device and respective power converter |
-
1995
- 1995-03-07 JP JP04758595A patent/JP3419134B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0845853A2 (en) * | 1996-12-02 | 1998-06-03 | THOMSON multimedia | DC/DC converter with a protection circuit |
| EP0845853A3 (en) * | 1996-12-02 | 2000-03-01 | THOMSON multimedia | DC/DC converter with a protection circuit |
| EP1122849A3 (en) * | 2000-02-03 | 2004-12-15 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Power converter control device and respective power converter |
| JP2003522512A (ja) * | 2000-02-04 | 2003-07-22 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | Ｄｃ／ｄｃ変換回路 |
| JP2002369512A (ja) * | 2001-06-08 | 2002-12-20 | Sanyo Electric Co Ltd | スイッチング電源用集積回路 |
| JP4694044B2 (ja) * | 2001-06-08 | 2011-06-01 | 三洋電機株式会社 | スイッチング電源用集積回路 |
| JP2003304686A (ja) * | 2002-04-05 | 2003-10-24 | Yutaka Denki Seisakusho:Kk | スイッチング電源回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3419134B2 (ja) | 2003-06-23 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |