JPH1054874A - 連続波広帯域精密距離測定レーダ装置 - Google Patents
連続波広帯域精密距離測定レーダ装置Info
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Abstract
イクロ波源15により発生された局部発振器信号をノイ
ズコード発生器11により発生されたノイズコードに従
って変調して被変調局部発振器信号を生成する。当該被
変調局部発振器信号は送信マイクロ波アンテナ16aに
より送信され、次いで物標から反射され、受信マイクロ
波アンテナ16bにより受信される。局部発振器信号は
また、コード遅延ユニット14により遅延されたノイズ
コードに従って受信位相変調器13bにより変調され
る。相関器21は、遅延されたノイズコードと、物標か
ら反射され受信された被変調局部発振器信号とを相関さ
せ、物標の存在を指示するデータを出力する。
Description
に関し、特に連続波広帯域精密距離測定レーダ装置に関
する。
来技術はないが、類似の従来技術は多数ある。衛星航法
システム(GPS)で用いられており、コード遅延測定
値を用いて距離を決定する距離測定(レンジング)技術
は、本発明において用いられる距離測定技術に類似して
いる。しかしながら、本発明は、新しい用途において既
知の技術の使用以上のものを与え、その技術は新規な要
領で用いられている。以下は、本発明に類似する従来技
術の説明である。
実現技術の多数の組み合わせにより充分開発されてい
る。最も良く知られている例はセルラー電話器であり、
それではスペクトラム拡散技術が広範囲に用いられてい
る。本発明は、スペクトラム拡散直接シーケンス二相偏
移キーイング通信リンクに類似しており、そこでは同期
化は、本発明における解法であり、そして通信システム
の場合には問題である。本発明において、検出レンジ・
ビン(bin)内に物標があるとき、基準と入力信号と
が同期化され、相関器出力が大きくなり、その出力の存
在が物標の存在を指示し、検出が生じる。通信システム
の場合、遅延ユニットが、データの存在により指示され
る同期化が生じるまでコード遅延(及び局部発振器搬送
波位相)を変えるため命令され、その後にデータが受信
され解釈される。距離測定情報は上記通信システムの場
合に転送又は抽出されないで、ノイズコードが他の目的
のため用いられる。
定するため受信されたノイズコードと基準ノイズコード
との間の遅延を用いる距離測定装置について多数の例が
ある。この技術は、航法システムにおいて広く用いられ
ており、その最も一般的な例は衛星航法システム(GP
S)である。衛星航法システムは、受信機座標を計算す
るのにノイズコード遅延の複数の精密測定を用いる。全
ての既知の距離装置装置は、送信機と受信機とを並置し
ていなかった。それらの距離測定装置は、レーダと種々
の目標物との距離を測定するよう設計されているCW精
密レーダとは反対に、送信機と受信機との距離を測定す
るよう設計されている。受信機におけるコード及び搬送
波の捕捉は、距離測定装置における高度な技術によりか
なえられる挑戦を示す。なお、基準と受信されたコード
は双方同じ回路により発生されるので、距離測定装置の
全部が本発明において必要であるのではない。
り支持されたシステムの距離分解能を越えて更に向上さ
せるため短い持続時間のマイクロ波エネルギ・パルス内
で二相又は多相の位相偏移キー変調を用いる多数のパル
ス圧縮レーダ・システムが存在する。位相変調は迅速で
あり、チップの長さは距離分解能を最大にするためパル
スの長さに対して短い。通常、位相変調は、最大線形擬
似ノイズコードを用いて実現されている。これらのシス
テムはパルス・レーダ・システムであってCWレーダ・
システムではなく、従って本発明とは明確に異なる。従
来技術において用いられるパルス圧縮技術は、基準と受
信されたパルスとの間の時間遅延シフトを比較せずに、
逆に擬似ノイズ・コードは、受信されたパルスの持続時
間を、放射されたパルスの小部分に圧縮するため用いら
れる。これらのシステムにおいて、擬似ノイズコード又
はノイズコードの存在は、レンジ分解能を向上させるこ
とになるが、コード遅延シフトにより距離を直接測定し
ないことになる。
は、改良された連続波広帯域精密距離測定レーダ・シス
テムを提供することにある。
するため、本発明は、衝突を回避するための運転手によ
る駐車や渋滞での操作(parking and ba
ckup maneuvers)に使用する精密距離測
定レーダを提供する。本発明は、短い距離の用途におい
て、放射された低放出エネルギを利用するが、精密距離
測定(レンジング)を提供する低コスト・レーダ・シス
テムである。該レーダ・システムは、連続波動作の物標
検出の良い効率と、短い持続時間パルス・レーダの良い
レンジ精度とを示す。レーダ・システムは、物標がレー
ダに対して運動しているか静止しているかのいずれにし
ても物標を高感度で検出するよう設計されている。これ
らの理由のため、本発明のレーダ・システムに対して多
数の精密距離測定の用途がある。
は、ノイズコードを発生するノイズコード発生器と、デ
ータ・ビット・ストリームを発生するデータ源と、局部
発振器マイクロ波源とを含む連続波広帯域精密距離測定
装置である。データ混合機構は、コード発生器とデータ
源とに結合され、データ源から導出されたデータをノイ
ズコードに埋め込む。送信及び受信のマイクロ波アンテ
ナが設けられている。送信位相変調器が、データ混合機
構、局部発振器マイクロ波源及び送信アンテナに結合さ
れている。受信位相変調器が局部発振器マイクロ波源に
結合され、コード遅延ユニットがノイズコード発生器及
び受信位相変調器に結合されている。ダウンコンバータ
・ミクサが受信マイクロ波アンテナ及び受信位相変調器
に結合され、ベースバンド積分器及び増幅器がダウンコ
ンバータ・ミクサに結合され、データをレーダ・システ
ムから出力する。
は、非常に低製造コストで物標を短い距離にわたり検出
し且つ精密な距離測定を行えるよう設計されている。レ
ーダは、距離速度がほぼ5メートル/秒を越えない低い
動的物標の測定に制限される。この設計は極端に低く放
射された放出エネルギ・レベルを用いて、非常に広帯域
放出を可能にし、精密な距離測定の実現を容易にし、一
方米国連邦通信委員会(FCC)の放出制限になお適合
するようにしている。
作中に運転手の車両に対して最も近い目標物についての
正確な距離情報を車両の運転手に与える渋滞及び駐車補
助距離測定システムである。これを達成するため、非常
に小さい物標が検出され運転手に報告されねばならず、
そこでは「小さい」物標は、それらを照射する放射され
たエネルギの極めて小さい部分のみを後方散乱する物標
である。非常に低いパワー放出によりユーザに対して有
効な距離測定のサービスを提供するため、また非常に小
さい物標を数メートルまでの範囲で検出するため、本シ
ステムは、整合された受信機を組み込み、そして連続波
(CW)の波形を用い、これにより制限された放射パワ
ー・レベルにより可能な最大受信効率及び物標検出可能
性を与える。相対(半径)運動をしている物標のみを検
出するレーダ・システムは、運動していない物標を検出
するシステムより本来的に価格が低い。低コストの本レ
ーダ・システムは適用範囲(coverage)の全て
の距離で静止物標を検出し、物標の運動は距離測定を歪
ませない。
送波を擬似ノイズコード又は真性ノイズコードにより高
速位相変調することにより達成された拡散スペクトラム
型波形である。コードが異なるレーダ・システム間で同
期化されないので、レーダ・システムの受信機は異なる
レーダ・システムの送信機により起動されない。受信機
がそのレーダ・システムのコードにより変調された信号
以外の信号に応答しないのは受信機設計の本質である。
これは、各レーダ・システムの性能における干渉又は劣
化が生じることなく互いに近接して多数の非干渉レーダ
・システムを使用することを可能にする。
添付図面と関係した以下の詳細な記載を参照すればより
容易に理解され得る。なお、図面において、類似の参照
番号は類似の構成要素を示す。図面を参照すると、図1
は本発明の原理に従ったレーダ・システム10の比較的
単純な実施形態を示す。レーダ・システム10は、ノイ
ズコードを発生するノイズコード発生器11、データ・
ビット・ストリームを発生するデータ源12、データを
ノイズコードに埋め込むデータ混合機構12a、送信位
相変調器(fm)13a及び受信位相変調器(fm)13
b、コード遅延ユニット(t)14、局部発振器(L
O)マイクロ波源15、送信(Tx)マイクロ波アンテ
ナ16a及び受信マイクロ波アンテナ16b、受信信号
経路に配設されるダウンコンバータ・ミクサ17、及び
キャパシタ18によりダウンコンバータ・ミクサ17に
AC結合されるベースバンド積分器及び増幅器19とか
ら成る。このレーダ・システム10は、検出感度の単一
球形「シェル(shell)」(レンジ・ビン)が生成
される単一レンジ・ビン・レーダ・システム10であ
る。シェルの外側の目標物は検出されないが、一方シェ
ル内の目標物は検出される。検出シェルの幅(即ち、レ
ンジ・ビン深さ)は、放射され即ち送信された信号の帯
域幅により決定される。空間におけるシェルの位置、即
ち受信マイクロ波アンテナ16bとレンジ・ビンの中心
との距離は、遅延パラメータ「t」により決定される。
角度の関数としてのシステム検出能力又は感度は、マイ
クロ波アンテナ16a、16bの放射パターンによって
のみ与えられる。
イズコード発生器11、データ源12、局部発振器マイ
クロ波源15及び送信位相変調器13aにより発生され
た波形の方位及び高度の関数とする特定の強度を有する
マイクロ波放射を放射し且つ受信するよう作用する。送
信マイクロ波アンテナ16aは、FCCにより許可され
た最大放射フィールド強度によって特定され、一方受信
位相変調器13bは、システム感度要件及び検出適用範
囲ゾーン角度感度要件によって特定される。
(理想的には単一周波数)出力信号を有する固定周波数
マイクロ波信号源である。データは、物標がマイクロ波
アンテナ16a、16bの角度応答とレンジ・ビンの深
さ及び位置とにより規定されるシステム検出ゾーン内に
ある場合ベースバンド信号として再生される所定のシリ
アル・ビット・ストリームである。データ混合機構12
aはモジュロ2加算器であり、そこでノイズコードの各
ビットはデータ・ビット・ストリームとモジュロ2の加
算(排他的論理和、即ち「EXOR」に等しい)がなさ
れる。
又は擬似ランダムのシーケンスである、論理「1」及び
「0」のシリアル・ビット・ストリームを生成する。そ
のストリームにおける各ビットは他の全てのビットと同
じ持続時間である。擬似ランダム・コードの場合、ビッ
トシーケンスは、反復するノイズコード発生器11によ
り生成される。1及び0のビットシーケンスは、以下の
特性を有するよう定義される「最大線形コードシーケン
ス(maximum linear codesequ
ence)」を備える。
つ多く、1と0の統計的分布は常に同じで且つ良く規定
されている。最大線形コードの自己相関は、位相シフト
の全部の値に対して、位相シフトが0±1ビットである
ときを除いて相関値が−1であるようなものである。そ
の0±1ビットにおいて、相関値が−1から2n−1即
ちシーケンスの長さのピーク(ゼロ位相シフトで)まで
変わる。位相シフトされたレプリカ(replica)
を有する最大線形コードのモジュロ2加算は、元のもの
のいずれとも異なる位相シフトを有する別のレプリカを
結果として生じる。そして、所与のn段発生器11の全
ての有り得る状態、即ちn重は、完全なコード・サイク
ルの発生中のある時間存在する。各状態は1および唯1
ビット間隔で存在する。例外は全てのゼロ状態が決して
生じないことである。
合、シーケンスは、位相シフトが1ビットより大きいと
き0の自己相関関数値を有し、そして位相シフトが正確
に0であるとき最大値を有する。自己相関関数の最大値
は理想的には無限大であり、実際には相関時間とハード
ウエアの動的距離とのいずれかにより制限される。
れる性質は、相関遅延が1ビットより大きいときビット
・ストリームの自己相関関数が最大値に対して非常に小
さく、ゼロ遅延に対して自己相関関数が最大であること
である。擬似ランダム(PN)最大コードの自己相関関
数が図9に示されている。
量tナノ秒だけ遅延されたその入力シーケンスのレプリ
カであるビットシーケンスである。一般に、コード遅延
ユニット14はtについてプログラム可能な値を有し、
そこで利用可能な値は、入力ビット・ストリーム・ビッ
ト持続時間の整数倍に固定オフセットを加えたものであ
る。図1の基本的な単一レンジ・ビン・レーダ・システ
ム10においては、コード遅延ユニット14は固定遅延
を有する。一般に、コード遅延ユニット14は、レーダ
・システム10に対する所望の距離適用範囲及び分解能
に応じた、いずれかの値に固定された又はいずれかの値
にプログラム可能な遅延パラメータtを有し得る。
O信号を位相変調器13a、13bへの入力ビット・ス
トリームに従って変調する。図1のレーダ・システム1
0において、二値ビット・ストリームが採用され、そこ
では位相変調器13a、13bは二相変調器である。入
力ビットが論理「1」であるとき、LO信号は位相変調
器13a、13bを変化されずに通される。入力論理ビ
ットが「0」であるとき、位相変調器13a、13bの
出力はLO信号のレプリカであるがLO信号が有する位
相から180°ずれている。各位相変調器13a、13
bは、入力ビット・ストリームを、その入力ビット・ス
トリームに状態変化が有る度に位相反転を有するLO信
号のシーケンスに変換する。
信機経路にあるダウンコンバータ・ミクサ17から現れ
る小さい信号を増幅する。受信された信号と位相変調さ
れたLO信号とが混合され時間的に同期化されると、デ
ータ・ビット・ストリームがダウンコンバータ・ミクサ
17から現れる。ベースバンド積分器及び増幅器19
は、データ・ビット・ストリーム又はそのデータ・ビッ
ト・ストリームの所定の高調波を増幅するよう設計され
ている。ミクサ出力でデータ・ビット・ストリームが、
そしてその増幅されたレプリカ又はその増幅された高調
波の一つが存在することは、物標が検出ゾーンの中に存
在することを指示する。
は以下に説明されるであろう。2つの信号がレーダ・シ
ステム10により同時に発生される、該2つの信号は送
信信号と基準信号とである。送信信号は、マイクロ波ア
ンテナ16aから放射される信号であり、データ・スト
リームにモジュロ2加算されたノイズコードにより搬送
波(LO)を二相変調することにより発生される。基準
信号は、ノイズコードの遅延されたレプリカにより搬送
波を二相変調することにより発生される。
スバンド積分器及び増幅器19は一緒になって、基準信
号及び戻された受信信号を入力として有する相関器21
を形成する。コードは、コード遅延ユニット14におい
て、送信されたLO信号を変調するコードに対して所定
の量だけ遅延される。受信された信号は、レーダ・シス
テム10からある距離離れた物標から離れて散乱され、
従って、次の式により与えられる時間だけ送信基準信号
に対して遅延されてしまう。
り、tRは距離遅延である。
れた時間遅延tと一致すると、相関器21を形成するダ
ウンコンバータ・ミクサ17及びベースバンド積分器及
び増幅器19からの出力は図9に示されるように大きく
なる。物標距離遅延が基準コード遅延tに関して1ノイ
ズコードビット長さ(チップ)内であるときは常に、相
関器21からの出力はその最小値より増大する。単純に
するため、この説明では、コード遅延ユニット14にお
ける所望遅延を除きいずれの電子回路においても遅延が
無いものとする。種々の非ゼロ遅延を有する実際の回路
は、固定され、且つ物標遅延から又はプログラムされた
コード遅延から独立である遅延オフセットをレーダ・シ
ステム10に導入する。
コードと混合されたデータ・ストリームを有し、そして
基準信号(遅延されたコードにより変調された搬送波)
はそのデータ・ストリームを有しないので、それら2つ
の信号が時間的に同期している又は殆どそうであると
き、そのデータ・ストリームがダウンコンバータ・ミク
サ17から現れる。この構造は「ヘテロダイン相関器」
として知られている。
・ストリームは、実際の回路においてベースバンド検出
要件を緩和するため導入されている。データ・ストリー
ムがない場合、入力信号と基準信号とが時間的に同期化
されている又は殆どそうであるとき、DC信号がダウン
コンバータ・ミクサ17から現れるであろう。DC信号
は、同期がより正確になるにつれ、図9に示されるよう
に増大し、物標の存在を指示するであろう。理論におい
て、DC増幅器が相関器21の出力を増幅するため用い
られであろう。実際の回路においては、このDC信号
は、避け難いDCオフセット及び回路バイアス・ドリフ
トと競合するのを強いられる。データ・ストリーム、こ
れは既知の周波数のAC成分に富むが、このデータ・ス
トリームが、ベースバンド信号として導入され、DCベ
ースバンド信号より容易に増幅且つ検出される独特の信
号を与える。図9に示される自己相関関数は、ベースバ
ンド積分器及び増幅器19からのデータ出力(従ってそ
のAC成分の各々)の振幅に対応する。
ることが以下に説明される。図1の議論を参照して述べ
られたように、レーダ・システム10は、ベースバンド
信号が「直角位相LO」信号が欠けているため「ドロッ
プアウト(dropout)」する特性を有する。レー
ダ・システム10がコヒーレント・ホモダイン周波数下
方変換(coherent homodyne dow
nconversion)を用いるので、戻り信号の搬
送波位相がたまたま基準信号(LO)と直角位相にある
場合、たとえノイズコードが完全に時間的に同期化され
得るにも拘わらず、相関器21の出力はゼロである。物
標の距離遅延は、基準搬送波に対して次の式により与え
られる、戻り信号搬送波における位相遅れを生じさせ
る。
て、この位相はいずれかの値であり得る。次いで、戻り
信号は、物標の距離に応じて、基準搬送波と直角位相
に、又は正確に同相で、あるいはその中間のいずれかで
あり得る。物標距離における四分の一波長のどの変化
も、相関器21の出力がピークからゼロを通ってピーク
へ戻る変化(又は、ゼロからピークを通ってゼロへの変
化、あるいはある他の類似の振幅軌跡の変化)をするこ
とをもたらす。図10は、擬似ノイズコードを例として
用いて、物標距離の関数としての、ベースバンド増幅器
の出力でのベースバンド信号の振幅を示している。な
お、搬送波の周波数は、この例についてのコード速度よ
り高い。図10に示されるように、このレーダ・システ
ムの応答は、物標がレンジ・ビン内にあるとき物標距離
における小さい変化に対してピークとゼロとを受ける。
幅変動は、多くの方法で排除され得るが、そのうちの2
〜3を以下に記載する。図2を参照すると、図2は、基
準信号の搬送波周波数を戻り信号に対してシフトするた
めオフセット発振器22を含むレーダ・システム10a
を示す。スプリッタ26及び第2のミクサ27が、局部
発振器源15からの信号とオフセット発振器22からの
信号とを混合するため採用されている。送信され且つ戻
された信号はそのノイズをデータ・ストリームに加算さ
せない。何故ならこれは必要がないからである。物標
が、戻りコードと基準コードとが同じ(又はそれに近
い)遅延を有するように距離を有すると、ダウンコンバ
ータ・ミクサ17が、送信搬送波と基準搬送波との差で
ある周波数で連続波を出力する。この差周波数は、オフ
セット発振器22の周波数に等しい。この場合の相関器
21の出力がAC信号であるので、データ・ストリーム
は導入されない。基準搬送波と戻り搬送波とは、たとえ
位相がコヒーレントであっても、物標距離依存の位相オ
フセットと反対の周波数オフセットを有するので、±1
コード・ビットの相関遅延間隔内に振幅ゼロはない。ベ
ースバンド積分器及び増幅器19が、オフセット発振器
22の周波数に中心付けされた帯域通過フィルタ(BP
F)23に結合され、該帯域通過フィルタ23に検出器
24が続く。検出器24のDC出力は、例えば擬似ノイ
ズコードを用い、物標距離遅延の関数として図9に示さ
れている。検出器24がスレッショルドVthを越える
と、スレッショルド比較器25は論理状態を変え、物標
が単一レンジ・ビン内に存在することを指示する。
除するなお別の実現方法は、図6に示されるように、2
つのダウンコンバータ・チャンネル31、32を含むI
/Q受信機30を用いることである。図1に示されるよ
うな「同相」チャンネル31の使用に加えて、「直角位
相」基準チャンネル32が図6に示されるように形成さ
れる。パワー分割器(PD)28が用いられ、データと
搬送波信号とをそれぞれのチャンネル31、32に結合
する。局部発振器信号(LO)が、I及びQのダウンコ
ンバータ・ミクサ17a、17bに、互いが90度ずれ
た位相出力ポート33を有するパワー分割器により結合
される。それぞれのチャンネル31、32のベースバン
ド積分器及び増幅器19a、19bの出力が処理34
(二乗して加算)され、二乗和平方根振幅を生成し、該
二乗和平方根振幅は検出器24及びスレッショルド比較
器25を通され、物標の存在を指示する信号を発生す
る。
はI/Qヘテロダイン相関器が実現されている。受信機
の相関器セクションのみが図6及び図7に示されてい
る。基準搬送波と戻り搬送波とが直角位相にあると、戻
り搬送波は直角位相基準に同相であり、次いでその相関
器はノイズコード自己相関関数の包絡線により許される
最大出力振幅を有する。ベースバンドI及びQチャンネ
ル31、32の二乗和平方根振幅は物標距離遅延の関数
として図9の自己相関曲線に従い、物標がレンジ・ビン
内にあるときゼロでない。
処理することにより、物標半径運動の方向と速度とが決
定され得る。処理は、ベースバンド信号をデータ信号又
はその高調波と混合してベースバンドにおけるいずれの
ドップラ周波数を直接抽出し、次いでカルマス(Kal
mus)フィルタによりフィルタリング又はI及びQの
ドップラ・チャンネルをディジタル化することを含む。
1について種々の形態が用いられ得る。例えば、コスト
の節約は、図3に示されるヘテロダイン相関器21を図
4に示されるインライン相関器21aと置換することに
より実現され得る。図6はインラインのI/Q相関器2
1a(図4)を示し、図7はヘテロダインのI/Q相関
器21(図3)を示す。双方の受信機相関器21及び2
1aは良く動作するが、ヘテロダイン相関器21は干渉
信号に対してより高い抵抗を有する。
するため、送信搬送波は、多数の方法によりノイズ符号
化の前に変調され得る。ディジタル波形又はアナログ波
形を用いて、ノイズ符号化の前に搬送波を振幅変調又は
角度変調あるいはそれらの組み合わせ変調し得る。ノイ
ズ符号化は、多相変調、二相変調及び振幅変調のうちの
いずれかで有り得る。しかしながら、本発明は、周波数
ホッピング(hopping)又はチャープ(chir
p)・システムと反対に直接シーケンス変調(dire
ct sequence modulation)に制
限される。
ステム10におけるACベースバンドの実現は、データ
・ストリーム(モジュロ2加算)をノイズコードと排他
的論理和をとることにより達成され、この実現の単純さ
(1個のEXORゲートの使用)を実証している。デー
タが、このようにしてPNコード又は真性ノイズコード
のいずれかに加えられ得る。データ・ストリームは方形
波である必要はない。データは、検出を向上させるよ
う、又は干渉の排除を向上させるよう働くいずれの独特
の又は認め得るビットシーケンスで有り得る。
遅延を与え、該固定遅延を通って基準信号ノイズコード
が転送され、単一レンジ・ビン・レーダ・システム10
を作る。レーダ・システム10は、アナログ又はディジ
タルのいずれかの実現においてプログラム可能であり得
る。レーダ・システム10をプログラム可能にし、そこ
でノイズコードに与えられる遅延が電子制御下にあるこ
とにより、多数のレンジ・ビンを実行し得る。このプロ
グラム可能性は、インライン及びヘテロダインの相関器
21、21aの双方において図6及び図7に示されてい
る。アナログ遅延ユニット14は、長さを変える信号経
路のシステムと、異なる遅延に切り替えるスイッチとか
ら構成し得る。アナログ遅延ユニット14が用いられる
場合、「ノイズコード」は、別個のビット・ストリーム
である必要はないが、放射された放出物が拡散スペクト
ラムであるように搬送波を変調することができるいずれ
のランダム波形で一般にあり得る。
理信号を入力及び出力として利用し、種々の方法で実現
され得る。フィールドテストのレーダ・システム10に
組み込まれたディジタル遅延ユニット14(図5)は、
カスケードのD型フリップフロップであり、そこでは各
出力がn:1マルチプレクサを介して送られ、こうして
遅延を精密に1コード・ビットだけシフトする。この技
術における遅延シフトの精密さは、D型フリップフロッ
プがコード発生器クロックにより同時にクロックされる
ことから達成される。
め、また広帯域波形が現実世界の物標と相互作用する仕
方を研究するため構成されたレーダ・システム10が図
5に示されている。このテスト用のレーダ・システム1
0は、単純化のため、唯一つの受信機チャンネルのみを
用い、オフセット発振器を用いていない。ベースバンド
・セクションは、データ波形の基本高調波を抽出して増
幅する。なお、そのデータ波形は10KHzの方形波で
ある。インライン変調器が単純さのため選択された。フ
ィールド・データは、かなりのレンジ深さの大きさを持
つ物標が用いられたときでさえ図10において予想され
るシステム応答を示した。
のための駐車補助及び/又は渋滞のレンジング・レーダ
・システム10としての使用を意図されている。このレ
ーダ・システム10はI/Qインライン相関器21を用
いている。データ源12から導出された方形波データ・
ストリームは、ノイズコード発生器11により発生され
送信波形を変調する擬似ノイズコードと排他的論理和が
とられる。そして、ベースバンド・セクションは、デー
タ波形の基本高調波を抽出する。I及びQのチャンネル
は、レンジ・ビン全体にわたって連続検出するため二乗
され次いで加算される(34)。シーケンサ36により
制御されるプログラム可能なディジタル遅延ユニット1
4が用いられ、レンジ・ビンの位置を順次変える。この
レーダ・システム10は、レンジ・ビンを隣接位置を通
って連続的にステップ状に進め、物標検出を適切にテス
トするのに十分長く各位置に留まり、そして、物標がレ
ンジ・ビン内に存在する場合各レンジ・ビンと関連した
インディケータ(マルチプレクサ35により駆動され
る)を付勢する。こうして、距離適用範囲のいずれの所
望の領域が、精密な距離分解能を有して、達成され得
る。レンジ・ビン位置が走査され得る速度は、ベースバ
ンド増幅器及び検出器の応答時間(帯域幅)により制御
される。プログラム可能なコード遅延ユニット14は、
ディジタル・フリップフロップを遅延要素として用い、
オーバラップする検出相関応答のバンク(bank)
(図9)を設定して、1チップ(ノイズコード・ビッ
ト)間隔で変えられる。当該検出相関応答のピークは精
密に1チップ時間だけ分離される。
レーダ・システムが開示された。記載された実施形態
は、本発明の原理の適用を表す多くの特定の実施形態の
一部を単に例示するものと理解されるべきである。多数
の及び変形された他の構成が本発明の範囲から離れるこ
となく当業者には容易に案出され得ることは明らかであ
る。
ムのブロック図である。
の第2の実施形態のブロック図である。
のタイプのうちの一つを示す図である。
のタイプのうちの別の一つを示す図である。
ステムのブロック図である。
インライン相関器を採用した直角位相受信機構造を示す
図である。
ヘテロダイン相関器を採用した直角位相受信機構造を示
す図である。
むレーダ・システムのブロック図であり、レンジ・ゲー
ト遅延を周期的要領で連続的に変え、一方多数のレンジ
・ビンをカバーするため各レンジ・ビンに対して適切な
インディケータを多重化する概念を示す図である。
関関数を示す図である。
延の関数としての出力を示す図である。
Claims (10)
- 【請求項1】 ノイズコードを発生するノイズコード発
生器と、 データ・ビット・ストリームを発生するデータ源と、 前記データ源から導出されたデータをノイズコードに埋
め込むミクサと、 局部発振器信号を発生する局部発振器マイクロ波源と、 局部発振器信号をデータ・ビット・ストリームに従って
変調して被変調局部発振器信号を生成する送信位相変調
器と、 当該被変調局部発振器信号を送信する送信マイクロ波ア
ンテナと、 物標から反射された被変調局部発振器信号を受信する受
信マイクロ波アンテナと、 ノイズコードを遅延するコード遅延手段と、 局部発振器信号を前記の遅延されたノイズコードに従っ
て変調する受信位相変調器と、 前記の遅延されたノイズコードと、前記物標から反射さ
れ受信された被変調局部発振器信号とを相関させ、且つ
前記物標の存在を指示するデータを出力する相関器と、
を備える連続波広帯域精密距離測定レーダ装置。 - 【請求項2】 前記相関器がヘテロダイン相関器を備え
る請求項1記載の装置。 - 【請求項3】 前記相関器がインライン相関器を備える
請求項1記載の装置。 - 【請求項4】 前記相関器がI/Qインライン相関器を
備える請求項1記載の装置。 - 【請求項5】 前記相関器が、前記受信マイクロ波アン
テナと前記受信位相変調器とに結合されたダウンコンバ
ータ・ミクサと、前記ダウンコンバータ・ミクサに結合
されデータをレーダ装置から出力するベースバンド積分
器及び増幅器とを備える請求項1記載の装置。 - 【請求項6】 局部発振器信号の搬送波周波数を戻り信
号に対してシフトするオフセット発振器手段を更に備え
る請求項1記載の装置。 - 【請求項7】 ノイズコードを発生するノイズコード発
生器と、 局部発振器信号を発生する局部発振器マイクロ波源と、 局部発振器信号をノイズコードに従って変調して被変調
局部発振器信号を生成する送信位相変調器と、 当該被変調局部発振器信号を送信する送信マイクロ波ア
ンテナと、 物標から反射された被変調局部発振器信号を受信する受
信マイクロ波アンテナと、 ノイズコードを遅延するコード遅延手段と、 局部発振器信号を前記の遅延されたノイズコードに従っ
て変調する受信位相変調器と、 前記の遅延されたノイズコードと、前記物標から反射さ
れ受信された被変調局部発振器信号とを相関させ、且つ
前記物標の存在を指示するデータを出力する相関器と、
を備える連続波広帯域精密距離測定レーダ装置。 - 【請求項8】 局部発振器信号の搬送波周波数を戻り信
号に対してシフトするオフセット発振器手段を更に備え
る請求項7記載の装置。 - 【請求項9】 前記オフセット発振器手段が、オフセッ
ト発振器と、前記局部発振器マイクロ波源、前記オフセ
ット発振器及び前記受信位相変調器に結合されたミクサ
とを備える請求項7記載の装置。 - 【請求項10】 前記相関器がI/Qインライン相関器
を備える請求項7記載の装置。
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