JP4678668B2

JP4678668B2 - ステッピングモータ駆動回路及びそれを用いたステッピングモータ装置

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Publication number: JP4678668B2
Application number: JP2005064677A
Authority: JP
Inventors: 大輝柳島
Original assignee: Rohm Co Ltd
Current assignee: Rohm Co Ltd
Priority date: 2005-03-08
Filing date: 2005-03-08
Publication date: 2011-04-27
Anticipated expiration: 2025-03-08
Also published as: JP2006254542A

Description

本発明は、チョッピング駆動方式のステッピングモータ駆動回路及びそれを用いたステッピングモータ装置に関する。

ステッピングモータは、複数のモータコイルの通電状態を制御することで回転する。近年、所定の出力トランジスタをオン・オフして（チョッピングして）モータコイルに流れる電流量を制御する方式、すなわちチョッピング駆動方式のステッピングモータ駆動回路が多用されている（例えば、特許文献１）。このものは、図５に示すように、モータコイルに流れる電流を正弦波に近い波形、すなわち疑似正弦波で変化させることができるので、ムラのない滑らかな回転により低振動かつ低騒音のステッピングモータ装置が可能になる。

図６は従来のこの種のステッピングモータ駆動回路１０１の回路図、図７はこのステッピングモータ駆動回路１０１によって実現される基本動作を示す波形図である。図７において、Ｉ_Ｄはステッピングモータ駆動回路１０１がモータコイル１０２を駆動する駆動電流、Ｉ_Ｅは回生電流、Ｉ_Ｃはモータコイル１０２に流れる電流（すなわちＩ_ＤとＩ_Ｅを合成したもので、以下コイル電流と称する）、ＣＲは時定数端子ＣＲの電圧である。

図７に示すように、チョッピングのオン期間Ｔ_Ｄでは、モータコイル１０２に徐々に増大する駆動電流Ｉ_Ｄが流れる。駆動電流Ｉ_Ｄが電流制限値Ｉ_ＭＡＸに達すると、チョッピングのオン期間Ｔ_Ｄが終わって駆動電流Ｉ_Ｄは流れなくなる。チョッピングのオン期間Ｔ_Ｄが終わると、チョッピングのオフ期間Ｔ_Ｅになり、モータコイル１０２に徐々に減衰する回生電流Ｉ_Ｅが流れる。次に、オフ期間Ｔ_Ｅとしての所定の一定時間が経過すると、再びチョッピングのオン期間Ｔ_Ｄになり、モータコイル１０２に徐々に増大する駆動電流Ｉ_Ｄが流れる。この動作を繰り返すことで、モータコイル１０２に流れるコイル電流Ｉ_Ｃが制御される。コイル電流Ｉ_Ｃの波形は、電流制限値Ｉ_ＭＡＸが一定ならば、チョッピングの一定のオン期間Ｔ_Ｄかつ一定のオフ期間Ｔ_Ｅにおける波形が実質的に繰り返されるだけのものとなるが、電流制限値Ｉ_ＭＡＸを所定の周期で増減することにより、図５の疑似正弦波のように全体として増減するものとすることができる。なお、チョッピングのオン期間Ｔ_Ｄ及びオフ期間Ｔ_Ｅは、電流制限値Ｉ_ＭＡＸを増減する所定の周期よりも非常に短いものである。

図７に示すチョッピングのオフ期間Ｔ_Ｅを更に詳しく説明すると、オフ期間Ｔ_Ｅは前半の回生電流Ｉ_Ｅが急激に減衰する期間Ｔ_Ｅ１と、後半の緩慢に減衰する期間Ｔ_Ｅ２に分かれる。急激減衰期間Ｔ_Ｅ１は、ステッピングモータが高速に回転する場合、電流制限値Ｉ_ＭＡＸが減少するときに、それにコイル電流Ｉ_Ｃが追従できるように決定される。緩慢減衰期間Ｔ_Ｅ２はその残りの期間であり、チョッピングのオフ期間Ｔ_Ｅにおけるコイル電流Ｉ_Ｃの変動幅、すなわちリップル電流幅を小さくして効率低下を抑制している。

ステッピングモータ駆動回路１０１は具体的には以下のように動作する。ｎ個のデータ入力端子ＰＤに入力される電流制限値Ｉ_ＭＡＸの設定データは、デジタルアナログ変換回路（ＤＡＣ）１１３によりそれに対応する電圧に変換される。デジタルアナログ変換回路１１３の電源の電圧は、バッファアンプ１１６を介して設定電圧入力端子ＡＤＪ２の設定電圧により設定される。

チョッピングのオン期間Ｔ_Ｄでは、駆動出力制御回路１２０は、方向信号入力端子ＰＨＡからの駆動電流方向指示信号に従い、所定の２個の出力トランジスタ、すなわち第１の電源側出力トランジスタ１２１及び第２の接地側出力トランジスタ１２４又は第２の電源側出力トランジスタ１２３及び第１の接地側出力トランジスタ１２２を導通させる。つまり、駆動電流方向指示信号が第１のモータ駆動端子ＭＡ、モータコイル１０２、第２のモータ駆動端子ＭＢの順にコイル電流Ｉ_Ｃが流れるように指示していれば、第１の電源側出力トランジスタ１２１及び第２の接地側出力トランジスタ１２４を導通させる。駆動電流方向指示信号が第２のモータ駆動端子ＭＢ、モータコイル１０２、第１のモータ駆動端子ＭＡの順にコイル電流Ｉ_Ｃが流れるように指示していれば、第２の電源側出力トランジスタ１２３及び第１の接地側出力トランジスタ１２２を導通させる。なお、これら４個の出力トランジスタ１２１、１２２、１２３、１２４はＮＰＮバイポーラ型である。

第１の電源側出力トランジスタ１２１及び第２の接地側出力トランジスタ１２４又は第２の電源側出力トランジスタ１２３及び第１の接地側出力トランジスタ１２２が導通すると、モータコイル１０２に徐々に増大する駆動電流Ｉ_Ｄが流れる。駆動電流検出端子ＲＦに接続された抵抗素子１３３は、この駆動電流Ｉ_Ｄをそれに比例する電圧に変換する。抵抗素子１３３の出力電圧はデジタルアナログ変換回路１１３の出力電圧と駆動電流制御用比較器１１７において比較される。抵抗素子１３３の出力電圧がデジタルアナログ変換回路１１３の出力電圧に至ると、駆動電流制御用比較器１１７の出力信号ＤＥが入力されるタイミング制御回路１１５は、チョッピングのオン期間Ｔ_Ｄを終わらせるようにオン期間信号ＤＴを反転させる。そして、駆動出力制御回路１２０は、導通していた第１の電源側出力トランジスタ１２１及び第２の接地側出力トランジスタ１２４又は第２の電源側出力トランジスタ１２３及び第１の接地側出力トランジスタ１２２を非導通にする。このチョッピングのオフ期間Ｔ_Ｅでは、モータコイル１０２のインダクタンス成分により、駆動電流Ｉ_Ｄと連続してそれと同じ方向に徐々に減衰する回生電流Ｉ_Ｅが流れる。このとき、回生電流Ｉ_Ｅはダイオード１２２’及びダイオード１２３’又はダイオード１２４’及びダイオード１２１’を通って流れるため、第１のモータ駆動端子ＭＡ又は第２のモータ駆動端子ＭＢの電圧は接地電位付近に、第２のモータ駆動端子ＭＢ又は第１のモータ駆動端子ＭＡの電圧は駆動出力用電源電圧Ｖ_Ｍの付近になる。従って、モータコイル２のインダクタンス成分の起電圧がこの状態に応じるため、回生電流Ｉ_Ｅは急激に減衰する。

また、チョッピングのオフ期間Ｔ_Ｅでは、時定数端子ＣＲの電圧は、図７に示すように、コンデンサ１３１と抵抗１３２により設定される所定の時定数に従って下降する。時定数端子ＣＲの電圧が閾値端子ＴＨから入力される閾値電圧Ｖ_ＴＨまで達すると、タイミング制御回路１１５は、急激減衰期間Ｔ_Ｅ１を終わらせるように急激減衰信号ＥＴを反転させる。そして、チョッピングのオン期間Ｔ_Ｄに導通していた第２の接地側出力トランジスタ１２４又は第１の接地側出力トランジスタ１２２が導通する。このことによって、第１のモータ駆動端子ＭＡ及び第２のモータ駆動端子ＭＢの電圧は共に接地電位付近になる。従って、モータコイル１０２のインダクタンス成分の起電圧がこの状態に応じるため、回生電流Ｉ_Ｅは緩慢に減衰することになる。

特開平９−２１９９９５号公報

このように、チョッピング駆動方式のステッピングモータ駆動回路では、急激減衰期間Ｔ_Ｅ１は、ステッピングモータが高速回転である場合、コイル電流Ｉ_Ｃが電流制限値Ｉ_ＭＡＸの減少に追従できるように決定される。リップル電流幅は、低速回転である場合においても高速回転の場合とほぼ同じである。ところで、スキャナなどに用いられるステッピングモータ装置では、低精度モードが高速回転、高精度モードが低速回転に対応しており、低速回転ではよりムラのない滑らかな回転のものが求められる。本願発明者は、高速回転で必要な幅のリップル電流が低速回転では不必要であること、及び大きなリップル電流幅が回転の滑らかさに影響することに着目した。

本発明は、以上の事由に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、ステッピングモータの低速回転においてよりムラのない滑らかな回転を可能にするステッピングモータ駆動回路を提供することにある。

上記の課題を解決するために、請求項１に係るステッピングモータ駆動回路は、モータコイルに流れる電流をチョッピングにより制御する駆動出力制御回路と、前記チョッピングのオン期間と、オフ期間の回生電流を急激減衰させる急激減衰期間及び緩慢減衰させる緩慢減衰期間と、を決定しそれらの期間に対応する信号を前記駆動出力制御回路に出力するタイミング制御回路と、急激減衰期間の設定データが入力され、該設定データに応じたスイッチをオンさせることにより複数の閾値電圧から所定の閾値電圧を選択する第１のデジタルアナログ変換回路と、を備え、前記タイミング制御回路は、コンデンサと抵抗により所定の時定数が設定される遅延回路を含み、チョッピングのオフ期間に前記時定数に従って変化する前記遅延回路の出力電圧が選択された前記閾値電圧まで達すると急激減衰期間を終わらせて緩慢減衰期間に移ることを特徴とする。

請求項２に係るステッピングモータ駆動回路は、請求項１に記載のステッピングモータ駆動回路において、前記第１のデジタルアナログ変換回路の電源の電圧は外部から調整可能であることを特徴とする。

請求項３に係るステッピングモータ駆動回路は、請求項１又は２に記載のステッピングモータ駆動回路において、急激減衰期間の設定データはモータの回転速度に応じて設定されることを特徴とする。

請求項４に係るステッピングモータ駆動回路は、請求項１乃至３のいずれかに記載のステッピングモータ駆動回路において、前記閾値電圧のステップは不均一であることを特徴とする。

請求項５に係るステッピングモータ駆動回路は、請求項１乃至４のいずれかに記載のステッピングモータ駆動回路において、シリアルパラレル変換回路を更に備え、シリアルパラレル変換回路は外部からシリアルデータが入力されて急激減衰期間の設定データを出力することを特徴とする。

請求項６に係るステッピングモータ駆動回路は、請求項５に記載のステッピングモータ駆動回路において、モータコイルの電流制限値の設定データが前記シリアルパラレル変換回路から入力される第２のデジタルアナログ変換回路を更に備え、第２のデジタルアナログ変換回路の出力電圧はモータコイルの駆動電流が変換された電圧と比較されてチョッピングのオン期間が決定することを特徴とする。

請求項７に係るステッピングモータ駆動回路は、請求項１乃至６のいずれかに記載のステッピングモータ駆動回路において、駆動出力用電源電圧と接地電位との間に直列に接続され、その中間点からモータコイルの一端を駆動する第１の電源側出力トランジスタ及び第１の接地側出力トランジスタと、駆動出力用電源電圧と接地電位との間に直列に接続され、その中間点からモータコイルの他端を駆動する第２の電源側出力トランジスタ及び第２の接地側出力トランジスタと、を更に備え、チョッピングのオン期間には第１の電源側出力トランジスタ及び第２の接地側出力トランジスタ又は第２の電源側出力トランジスタ及び第１の接地側出力トランジスタが導通し、チョッピングのオフ期間における急激減衰期間には、オン期間に導通していた電源側出力トランジスタ及び接地側出力トランジスタが非導通になり、チョッピングのオフ期間における緩慢減衰期間には、オン期間に導通していた電源側出力トランジスタ及び接地側出力トランジスタのいずれかが導通することを特徴とする。

請求項８に係るステッピングモータ装置は、請求項１乃至７のいずれかに記載のステッピングモータ駆動回路と、ステッピングモータ駆動回路により駆動されるモータコイルと、を備えることを特徴とする。

本発明に係るステッピングモータ駆動回路は、第１のデジタルアナログ変換回路によりチョッピングのオフ期間における急激減衰期間を幾通りかに設定できるので、不必要なリップル電流幅を抑制することができ、よって、ステッピングモータの低速回転においてよりムラのない滑らかな回転を可能にすることができる。

以下、本願発明を実施するための最良の形態であるステッピングモータ駆動回路を説明する。図１はこのステッピングモータ駆動回路１の回路図、図４はこのステッピングモータ駆動回路１によって実現される基本動作を示す波形図である。図４において、Ｉ_Ｄはステッピングモータ駆動回路１がモータコイル２を駆動する駆動電流、Ｉ_Ｅは回生電流、Ｉ_Ｃはモータコイル２に流れる電流（すなわちＩ_ＤとＩ_Ｅを合成したもので、以下コイル電流と称する）、ＣＲは時定数端子ＣＲの電圧である。図４におけるＩ_Ｄ、Ｉ_Ｅ、Ｉ_Ｃは、図７に基づいて既に説明したものと実質的に同じであるので、ここでの説明は省略する。図４におけるＣＲは、閾値電圧Ｖ_ＴＨが幾つか選択可能という点で図７と異なるが、これについては後に詳述する。

ステッピングモータ駆動回路１は、入出力端子として、外部から所定のシリアルデータが入力されるシリアルデータ入力端子ＳＤと、シリアルデータが取り込まれるタイミングを決めるクロックが入力されるクロック入力端子ＳＣと、シリアルデータの始まり又は／及び終わりを示す信号が入力されるデータラッチ信号入力端子ＳＬと、後述の第１のデジタルアナログ変換回路（ＤＡＣ）１２の電源の電圧を設定するための設定電圧が入力される第１の設定電圧入力端子ＡＤＪ１と、後述の第２のデジタルアナログ変換回路（ＤＡＣ）１３の電源の電圧を設定するための設定電圧が入力される第２の設定電圧入力端子ＡＤＪ２と、チョッピングのオフ期間Ｔ_Ｅにおける急激減衰時間Ｔ_Ｅ１を設定するために所定の時定数のコンデンサ３１と抵抗３２が接続される時定数端子ＣＲと、モータコイル２を駆動するためにその両端に接続される第１のモータ駆動端子ＭＡ及び第２のモータ駆動端子ＭＢと、モータコイル２の駆動電流Ｉ_Ｄを検出するために駆動電流Ｉ_Ｄを電圧に変換する抵抗素子３３が接続される駆動電流検出端子ＲＦと、を有する。以下、ステッピングモータ駆動回路１の構成を説明する。なお、図１には、ステッピングモータ装置を構成する複数のモータコイルの内１個のモータコイル２を制御する部分を示している。他のモータコイルを制御する部分は省略しているが、実質的にこれと同じ回路構成になる。

上述した所定のシリアルデータには、急激減衰期間Ｔ_Ｅ１の設定データ（ｍビット）、モータコイル２の電流制限値Ｉ_ＭＡＸの設定データ（ｎビット）、駆動電流方向指示データ（１ビット）が含まれる。ｍは例えば２、ｎは例えば４である。所定のシリアルデータを取り込むためのシリアルデータ入力端子ＳＤ、クロック入力端子ＳＣ、データラッチ信号入力端子ＳＬは、シリアルパラレル変換回路１１に接続される。シリアルパラレル変換回路１１は、入力される所定のシリアルデータをパラレルデータに変換する。

シリアルパラレル変換回路１１に接続される第１のデジタルアナログ変換回路１２は、急激減衰期間Ｔ_Ｅ１の設定データをそれに対応する閾値電圧Ｖ_ＴＨに変換する。第１の設定電圧入力端子ＡＤＪ１には、バッファアンプ１４を介して第１のデジタルアナログ変換回路１２の電源Ｖ_Ａが接続される。第１のデジタルアナログ変換回路１２は、例えば図２に示すように、電源Ｖ_ＡからＤＡＣ用基準電圧Ｖ_{ＲＥＦＤＡＣ}まで直列接続の抵抗４１〜４４を設け、それぞれの抵抗の接続点の電圧の中からスイッチ４５〜４８により選択して出力するようにする。スイッチ４５〜４８の制御はデコーダ４９を介して設定データにより行う。抵抗４１〜４４の抵抗値が全て等しいとし、電源Ｖ_Ａを２．５Ｖ、ＤＡＣ用基準電圧Ｖ_{ＲＥＦＤＡＣ}を１．２５Ｖとすると、閾値電圧Ｖ_ＴＨは１．２５Ｖ、約１．５６Ｖ、約１．８８Ｖ、約２．１９Ｖの４通りが得られる。この閾値電圧Ｖ_ＴＨは、第１の設定電圧入力端子ＡＤＪ１の設定電圧によって微調整が可能である。

シリアルパラレル変換回路１１に接続される第２のデジタルアナログ変換回路１３は、電流制限値Ｉ_ＭＡＸの設定データをそれに対応する電圧に変換する。第２の設定電圧入力端子ＡＤＪ２には、バッファアンプ１６を介して第２のデジタルアナログ変換回路１３の電源が接続される。第２の設定電圧入力端子ＡＤＪ２の設定電圧により、第２のデジタルアナログ変換回路１３の出力電圧の最大値が決定される。

第２のデジタルアナログ変換回路１３の出力電圧は、駆動電流制御用比較器１７の反転入力端子に入力される。駆動電流制御用比較器１７の非反転入力端子には後述の抵抗素子３３により駆動電流Ｉ_Ｄが変換された電圧、すなわち、駆動電流検出端子ＲＦの電圧が入力される。

第１のデジタルアナログ変換回路１２の出力である閾値電圧Ｖ_ＴＨ及び駆動電流制御用比較器１７の出力信号ＤＥはタイミング制御回路１５に入力される。タイミング制御回路１５は、チョッピングのオン期間Ｔ_Ｄを示すオン期間信号ＤＴとチョッピングのオフ期間Ｔ_Ｅにおける急激減衰期間Ｔ_Ｅ１を示す急激減衰期間信号ＥＴとを出力する。

タイミング制御回路１５は、より詳細には、図３に示す回路により構成される。すなわち、第１のデジタルアナログ変換回路１２の出力である閾値電圧Ｖ_ＴＨは、急速減衰制御用比較器５１の反転入力端子に入力される。急速減衰制御用比較器５１の非反転入力端子には後述の遅延回路５２の出力電圧が入力される。急速減衰制御用比較器５１の出力は急激減衰期間信号ＥＴになる。

遅延回路５２は、時定数端子ＣＲにエミッタが接続されるＮＰＮ型のトランジスタ６１と、内部電源電圧Ｖ_ＤＤ（例えば３．３Ｖ）とトランジスタ６１のコレクタとの間に設けられた抵抗６２と、内部電源電圧Ｖ_ＤＤとトランジスタ６１のベースとの間に設けられた定電流源６３と、トランジスタ６１のベースにエミッタ、第１の基準電圧Ｖ_ＲＥＦ１（例えば２．５Ｖ）にベースが接続され、コレクタが接地されたＰＮＰ型のトランジスタ６４と、トランジスタ６１のベースにドレイン、後述のフリップフロップ５４の出力端子Ｑにゲートが接続され、ソースが接地されたＮＭＯＳ型のトランジスタ６５と、時定数端子ＣＲに一端が接続され、他端が接地された互いに並列のコンデンサ３１及び抵抗３２と、を含む。コンデンサ３１及び抵抗３２は、上述したように、時定数端子ＣＲの外部に設けられている。そして、時定数端子ＣＲの電圧が遅延回路５２の出力電圧になる。なお、このステッピングモータ駆動回路１は半導体集積回路として製造可能にするため、コンデンサ３１及び抵抗３２はその値の精度の点及び調整可能な点から外部に設けられるのが望ましいが、それらをステッピングモータ駆動回路１の内部に含めることも可能である。

フリップフロップ５４は２個のＮＯＲ回路で構成されたＲＳフリップフロップであり、そのセット入力端子Ｓには駆動電流制御用比較器１７の出力信号ＤＥ、リセット入力端子Ｒには後述の減衰期間制御用比較器５３の出力信号が入力される。フリップフロップ５４は、駆動電流制御用比較器１７の出力信号ＤＥの立ち上がりでセット状態となって出力端子Ｑからハイレベルを出力し、減衰期間制御用比較器５３の出力信号の立ち上がりでリセット状態となって出力端子Ｑからローレベルを出力する。フリップフロップ５４の出力端子Ｑの信号は、インバータ５５で反転されてオン期間信号ＤＴになる。また、フリップフロップ５４の出力端子Ｑの信号は、前述のようにトランジスタ６５のゲートに接続される。

減衰期間制御用比較器５３は、反転入力端子に入力される時定数端子ＣＲの電圧を非反転入力端子に入力される第２の基準電圧Ｖ_ＲＥＦ２（例えば１．２５Ｖ）と比較する。

次に、再び図１に基づいて説明する。オン期間信号ＤＴ、急激減衰期間信号ＥＴ、及びシリアルパラレル変換回路１１からの駆動電流方向指示信号（駆動電流方向指示データと実質的に同じ）は駆動出力制御回路２０に入力される。駆動出力制御回路２０は、後述の第１の電源側出力トランジスタ２１、第１の接地側出力トランジスタ２２、第２の電源側出力トランジスタ２３、第２の接地側出力トランジスタ２４を制御する。

第１の電源側出力トランジスタ２１と第１の接地側出力トランジスタ２２は駆動出力用電源電圧Ｖ_Ｍ（例えば４０Ｖ）と接地電位との間に直列に接続され、その中間点から第１のモータ駆動端子ＭＡを介してモータコイル２の一端を駆動する。第２の電源側出力トランジスタ２３と第２の接地側出力トランジスタ２４は駆動出力用電源電圧Ｖ_Ｍと接地電位との間に直列に接続され、その中間点から第２のモータ駆動端子ＭＢを介してモータコイル２の他端を駆動する。第１の接地側出力トランジスタ２２及び第２の接地側出力トランジスタ２４の接地電位側は駆動電流検出端子ＲＦに接続され、駆動電流検出端子ＲＦの外部には接地電位との間に抵抗素子３３が接続される。これらの出力トランジスタ２１、２２、２３、２４はＮＭＯＳ型である。また、出力トランジスタ２１、２２、２３、２４のそれぞれに並列にダイオード２１’、２２’、２３’、２４’が設けられる。これらのダイオード２１’、２２’、２３’、２４’は一般的にはＮＭＯＳ型のトランジスタの寄生ダイオードであるが、独立に設けてもよい。

次に、ステッピングモータ駆動回路１の具体的な動作を説明する。シリアルデータ入力端子ＳＤを介してシリアルパラレル変換回路１１に入力されたシリアルデータは、パラレルデータに変換される。そのパラレルデータに含まれる急激減衰期間Ｔ_Ｅ１の設定データは、第１のデジタルアナログ変換回路１２に入力されてそれに対応する閾値電圧Ｖ_ＴＨに変換される。一方、上記パラレルデータに含まれる電流制限値Ｉ_ＭＡＸの設定データは、第２のデジタルアナログ変換回路１３に入力されてそれに対応する電圧に変換される。

タイミング制御回路１５のフリップフロップ５４の出力端子Ｑがローレベルになると、トランジスタ６５はオフする。トランジスタ６１のベース電圧は、定電流源６３の電流により上昇し、第１の基準電圧Ｖ_ＲＥＦ１から順バイアス電圧Ｖｆだけ高いところで固定される。よって、トランジスタ６１のエミッタ電圧である時定数端子ＣＲの電圧は、第１の基準電圧Ｖ_ＲＥＦ１と同じ電圧に固定される。また、オン期間信号ＤＴは、チョッピングのオン期間Ｔ_Ｄを示すハイレベルになっている。駆動出力制御回路２０は、シリアルパラレル変換回路１１からの駆動電流方向指示信号に従い、所定の２個の出力トランジスタ、すなわち第１の電源側出力トランジスタ２１及び第２の接地側出力トランジスタ２４又は第２の電源側出力トランジスタ２３及び第１の接地側出力トランジスタ２２を導通させる。つまり、駆動電流方向指示信号が第１のモータ駆動端子ＭＡ、モータコイル２、第２のモータ駆動端子ＭＢの順にコイル電流Ｉ_Ｃが流れるのを指示していれば、第１の電源側出力トランジスタ２１及び第２の接地側出力トランジスタ２４を導通させる。駆動電流方向指示信号が第２のモータ駆動端子ＭＢ、モータコイル２、第１のモータ駆動端子ＭＡの順にコイル電流Ｉ_Ｃが流れるのを指示していれば、第２の電源側出力トランジスタ２３及び第１の接地側出力トランジスタ２２を導通させる。

第１の電源側出力トランジスタ２１及び第２の接地側出力トランジスタ２４又は第２の電源側出力トランジスタ２３及び第１の接地側出力トランジスタ２２が導通すると、モータコイル２に徐々に増大する駆動電流Ｉ_Ｄが流れる。時定数端子ＲＦに接続された抵抗素子３３は、この駆動電流Ｉ_Ｄをそれに比例する電圧に変換する。抵抗素子３３により変換された電圧、すなわち、時定数端子ＲＦの電圧は第２のデジタルアナログ変換回路１３の出力電圧と駆動電流制御用比較器１７において比較される。

抵抗素子３３により変換された電圧、すなわち、時定数端子ＲＦの電圧が第２のデジタルアナログ変換回路１３の出力電圧に至ると、駆動電流制御用比較器１７の出力信号ＤＥはハイレベルになる。そうすると、タイミング制御回路１５のフリップフロップ５４はセット状態となり、その出力端子Ｑはハイレベルになる。そして、オン期間信号ＤＴがローレベルになり、チョッピングのオン期間Ｔ_Ｄが終わる。そして、駆動出力制御回路２０は、導通していた第１の電源側出力トランジスタ２１及び第２の接地側出力トランジスタ２４又は第２の電源側出力トランジスタ２３及び第１の接地側出力トランジスタ２２を非導通にする。このチョッピングのオフ期間Ｔ_Ｅでは、モータコイル２のインダクタンス成分により、駆動電流Ｉ_Ｄと連続してそれと同じ方向に徐々に減衰する回生電流Ｉ_Ｅが流れる。このとき、回生電流Ｉ_Ｅはダイオード２２’及びダイオード２３’又はダイオード２４’及びダイオード２１’を通って流れるため、第１のモータ駆動端子ＭＡ又は第２のモータ駆動端子ＭＢの電圧は接地電位付近に、第２のモータ駆動端子ＭＢ又は第１のモータ駆動端子ＭＡの電圧は駆動出力用電源電圧Ｖ_Ｍの付近になる。従って、モータコイル２のインダクタンス成分の起電圧がこの状態に応じるため、回生電流Ｉ_Ｅは急激に減衰する。

一方、タイミング制御回路１５のフリップフロップ５４の出力端子Ｑがハイレベルになると、トランジスタ６５はオンする。そして、トランジスタ６１のベース電圧が接地電位レベルになるため、トランジスタ６１は非導通になる。時定数端子ＣＲの電圧は、図４に示すように、コンデンサ３１と抵抗３２により設定される所定の時定数に従って下降する。時定数端子ＣＲの電圧が第１のデジタルアナログ変換回路１２の出力である閾値電圧Ｖ_ＴＨまで達すると、急速減衰制御用比較器５１の出力（すなわち急激減衰期間信号ＥＴ）はローレベルになる。急激減衰期間信号ＥＴがローレベルになると急激減衰期間Ｔ_Ｅ１が終わる。そうすると、駆動出力制御回路２０は、オン期間Ｔ_Ｄに導通していた第２の接地側出力トランジスタ２４又は第１の接地側出力トランジスタ２２を導通させる。このことによって、第１のモータ駆動端子ＭＡ及び第２のモータ駆動端子ＭＢの電圧は共に接地電位付近になる。従って、モータコイル２のインダクタンス成分の起電圧がこの状態に応ずるため、回生電流Ｉ_Ｅは比較的緩慢に減衰することになる。

回生電流Ｉ_Ｅが緩慢に減衰する緩慢減衰期間Ｔ_Ｅ２は、時定数端子ＣＲの電圧が第２の基準電圧Ｖ_ＲＥＦ２に到達するまで続く。すなわち、時定数端子ＣＲの電圧が第２の基準電圧Ｖ_ＲＥＦ２に到達すると、タイミング制御回路１５の減衰期間制御用比較器５３がハイレベルを出力するので、フリップフロップ５４の出力端子Ｑは再度ローレベルになる。そして、再度、上述したチョッピングのオン期間Ｔ_Ｄの動作が行われる。

ここで、図４に示すように、第１のデジタルアナログ変換回路１２の出力である閾値電圧Ｖ_ＴＨは急激減衰期間Ｔ_Ｅ１の設定データのビット数に従った数だけ変えることができる。例えば２ビットならば４通りが可能である。第１のデジタルアナログ変換回路１２の出力である閾値電圧Ｖ_ＴＨを変えることにより、急激減衰期間Ｔ_Ｅ１を変えることができる。すなわち、閾値電圧Ｖ_ＴＨが高ければ急激減衰期間Ｔ_Ｅ１は短くなり、閾値電圧Ｖ_ＴＨが低ければ急激減衰期間Ｔ_Ｅ１は長くなる。なお、図４に示されているＩ_Ｄ、Ｉ_Ｅ、Ｉ_Ｃの各波形は、閾値電圧Ｖ_ＴＨが２番目に高い電圧の場合である。

従って、ステッピングモータの回転速度に応じ、シリアルパラレル変換回路１１を介して外部から急激減衰期間Ｔ_Ｅ１を設定することが可能である。すなわち、ステッピングモータが高速回転のときは、第１のデジタルアナログ変換回路１２の出力である閾値電圧Ｖ_ＴＨを下げることにより、急激減衰期間Ｔ_Ｅ１を長くして電流制限値Ｉ_ＭＡＸの減少に追従できるようにすることができる。一方、低速回転のときは、第１のデジタルアナログ変換回路１２の出力である閾値電圧Ｖ_ＴＨを上げることにより、急激減衰期間Ｔ_Ｅ１を短くしてリップル電流幅を小さくすることができる。こうして、このステッピングモータ駆動回路１は、ステッピングモータの低速回転においてよりムラのない滑らかな回転を可能にすることができる。また、リップル電流幅が小さくなると電力効率も上がる。

また、シリアルパラレル変換回路１１を介して外部から実験的に設定データを入力し、かつ、第１の設定電圧入力端子ＡＤＪ１の設定電圧を調整することにより、ステッピングモータ装置の回転速度に応じた最適な急激減衰期間Ｔ_Ｅ１を比較的容易に決定することができる。

また、場合により、第１のデジタルアナログ変換回路１２の出力である閾値電圧Ｖ_ＴＨのステップを不均一にしてより細かな急激減衰期間Ｔ_Ｅ１の制御をすることも可能である。例えば、図２に示される抵抗４１〜４４の抵抗値を等しくせず、抵抗４２、４３の抵抗値を相対的に小さくする。こうすると、スキャナなどの高精度モードに対応した低速回転にバリエーションが有るときに、より細かく急激減衰期間Ｔ_Ｅ１の制御をすることができる場合がある。

なお、このステッピングモータ駆動回路１では、第１のモータ駆動端子ＭＡ、モータコイル２、第２のモータ駆動端子ＭＢの順にコイル電流Ｉ_Ｃが流れる場合、急激減衰期間Ｔ_Ｅ１の回生電流Ｉ_Ｅはダイオード２２’とダイオード２３’を通るが、第１の接地側出力トランジスタ２２と第２の電源側出力トランジスタ２３を導通させてこれらを通るようにすることもできる。また、緩慢減衰期間Ｔ_Ｅ２の回生電流Ｉ_Ｅはダイオード２２’と第２の接地側出力トランジスタ２４を通って流れるが、第１の接地側出力トランジスタ２２を導通させて第１の接地側出力トランジスタ２２と第２の接地側出力トランジスタ２４を通るようにすることもできる。こうすることによって、ダイオードに電流が流れることによる電力消費を抑制することができる。また、緩慢減衰期間Ｔ_Ｅ２の回生電流Ｉ_Ｅが第１の電源側出力トランジスタ２１とダイオード２３’又は第２の電源側出力トランジスタ２３とを通って流れるようにすることもできる。以上のことは、第２のモータ駆動端子ＭＢ、モータコイル２、第１のモータ駆動端子ＭＡの順にコイル電流Ｉ_Ｃが流れる場合も同様である。

また、ステッピングモータ駆動回路１はシリアルパラレル変換回路１１を含んでいるため、外部から急激減衰期間Ｔ_Ｅ１の設定データ、電流制限値Ｉ_ＭＡＸの設定データ及び駆動電流方向指示データを受けるための端子の数は少ないものになっている。この端子数は、他のシリアル通信方式を用いれば２本にすることもできることは勿論である。これに対して、急激減衰期間Ｔ_Ｄの設定データ、電流制限値Ｉ_ＭＡＸの設定データ及び駆動電流方向指示データの全部又は一部がパラレルデータとして外部から入力されることも可能である。しかし、この場合は端子の数が多くなる。例えば、急激減衰期間Ｔ_Ｅ１の設定データが２ビットであるとそのために４本必要であり、更に設定データのビット数を増やすと更に多く必要となる。

以上説明したステッピングモータ駆動回路１は、接地側に駆動電流Ｉ_Ｄを電圧に変換する手段として抵抗素子３３を設けているが、接地側でなく駆動出力用電源電圧Ｖ_Ｍ側に抵抗素子を設けるように変形することも可能である。

以上、本発明の実施形態であるステッピングモータ駆動回路について説明したが、本発明は、実施形態に記載したものに限られることなく、特許請求の範囲に記載した事項の範囲内でのさまざまな設計変更が可能である。例えば、電源側及び接地側の出力トランジスタの全て又は一部をバイポーラ型のトランジスタにしたりすることも可能である。また、第１のデジタルアナログ変換回路１２、タイミング制御回路１５は、同様な動作ができるものならば、図２、図３に示すもの以外に任意の構成が可能なのは勿論である。

本発明の実施形態に係るステッピングモータ駆動回路の回路図。同上の第１のデジタルアナログ変換回路の例を示す回路図。同上のタイミング制御回路を示す回路図。同上の基本動作を示す電流又は電圧の波形図。モータコイルに流れる電流の疑似正弦波の波形図。背景技術のステッピングモータ駆動回路の回路図。同上の基本動作を示す電流又は電圧の波形図。

１ステッピングモータ駆動回路
２モータコイル
１１シリアルパラレル変換回路
１２第１のデジタルアナログ変換回路
１３第２のデジタルアナログ変換回路
２１第１の電源側出力トランジスタ
２２第１の接地側出力トランジスタ
２３第２の電源側出力トランジスタ
２４第２の接地側出力トランジスタ
５２遅延回路

Claims

モータコイルに流れる電流をチョッピングにより制御する駆動出力制御回路と、
前記チョッピングのオン期間と、オフ期間の回生電流を急激減衰させる急激減衰期間及び緩慢減衰させる緩慢減衰期間と、を決定しそれらの期間に対応する信号を前記駆動出力制御回路に出力するタイミング制御回路と、
急激減衰期間の設定データが入力され、該設定データに応じたスイッチをオンさせることにより複数の閾値電圧から所定の閾値電圧を選択する第１のデジタルアナログ変換回路と、を備え、
前記タイミング制御回路は、コンデンサと抵抗により所定の時定数が設定される遅延回路を含み、チョッピングのオフ期間に前記時定数に従って変化する前記遅延回路の出力電圧が選択された前記閾値電圧まで達すると急激減衰期間を終わらせて緩慢減衰期間に移ることを特徴とするステッピングモータ駆動回路。
請求項１に記載のステッピングモータ駆動回路において、
前記第１のデジタルアナログ変換回路の電源の電圧は外部から調整可能であることを特徴とするステッピングモータ駆動回路。
請求項１又は２に記載のステッピングモータ駆動回路において、
急激減衰期間の設定データはモータの回転速度に応じて設定されることを特徴とするステッピングモータ駆動回路。
請求項１乃至３のいずれかに記載のステッピングモータ駆動回路において、
前記閾値電圧のステップは不均一であることを特徴とするステッピングモータ駆動回路。
請求項１乃至４のいずれかに記載のステッピングモータ駆動回路において、
シリアルパラレル変換回路を更に備え、
シリアルパラレル変換回路は外部からシリアルデータが入力されて急激減衰期間の設定データを出力することを特徴とするステッピングモータ駆動回路。
請求項５に記載のステッピングモータ駆動回路において、
モータコイルの電流制限値の設定データが前記シリアルパラレル変換回路から入力される第２のデジタルアナログ変換回路を更に備え、
第２のデジタルアナログ変換回路の出力電圧はモータコイルの駆動電流が変換された電圧と比較されてチョッピングのオン期間が決定することを特徴とするステッピングモータ駆動回路。
請求項１乃至６のいずれかに記載のステッピングモータ駆動回路において、
駆動出力用電源電圧と接地電位との間に直列に接続され、その中間点からモータコイルの一端を駆動する第１の電源側出力トランジスタ及び第１の接地側出力トランジスタと、
駆動出力用電源電圧と接地電位との間に直列に接続され、その中間点からモータコイルの他端を駆動する第２の電源側出力トランジスタ及び第２の接地側出力トランジスタと、を更に備え、
チョッピングのオン期間には第１の電源側出力トランジスタ及び第２の接地側出力トランジスタ又は第２の電源側出力トランジスタ及び第１の接地側出力トランジスタが導通し、
チョッピングのオフ期間における急激減衰期間には、オン期間に導通していた電源側出力トランジスタ及び接地側出力トランジスタが非導通になり、
チョッピングのオフ期間における緩慢減衰期間には、オン期間に導通していた電源側出力トランジスタ及び接地側出力トランジスタのいずれかが導通することを特徴とするステッピングモータ駆動回路。
請求項１乃至７のいずれかに記載のステッピングモータ駆動回路と、
ステッピングモータ駆動回路により駆動されるモータコイルと、
を備えることを特徴とするステッピングモータ装置。