FR2580080A1 - Proximity-detecting CW radar system - Google Patents

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Abstract

A proximity-detecting radar system in which the transmitted signal is 0, pi -modulated by a pseudo-random sequence from the generator 8 consisting of a shift register controlled by a clock 9, the signal received after reflection by a target 12 being correlated with a signal corresponding to the modulation sequence but delayed by a time equivalent to that taken for the outward and return path. According to the invention, the period of the signal emitted by the clock 9 is equal to the duration of 1 bit of the pseudo-random sequence from the generator 8 and this clock signal is used to produce a two-phase modulation 10 of the delayed pseudo-random sequence before its correlation with the received signal. This proximity-detecting radar system is intended for use on targets or proximity fuses for intercepting missiles.

Description

RADAR DE PROXIMETRIE A EMISSION CONTINUE
La présente invention est relative aux radars de proximétrie à émission continue qui mettent en oeuvre des dispositifs de corrélation utilisant des séquences logiques binaires.PROXIMETRY RADAR WITH CONTINUOUS TRANSMISSION
The present invention relates to continuous emission near-miss radars which implement correlation devices using binary logic sequences.

Les radars à émission continue peuvent utiliser des modes variés de modulation. Les deux modes les plus utilisés sont la modulation de fréquence et la modulation par des séquences logiques binaires dites pseudo-aléatoires. De telles séquences sont caractérisées par le fait qu'elles comportent, à un bit prés, un nombre égal de bits au niveau logique "O" et au niveau logique "1". Ce procédé de modulation et les dispositifs associés de mise en oeuvre ont été largement décrits, notamment dans le brevet français74.33247 déposé le 27 septembre 1974 par la
Société Demanderesse.Continuous emission radars can use various modes of modulation. The two most used modes are frequency modulation and modulation by so-called pseudo-random binary logic sequences. Such sequences are characterized by the fact that they comprise, with one bit near, an equal number of bits at logic level "O" and at logic level "1". This method of modulation and the associated implementation devices have been widely described, especially in the French patent74.33247 filed September 27, 1974 by the
Applicant company.

Dans ces dispositifs de l'art antérieur, le signal émis par le radar de proximétrie est modulé par une séquence binaire pseudo-aléatoire issue d'un générateur constitué d'un registre à décalage de n bascules, piloté par une horloge formant ainsi un code de 2n-1 bits, et le signal reçu est corrélé avec une séquence pseudo-aléatoire, identique à celle de la modulation mais retardée d'une valeur ? . La fonction de corrélation obtenue est représentée à la figure 1 annexée. Lorsque le retard nul correspond exactement au trajet aller et retour de l'onde émise, par exemple après réflexion sur une cible, cette fonction de corrélation est maximale, par contre elle.In these devices of the prior art, the signal emitted by the proximity radar is modulated by a pseudo-random bit sequence derived from a generator consisting of a shift register of n flip-flops, driven by a clock thus forming a code of 2n-1 bits, and the received signal is correlated with a pseudo-random sequence, identical to that of the modulation but delayed by a value? . The correlation function obtained is shown in the appended FIG. When the zero delay corresponds exactly to the path of the transmitted wave, for example after reflection on a target, this correlation function is maximum, against it.

décroit linéairement de part et d'autre de ce maximum pour atteindre une valeur résiduelle faible pour un décalage temporel correspondant à + 1 bit de la séquence binaire pseudo-aléatoire. Cette valeur résiduelle, due à la différence entre le nombre de bits au niveau logique "O" et au niveau logique "1" est égale à
1 fois l'amplitude du maximum.linearly decreases on either side of this maximum to reach a low residual value for a time shift corresponding to + 1 bit of the pseudo-random bit sequence. This residual value, due to the difference between the number of bits at logic level "O" and at logic level "1" is equal to
1 times the amplitude of the maximum.

2"-1
Soit N le nombre entier tel que la longueur du code soit égale à 2N+1 , la composition du code est de N+1 "1" et N "0" . Ceci est illustré par l'exemple ci-après qui montre la valeur d'autocorrélation pour tous les déphasages d'un registre à décalage à trois bascules générant un code binaire de 7 bits.2 "-1
Let N be the integer such that the length of the code is equal to 2N + 1, the composition of the code is N + 1 "1" and N "0". This is illustrated by the example below which shows the autocorrelation value for all phase shifts of a three-flip shift register generating a 7-bit binary code.

Dans cet exemple, la séquence initiale choisie est "1110010".

Figure img00020001
In this example, the initial sequence chosen is "1110010".
Figure img00020001

<tb><Tb>

I <SEP> I <SEP> I <SEP> I <SEP> I
<tb> Décalage <SEP> Séquence <SEP> Accords <SEP> Désaccords <SEP> A <SEP> - <SEP> D
<tb> I <SEP> I <SEP> I <SEP> I
<tb> I <SEP> I <SEP> I <SEP> I
<tb> I <SEP> 1 <SEP> I <SEP> 0111001 <SEP> 1 <SEP> 3 <SEP> 1 <SEP> 4 <SEP> 1 <SEP> -1 <SEP> I
<tb> 2 <SEP> 2 <SEP> I <SEP> 1011100 <SEP> 1 <SEP> 3 <SEP> 1 <SEP> 4 <SEP> i <SEP> -1 <SEP> I
<tb> 3 <SEP> 3 <SEP> 0101110 <SEP> 1 <SEP> 3 <SEP> 1 <SEP> 4 <SEP> <SEP> I <SEP> -l <SEP> I <SEP>
<tb> 4 <SEP> 4 <SEP> I <SEP> 0010111 <SEP> 1 <SEP> 3 <SEP> 1 <SEP> 4 <SEP> I <SEP> -l
<tb> I <SEP> 5 <SEP> I <SEP> 1001011 <SEP> 1 <SEP> 3 <SEP> 1 <SEP> 4 <SEP> 1 <SEP> -1 <SEP> I
<tb> 6 <SEP> 6 <SEP> I <SEP> 1100101 <SEP> 1 <SEP> 3 <SEP> 1 <SEP> 4 <SEP> <SEP> I <SEP> -l <SEP> I <SEP>
<tb> I <SEP> O <SEP> I <SEP> 1110010 <SEP> 1 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> 0 <SEP> 1 <SEP> 7 <SEP> I <SEP>
<tb>
La valeur de corrélation A-D, qui exprime la différence entre le nombre d'accords et le nombre de désaccords, est égale à -1 pour tous les décalages sauf pour le décalage nul, ou condition de synchronisation, et 2n-1=7 pour la condition de décalage nul, ce qui se traduit sur le graphe de la fonction de corrélation par un offset de 1 . Pour un décalage nul, ou condition.I <SEP> I <SEP> I <SEP> I <SEP> I
<tb> Offset <SEP> Sequence <SEP> Agreements <SEP> Disagreements <SEP> A <SEP> - <SEP> D
<tb> I <SEP> I <SEP> I <SEP> I
<tb> I <SEP> I <SEP> I <SEP> I
<tb> I <SEP> 1 <SEP> I <SEP> 0111001 <SEP> 1 <SEP> 3 <SEP> 1 <SEP> 4 <SEP> 1 <SEP> -1 <SEP> I
<tb> 2 <SEP> 2 <SEP> I <SEP> 1011100 <SEP> 1 <SEP> 3 <SEP> 1 <SEP> 4 <SEP> i <SEP> -1 <SEP> I
<tb> 3 <SEP> 3 <SEP> 0101110 <SEP> 1 <SEP> 3 <SEP> 1 <SEP> 4 <SEP><SEP> I <SEP> -l <SEP> I <SEP>
<tb> 4 <SEP> 4 <SEP> I <SEP> 0010111 <SEP> 1 <SEP> 3 <SEP> 1 <SEP> 4 <SEP> I <SEP> -l
<tb> I <SEP> 5 <SEP> I <SEP> 1001011 <SEP> 1 <SEP> 3 <SEP> 1 <SEP> 4 <SEP> 1 <SEP> -1 <SEP> I
<tb> 6 <SEP> 6 <SEP> I <SEP> 1100101 <SEP> 1 <SEP> 3 <SEP> 1 <SEP> 4 <SEP><SEP> I <SEP> -l <SEP> I <SEP >
<tb> I <SEP> O <SEP> I <SEP> 1110010 <SEP> 1 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> 0 <SEP> 1 <SEP> 7 <SEP> I <SEP>
<Tb>
The correlation value AD, which expresses the difference between the number of chords and the number of disagreements, is equal to -1 for all offsets except for the null offset, or synchronization condition, and 2n-1 = 7 for the null offset condition, which is reflected on the graph of the correlation function by an offset of 1. For a zero offset, or condition.

2n-l de synchronisation, la valeur A-D de corrélation est égale à 2n-1 = 7 , soit une valeur sur le graphe de fonction de corrélation égale à : 2n-1 =
2n-l
L'existence de cet offset ou valeur résiduelle dans la fonction de corrélation présente un inconvénient important. En effet, en présence d'un obstacle, à une distance différente de celle de la cible, on obtient des signaux parasites d'autant plus importants en amplitude que la surface radar équivalente de cet obstacle est grande par rapport à celle de la cible. Ceci est notamment le cas lorsque le radar est monté sur un engin chargé d'intercepter une cible à proximite de la surface de la mer.La surface radar équivalente de la mer n'est pas limitée comme celle de la cible à une zone relativement petite. I1 n'est pas rare d'avoir un rapport de entre ces deux surfaces radar équivalentes.2n-1 of synchronization, the correlation value AD is equal to 2n-1 = 7, ie a value on the correlation function graph equal to: 2n-1 =
2n-l
The existence of this offset or residual value in the correlation function has a significant disadvantage. In fact, in the presence of an obstacle, at a distance different from that of the target, parasitic signals are obtained which are all the greater in amplitude as the equivalent radar area of this obstacle is large compared to that of the target. This is particularly the case when the radar is mounted on a machine charged to intercept a target near the sea surface. The equivalent radar surface of the sea is not limited as that of the target to a relatively small area . It is not uncommon to have a ratio of these two equivalent radar surfaces.

La présente invention a précisément pour objet de remédier à cet inconvénient. A cet effet, dans un radar du type précité, la période du signal d'horloge est égale à la durée d' un bit de la séquence pseudo-aléatoire de modulation du signal émis et ce signal d'horloge est utilisé pour moduler de manière biphasée la séquence pseudo-aléatoire retardée avant sa corrélation avec le signal reçu.The present invention is precisely to overcome this disadvantage. For this purpose, in a radar of the aforementioned type, the period of the clock signal is equal to the duration of one bit of the pseudo-random modulation sequence of the transmitted signal and this clock signal is used to modulate biphasic pseudo-random sequence delayed before its correlation with the received signal.

Dans une forme de réalisation préférée, la modulation biphasée de la séquence pseudo-aléatoire de corrélation est effectuée au moyen d'un dispositif réalisant l'opération logique " OU exclusif
L'invention sera mieux comprise, et d'autres caractéristiques et avantages ressortiront, à la lecture de-la description ci-après, illustrée à l'aide des figures jointes dans lesquelles
- la figure 2 représente différents signaux en divers
points d'un radar conforme à l'invention,
- la figure 3 représente la fonction de corrélation
obtenue - grâce à l'invention,
- la figure 4 représente, sous forme schématique, un
radar de proximétrie conforme à l'invention.In a preferred embodiment, the two-phase modulation of the pseudo-random correlation sequence is performed by means of a device performing the logical operation "OR exclusive
The invention will be better understood, and other features and advantages will emerge on reading the description below, illustrated with the aid of the attached figures in which
- Figure 2 represents various signals in various
points of a radar according to the invention,
- Figure 3 represents the correlation function
obtained - thanks to the invention,
FIG. 4 represents, in schematic form, a
proximetry radar according to the invention.

La figure 2 montre les différents signaux utilisés dans un radar conforme à l'invention. Le signal Sm est celui d'une séquence binaire pseudo-aléatoire utilisée pour moduler le signal émis par le radar. Dans cet exemple, cette séquence est identique à celle envisagée ci-dessus, eLle s'écrit : "1110010". Figure 2 shows the different signals used in a radar according to the invention. The signal Sm is that of a pseudo-random binary sequence used to modulate the signal emitted by the radar. In this example, this sequence is identical to that envisaged above, it is written: "1110010".

Le signal H est le signal d'horloge utilisé, sa période est égale à la durée de 1 bit du signal Sm. Le signal de corrélation Sc est obtenu en modulant, de manière biphasée le signal Sm par le signal d'horloge H. La corrélation sera donc effectuée entre le signal de corrélation Sc et un signal déduit de Sm mais dont la durée de chaque bit sera égale à celle des bits de Sc, c'est-à-dire égale à la moitié de la durée des bits de la séquence initiale
SM.The signal H is the clock signal used, its period is equal to the duration of 1 bit of the signal Sm. The correlation signal Sc is obtained by modulating, in a two-phase manner, the signal Sm by the clock signal H. The correlation will thus be carried out between the correlation signal Sc and a signal derived from Sm but whose duration of each bit will be equal. to that of the bits of Sc, that is to say equal to half the duration of the bits of the initial sequence
SM.

Dans l'exemple représenté, chaque bit de la séquence initiale Sm sera dédoublé et cette séquence s'écrira "11111100001100". La séquence de corrélation Sc s'écrit "01010110100110". Le tableau ci-après donne, pour cet exemple, la valeur d'autocorrélation pour tous les déphasages possibles entre Sm et Sc. Comme dans l'exemple précédent, Sm est choisie comme référence.

Figure img00050001
In the example shown, each bit of the initial sequence Sm will be split and this sequence will be written "11111100001100". The correlation sequence Sc is written as "01010110100110". The following table gives, for this example, the autocorrelation value for all possible phase shifts between Sm and Sc. As in the previous example, Sm is chosen as a reference.
Figure img00050001

<tb><Tb>

<SEP> I <SEP> I <SEP> I <SEP> I <SEP> I
<tb> I <SEP> Décalage <SEP> I <SEP> <SEP> Séquence <SEP> Sc <SEP> Accords <SEP> Désaccords <SEP> A <SEP> - <SEP> D
<tb> <SEP> I <SEP> I <SEP> I <SEP> I
<tb> <SEP> I <SEP> I <SEP> I <SEP> I
<tb> I <SEP> 0 <SEP> <SEP> 1010101101001101 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> o <SEP>
<tb> I <SEP> 1 <SEP> 1001010110100111 <SEP> 3 <SEP> 1 <SEP> 11 <SEP> 1 <SEP> -8 <SEP> I <SEP>
<tb> 2 <SEP> 2 <SEP> 10010101101001 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> <SEP> 0 <SEP>
<tb> 3 <SEP> 3 <SEP> 1110010101101001 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> 0 <SEP>
<tb> 4 <SEP> 4 <SEP> 1011001010110101 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> o <SEP> I <SEP>
<tb> 5 <SEP> 5 <SEP> 1001100101011011 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> o <SEP>
<tb> <SEP> 6 <SEP> 10011001010110 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> 0 <SEP> I
<tb> i <SEP> 7 <SEP> 1010011001010111 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> o <SEP>
<tb> 8 <SEP> s <SEP> <SEP> 1101001100101011 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> 0
<tb> 9 <SEP> 9 <SEP> 1110100110010101 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> o <SEP> I
<tb> I <SEP> 10 <SEP> 1011010011001011 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> o <SEP> I
<tb> 11 <SEP> 10110100110010 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> o <SEP> I
<tb> <SEP> 12 <SEP> 1010110100110011 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> 0 <SEP> I
<tb> I <SEP> 13 <SEP> 1101011010011001 <SEP> 11 <SEP> 3 <SEP> 1 <SEP> +8
<tb> <SEP> 14 <SEP> 1010101101001101 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> 0 <SEP> I
<tb>
On constate que, lorsque les signaux Sm et Sc sont parfaitement en phase (décalages O et 14) la valeur de corrélation est nulle. Par contre, de part et d'autre, pour un déphasage de 1 bit (bit du code biphasé, c'est-à-dire dont la durée est égale à la moitié de celle de 1 bit initial) la valeur de corrélation passe par un maximum. On constate surtout que, pour tous les autres déphasages, la valeur résiduelle est nulle.<SEP> I <SEP> I <SEP> I <SEP> I <SEP> I
<tb> I <SEP> Offset <SEP> I <SEP><SEP> Sequence <SEP> Sc <SEP> Agreements <SEP> Disagreements <SEP> A <SEP> - <SEP> D
<tb><SEP> I <SEP> I <SEP> I <SEP> I
<tb><SEP> I <SEP> I <SEP> I <SEP> I
<tb> I <SEP> 0 <SEP><SEP> 1010101101001101 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> o <SEP>
<tb> I <SEP> 1 <SEP> 1001010110100111 <SEP> 3 <SEP> 1 <SEP> 11 <SEP> 1 <SEP> -8 <SEP> I <SEP>
<tb> 2 <SEP> 2 <SEP> 10010101101001 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP><SEP> 0 <SEP>
<tb> 3 <SEP> 3 <SEP> 1110010101101001 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> 0 <SEP>
<tb> 4 <SEP> 4 <SEP> 1011001010110101 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> o <SEP> I <SEP>
<tb> 5 <SEP> 5 <SEP> 1001100101011011 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> o <SEP>
<tb><SEP> 6 <SEP> 10011001010110 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> 0 <SEP> I
<tb> i <SEP> 7 <SEP> 1010011001010111 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> o <SEP>
<tb> 8 <SEP> s <SEP><SEP> 1101001100101011 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> 0
<tb> 9 <SEP> 9 <SEP> 1110100110010101 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> o <SEP> I
<tb> I <SEP> 10 <SEP> 1011010011001011 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> o <SEP> I
<tb> 11 <SEP> 10110100110010 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> o <SEP> I
<tb><SEP> 12 <SEP> 1010110100110011 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> 0 <SEP> I
<tb> I <SEP> 13 <SEP> 1101011010011001 <SEP> 11 <SEP> 3 <SEP> 1 <SEP> +8
<tb><SEP> 14 <SEP> 1010101101001101 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> 7 <SEP> 1 <SEP> 0 <SEP> I
<Tb>
It can be seen that when the signals Sm and Sc are perfectly in phase (shifts O and 14) the correlation value is zero. On the other hand, on both sides, for a phase shift of 1 bit (bit of the biphase code, ie whose duration is equal to half of that of 1 initial bit), the correlation value goes through a maximum. Above all, it can be seen that for all the other phase shifts, the residual value is zero.

La figure 3 représente la fonction de corrélation ainsi obtenue. On voit que la courbe de corrélation proprement dite est toujours d'une largeur égale à deux bits de la séquence initiale. De plus, pour la corrélation en phase, l'amplitude est nulle, ce qui permet une meilleure détermination de ce point, donc du retard P , donc de la distance à mesurer.Figure 3 shows the correlation function thus obtained. It can be seen that the correlation curve proper is always of a width equal to two bits of the initial sequence. In addition, for the phase correlation, the amplitude is zero, which allows a better determination of this point, so the delay P, therefore the distance to be measured.

La figure 4 montre un exemple non limitatif de réalisation d'un radar conforme à l'invention. Ce radar-comporte un oscillateur local (1), un modulateur de phase 0 ou t (2), un coupleur (3), un circulateur (4), un-mélangeur transposeur (5), une antenne (6), une ligne à retard (7), un générateur de séquence-pseudo-aléatoire (8) délivrant des signaux tels que Sm de la figure 2, une horloge (9) délivrant un signal tel que H de la figure 2 et pilotant le générateur de séquence pseudo-aléatoire (8), un circuit logique du type "OU exclusif" (10) et un corrélateur (11) délivrant un signal de sortie.FIG. 4 shows a nonlimiting example embodiment of a radar according to the invention. This radar comprises a local oscillator (1), a 0 or t (2) phase modulator, a coupler (3), a circulator (4), a transposing mixer (5), an antenna (6), a line with a delay (7), a pseudo-random sequence generator (8) delivering signals such as Sm of FIG. 2, a clock (9) delivering a signal such as H of FIG. 2 and driving the pseudo sequence generator random (8), a logic circuit of the "exclusive OR" type (10) and a correlator (11) delivering an output signal.

Le fonctionnement de ce radar de proximétrie est le suivant.The operation of this proximity radar is as follows.

Le signal haute fréquence issu de l'oscillateur local (1) est modulé en phase 0 ou > au rythme de la séquence pseudoaléatoire issue du générateur pseudo-aléatoire-(8). Ce signal alimente l'antenne (6) au travers du circulateur (4). Une onde est émise puis est réfléchie par une cible (12). Le signal réfléchi par la cible (12) est transmis au mélangeur transposeur (5). Le signal transposé par battement avec le signal venant du coupleur (3) est correlé avec un signal semblable au signal Sc de la figure 2, et qui est obtenu par la combinaison du signal Sm avec le signal d'horloge H issu de l'horloge (9). Le signal issu du corrélateur (11) a une amplitude fonction de la différence de retard entre le trajet aller et retour cible-radar et la valeur t de la ligne à retard (7).L'amplitude de la fonction de corrélation f(t) est semblable à celle illustrée par la figure 3. Il est ainsi possible en suivant l'évolution de cette amplitude de la corrélation au niveau du signal de déterminer la- 5fonction d=g(t) où d est la distance entre le radar et la cible. Sur la figure 3, il est possible de changer la graduation temporelle en abscisse par une graduation en distance.Dans ce cas, les distances importantes étant à droite de la courbe de corrélation, le passage d'une cible à une distance quasi nulle du radar donnera un signal en sortie du corrélateur (11) correspondant à O puis un signal dont l'amplitude correspond au passage successif sur la courbe de corrélation des points A, B, C, D et E, puis un signal nul correspondant à l'intervalle OE puis de nouveau le passage des points E, D,
C, B, A pendant la phase d'éloignement de la cible par rapport au radar.The high frequency signal from the local oscillator (1) is modulated in phase 0 or> at the rhythm of the pseudo-random sequence from the pseudo-random generator (8). This signal feeds the antenna (6) through the circulator (4). A wave is emitted and is reflected by a target (12). The signal reflected by the target (12) is transmitted to the transposing mixer (5). The beat-transposed signal with the signal from the coupler (3) is correlated with a signal similar to the signal Sc of Fig. 2, and which is obtained by the combination of the signal Sm with the clock signal H from the clock (9). The signal from the correlator (11) has an amplitude depending on the delay difference between the target-to-radar return and return path and the t value of the delay line (7). The magnitude of the correlation function f (t ) is similar to that illustrated in FIG. 3. It is thus possible by following the evolution of this amplitude of the correlation at the signal level to determine the function d = g (t) where d is the distance between the radar and target. In Figure 3, it is possible to change the time scale in abscissa by a distance scale. In this case, the important distances being to the right of the correlation curve, the passage of a target to a near zero distance from the radar. will give a signal at the output of the correlator (11) corresponding to O and a signal whose amplitude corresponds to the successive transition on the correlation curve of the points A, B, C, D and E, then a zero signal corresponding to the interval OE then again the passage of points E, D,
C, B, A during the phase of distance from the target with respect to the radar.

Dans le dispositif de la figure 4, ne sont pas représentés les différents dispositifs intermédiaires tels que notamment les filtres et amplificateurs qui sont connus de l'homme de l'art.In the device of Figure 4, are not shown the various intermediate devices such as filters and amplifiers that are known to those skilled in the art.

Ce dispositif peut naturellement comporter plusieurs voies de réception identiques sans sortie du domaine de l'invention.This device can naturally have several identical reception channels without leaving the field of the invention.

Dans ce cas, pour chaque voie, la valeur du retard ? est différente de manière à décaler les courbes de corrélation.In this case, for each channel, the value of the delay? is different in order to shift the correlation curves.

I1 est également possible, sans sortir du cadre de l'invention, d'utiliser des séquences pseudo-aléatoires différentes pour les voies émission et reception et de séparer complètement les voies émission et réception en supprimant le circulateur (4) et en ajoutant une, seconde antenne.  It is also possible, without departing from the scope of the invention, to use different pseudo-random sequences for the transmission and reception channels and to completely separate the transmission and reception channels by suppressing the circulator (4) and adding one, second antenna.

Claims (2)

REVENDICATIONS 1. Radar de; proximétrie à émission continue du genre dans lequel le signal émis par un émetteur est modulé par une séquence pseudo-aléatoire issue d'un générateur constitué d'un registre à décalage piloté par une horloge, le signal reçu étant corrélé avec un signal correspondant à la séquence pseudo-aléatoire issu du générateur mais retardé d'un temps équivalent à un aller et retour de l'onde sur le trajet à mesurer, caractérisé en ce que, la période du signal d'horloge (H) est égale à la durée de 1 bit de la séquence pseudo-aléatoire (Sm) issue du générateur (8) et en ce que ce signal d'horloge (H) est utilisé pour moduler de manière biphasée la séquence pseudo-aléatoire retardée avant sa corrélation avec le signal reçu.1. Radar of; continuously transmitting proximetry of the kind in which the signal emitted by a transmitter is modulated by a pseudo-random sequence derived from a generator constituted by a shift register driven by a clock, the received signal being correlated with a signal corresponding to the pseudo-random sequence from the generator but delayed by a time equivalent to a round trip of the wave on the path to be measured, characterized in that the period of the clock signal (H) is equal to the duration of the 1 bit of the pseudo-random sequence (Sm) from the generator (8) and in that this clock signal (H) is used to biphasically modulate the delayed pseudo-random sequence before it correlates with the received signal. 2. Radar de proximétrie selon la revendication 1, caractérisé en ce que la modulation biphasée de la séquence pseudoaléatoire de corrélation est effectuée au moyen d'un dispositif (10) réalisant l'opération logique "QU exclusif". 2. Proximetry radar according to claim 1, characterized in that the two-phase modulation of the pseudo-random correlation sequence is performed by means of a device (10) performing the logic operation "exclusive QU".
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