JPS6293677A - 障害物検知装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は障害物までの距離を測定するレーダーに係り、
特に自動車に使用するに好適な障害物検知装置に関する
。

〔発明の背景〕

従来、Ｒ波を利用して、障害物までの距離を測定する障
害物検知装置としては、第２図に示す構成のものが知ら
れている（特開昭４９−１１０９２号公報、特開昭５２
−４９７９０号公報）。

これは、高周波発振部１で発生している高周波を、パル
ス発生部２３で発生させた単発パルスで駆動されている
パルス変調部２２に供給し、送信アンテナ４がら空間に
、パルス変調された電波として放射する。

この放射波は、障害物５０が有ると、そこで反射し、そ
の反射波は、受信アンテナ５で受信され。

増幅２周波数変換され、コンパレータ２５で復調され、
もとのパルス波形に整形される。ここで、パルス発生部
２３で発生させたパルスをスタート信号、コンパレータ
２５で整形したパルスをストップ信号とし、時間計測部
２６でクロック２４を使用して、送受信間の電波の伝搬
時間を計数し。

これから距離を算出する方式が一般的である。

しかし、この方式では、第３図に示すように。

送信パルスに対する受信パルスの伝搬遅れＴが。

そのまま障害物までの距離に比例するため、送信パルス
の立上り時間ｔ、が大きいと、受信側では、障害物の電
波反射率や距離で図のように、受信パルスの波高値Ｖｒ
　が大きく変化し、ある設定電圧Ｖｔｈでパルスの生起
を判定する場合、同一距離の障害物でも受信パルスの波
高値はｖ目１Ｖｒ２と異なり、その結果１時間計測誤差
ΔＴが生じてしまう、このため、送信パルスの立上り時
間ｔｒは、障害物検知装置として一般的に要求される距
離分解能１ｍを考えると、電波が２ｍ（障害物までの電
波の伝搬路は、障害物までの距離の２倍になる）進む時
間、即ち、約６ｎＳ以下である必要があり。

このため、電波の占有帯域が広く必要になる。例えば、
上記の条件でも約２００ＭＨｚの周波数帯域が必要にな
る。

しかし、実用上からは、このように広い帯域の占有は許
され難く、また、耐電波ノイズ性が弱くなるので信頼性
が下がり、実用的でなくなる。特に、この耐電波ノイズ
性の弱化に伴う信頼性の低下の問題は大きく１例えば第
４図に示すように、自車１００が障害物５０からの電波
を受信しているときに対向車１０１があり、このときに
帯域幅が広いと、これからの電波が直接、自軍１００に
受信され、この結果、障害物５０からの反射波がマスク
されて距離測定力５不可能になるので、実用化が極めて
困難になってしまう。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、上記した従来技術の欠点を除き、使用
電波の占有帯域幅を充分に小さく保ちながら、しかも充
分な精度を保つことができるようにした障害物検知装置
を提供するにある。

〔発明の概要〕

この目的を達成するため、本発明は、パルス波に代えて
時間的に相関をもった信号によって変調した連続波を送
信し、これにより送信から受信までの電波の伝搬時間の
計測が行えるようにした点を特徴とする。

〔発明の実施例〕

以下、本発明の一実施例を第１図により説明する。

障害物５０を検出するための信号は、高周波発振部１．
雑雑音量発器（ＰＮＧ）８．分周器１０゜クロック回路
１４．ミキサ２．増幅部３．アンテナ４とから成る送信
系により発射される。

一方受信系は、アンテナ５．増幅部６２周波数変換部７
．！！延回路９．相関器１１．検波器１２゜コンパレー
タ１３から成り立っている。

発信部１では一定の周波数１例えば１０ＧＨｚ程度の高
周波を発生し、ミキサ２においてＰＮＧ８の出力により
２相位相変調を行う。ＰＮＧ８はいわゆる最大周期符号
列（ｍ系列）などの擬似ランダム雑音符号を発生するも
ので、この符号は鋭い自己相関特性を有するので好適で
ある。なお、ｍ系列の自己相関は、符号のビット幅をＴ
とすると、±Ｔの幅を有する。そして、この相関特性が
。

障害物検知の分解能を左右する。したがって、符号のビ
ットレートは高い程合解能が改善される。

本実施例では、１００ＭＨｚとしであるので、±１０ｎ
Ｓの相関の幅があり、これは距離に直すと±３ｍとなる
が、往復の時間に対応していることを考慮すると±１．
５ｍに相当する。ＰＮＧ８のクロックはクロック回路１
４の出力を２分周して得ている。もちろん、相関のピー
クを正確に検知できると、距離精度は更に良くなるとい
うことはいうまでもない。

ミキサ２において変調された信号は、適当なレベルまで
増幅部３において増幅されて、アンテナ４から電磁波の
形で放射される。

障害物５０が存在すると、電磁波の一部は反射されて、
アンテナ５により受信され、増幅部６により増幅され１
周波数変換部７により信号処理を行いやすい帯域まで１
周波数変換を行う。

次に受信信号は、遅延回路９により遅延された雑音符号
と相関器１１において相関がとられる。

従って、相関器１１の出力は１反射波がないときは、雑
音だけであり１反射波が存在しても、遅延回路９の遅延
量が適当でないとき、すなわち、障害物５０への往復の
電波伝搬時間に遅延量が等しくないと、やはり、雑音の
みである。そして、相互の時間差が、第５図に示したよ
うに±Ｔ以内に入って来ると、ここで始めて雑音以上の
振幅の信号が相関器出力に現われるようになり、それが
完全に一致すると、ピーク値を取る６なお相関器１１の
出力は、交流の形式である場合が普通であり、その場合
、ダイオード等により検波した後。

コンパレータ１３により一定値以上のレベルのものを検
出するようにしである。

検知範囲（本実施例では１．５ｍ〜１５０ｍ）をカバー
するために、一定周期で遅延量をスイープするようにし
である。そのため遅延回路９においてＰＮＧ８の出力を
可変的に遅延させ、その遅延量は、距離情報として出力
される。遅延回路の具体例については後述する。

遅延回路９を連続可変な形で実現するのは困難であるの
で、本実施例では離散的な遅延特性としである０本実施
例では、検知範囲を１，５ｍ〜１５０ｍとしたので遅延
回路９の遅延量は１０ｎＳ〜１μｓ′となる。ここで遅
延のステップ幅が問題となる。すなわち、ステップ幅は
第５図から明らかなように、少なくとも符号の周期以上
でなけれなならない０例えば、符号の周期としてＴを選
んだ場合、第５図に示した相関特性は第６図のように劣
化する。すなわちピークのレベルも低下し、更に、ピー
クの位置がずれるという欠点が顕著になる。そこで、本
実施例では、チップ周期の半分子／２をステップ幅とし
て選んである。もちろん、更に短いステップ幅としても
良い。

上記の如き、遅延回路９は第７図に示すような回路で実
現できる。入力符号は先ず１０段のシフトレジスタ９０
０〜９０８群によりシフトされる。

各々の出力（合計９出力）はスイッチ９１において、一
系統選択され１次の９段シフトレジスタ９２に入力され
る。シフトレジスタ９２の各段の出力は更にスイッチ９
３において一系統選択されて１段のシフトレジスタであ
るフリップ・フロップ９４に入力されスイッチ９５によ
り一系統選択される。フリップ・フロップ９４は入力ク
ロック（２ｆ）によりクロッキングされ、シフトレジス
タ９００〜９０８および９２は半分のクロック周波数で
クロッキングされる。したがって、２ｊのクロックを基
準として０から１９９ステツプの遅延量シフトが可能と
なる。

第８図に他の遅延回路の一実施例を示しである。

本回路は、送信側のＰＨ１０と全く同じ構成のＰＮ０９
Ｃを設けておき、ＰＮＧ９Ｃのクロックパルスを間引く
ことにより遅延出力を得るというものである。

まず、発振器９Ｆにより適当な周波数の信号を得、それ
をカウンタ９Ｄにより分周して定期的に間引きパルスを
発生する。間引パルスを受けてパルス除去回路９Ａはク
ロック入力からパルスを除去する。フリップ・フロップ
９Ｂで分周してやることにより、ＰＮＧ９Ｃの出力の位
相は１８０’遅らされる。このような動作を繰り返し、
１９９クロツクに相当する遅延が達成されると、デコー
ダ９Ｅは、カウンタ９Ｄの出力をデコードすることによ
り、制御パルスを発生し、ＰＨ１０のデータをＰＮ０９
Ｃに並列的にロードすることにより両ＰＮＧの同期化を
図るようにしている。

具体的に言えばＰＮＧ８および９Ｃは複数段のシフトレ
ジスタから成っており、ＰＮＧ８のシフトレジスタ内容
をＰＮ０９Ｇに移すことを言う。

第９図には障害物が存在する時の信号の例にっいて示し
である。同図Ａに示すような配置関係で障害物が存在す
ると、同図已に示すように遅延量を変化させた場合障害
物までの距離Ｌｌ、　　およびＬ２に対応して同図Ｃの
ごとく、検波出力が得られる。遠くの障害物に対応する
検波出力は、レベルが小さくなり、一定のスレツシヨウ
ルドを設けた場合、遠くのもが検知しにくくなる可能性
が高くなる。この弊害を除くため１本実施例では、遅延
量に比例させて、受信系の増幅器６のゲインを増大させ
ている。このような補正をした結果が第９図りに示すも
のであり、遠近に拘らず、はぼ等しい検波出力が得られ
るようになる。

次に１本実施例における相関器１１には種々のものが考
えられるが１表面弾性波（ＳＡＷ）デバイスや電荷結合
素子（ＣＯＤ）あるいはディジタルマツチドフィルタ　
（ＤＭＦ）などのように、並列的に相関をとる形式を処
理時間の短縮のために用いている。

ところで、第７図、第８図に示した遅延回路の例では、
遅延がステップ的になされている。すなわち、検知距離
を址子化して、次々と切替えて行く訳であるが、切替え
後、相１父１出力が、上記の並列処理形では、短時間で
得られるため一周期のスイープを短かくできるという利
点がある。一方。

ミキサとフィルタを組み合せた相関器の場合には。

フィルタの帯域により、相関出力の立上り時間が制限さ
れてしまい一周期のスイープが長くなるという短所があ
るが、それほど速いスイープが要求されない場合には、
実用性は高まる。

〔発明の効果〕

以上説明したように１本発明によれば、連続波となるよ
うに変調を行っているため電力を軽減できる。例えば、
従来は１０　ｎ　Ｓ’のパルス波を１ｍＳ’の周期で出
しており、平均パワーを同じにするという条件では、１
０万分の１のピークパワーとなり著しく軽減できる。ま
た、符号の遅延時間をスイープすることにより、一定の
検知範囲の障害物を検知することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
従来例を示すブロック図、第３図は従来例の動作原理を
示す説明図、第４図は従来例の問題点を示す説明図、第
５図はｍ系列符号の相関特性を示す説明図、第６図はサ
ンプルされた相関特性の説明図、第７図は遅延回路の一
実施例を示すブロック図、第８図は遅延回路の他の一実
施例を示すブロック図、第９図は第１図の動作説明図で
ある。 １・・・高周波発振部、２・・・ミキサ、３，６・・・
増幅部、４．５・・・アンテナ、７・・・周波数変換部
、８・・・符号発生器（ＰＮＧ）、９・・遅延回路、１
０・・・分周器、１１・・・相関器、１２・・・検波器
、１３・・・コンパレータ、１４・・・クロック。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、検知対象に電波を送信する手段と、該検知対象から
   の反射電波を受信する手段を備え、上記電波の送信から
   受信までの伝搬時間により上記検知対象までの距離を検
   知する方式の障害物検知装置において、送信すべき電波
   を所定の時系列信号で変調し連続波として発射する送信
   手段と、受信した反射電波による信号から上記時系列信
   号を抽出する受信手段と、上記送信手段に供給されてい
   る時系列信号を入力とする可変遅延手段と、上記受信手
   段で抽出された時系列信号と上記可変遅延手段の出力に
   得られる時系列信号とを入力とする相関手段とを設け、
   該相関手段による相関結果が最大になつたときの上記可
   変遅延手段による遅延量に基づいて障害物までの距離を
   測定するように構成したことを特徴とする障害物検知装
   置。 ２、特許請求の範囲第１項において、上記相関手段によ
   る相関検出処理が、並列処理方式となるように構成した
   ことを特徴とする障害物検知装置。 ３、特許請求の範囲第１項において、上記受信手段で時
   系列信号に与えられる利得が、上記可変遅延手段の遅延
   量に応じて比例的に制御されるように構成されているこ
   とを特徴とする障害物検知装置。 ４、特許請求の範囲第１項において、上記受信手段にお
   ける時系列信号の検知スレツシヨウルドが、上記可変遅
   延手段の遅延量に応じて反比例的に制御されるように構
   成されていることを特徴とする障害物検知装置。