JPH1080194A - 誘導性負荷の同期駆動方法、及びｈブリッジ回路の同期制御装置 - Google Patents
誘導性負荷の同期駆動方法、及びｈブリッジ回路の同期制御装置Info
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- JPH1080194A JPH1080194A JP8252451A JP25245196A JPH1080194A JP H1080194 A JPH1080194 A JP H1080194A JP 8252451 A JP8252451 A JP 8252451A JP 25245196 A JP25245196 A JP 25245196A JP H1080194 A JPH1080194 A JP H1080194A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P8/00—Arrangements for controlling dynamo-electric motors rotating step by step
- H02P8/12—Control or stabilisation of current
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P7/00—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors
- H02P7/03—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for controlling the direction of rotation of DC motors
- H02P7/04—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for controlling the direction of rotation of DC motors by means of a H-bridge circuit
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- Power Engineering (AREA)
- Control Of Stepping Motors (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 回生電流と転流電流とを組合せて誘導性負荷
に流すスイッチング電流を最適にする技術を提供する。 【解決手段】 Ｈブリッジ回路４A、４Bによって誘導性
負荷ＬA、ＬBにスイッチング電流を流す際、制御回路３
A、３Bとタイミング信号発生器７によって、所定周波数
の駆動周期に従って電流供給動作を開始させて誘導性負
荷ＬA、ＬBに流す電流を増加させる。その電流を減少さ
せる際には、電源回生期間の間は電源回生動作を行わ
せ、転流期間の間は転流動作を行わせる。電源回生動作
と転流動作とのバランスが良くなり、リップルの少ない
スイッチング電流で高周波駆動を行うことが可能とな
る。また、スイッチング電流レベルを下げる際には電源
回生動作が長く行われるので、所望レベルまで素早く低
下させることが可能となる。
に流すスイッチング電流を最適にする技術を提供する。 【解決手段】 Ｈブリッジ回路４A、４Bによって誘導性
負荷ＬA、ＬBにスイッチング電流を流す際、制御回路３
A、３Bとタイミング信号発生器７によって、所定周波数
の駆動周期に従って電流供給動作を開始させて誘導性負
荷ＬA、ＬBに流す電流を増加させる。その電流を減少さ
せる際には、電源回生期間の間は電源回生動作を行わ
せ、転流期間の間は転流動作を行わせる。電源回生動作
と転流動作とのバランスが良くなり、リップルの少ない
スイッチング電流で高周波駆動を行うことが可能とな
る。また、スイッチング電流レベルを下げる際には電源
回生動作が長く行われるので、所望レベルまで素早く低
下させることが可能となる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は半導体スイッチング
素子を用いて誘導性負荷を駆動する技術にかかり、特
に、Ｈブリッジを構成して誘導性負荷を駆動する誘導性
負荷駆動方法、及びその方法を実現する誘導性負荷駆動
装置に関する。
素子を用いて誘導性負荷を駆動する技術にかかり、特
に、Ｈブリッジを構成して誘導性負荷を駆動する誘導性
負荷駆動方法、及びその方法を実現する誘導性負荷駆動
装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、ステッピングモーターは、回転
可能な可動磁石から成るローターを有しており、その周
囲に電磁石から成る駆動コイルが複数個配置されて構成
されている。それら駆動コイルを選択し、所定の大きさ
の電流をパルス状に流すことで、ローターの位置や回転
数をオープンループで制御できるため、近年では便利な
モーターとして広く用いられている。
可能な可動磁石から成るローターを有しており、その周
囲に電磁石から成る駆動コイルが複数個配置されて構成
されている。それら駆動コイルを選択し、所定の大きさ
の電流をパルス状に流すことで、ローターの位置や回転
数をオープンループで制御できるため、近年では便利な
モーターとして広く用いられている。
【０００３】一般に、ステッピングモーターは、誘導性
の負荷であり、そのような負荷を駆動する方法には、一
定の方向に電流を流すユニポーラ駆動方法や、正逆いず
れの向きにも電流を流せるバイポーラ駆動方式が広く使
用されている。いずれの駆動方式でもその誘導性負荷に
一定の大きさのスイッチング電流を流すために、電源か
ら供給した電流が所定値以上になったときに、半導体ス
イッチング素子に逆並列接続したフライホイールダイオ
ードに電流を流し、誘導性負荷に蓄積されたエネルギー
を開放させることで、その誘導性負荷に流れる電流を減
衰させている。
の負荷であり、そのような負荷を駆動する方法には、一
定の方向に電流を流すユニポーラ駆動方法や、正逆いず
れの向きにも電流を流せるバイポーラ駆動方式が広く使
用されている。いずれの駆動方式でもその誘導性負荷に
一定の大きさのスイッチング電流を流すために、電源か
ら供給した電流が所定値以上になったときに、半導体ス
イッチング素子に逆並列接続したフライホイールダイオ
ードに電流を流し、誘導性負荷に蓄積されたエネルギー
を開放させることで、その誘導性負荷に流れる電流を減
衰させている。
【０００４】そのような誘導性負荷駆動方法の一例を図
５に示す。図５の符号１０２は、従来技術の誘導性負荷
駆動装置であり、ステッピングモータ内の誘導性負荷１
３１と。４つのトランジスタ１１１〜１１４とでＨブリ
ッジ回路が構成されている。上側のトランジスタ１１
１、１１２は電源１３２に接続され、下側のトランジス
タ１１４、１１３は、電流検出抵抗１３３を介してグラ
ウンド電位に接続されている。
５に示す。図５の符号１０２は、従来技術の誘導性負荷
駆動装置であり、ステッピングモータ内の誘導性負荷１
３１と。４つのトランジスタ１１１〜１１４とでＨブリ
ッジ回路が構成されている。上側のトランジスタ１１
１、１１２は電源１３２に接続され、下側のトランジス
タ１１４、１１３は、電流検出抵抗１３３を介してグラ
ウンド電位に接続されている。
【０００５】上側のトランジスタ１１１、１１２には、
フライホイールダイオード１２１、１２２がそれぞれ逆
並列接続されており、下側のトランジスタ１１３、１１
４と電流検出抵抗１３３の間には、同様にフライホイー
ルダイオード１２３、１２４がそれぞれ逆並列接続され
ている。
フライホイールダイオード１２１、１２２がそれぞれ逆
並列接続されており、下側のトランジスタ１１３、１１
４と電流検出抵抗１３３の間には、同様にフライホイー
ルダイオード１２３、１２４がそれぞれ逆並列接続され
ている。
【０００６】各トランジスタ１１１〜１１４のベース端
子は制御回路１３４に接続され、該制御回路１３４によ
って動作が制御されるように構成されており、いま、ト
ランジスタ１１１、１１３が導通し、トランジスタ１１
２、１１４が遮断しているものとする。この状態では、
電源１３２から誘導性負荷１３１に符号１４１で示す方
向に供給電流が供給される。
子は制御回路１３４に接続され、該制御回路１３４によ
って動作が制御されるように構成されており、いま、ト
ランジスタ１１１、１１３が導通し、トランジスタ１１
２、１１４が遮断しているものとする。この状態では、
電源１３２から誘導性負荷１３１に符号１４１で示す方
向に供給電流が供給される。
【０００７】その供給電流１４１が電流検出抵抗１３３
に流れ、電流検出抵抗１３３に生じた電圧が、基準電圧
１３６よりも大きくなったときに、コンパレータ１３５
の出力は反転し、制御回路１３４はその出力反転を検出
して供給電流１４１を停止させ、誘導性負荷１３１に流
れる電流を減衰させる。そして、所定時間の経過の後、
再び誘導性負荷１３１に対し、電源１３２から供給電流
１４１を流し、コンパレーター１３５に反転によって供
給電流１４１を停止させる。このような動作を繰り返す
ことで、誘導性負荷１３１に流れるスイッチング電流が
所定レベルを維持できるようにしている。
に流れ、電流検出抵抗１３３に生じた電圧が、基準電圧
１３６よりも大きくなったときに、コンパレータ１３５
の出力は反転し、制御回路１３４はその出力反転を検出
して供給電流１４１を停止させ、誘導性負荷１３１に流
れる電流を減衰させる。そして、所定時間の経過の後、
再び誘導性負荷１３１に対し、電源１３２から供給電流
１４１を流し、コンパレーター１３５に反転によって供
給電流１４１を停止させる。このような動作を繰り返す
ことで、誘導性負荷１３１に流れるスイッチング電流が
所定レベルを維持できるようにしている。
【０００８】制御回路１３４が電源１３２からの供給電
流１４１を停止させ、誘導性負荷１３１に流れる電流を
減衰させる際には、二種類の方法がある。
流１４１を停止させ、誘導性負荷１３１に流れる電流を
減衰させる際には、二種類の方法がある。
【０００９】一つは、トランジスタ１１１〜１１４の全
てを遮断状態にする方法であり、このときは誘導性負荷
１３１に生じる起電力によって、フライホイールダイオ
ード１２４、１２２が順バイアスされ、図６(ａ)の符号
１４２で示す回生電流が流される。この回生電流１４２
が流れることにより、電源１３２(の出力コンデンサ)が
充電され、誘導性負荷１３１に流れる電流が減衰する。
この場合は誘導性負荷１３１に蓄積されていたエネルギ
ーを有効活用することができる。
てを遮断状態にする方法であり、このときは誘導性負荷
１３１に生じる起電力によって、フライホイールダイオ
ード１２４、１２２が順バイアスされ、図６(ａ)の符号
１４２で示す回生電流が流される。この回生電流１４２
が流れることにより、電源１３２(の出力コンデンサ)が
充電され、誘導性負荷１３１に流れる電流が減衰する。
この場合は誘導性負荷１３１に蓄積されていたエネルギ
ーを有効活用することができる。
【００１０】他の一つは、トランジスタ１１１、１１３
のうちの一方を遮断させる方法であり、いま、供給電流
１４１が流れている状態から、トランジスタ１１３を導
通したままにし、トランジスタ１１１を遮断させると、
誘導性負荷１３１の逆起電力によってフライホイールダ
イオード１２４が順バイアスされ、図６(ｂ)の符号１４
３で示す転流電流が流される。この転流電流１４３によ
ってフライホイールダイオード１２４やトランジスタ１
１３が発熱することで、誘導性負荷１３１に蓄積されて
いたエネルギーが消費され、電流が減衰する。この場合
は誘導性負荷１３１に蓄積されていたエネルギーを活用
することはできない。
のうちの一方を遮断させる方法であり、いま、供給電流
１４１が流れている状態から、トランジスタ１１３を導
通したままにし、トランジスタ１１１を遮断させると、
誘導性負荷１３１の逆起電力によってフライホイールダ
イオード１２４が順バイアスされ、図６(ｂ)の符号１４
３で示す転流電流が流される。この転流電流１４３によ
ってフライホイールダイオード１２４やトランジスタ１
１３が発熱することで、誘導性負荷１３１に蓄積されて
いたエネルギーが消費され、電流が減衰する。この場合
は誘導性負荷１３１に蓄積されていたエネルギーを活用
することはできない。
【００１１】これら回生電流１４２と転流電流１４３を
比較した場合、誘導性負荷１３１に流れる電流をスイッ
チングする際には、回生電流１４２によれば、誘導性負
荷１３１に流れる電流を素早く減衰させることができ、
転流電流１４３によれば、ゆっくり減衰させることがで
きる。
比較した場合、誘導性負荷１３１に流れる電流をスイッ
チングする際には、回生電流１４２によれば、誘導性負
荷１３１に流れる電流を素早く減衰させることができ、
転流電流１４３によれば、ゆっくり減衰させることがで
きる。
【００１２】しかしながらいずれか一方の方法で誘導性
負荷１３１に蓄積されたエネルギーを開放しようとした
場合には、回生電流１４２では減衰が速すぎるため、誘
導性負荷１３１に流れるスイッチング電流のリップルが
大きすぎるという欠点がある。他方、転流電流１４３で
は減衰が緩やかすぎるため、誘導性負荷１３１に流すス
イッチング電流レベルを変化させる際の追随性が悪いと
いう欠点がある。
負荷１３１に蓄積されたエネルギーを開放しようとした
場合には、回生電流１４２では減衰が速すぎるため、誘
導性負荷１３１に流れるスイッチング電流のリップルが
大きすぎるという欠点がある。他方、転流電流１４３で
は減衰が緩やかすぎるため、誘導性負荷１３１に流すス
イッチング電流レベルを変化させる際の追随性が悪いと
いう欠点がある。
【００１３】また、２相ステッピングモーターのよう
に、上述したような誘導性負荷１３１が複数ある場合に
スイッチング電流によって駆動しようとすると、各誘導
性負荷に流れる電流を制御する周波数が近接した場合に
は、ピートが発生し、騒音や振動が大きくなってしまう
という問題があった。
に、上述したような誘導性負荷１３１が複数ある場合に
スイッチング電流によって駆動しようとすると、各誘導
性負荷に流れる電流を制御する周波数が近接した場合に
は、ピートが発生し、騒音や振動が大きくなってしまう
という問題があった。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】本発明は上記従来技術
の不都合を解決するために創作されたもので、回生電流
と転流電流とを組合せて誘導性負荷に流すスイッチング
電流を最適に制御できる技術を提供することにある。
の不都合を解決するために創作されたもので、回生電流
と転流電流とを組合せて誘導性負荷に流すスイッチング
電流を最適に制御できる技術を提供することにある。
【００１５】また、本発明の他の目的は、複数の誘導性
負荷に流れるスイッチング電流を最適に制御できる技術
を提供することにある。
負荷に流れるスイッチング電流を最適に制御できる技術
を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、請求項１記載の発明方法は、四個の半導体スイッチ
ング素子と、前記各半導体スイッチング素子にそれぞれ
逆並列接続されたフライホイールダイオードとで誘導性
負荷に順逆双方向に電流を流せるように構成されたＨブ
リッジ回路を用い、前記各半導体スイッチング素子のう
ちの二個を導通状態にして電源から前記誘導性負荷に電
流を供給する電流供給動作と、前記半導体スイッチング
素子のうちの一個を導通状態にし、前記誘導性負荷に蓄
積されたエネルギーによってその導通状態にある半導体
スイッチング素子と一個のフライホイールダイオードと
で形成される閉電流経路に電流を流す転流動作と、前記
半導体スイッチング素子の四個全てを遮断状態にし、前
記誘導性負荷に蓄積されたエネルギーによって二個のフ
ライホイールダイオードに電流を流す電源回生動作との
いずれか一種類の動作を行い、前記誘導性負荷に流れる
電流を制御する誘導性負荷駆動方法であって、所定周波
数の駆動周期を作成し、該駆動周期の開始により前記電
流供給動作を行い、該電流供給動作中に前記誘導性負荷
に流れる電流が所定値以上になると電流供給動作を終了
し、前記誘導性負荷に蓄積されたエネルギーを開放させ
る際、前記駆動周期の開始から所定期間を電源回生期間
とし、前記電源回生期間の終了から前記駆動周期の終了
までを転流期間としたときに、前記電源回生期間では前
記電源回生動作を行い、前記転流期間では前記転流動作
を行うようにしたことを特徴とする。
に、請求項１記載の発明方法は、四個の半導体スイッチ
ング素子と、前記各半導体スイッチング素子にそれぞれ
逆並列接続されたフライホイールダイオードとで誘導性
負荷に順逆双方向に電流を流せるように構成されたＨブ
リッジ回路を用い、前記各半導体スイッチング素子のう
ちの二個を導通状態にして電源から前記誘導性負荷に電
流を供給する電流供給動作と、前記半導体スイッチング
素子のうちの一個を導通状態にし、前記誘導性負荷に蓄
積されたエネルギーによってその導通状態にある半導体
スイッチング素子と一個のフライホイールダイオードと
で形成される閉電流経路に電流を流す転流動作と、前記
半導体スイッチング素子の四個全てを遮断状態にし、前
記誘導性負荷に蓄積されたエネルギーによって二個のフ
ライホイールダイオードに電流を流す電源回生動作との
いずれか一種類の動作を行い、前記誘導性負荷に流れる
電流を制御する誘導性負荷駆動方法であって、所定周波
数の駆動周期を作成し、該駆動周期の開始により前記電
流供給動作を行い、該電流供給動作中に前記誘導性負荷
に流れる電流が所定値以上になると電流供給動作を終了
し、前記誘導性負荷に蓄積されたエネルギーを開放させ
る際、前記駆動周期の開始から所定期間を電源回生期間
とし、前記電源回生期間の終了から前記駆動周期の終了
までを転流期間としたときに、前記電源回生期間では前
記電源回生動作を行い、前記転流期間では前記転流動作
を行うようにしたことを特徴とする。
【００１７】この請求項１記載の発明方法によって前記
Ｈブリッジ回路を二回路以上駆動する場合は、請求項２
記載の発明方法のように、前記各Ｈブリッジ回路を同じ
駆動周期で動作させるとよい。
Ｈブリッジ回路を二回路以上駆動する場合は、請求項２
記載の発明方法のように、前記各Ｈブリッジ回路を同じ
駆動周期で動作させるとよい。
【００１８】このような請求項１又は請求項２のいずれ
か１項記載の誘導性負荷駆動方法では、請求項３記載の
発明方法のように、前記電源回生期間の開始から所定期
間を強制導通期間とし、該強制導通期間内では、前記誘
導性負荷に流れる電流の大きさに拘わらず、前記電流供
給動作を継続することができる。
か１項記載の誘導性負荷駆動方法では、請求項３記載の
発明方法のように、前記電源回生期間の開始から所定期
間を強制導通期間とし、該強制導通期間内では、前記誘
導性負荷に流れる電流の大きさに拘わらず、前記電流供
給動作を継続することができる。
【００１９】他方、請求項４記載の発明装置は、四個の
半導体スイッチング素子と、前記各半導体スイッチング
素子にそれぞれ逆並列接続されたフライホイールダイオ
ードとを有し、誘導性負荷を接続してＨブリッジ回路を
構成したときに、前記誘導性負荷に順逆双方向に電流を
流せるように構成された誘導性負荷駆動装置において、
半導体スイッチング素子と、前記各半導体スイッチング
素子にそれぞれ逆並列接続されたフライホイールダイオ
ードとを有し、誘導性負荷を接続してＨブリッジ回路を
構成したときに、前記誘導性負荷に順逆双方向に電流を
流せるように構成された誘導性負荷駆動装置において、
【００２０】前記各半導体スイッチング素子のうちの二
個を導通状態にして電源から前記誘導性負荷に電流を供
給する電流供給動作と、前記半導体スイッチング素子の
うちの一個を導通状態にし、前記誘導性負荷に蓄積され
たエネルギーによってその導通状態にある半導体スイッ
チング素子と一個のフライホイールダイオードとで形成
される閉電流経路に電流を流す転流動作と、前記半導体
スイッチング素子の四個全てを遮断状態にし、前記誘導
性負荷に蓄積されたエネルギーによって二個のフライホ
イールダイオードに電流を流す電源回生動作とのいずれ
か一種類の動作を前記Ｈブリッジ回路に行わせ、前記誘
導性負荷に流れる電流を制御する制御回路と、所定周波
数の駆動周期を作成するタイミング信号発生回路とを有
し、前記制御回路は、前記駆動周期の開始により前記電
流供給動作を行わせ、該電流供給動作中に前記誘導性負
荷に流れる電流が所定値以上になると電流供給動作を終
了させ、前記誘導性負荷に蓄積されたエネルギーを開放
させる際、前記駆動周期の開始から所定期間を電源回生
期間とし、前記電源回生期間の終了から前記駆動周期の
終了までを転流期間としたときに、前記電源回生期間で
は前記電源回生動作を行わせ、前記転流期間では前記転
流動作を行わせるように構成されたことを特徴とする。
個を導通状態にして電源から前記誘導性負荷に電流を供
給する電流供給動作と、前記半導体スイッチング素子の
うちの一個を導通状態にし、前記誘導性負荷に蓄積され
たエネルギーによってその導通状態にある半導体スイッ
チング素子と一個のフライホイールダイオードとで形成
される閉電流経路に電流を流す転流動作と、前記半導体
スイッチング素子の四個全てを遮断状態にし、前記誘導
性負荷に蓄積されたエネルギーによって二個のフライホ
イールダイオードに電流を流す電源回生動作とのいずれ
か一種類の動作を前記Ｈブリッジ回路に行わせ、前記誘
導性負荷に流れる電流を制御する制御回路と、所定周波
数の駆動周期を作成するタイミング信号発生回路とを有
し、前記制御回路は、前記駆動周期の開始により前記電
流供給動作を行わせ、該電流供給動作中に前記誘導性負
荷に流れる電流が所定値以上になると電流供給動作を終
了させ、前記誘導性負荷に蓄積されたエネルギーを開放
させる際、前記駆動周期の開始から所定期間を電源回生
期間とし、前記電源回生期間の終了から前記駆動周期の
終了までを転流期間としたときに、前記電源回生期間で
は前記電源回生動作を行わせ、前記転流期間では前記転
流動作を行わせるように構成されたことを特徴とする。
【００２１】その請求項４記載の誘導性負荷駆動装置
が、前記制御回路を複数有し、前記Ｈブリッジ回路を二
回路以上駆動する場合には、請求項５記載の発明装置の
ように、前記各制御回路が同じ駆動周期で動作するよう
に構成してもよい。
が、前記制御回路を複数有し、前記Ｈブリッジ回路を二
回路以上駆動する場合には、請求項５記載の発明装置の
ように、前記各制御回路が同じ駆動周期で動作するよう
に構成してもよい。
【００２２】また、このような請求項５又は請求項６の
いずれか１項記載の誘導性負荷駆動装置については、請
求項６記載の発明装置のように、前記電源回生期間初期
の所定期間を強制導通期間としたときに、前記制御回路
は、前記強制導通期間内では、前記誘導性負荷に流れる
電流の大きさに拘わらず、前記電流供給動作を継続させ
るように構成することも可能である。
いずれか１項記載の誘導性負荷駆動装置については、請
求項６記載の発明装置のように、前記電源回生期間初期
の所定期間を強制導通期間としたときに、前記制御回路
は、前記強制導通期間内では、前記誘導性負荷に流れる
電流の大きさに拘わらず、前記電流供給動作を継続させ
るように構成することも可能である。
【００２３】このような本発明の構成によれば、四個の
半導体スイッチング素子と、前記各半導体スイッチング
素子にそれぞれ逆並列接続されたフライホイールダイオ
ードとで誘導性負荷に順逆双方向に電流を流せるように
Ｈブリッジ回路を構成し、電源から前記誘導性負荷に電
流を供給する電流供給動作を行う際には、各半導体スイ
ッチング素子のうちの二個を導通状態にし、誘導性負荷
に対して所望方向に電流を流しており、そのような電流
供給動作により、誘導性負荷に流れる電流が大きくな
り、所定の基準電流値以上になった場合には、誘導性負
荷に蓄積されたエネルギーを開放させ、誘導性負荷に流
れる電流を制御している。
半導体スイッチング素子と、前記各半導体スイッチング
素子にそれぞれ逆並列接続されたフライホイールダイオ
ードとで誘導性負荷に順逆双方向に電流を流せるように
Ｈブリッジ回路を構成し、電源から前記誘導性負荷に電
流を供給する電流供給動作を行う際には、各半導体スイ
ッチング素子のうちの二個を導通状態にし、誘導性負荷
に対して所望方向に電流を流しており、そのような電流
供給動作により、誘導性負荷に流れる電流が大きくな
り、所定の基準電流値以上になった場合には、誘導性負
荷に蓄積されたエネルギーを開放させ、誘導性負荷に流
れる電流を制御している。
【００２４】その際には、半導体スイッチング素子のう
ちの一個を導通状態にし、誘導性負荷に蓄積されたエネ
ルギーによって、その導通状態にある半導体スイッチン
グ素子と一個のフライホイールダイオードとで閉電流経
路を形成させ、その閉電流経路に電流を流す動作と、半
導体スイッチング素子の四個全てを遮断状態にし、誘導
性負荷に蓄積されたエネルギーによって二個のフライホ
イールダイオードに電流を流し、電源を充電する動作と
の二種類の動作によって制御できる。
ちの一個を導通状態にし、誘導性負荷に蓄積されたエネ
ルギーによって、その導通状態にある半導体スイッチン
グ素子と一個のフライホイールダイオードとで閉電流経
路を形成させ、その閉電流経路に電流を流す動作と、半
導体スイッチング素子の四個全てを遮断状態にし、誘導
性負荷に蓄積されたエネルギーによって二個のフライホ
イールダイオードに電流を流し、電源を充電する動作と
の二種類の動作によって制御できる。
【００２５】前者の閉電流経路に電流を流す場合は転流
動作と呼び、二個のフライホイールダイオードに電流を
流す方法を電源回生動作と呼ぶものとすると、転流動作
では誘導性負荷に流れる電流の減衰率が小さすぎ、スイ
ッチング電流レベルを下げる際に追随性が悪い。他方、
電源回生動作では減衰率が大きすぎ、誘導性負荷に流れ
るスイッチング電流のリップルが大きくなりすぎる。
動作と呼び、二個のフライホイールダイオードに電流を
流す方法を電源回生動作と呼ぶものとすると、転流動作
では誘導性負荷に流れる電流の減衰率が小さすぎ、スイ
ッチング電流レベルを下げる際に追随性が悪い。他方、
電源回生動作では減衰率が大きすぎ、誘導性負荷に流れ
るスイッチング電流のリップルが大きくなりすぎる。
【００２６】そこで本発明では、所定周波数の駆動周期
を作成し、その駆動周期の開始により電流供給動作を開
始させ、電流供給動作中に誘導性負荷に流れる電流が所
定値以上になると電流供給動作を終了し、前記誘導性負
荷に蓄積されたエネルギーを開放させており、その際、
駆動周期の開始から所定期間を電源回生期間とし、電源
回生期間の終了から前記駆動周期の終了までを転流期間
としたときに、電流供給動作が終了した後、電源回生期
間内では電源回生動作を行い、前記転流期間内では転流
動作を行うようにした。
を作成し、その駆動周期の開始により電流供給動作を開
始させ、電流供給動作中に誘導性負荷に流れる電流が所
定値以上になると電流供給動作を終了し、前記誘導性負
荷に蓄積されたエネルギーを開放させており、その際、
駆動周期の開始から所定期間を電源回生期間とし、電源
回生期間の終了から前記駆動周期の終了までを転流期間
としたときに、電流供給動作が終了した後、電源回生期
間内では電源回生動作を行い、前記転流期間内では転流
動作を行うようにした。
【００２７】従って、誘導性負荷に蓄積されていたエネ
ルギーを開放し、誘導性負荷に流れる電流を減衰させる
際に、電源回生動作と転流動作とをバランス良く行うこ
とが可能となり、リップルの少ないスイッチング電流で
高周波駆動を行うことが可能となった。
ルギーを開放し、誘導性負荷に流れる電流を減衰させる
際に、電源回生動作と転流動作とをバランス良く行うこ
とが可能となり、リップルの少ないスイッチング電流で
高周波駆動を行うことが可能となった。
【００２８】このような動作は、誘導性負荷に流れるス
イッチング電流を一定レベルに維持する定常状態の場合
の他、スイッチング電流レベルを低下させる際の過渡状
態中にも行うことができる。特に、そのような過渡状態
では、定常状態のときよりも長い期間電源回生動作が行
われるようになるので、誘導性負荷に流れる電流を素早
く低下させることが可能となる。
イッチング電流を一定レベルに維持する定常状態の場合
の他、スイッチング電流レベルを低下させる際の過渡状
態中にも行うことができる。特に、そのような過渡状態
では、定常状態のときよりも長い期間電源回生動作が行
われるようになるので、誘導性負荷に流れる電流を素早
く低下させることが可能となる。
【００２９】また、Ｈブリッジ回路を二回路以上駆動す
る場合には、各Ｈブリッジ回路を同じ駆動周期で動作さ
せるようにすると、ビートが発生せず、騒音や振動を防
止することができる。
る場合には、各Ｈブリッジ回路を同じ駆動周期で動作さ
せるようにすると、ビートが発生せず、騒音や振動を防
止することができる。
【００３０】更に、電源回生期間の開始から所定期間を
強制導通期間とし、その強制導通期間内では、誘導性負
荷に流れる電流の大きさに拘わらず、電流供給動作を継
続するようにすれば、転流動作から電流供給動作に移行
する際に貫通電流等が流れ、ノイズが発生した場合であ
っても、誤動作をすることがなくなって都合がよい。
強制導通期間とし、その強制導通期間内では、誘導性負
荷に流れる電流の大きさに拘わらず、電流供給動作を継
続するようにすれば、転流動作から電流供給動作に移行
する際に貫通電流等が流れ、ノイズが発生した場合であ
っても、誤動作をすることがなくなって都合がよい。
【００３１】
【発明の実施の形態】本発明装置の実施の形態を本発明
方法と共に図面を用いて説明する。図１を参照し、符号
２は、２相ステッピングモーターを駆動する本発明の誘
導性負荷駆動装置の一例であり、Ａ相のステッピングモ
ーターを誘導性負荷ＬA、Ｂ相のステッピングモーター
を誘導性負荷ＬBで表すものとする。
方法と共に図面を用いて説明する。図１を参照し、符号
２は、２相ステッピングモーターを駆動する本発明の誘
導性負荷駆動装置の一例であり、Ａ相のステッピングモ
ーターを誘導性負荷ＬA、Ｂ相のステッピングモーター
を誘導性負荷ＬBで表すものとする。
【００３２】この誘導性負荷駆動装置２は、誘導性負荷
ＬAが接続されるＨブリッジ回路４Aと、誘導性負荷ＬB
が接続されるＨブリッジ回路４Bと、各Ｈブリッジ回路
４A、４Bを制御する制御回路３A、３Bと、タイミング信
号発生回路７とを有しており、それらＨブリッジ回路４
A、４B、制御回路３A、３B、タイミング信号発生回路７
は、同一の半導体基板上に形成され、ＩＣ構造とされて
いる。
ＬAが接続されるＨブリッジ回路４Aと、誘導性負荷ＬB
が接続されるＨブリッジ回路４Bと、各Ｈブリッジ回路
４A、４Bを制御する制御回路３A、３Bと、タイミング信
号発生回路７とを有しており、それらＨブリッジ回路４
A、４B、制御回路３A、３B、タイミング信号発生回路７
は、同一の半導体基板上に形成され、ＩＣ構造とされて
いる。
【００３３】また、誘導性負荷駆動装置２には、ディス
クリート部品で構成される２個の電流検出抵抗ＲSA、Ｒ
SBと、タイミング抵抗ＲTと、タイミングコンデンサＣT
とが外付部品として接続されており、タイミング抵抗Ｒ
TとタイミングコンデンサＣTとが直列接続された回路が
電源電圧と接地電位の間に接続され、タイミングコンデ
ンサＣTに生じる電圧が、タイミング信号発生回路７に
入力されている。また、タイミング信号発生回路７が出
力する信号は、制御回路３Aと制御回路３Bとに入力され
ており、各制御回路３A、３BはそれぞれＨブリッジ回路
４A、４Bにそれぞれ接続され、誘導性負荷ＬA、ＬBを駆
動するように構成されている。
クリート部品で構成される２個の電流検出抵抗ＲSA、Ｒ
SBと、タイミング抵抗ＲTと、タイミングコンデンサＣT
とが外付部品として接続されており、タイミング抵抗Ｒ
TとタイミングコンデンサＣTとが直列接続された回路が
電源電圧と接地電位の間に接続され、タイミングコンデ
ンサＣTに生じる電圧が、タイミング信号発生回路７に
入力されている。また、タイミング信号発生回路７が出
力する信号は、制御回路３Aと制御回路３Bとに入力され
ており、各制御回路３A、３BはそれぞれＨブリッジ回路
４A、４Bにそれぞれ接続され、誘導性負荷ＬA、ＬBを駆
動するように構成されている。
【００３４】Ｈブリッジ回路４AとＨブリッジ回路４Bの
内部構成は同様であり、また、制御回路３Bと制御回路
３Bの構造は同様であるので、タイミング信号発生回路
７と、タイミング信号発生回路７が作成する駆動周波数
に従って動作する制御回路３Aと、その制御回路３Aによ
って制御されるＡ相のステッピングモーター駆動用のＨ
ブリッジ回路４Aとを説明し、Ｂ相用の制御回路３BとＨ
ブリッジ回路４Bの構造は説明を省略する。
内部構成は同様であり、また、制御回路３Bと制御回路
３Bの構造は同様であるので、タイミング信号発生回路
７と、タイミング信号発生回路７が作成する駆動周波数
に従って動作する制御回路３Aと、その制御回路３Aによ
って制御されるＡ相のステッピングモーター駆動用のＨ
ブリッジ回路４Aとを説明し、Ｂ相用の制御回路３BとＨ
ブリッジ回路４Bの構造は説明を省略する。
【００３５】Ｈブリッジ回路４Aは、半導体スイッチン
グ素子であるトランジスタＱ1〜Ｑ4を有しており、各ト
ランジスタＱ1〜Ｑ4と、各フライホイールダイオードＤ
1〜Ｄ4と、制御回路３とは、一つの半導体基板上に形成
されており、２個のＰＮＰトランジスタＱ1、Ｑ2を電源
Ｅの電源電圧側、２個のＮＰＮトランジスタＱ3、Ｑ4を
接地電位側に接続し、ＰＮＰトランジスタＱ1とＮＰＮ
トランジスタＱ4を直列接続し、また、ＰＮＰトランジ
スタＱ2とＮＰＮトランジスタＱ3とを直列接続し、トラ
ンジスタの直列接続回路の間にＡ相の誘導性負荷ＬAを
接続するとＨブリッジ回路を構成できるようにされてい
る。
グ素子であるトランジスタＱ1〜Ｑ4を有しており、各ト
ランジスタＱ1〜Ｑ4と、各フライホイールダイオードＤ
1〜Ｄ4と、制御回路３とは、一つの半導体基板上に形成
されており、２個のＰＮＰトランジスタＱ1、Ｑ2を電源
Ｅの電源電圧側、２個のＮＰＮトランジスタＱ3、Ｑ4を
接地電位側に接続し、ＰＮＰトランジスタＱ1とＮＰＮ
トランジスタＱ4を直列接続し、また、ＰＮＰトランジ
スタＱ2とＮＰＮトランジスタＱ3とを直列接続し、トラ
ンジスタの直列接続回路の間にＡ相の誘導性負荷ＬAを
接続するとＨブリッジ回路を構成できるようにされてい
る。
【００３６】ＮＰＮトランジスタＱ3、Ｑ4と接地電位と
の間には、前述の電流検出抵抗ＲSAが挿入されており、
そのＮＰＮトランジスタＱ3、Ｑ4には電流検出抵抗ＲSA
を介してフライホイールダイオードＤ3、Ｄ4がそれぞれ
逆並列接続されており、また、ＰＮＰトランジスタ
Ｑ1、Ｑ2には、フライホイールダイオードＤ1、Ｄ2がそ
れぞれ直接に逆並列接続されている。
の間には、前述の電流検出抵抗ＲSAが挿入されており、
そのＮＰＮトランジスタＱ3、Ｑ4には電流検出抵抗ＲSA
を介してフライホイールダイオードＤ3、Ｄ4がそれぞれ
逆並列接続されており、また、ＰＮＰトランジスタ
Ｑ1、Ｑ2には、フライホイールダイオードＤ1、Ｄ2がそ
れぞれ直接に逆並列接続されている。
【００３７】各トランジスタＱ1〜Ｑ4のベース端子(
〜)と、電流検出抵抗ＲSAの電圧出力部分()は制御
回路３Aに接続されており、該制御回路３Aが電源Ｅから
誘導性負荷ＬAに電流を供給させる際に、外部から入力
されるPHASE信号に従って、トランジスタＱ1、Ｑ3の組
か、トランジスタＱ2、Ｑ4の組かのいずれか一方の組を
導通状態にして、誘導性負荷ＬAに所定方向の電流を流
すように構成されている。
〜)と、電流検出抵抗ＲSAの電圧出力部分()は制御
回路３Aに接続されており、該制御回路３Aが電源Ｅから
誘導性負荷ＬAに電流を供給させる際に、外部から入力
されるPHASE信号に従って、トランジスタＱ1、Ｑ3の組
か、トランジスタＱ2、Ｑ4の組かのいずれか一方の組を
導通状態にして、誘導性負荷ＬAに所定方向の電流を流
すように構成されている。
【００３８】その際、電源Ｅから誘導性負荷ＬAに供給
された電流は電流検出抵抗ＲSAに流れ、電流の大きさに
応じた電圧が発生するので、その電圧を検出し、誘導性
負荷ＬAに流れる電流を制御している。
された電流は電流検出抵抗ＲSAに流れ、電流の大きさに
応じた電圧が発生するので、その電圧を検出し、誘導性
負荷ＬAに流れる電流を制御している。
【００３９】この制御回路３Aの内部ブロックを図２に
示す。図２を参照し、この制御回路３Aは、２入力のNAN
D1、NAND2と、２入力のAND3、AND4を有しており、NAN
D1、NAND2の出力端子はトランジスタＱ1、Ｑ2のベース
端子(、)にそれぞれ接続され、AND3、AND4の出力端
子はトランジスタＱ3、Ｑ4のベース端子(、)にそれ
ぞれ接続されている。
示す。図２を参照し、この制御回路３Aは、２入力のNAN
D1、NAND2と、２入力のAND3、AND4を有しており、NAN
D1、NAND2の出力端子はトランジスタＱ1、Ｑ2のベース
端子(、)にそれぞれ接続され、AND3、AND4の出力端
子はトランジスタＱ3、Ｑ4のベース端子(、)にそれ
ぞれ接続されている。
【００４０】前述の外部から入力されたPHASE信号は、N
AND1とAND3の入力端子にそのまま接続されており、他
方、NAND2とAND3の入力端子には、インバターINV6、INV
7を介してそれぞれ接続されており、PHASE信号がHIGHの
ときはトランジスタＱ2、Ｑ4の組は導通できない状態に
され、LOWのときはトランジスタＱ1、Ｑ3の組が導通で
きない状態にされている。従って、トランジスタＱ1と
トランジスタＱ4とは同時に導通せず、また、トランジ
スタＱ2とトランジスタＱ3とも同時に導通することはな
く、電源Ｅと接地電位との間で、誘導性負荷ＬAを通ら
ずに流れる貫通電流が生じないように制御されている。
AND1とAND3の入力端子にそのまま接続されており、他
方、NAND2とAND3の入力端子には、インバターINV6、INV
7を介してそれぞれ接続されており、PHASE信号がHIGHの
ときはトランジスタＱ2、Ｑ4の組は導通できない状態に
され、LOWのときはトランジスタＱ1、Ｑ3の組が導通で
きない状態にされている。従って、トランジスタＱ1と
トランジスタＱ4とは同時に導通せず、また、トランジ
スタＱ2とトランジスタＱ3とも同時に導通することはな
く、電源Ｅと接地電位との間で、誘導性負荷ＬAを通ら
ずに流れる貫通電流が生じないように制御されている。
【００４１】いま、PHASE信号がHIGH状態であり、トラ
ンジスタＱ2、Ｑ4の導通が禁止されているものとする。
この状態では、PHASE信号以外の信号によってNAND1、AN
D3の出力状態が変化し、トランジスタＱ1、Ｑ3の制御が
行われる。
ンジスタＱ2、Ｑ4の導通が禁止されているものとする。
この状態では、PHASE信号以外の信号によってNAND1、AN
D3の出力状態が変化し、トランジスタＱ1、Ｑ3の制御が
行われる。
【００４２】この制御回路３Aは、電流比較用の基準電
源VREF1を有しており、その基準電源VREF1の出力と、電
流検出抵抗ＲSAの出力（)とは、比較器COMP1の反転入
力端子と非反転入力端子にそれぞれ入力され、そのCOMP
1の出力端子はフリップフロップFF1、FF2のセット端子
Ｓにそれぞれ接続されている。
源VREF1を有しており、その基準電源VREF1の出力と、電
流検出抵抗ＲSAの出力（)とは、比較器COMP1の反転入
力端子と非反転入力端子にそれぞれ入力され、そのCOMP
1の出力端子はフリップフロップFF1、FF2のセット端子
Ｓにそれぞれ接続されている。
【００４３】FF1の出力端子Ｑは、INV2を介してNAND1と
NAND2の入力端子に接続されており、また、FF2の出力端
子Ｑは、INV3を介してAND3とAND4の入力端子に接続され
ている。FF1、FF2の真理値表を下記に示す。
NAND2の入力端子に接続されており、また、FF2の出力端
子Ｑは、INV3を介してAND3とAND4の入力端子に接続され
ている。FF1、FF2の真理値表を下記に示す。
【００４４】
【表１】
【００４５】FF1、FF2は、リセット端子ＲがHighの状態
では、セット端子Ｓの状態にかかわらず、出力端子Ｑは
Lowの状態になるように構成されている。
では、セット端子Ｓの状態にかかわらず、出力端子Ｑは
Lowの状態になるように構成されている。
【００４６】いま、電流検出抵抗ＲSAの出力電圧が基準
電源VREF1の出力電圧を下回っているものとすると、前
述のCOMP1の出力はLowとなり、FF1、FF2のセット端子Ｓ
の状態はLowとなる。従って、FF1、FF2の出力端子ＱはL
owとなり、それらがそれぞれINV2、INV3で反転され、NA
ND1、NAND2、AND3、AND4にはHighが入力される。このと
き、PHASE信号はHigh状態であるので、NAND1の出力はLo
w、AND3の出力はHighとなり、トランジスタＱ1、Ｑ3は
両方とも導通状態になる。
電源VREF1の出力電圧を下回っているものとすると、前
述のCOMP1の出力はLowとなり、FF1、FF2のセット端子Ｓ
の状態はLowとなる。従って、FF1、FF2の出力端子ＱはL
owとなり、それらがそれぞれINV2、INV3で反転され、NA
ND1、NAND2、AND3、AND4にはHighが入力される。このと
き、PHASE信号はHigh状態であるので、NAND1の出力はLo
w、AND3の出力はHighとなり、トランジスタＱ1、Ｑ3は
両方とも導通状態になる。
【００４７】このように、電流検出抵抗ＲSAに生じた電
圧がVREF1の出力電圧よりも低く、COMP1の出力がLowで
あり、FF1、FF2の出力端子ＱがLow状態である場合に
は、トランジスタＱ1、Ｑ3が導通し、電源Ｅから誘導性
負荷ＬAに電流が供給される。
圧がVREF1の出力電圧よりも低く、COMP1の出力がLowで
あり、FF1、FF2の出力端子ＱがLow状態である場合に
は、トランジスタＱ1、Ｑ3が導通し、電源Ｅから誘導性
負荷ＬAに電流が供給される。
【００４８】電源Ｅから供給される電流が増加し、電流
検出抵抗ＲSAに生じる電圧がVREF1の出力電圧を超える
と、COMP1の出力は、LowからHighに反転し、FF1とFF2の
セット端子ＳはHighの状態になる。
検出抵抗ＲSAに生じる電圧がVREF1の出力電圧を超える
と、COMP1の出力は、LowからHighに反転し、FF1とFF2の
セット端子ＳはHighの状態になる。
【００４９】このFF1、FF2は、上記表１に示すように、
セット端子ＳがHighの状態であっても、リセット端子Ｒ
の状態によって出力端子Ｑの状態を制御できるように構
成されており、FF1とFF2のリセット端子Ｒは、タイミン
グ信号発生回路７の出力端子に接続されているので、FF
1、FF2は、COMP1の出力がHighのときは、出力端子Ｑは
タイミング信号発生回路７によって制御されることにな
る。
セット端子ＳがHighの状態であっても、リセット端子Ｒ
の状態によって出力端子Ｑの状態を制御できるように構
成されており、FF1とFF2のリセット端子Ｒは、タイミン
グ信号発生回路７の出力端子に接続されているので、FF
1、FF2は、COMP1の出力がHighのときは、出力端子Ｑは
タイミング信号発生回路７によって制御されることにな
る。
【００５０】タイミング信号発生回路７の内部ブロック
を説明すると、このタイミング信号発生回路７は、発振
器OSCと、比較器COMP2と、基準電源VREF2と、OR1とを有
しており、前述のタイミングコンデンサＣTの電圧がOSC
に入力されるように接続されている。
を説明すると、このタイミング信号発生回路７は、発振
器OSCと、比較器COMP2と、基準電源VREF2と、OR1とを有
しており、前述のタイミングコンデンサＣTの電圧がOSC
に入力されるように接続されている。
【００５１】そのOSCには、タイミングコンデンサＣTを
充放電させる回路が内蔵されており、その回路の動作に
より、タイミングコンデンサＣTからは、図３の符号２
１に示すような、一定周期で発振する鋸歯状波が形成さ
れている(符号Ａの配線部分)。この鋸歯状波２１の一周
期を駆動周期Ｔとする。
充放電させる回路が内蔵されており、その回路の動作に
より、タイミングコンデンサＣTからは、図３の符号２
１に示すような、一定周期で発振する鋸歯状波が形成さ
れている(符号Ａの配線部分)。この鋸歯状波２１の一周
期を駆動周期Ｔとする。
【００５２】OSCは、鋸歯状波２１を波形整形し、鋸歯
状波２１の電圧増加中はLow、電圧減少中はHighになる
矩形波２２を作成し、制御回路３A(及び制御回路３B)と
OR1の一方の入力端子に出力している(符号Ｂで示す配線
部分)。
状波２１の電圧増加中はLow、電圧減少中はHighになる
矩形波２２を作成し、制御回路３A(及び制御回路３B)と
OR1の一方の入力端子に出力している(符号Ｂで示す配線
部分)。
【００５３】鋸歯状波２１はCOMP2の非反転端子にも出
力されており、該COMP2の反転入力端子には、基準電源V
REF2が出力する基準電圧が入力されている。COMP2は、
入力された鋸歯状波２１と基準電圧とを比較し、鋸歯状
波２１がVREF2の出力電圧よりも大きいときはHigh、小
さいときはLowとなる矩形波２３を作成し、OR1の他方の
入力端子に出力している(符号Ｃの配線部分)。
力されており、該COMP2の反転入力端子には、基準電源V
REF2が出力する基準電圧が入力されている。COMP2は、
入力された鋸歯状波２１と基準電圧とを比較し、鋸歯状
波２１がVREF2の出力電圧よりも大きいときはHigh、小
さいときはLowとなる矩形波２３を作成し、OR1の他方の
入力端子に出力している(符号Ｃの配線部分)。
【００５４】OR1には、矩形波２３と矩形波２４とが入
力されており、それら矩形波２３、２４を加算演算して
矩形波２４を作成し、制御回路３A(及び制御回路３B)に
出力している。
力されており、それら矩形波２３、２４を加算演算して
矩形波２４を作成し、制御回路３A(及び制御回路３B)に
出力している。
【００５５】このように、矩形波２２〜２４は、鋸歯状
波２１の波形と、鋸歯状波２１とVREF2の出力電圧との
比較によって作成されており、それら矩形波２２〜２４
の発振周期は、駆動周期Ｔとなっている。
波２１の波形と、鋸歯状波２１とVREF2の出力電圧との
比較によって作成されており、それら矩形波２２〜２４
の発振周期は、駆動周期Ｔとなっている。
【００５６】前述の矩形波２２、矩形波２４は、制御回
路３A(及び制御回路３B)内でFF1、FF2のリセット端子Ｒ
にそれぞれ入力されており、そのFF1、FF2のセット端子
Ｓの状態はCOMP2の出力によって変化させられている。
路３A(及び制御回路３B)内でFF1、FF2のリセット端子Ｒ
にそれぞれ入力されており、そのFF1、FF2のセット端子
Ｓの状態はCOMP2の出力によって変化させられている。
【００５７】FF1、FF2の出力端子Ｑの状態と、トランジ
スタＱ1、Ｑ3の状態とは、下記表２、
スタＱ1、Ｑ3の状態とは、下記表２、
【００５８】
【表２】
【００５９】のような関係にあるので、トランジスタＱ
1、Ｑ3は、FF1、FF2を介して、COMP2とタイミング信号
発生回路７によって制御されていることになる。
1、Ｑ3は、FF1、FF2を介して、COMP2とタイミング信号
発生回路７によって制御されていることになる。
【００６０】タイミング信号発生回路７内の動作とトラ
ンジスタＱ1、Ｑ3の動作とを対応させて説明すると、先
ず、鋸歯状波２１の電圧が減少している間は、矩形波２
２、２４は共にHighであり、従って、FF1とFF2のリセッ
ト端子ＲはHigh状態となり、出力端子Ｑは共にLow状態
となる。
ンジスタＱ1、Ｑ3の動作とを対応させて説明すると、先
ず、鋸歯状波２１の電圧が減少している間は、矩形波２
２、２４は共にHighであり、従って、FF1とFF2のリセッ
ト端子ＲはHigh状態となり、出力端子Ｑは共にLow状態
となる。
【００６１】FF1、FF2の出力端子Ｑが共にLow状態のと
きは、トランジスタＱ1、Ｑ3は両方とも導通し、電源Ｅ
から誘導性負荷Ｌに電流が供給される電流供給動作が行
われる。
きは、トランジスタＱ1、Ｑ3は両方とも導通し、電源Ｅ
から誘導性負荷Ｌに電流が供給される電流供給動作が行
われる。
【００６２】リセット端子ＲがHighの状態にあれば、セ
ット端子Ｓの状態によらずに出力端子ＱはLow状態にな
るから、矩形波２２がHighの間は、COMP1の出力信号の
状態がHighであってもLowであっても、即ち、電流検出
抵抗ＲSAに生じた電圧がVREF1の出力電圧を超えていた
場合でも下回っていた場合でも、FF1、FF2の出力端子Ｑ
はLow状態となり、トランジスタＱ1、Ｑ3の導通状態は
維持される。
ット端子Ｓの状態によらずに出力端子ＱはLow状態にな
るから、矩形波２２がHighの間は、COMP1の出力信号の
状態がHighであってもLowであっても、即ち、電流検出
抵抗ＲSAに生じた電圧がVREF1の出力電圧を超えていた
場合でも下回っていた場合でも、FF1、FF2の出力端子Ｑ
はLow状態となり、トランジスタＱ1、Ｑ3の導通状態は
維持される。
【００６３】その矩形波２２がHighである期間を「強制
導通期間」と呼ぶと、強制導通期間は鋸歯状波２１の電
圧が減衰する期間であり、電流供給動作の開始初期にあ
る。電流供給動作を開始した際には、フライホイールダ
イオードＤ1、Ｄ2の逆方向回復時間の間に貫通電流が流
れたり、誘導性負荷ＬAのキャパシタンス成分によって
貫通電流が流れ、ノイズが発生する場合があるが、電流
供給動作開始の初期期間を強制導通期間とし、COMP1の
出力を無視するので、ノイズによってCOMP1の出力が反
転した場合であっても、誤って電流供給動作を停止させ
るような誤動作を起こすことがない。
導通期間」と呼ぶと、強制導通期間は鋸歯状波２１の電
圧が減衰する期間であり、電流供給動作の開始初期にあ
る。電流供給動作を開始した際には、フライホイールダ
イオードＤ1、Ｄ2の逆方向回復時間の間に貫通電流が流
れたり、誘導性負荷ＬAのキャパシタンス成分によって
貫通電流が流れ、ノイズが発生する場合があるが、電流
供給動作開始の初期期間を強制導通期間とし、COMP1の
出力を無視するので、ノイズによってCOMP1の出力が反
転した場合であっても、誤って電流供給動作を停止させ
るような誤動作を起こすことがない。
【００６４】強制導通期間が終了すると、矩形波２２と
矩形波２４とはLowとなり、従って、FF1とFF2のリセッ
ト端子ＲはLow状態にされる。FF1、FF2は、リセット端
子ＲがLow状態のときに、セット端子Ｓの状態によって
出力端子Ｑの状態が決まるので、強制導通期間の間に電
源Ｅから供給される電流が増加し、COMP1の出力がHigh
となっていた場合には、FF1、FF2の出力端子Ｑは直ちに
Highになり、トランジスタＱ1、Ｑ3は遮断状態になる。
矩形波２４とはLowとなり、従って、FF1とFF2のリセッ
ト端子ＲはLow状態にされる。FF1、FF2は、リセット端
子ＲがLow状態のときに、セット端子Ｓの状態によって
出力端子Ｑの状態が決まるので、強制導通期間の間に電
源Ｅから供給される電流が増加し、COMP1の出力がHigh
となっていた場合には、FF1、FF2の出力端子Ｑは直ちに
Highになり、トランジスタＱ1、Ｑ3は遮断状態になる。
【００６５】他方、強制導通期間が終了した時点でCOMP
1の出力がLowであった場合には、FF1、FF2の出力端子Ｑ
はLowのままであり、トランジスタＱ1、Ｑ3は導通状態
を維持するが、やがて、電源Ｅから誘導性負荷ＬAに供
給される電流が増加し、COMP1の出力が反転する。
1の出力がLowであった場合には、FF1、FF2の出力端子Ｑ
はLowのままであり、トランジスタＱ1、Ｑ3は導通状態
を維持するが、やがて、電源Ｅから誘導性負荷ＬAに供
給される電流が増加し、COMP1の出力が反転する。
【００６６】この場合、矩形波２２はLow状態であり、F
F1のリセット端子ＲはLow状態であるので、FF1の出力端
子Ｑは、COMP1の出力端子の反転によってHighとなり、
トランジスタＱ1は遮断する。ところが、FF2のリセット
端子Ｒは、矩形波２４の状態によって異なる。
F1のリセット端子ＲはLow状態であるので、FF1の出力端
子Ｑは、COMP1の出力端子の反転によってHighとなり、
トランジスタＱ1は遮断する。ところが、FF2のリセット
端子Ｒは、矩形波２４の状態によって異なる。
【００６７】強制導通期間の開始から、矩形波２４がLo
w状態からHigh状態に転じるまでの期間を電源回生期
間、High状態になってから次の駆動周期Ｔの強制導通期
間が開始するまでの期間を転流期間と呼ぶと、COMP1の
出力が電源回生期間中に反転した場合には、FF2の出力
端子ＱはLow状態からHigh状態に転じるので、トランジ
スタＱ3も遮断し、電源回生動作が開始される。その電
源回生動作は電源回生期間が終了し、転流期間が開始す
ると、再度トランジスタＱ3が導通し、転流動作に移行
する。
w状態からHigh状態に転じるまでの期間を電源回生期
間、High状態になってから次の駆動周期Ｔの強制導通期
間が開始するまでの期間を転流期間と呼ぶと、COMP1の
出力が電源回生期間中に反転した場合には、FF2の出力
端子ＱはLow状態からHigh状態に転じるので、トランジ
スタＱ3も遮断し、電源回生動作が開始される。その電
源回生動作は電源回生期間が終了し、転流期間が開始す
ると、再度トランジスタＱ3が導通し、転流動作に移行
する。
【００６８】かくて誘導性負荷ＬAには、電流供給動作
によって電源Ｅから電流が供給され、電源回生動作と転
流動作がバランス良く行われる。
によって電源Ｅから電流が供給され、電源回生動作と転
流動作がバランス良く行われる。
【００６９】このように、COMP1の出力が反転した時点
が電源回生期間中か、転流期間中かによって動作が異な
るので、２相ステッピングモーターのＡ相を前者の場
合、Ｂ相を後者の場合にあてはめ、図３を用いてより詳
細に説明する。ここでは、Ａ相の誘導性負荷ＬAとＢ相
の誘導性負荷ＬBに流れる電流を、それぞれＩLA、
ＩLB、制御回路３A、３B内のVREF1の出力電圧を電流値
に換算した値をＩREFA、IREFBとした。
が電源回生期間中か、転流期間中かによって動作が異な
るので、２相ステッピングモーターのＡ相を前者の場
合、Ｂ相を後者の場合にあてはめ、図３を用いてより詳
細に説明する。ここでは、Ａ相の誘導性負荷ＬAとＢ相
の誘導性負荷ＬBに流れる電流を、それぞれＩLA、
ＩLB、制御回路３A、３B内のVREF1の出力電圧を電流値
に換算した値をＩREFA、IREFBとした。
【００７０】先ず、誘導性負荷ＬA、ＬBに流れる電流
は、矩形波２２がLowからHighに転じた時点で増加し始
めているものとし(点Ｐ11、Ｐ21)、いま、Ａ相の誘導性
負荷ＬAに流れる電流ＩLAが、矩形波２４がLow状態であ
る電源回生期間内の点Ｐ12において上限の電流(COMP2が
反転する大きさの電流)IREFAに達し、他方、Ｂ相の誘導
性負荷ＬBに流れる電流ＩLBは、矩形波２４がHigh状態
である転流期間内の点Ｐ1 2において上限の電流IREFBに
達したものとする。
は、矩形波２２がLowからHighに転じた時点で増加し始
めているものとし(点Ｐ11、Ｐ21)、いま、Ａ相の誘導性
負荷ＬAに流れる電流ＩLAが、矩形波２４がLow状態であ
る電源回生期間内の点Ｐ12において上限の電流(COMP2が
反転する大きさの電流)IREFAに達し、他方、Ｂ相の誘導
性負荷ＬBに流れる電流ＩLBは、矩形波２４がHigh状態
である転流期間内の点Ｐ1 2において上限の電流IREFBに
達したものとする。
【００７１】このような状況では、先ず、誘導性負荷Ｌ
Aに流れる電流ＩLAがIREFAに達した時点Ｐ12において制
御回路３A内のCOMP1の出力がLowからHighに反転し、制
御回路３A内のFF1とFF2のセット端子ＳがHigh状態にな
る。電源回生期間内では、制御回路３A(及び制御回路３
B)内のFF1とFF2のリセット端子ＲはLow状態なので、セ
ット端子ＳがHigh状態になった時点で出力端子ＱはLow
からHigh転じ、Ｈブリッジ回路４A内のトランジスタ
Ｑ1、Ｑ3は両方とも遮断状態になる。
Aに流れる電流ＩLAがIREFAに達した時点Ｐ12において制
御回路３A内のCOMP1の出力がLowからHighに反転し、制
御回路３A内のFF1とFF2のセット端子ＳがHigh状態にな
る。電源回生期間内では、制御回路３A(及び制御回路３
B)内のFF1とFF2のリセット端子ＲはLow状態なので、セ
ット端子ＳがHigh状態になった時点で出力端子ＱはLow
からHigh転じ、Ｈブリッジ回路４A内のトランジスタ
Ｑ1、Ｑ3は両方とも遮断状態になる。
【００７２】このとき、誘導性負荷ＬAに生じる起電力
によってＨブリッジ回路４A内のフライホイールダイオ
ードＤ4、Ｄ2が順バイアスされ、その二個のフライホイ
ールダイオードＤ4、Ｄ2を介して接地電位側から電源Ｅ
に向けて回生電流が流れる。このような電源回生動作で
は、誘導性負荷ＬAに蓄積されていたエネルギーが電源
Ｅに移行され、誘導性負荷ＬAに蓄積されていたエネル
ギーが有効に活用される。
によってＨブリッジ回路４A内のフライホイールダイオ
ードＤ4、Ｄ2が順バイアスされ、その二個のフライホイ
ールダイオードＤ4、Ｄ2を介して接地電位側から電源Ｅ
に向けて回生電流が流れる。このような電源回生動作で
は、誘導性負荷ＬAに蓄積されていたエネルギーが電源
Ｅに移行され、誘導性負荷ＬAに蓄積されていたエネル
ギーが有効に活用される。
【００７３】フライホイールダイオードＤ4のアノード
は接地電位に接続されているため、電源回生動作中に誘
導性負荷ＬAに流れる回生電流は、電流検出抵抗ＲSAを
通らない。従って、電源回生期間中は、制御回路３A内
のCOMP1の非反転入力端子にはゼロ(Ｖ)が入力され、COM
P1の出力はLow状態になっているが、FF1、FF2のリセッ
ト端子ＲはLow状態のままであり、FF1、FF2はリセット
端子ＲがHigh状態となってリセットされるまで元の状態
を維持するので、制御回路３A内のFF1、FF2の出力端子
ＱはHighのままであり、トランジスタＱ1、Ｑ3は遮断状
態を維持する。
は接地電位に接続されているため、電源回生動作中に誘
導性負荷ＬAに流れる回生電流は、電流検出抵抗ＲSAを
通らない。従って、電源回生期間中は、制御回路３A内
のCOMP1の非反転入力端子にはゼロ(Ｖ)が入力され、COM
P1の出力はLow状態になっているが、FF1、FF2のリセッ
ト端子ＲはLow状態のままであり、FF1、FF2はリセット
端子ＲがHigh状態となってリセットされるまで元の状態
を維持するので、制御回路３A内のFF1、FF2の出力端子
ＱはHighのままであり、トランジスタＱ1、Ｑ3は遮断状
態を維持する。
【００７４】このような電源回生動作では、誘導性負荷
ＬAに流れる電流ＩLAは急速に減少するが、矩形波２４
がLowからHighに転じ、電源回生期間が転流期間に移行
すると制御回路３A内のFF2がリセットされる。リセット
された場合、FF1とFF2は出力端子ＱをLowにするので、
リセットされたFF2の出力端子ＱはHighからLowに転じ、
トランジスタＱ3を遮断状態から導通状態に変化させ
る。このとき、トランジスタＱ1は遮断状態のままであ
り、誘導性負荷ＬAに回生電流が流れているときにトラ
ンジスタＱ3が導通状態になると、フライホイールダイ
オードＤ2が逆バイアスされ、接地電位側から電源Ｅに
流していた回生電流の向きが変わり、誘導性負荷ＬA、
トランジスタＱ3、電流検出抵抗ＲSA、フライホイール
ダイオードＤ4によって形成される閉経路内に転流電流
が流れる。
ＬAに流れる電流ＩLAは急速に減少するが、矩形波２４
がLowからHighに転じ、電源回生期間が転流期間に移行
すると制御回路３A内のFF2がリセットされる。リセット
された場合、FF1とFF2は出力端子ＱをLowにするので、
リセットされたFF2の出力端子ＱはHighからLowに転じ、
トランジスタＱ3を遮断状態から導通状態に変化させ
る。このとき、トランジスタＱ1は遮断状態のままであ
り、誘導性負荷ＬAに回生電流が流れているときにトラ
ンジスタＱ3が導通状態になると、フライホイールダイ
オードＤ2が逆バイアスされ、接地電位側から電源Ｅに
流していた回生電流の向きが変わり、誘導性負荷ＬA、
トランジスタＱ3、電流検出抵抗ＲSA、フライホイール
ダイオードＤ4によって形成される閉経路内に転流電流
が流れる。
【００７５】このとき、誘導性負荷ＬAに蓄積されてい
たエネルギーは、その転流電流による発熱によって消費
されることにより開放されるだけであり、エネルギーの
減衰は緩やかであるため、誘導性負荷ＬAに流れる電流
の減少率も緩やかである。
たエネルギーは、その転流電流による発熱によって消費
されることにより開放されるだけであり、エネルギーの
減衰は緩やかであるため、誘導性負荷ＬAに流れる電流
の減少率も緩やかである。
【００７６】他方、Ｂ相の誘導性負荷ＬBを駆動する制
御回路３Bも、上述の矩形波２２、２４が入力されてお
り、強制導通期間、電源回生期間、転流期間は制御回路
３A、３Bで一致している。
御回路３Bも、上述の矩形波２２、２４が入力されてお
り、強制導通期間、電源回生期間、転流期間は制御回路
３A、３Bで一致している。
【００７７】Ｂ相の誘導性負荷ＬBに流れる電流ＩLBが
転流期間内の点Ｐ22において上限の電流ＩREFBに達し、
制御回路３B内のCOMP1の出力がLowからHighに反転し、
制御回路３B内のFF1、FF2のセット端子Ｓに出力された
場合、FF1のリセット端子ＲはLow状態であり、その時点
で出力端子ＱはLowからHighに転じるが、FF2のリセット
端子ＲはHigh状態となっており、リセットされているた
め、FF2の出力端子ＱはLow状態を維持する。
転流期間内の点Ｐ22において上限の電流ＩREFBに達し、
制御回路３B内のCOMP1の出力がLowからHighに反転し、
制御回路３B内のFF1、FF2のセット端子Ｓに出力された
場合、FF1のリセット端子ＲはLow状態であり、その時点
で出力端子ＱはLowからHighに転じるが、FF2のリセット
端子ＲはHigh状態となっており、リセットされているた
め、FF2の出力端子ＱはLow状態を維持する。
【００７８】従って、Ｈブリッジ回路４B内のトランジ
スタＱ1は導通状態から遮断状態に転じ、トランジスタ
Ｑ3は導通状態を維持し、電源回生動作を行うことなく
転流動作に移行する。
スタＱ1は導通状態から遮断状態に転じ、トランジスタ
Ｑ3は導通状態を維持し、電源回生動作を行うことなく
転流動作に移行する。
【００７９】Ａ相とＢ相が共に転流動作を行っているう
ち、一つの駆動周期Ｔの終了により、矩形波２２がHigh
に転じるとFF1もリセットされ、出力端子ＱはLowになる
ので、その時点Ｐ14、Ｐ24で、同時にＨブリッジ回路４
A、４B内のトランジスタＱ1が導通状態となり、そのト
ランジスタＱ1と、導通状態を維持していたトランジス
タＱ3とで、Ａ相とＢ相のＨブリッジ回路４A、４Bは、
共に電流供給動作に移行し、電源Ｅから誘導性負荷
ＬA、ＬBに電流が供給され始める。
ち、一つの駆動周期Ｔの終了により、矩形波２２がHigh
に転じるとFF1もリセットされ、出力端子ＱはLowになる
ので、その時点Ｐ14、Ｐ24で、同時にＨブリッジ回路４
A、４B内のトランジスタＱ1が導通状態となり、そのト
ランジスタＱ1と、導通状態を維持していたトランジス
タＱ3とで、Ａ相とＢ相のＨブリッジ回路４A、４Bは、
共に電流供給動作に移行し、電源Ｅから誘導性負荷
ＬA、ＬBに電流が供給され始める。
【００８０】このように、電流供給動作に移行し、強制
導通期間が経過した後は、Ａ相、Ｂ相のＨブリッジ回路
４A、４Bは、電源回生動作又は転流動作に移行される。
この図３は、再度電流供給動作が行われた後、Ａ相の誘
導性負荷ＬAに流れる電流ＩL Aが、強制導通期間が経過
した後の点Ｐ15において上限の電流IREFAに達してお
り、電源回生動作に移行した状態を示している。他方、
Ｂ相の誘導性負荷ＬBに流れる電流ＩLBは、強制導通期
間が終了する前の時点で、既に上限の電流IREFBの値を
超えており、従って、強制導通期間終了時点で直ちに電
源回生動作に移行している。
導通期間が経過した後は、Ａ相、Ｂ相のＨブリッジ回路
４A、４Bは、電源回生動作又は転流動作に移行される。
この図３は、再度電流供給動作が行われた後、Ａ相の誘
導性負荷ＬAに流れる電流ＩL Aが、強制導通期間が経過
した後の点Ｐ15において上限の電流IREFAに達してお
り、電源回生動作に移行した状態を示している。他方、
Ｂ相の誘導性負荷ＬBに流れる電流ＩLBは、強制導通期
間が終了する前の時点で、既に上限の電流IREFBの値を
超えており、従って、強制導通期間終了時点で直ちに電
源回生動作に移行している。
【００８１】以上説明したように、Ａ相の誘導性負荷Ｌ
Aに対する電流供給動作の開始と、Ｂ相の誘導性負荷ＬB
に対する電流供給動作の開始とは、一つのタイミング抵
抗ＲTとタイミングコンデンサＣTの直列回路の時定数
と、一つのタイミング信号発生回路７によって決定され
ており、同時である。従って、電流供給動作を開始する
タイミングはずれたりせず、ビートによる騒音や振動が
発生することはない。
Aに対する電流供給動作の開始と、Ｂ相の誘導性負荷ＬB
に対する電流供給動作の開始とは、一つのタイミング抵
抗ＲTとタイミングコンデンサＣTの直列回路の時定数
と、一つのタイミング信号発生回路７によって決定され
ており、同時である。従って、電流供給動作を開始する
タイミングはずれたりせず、ビートによる騒音や振動が
発生することはない。
【００８２】上述した一連の動作は、誘導性負荷ＬA、
ＬBに流す電流をスイッチングし、その値を一定に維持
する場合であったが、この誘導性負荷駆動装置２では、
制御回路３A、３B内の電流比較用の基準電源VREF1、VRE
F2の出力電圧を変化させ、誘導性負荷ＬA、ＬBに流すス
イッチング電流の大きさを変えることもできる。
ＬBに流す電流をスイッチングし、その値を一定に維持
する場合であったが、この誘導性負荷駆動装置２では、
制御回路３A、３B内の電流比較用の基準電源VREF1、VRE
F2の出力電圧を変化させ、誘導性負荷ＬA、ＬBに流すス
イッチング電流の大きさを変えることもできる。
【００８３】図４に、Ａ相の誘導性負荷ＬAを例にとっ
て、流れるスイッチング電流の変化を説明する。ここで
は、誘導性負荷ＬAに流れるスイッチング電流が、電流I
REFAの一定レベルを維持している定常状態から、点Ｐ31
の時点において、電流比較用の基準電源VREF1の出力電
圧が小さくされ、電流レベルがIREFAからIREF'Aに低下
したものとする。
て、流れるスイッチング電流の変化を説明する。ここで
は、誘導性負荷ＬAに流れるスイッチング電流が、電流I
REFAの一定レベルを維持している定常状態から、点Ｐ31
の時点において、電流比較用の基準電源VREF1の出力電
圧が小さくされ、電流レベルがIREFAからIREF'Aに低下
したものとする。
【００８４】この電流レベルIREFAやIREF'Aは制御回路
３A内のCOMP1の出力が反転する大きさの電流値であり、
IREFAからIREF'Aへの変化により、強制導通期間が終了
した時点で、誘導性負荷ＬAに流れる電流が既にIREF'A
を超えており、COMP1がHighとなっていたものとする
と、強制導通期間の終了した時点で直ちに電源回生動作
に移行し、転流期間になると、電源回生動作から転流動
作に移行する。
３A内のCOMP1の出力が反転する大きさの電流値であり、
IREFAからIREF'Aへの変化により、強制導通期間が終了
した時点で、誘導性負荷ＬAに流れる電流が既にIREF'A
を超えており、COMP1がHighとなっていたものとする
と、強制導通期間の終了した時点で直ちに電源回生動作
に移行し、転流期間になると、電源回生動作から転流動
作に移行する。
【００８５】その状態から電流供給動作に移行した場
合、通常は、誘導性負荷ＬAに流れる電流ＩLAはIREF'A
を超えたままであるため、強制導通期間が終了した後、
直ちに電源回生動作に移行する。
合、通常は、誘導性負荷ＬAに流れる電流ＩLAはIREF'A
を超えたままであるため、強制導通期間が終了した後、
直ちに電源回生動作に移行する。
【００８６】上述した動作は、強制導通期間が終了した
時点で誘導性負荷ＬAに流れている電流ＩLAがIREF'Aを
下回るまで繰り返し行われる。
時点で誘導性負荷ＬAに流れている電流ＩLAがIREF'Aを
下回るまで繰り返し行われる。
【００８７】このような過渡状態の際も電源Ｅから電流
を供給するのは、電流検出抵抗ＲSAに電流を流し、誘導
性負荷ＬAに流れている電流ＩLAの大きさを検出し、そ
の電流ＩLAが基準となる電流IREF'Aを下回ったら、直ち
に定常状態に復帰させるためである。
を供給するのは、電流検出抵抗ＲSAに電流を流し、誘導
性負荷ＬAに流れている電流ＩLAの大きさを検出し、そ
の電流ＩLAが基準となる電流IREF'Aを下回ったら、直ち
に定常状態に復帰させるためである。
【００８８】この過渡状態においても、定常状態と同様
に、駆動周期Ｔは鋸歯状波２１の発振周期に従ってお
り、過渡状態と定常状態とで異なるところはなく、Ａ相
とＢ相の動作は同期しており、電流供給動作の開始や電
源回生動作、転流動作の開始は同時に行われる。
に、駆動周期Ｔは鋸歯状波２１の発振周期に従ってお
り、過渡状態と定常状態とで異なるところはなく、Ａ相
とＢ相の動作は同期しており、電流供給動作の開始や電
源回生動作、転流動作の開始は同時に行われる。
【００８９】他方、過渡状態では定常状態と異なり、強
制導通期間の終了後、直ちに電源回生動作に移行するの
で、定常状態に比べ、一駆動周期Ｔ中での電源回生動作
を行う期間が長い。従って、誘導性負荷ＬAに流れる電
流ＩLAは急速に減衰し、目的の電流IREF'Aに素早く到達
することができる。
制導通期間の終了後、直ちに電源回生動作に移行するの
で、定常状態に比べ、一駆動周期Ｔ中での電源回生動作
を行う期間が長い。従って、誘導性負荷ＬAに流れる電
流ＩLAは急速に減衰し、目的の電流IREF'Aに素早く到達
することができる。
【００９０】なお、上述の誘導性負荷駆動装置２では、
半導体スイッチング素子にバイポーラトランジスタを用
いたが、絶縁ゲート型トランジスタ(ＭＯＳＦＥＴ)を用
いてもよい。フライホイールダイオードには、ｐｎ接合
ダイオードやショットキーダイオード等の種々の整流素
子が含まれる。
半導体スイッチング素子にバイポーラトランジスタを用
いたが、絶縁ゲート型トランジスタ(ＭＯＳＦＥＴ)を用
いてもよい。フライホイールダイオードには、ｐｎ接合
ダイオードやショットキーダイオード等の種々の整流素
子が含まれる。
【００９１】また、上述の誘導性負荷駆動装置２はＩＣ
構造であったが、トランジスタＱ1〜Ｑ4やフライホイー
ルダイオードＤ1〜Ｄ4を単体チップとしたマルチチップ
モジュールやハイブリッドＩＣについても本発明に含ま
れる。逆に、タイミング抵抗ＲTや電流検出抵抗ＲSを内
蔵させたものも本発明に含まれる。
構造であったが、トランジスタＱ1〜Ｑ4やフライホイー
ルダイオードＤ1〜Ｄ4を単体チップとしたマルチチップ
モジュールやハイブリッドＩＣについても本発明に含ま
れる。逆に、タイミング抵抗ＲTや電流検出抵抗ＲSを内
蔵させたものも本発明に含まれる。
【００９２】
【発明の効果】電源回生動作と転流動作をバランス良く
行えるので、小さいリップルのスイッチング電流で高周
波駆動を行うことができる。複数の誘導性負荷を駆動し
ても、ビートによる騒音や振動が発生することがない。
誘導性負荷に流すスイッチング電流レベルを下げる際
に、素早く行うことができる。
行えるので、小さいリップルのスイッチング電流で高周
波駆動を行うことができる。複数の誘導性負荷を駆動し
ても、ビートによる騒音や振動が発生することがない。
誘導性負荷に流すスイッチング電流レベルを下げる際
に、素早く行うことができる。
【図１】 本発明の誘導性負荷駆動装置の全体のブロッ
クを示す図
クを示す図
【図２】 その制御回路とタイミング信号発生回路の内
部ブロックを示す図
部ブロックを示す図
【図３】 本発明の誘導性負荷駆動装置の動作を説明す
るためのタイミングチャート
るためのタイミングチャート
【図４】 誘導性負荷に流れるスイッチング電流レベル
が下げられた場合の動作を説明するための図
が下げられた場合の動作を説明するための図
【図５】 従来技術の誘導性負荷駆動装置の全体のブロ
ックを示す図
ックを示す図
【図６】 (ａ)：その誘導性負荷駆動装置のＨブリッジ
回路に流れる回生電流の経路を説明するための図 (ｂ)：そのＨブリッジ回路に流れる転流電流の経路を説
明するための図
回路に流れる回生電流の経路を説明するための図 (ｂ)：そのＨブリッジ回路に流れる転流電流の経路を説
明するための図
２……誘導性負荷駆動装置 ４A、４B……Ｈブリッジ
回路 ３A、３B……制御回路 ７……タイミング信号発生回
路 Ｄ1〜Ｄ4……フライホイールダイオード ＩLA、ＩLB……誘導性負荷に流れる電流 IREFA、IREFB、IREF'A……基準電流値 ＬA、ＬB……誘導性負荷 Ｑ1〜Ｑ4……半導体スイッチング素子(トランジスタ) ＲSA、ＲSB……電流検出抵抗 Ｔ……駆動周期
回路 ３A、３B……制御回路 ７……タイミング信号発生回
路 Ｄ1〜Ｄ4……フライホイールダイオード ＩLA、ＩLB……誘導性負荷に流れる電流 IREFA、IREFB、IREF'A……基準電流値 ＬA、ＬB……誘導性負荷 Ｑ1〜Ｑ4……半導体スイッチング素子(トランジスタ) ＲSA、ＲSB……電流検出抵抗 Ｔ……駆動周期
Claims (6)
- 【請求項１】 四個の半導体スイッチング素子と、前記
各半導体スイッチング素子にそれぞれ逆並列接続された
フライホイールダイオードとで誘導性負荷に順逆双方向
に電流を流せるように構成されたＨブリッジ回路を用
い、 前記各半導体スイッチング素子のうちの二個を導通状態
にして電源から前記誘導性負荷に電流を供給する電流供
給動作と、 前記半導体スイッチング素子のうちの一個を導通状態に
し、前記誘導性負荷に蓄積されたエネルギーによってそ
の導通状態にある半導体スイッチング素子と一個のフラ
イホイールダイオードとで形成される閉電流経路に電流
を流す転流動作と、 前記半導体スイッチング素子の四個全てを遮断状態に
し、前記誘導性負荷に蓄積されたエネルギーによって二
個のフライホイールダイオードに電流を流す電源回生動
作とのいずれか一種類の動作を行い、前記誘導性負荷に
流れる電流を制御する誘導性負荷駆動方法であって、 所定周波数の駆動周期を作成し、該駆動周期の開始によ
り前記電流供給動作を行い、該電流供給動作中に前記誘
導性負荷に流れる電流が所定値以上になると電流供給動
作を終了し、前記誘導性負荷に蓄積されたエネルギーを
開放させる際、 前記駆動周期の開始から所定期間を電源回生期間とし、
前記電源回生期間の終了から前記駆動周期の終了までを
転流期間としたときに、前記電源回生期間では前記電源
回生動作を行い、前記転流期間では前記転流動作を行う
ようにしたことを特徴とする誘導性負荷駆動方法。 - 【請求項２】 前記Ｈブリッジ回路を二回路以上駆動す
る請求項１記載の誘導性負荷駆動方法であって、前記各
Ｈブリッジ回路を同じ駆動周期で動作させることを特徴
とする誘導性負荷駆動方法。 - 【請求項３】 前記電源回生期間の開始から所定期間を
強制導通期間とし、該強制導通期間内では、前記誘導性
負荷に流れる電流の大きさに拘わらず、前記電流供給動
作を継続することを特徴とする請求項１又は請求項２の
いずれか１項記載の誘導性負荷駆動方法。 - 【請求項４】 四個の半導体スイッチング素子と、前記
各半導体スイッチング素子にそれぞれ逆並列接続された
フライホイールダイオードとを有し、誘導性負荷を接続
してＨブリッジ回路を構成したときに、前記誘導性負荷
に順逆双方向に電流を流せるように構成された誘導性負
荷駆動装置において、 前記各半導体スイッチング素子のうちの二個を導通状態
にして電源から前記誘導性負荷に電流を供給する電流供
給動作と、 前記半導体スイッチング素子のうちの一個を導通状態に
し、前記誘導性負荷に蓄積されたエネルギーによってそ
の導通状態にある半導体スイッチング素子と一個のフラ
イホイールダイオードとで形成される閉電流経路に電流
を流す転流動作と、 前記半導体スイッチング素子の四個全てを遮断状態に
し、前記誘導性負荷に蓄積されたエネルギーによって二
個のフライホイールダイオードに電流を流す電源回生動
作とのいずれか一種類の動作を前記Ｈブリッジ回路に行
わせ、前記誘導性負荷に流れる電流を制御する制御回路
と、 所定周波数の駆動周期を作成するタイミング信号発生回
路とを有し、 前記制御回路は、前記駆動周期の開始により前記電流供
給動作を行わせ、該電流供給動作中に前記誘導性負荷に
流れる電流が所定値以上になると電流供給動作を終了さ
せ、前記誘導性負荷に蓄積されたエネルギーを開放させ
る際、 前記駆動周期の開始から所定期間を電源回生期間とし、
前記電源回生期間の終了から前記駆動周期の終了までを
転流期間としたときに、前記電源回生期間では前記電源
回生動作を行わせ、前記転流期間では前記転流動作を行
わせるように構成されたことを特徴とする誘導性負荷駆
動装置。 - 【請求項５】 前記制御回路を複数有し、Ｈブリッジ回
路を二回路以上駆動する請求項４記載の誘導性負荷駆動
装置であって、前記各制御回路は同じ駆動周期で動作す
るように構成されたことを特徴とする誘導性負荷駆動装
置。 - 【請求項６】 前記制御回路は、前記電源回生期間初期
の所定期間を強制導通期間とし、該強制導通期間内で
は、前記誘導性負荷に流れる電流の大きさに拘わらず、
前記電流供給動作を継続させるように構成されたことを
特徴とする請求項５又は請求項６のいずれか１項記載の
誘導性負荷駆動装置。
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