JPH1051418A

JPH1051418A - ディジタル受信装置

Info

Publication number: JPH1051418A
Application number: JP8207382A
Authority: JP
Inventors: Masahiro Tsujishita; 雅啓辻下; Kenichi Taura; 賢一田浦; Yoshiharu Osuga; 由治大須賀; Tadatoshi Okubo; 忠俊大久保
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1996-08-06
Filing date: 1996-08-06
Publication date: 1998-02-20
Also published as: DE69733230D1; EP0823804A3; EP0823804A2; US5946292A; DE69733230T2; EP0823804B1

Abstract

(57)【要約】【課題】ＯＦＤＭ方式の伝送信号を受信するディジタ
ル受信装置において、数キャリア間隔におよぶ大きな周
波数誤差に対してもキャリアシフトによりそれを補正す
ることができ、局部発振器に要求される周波数可変範囲
を狭めることのできるディジタル受信装置を得る。【解決手段】ＤＦＴ処理部１０の処理結果からキャリ
アずれを検出し、位相補正部２０にてキャリアずれに比
例してＤＦＴ処理部１０からの処理結果の位相を回転す
ることによりガードインターバル期間の余分な位相回転
を補正して差動復調器１１に入力する。そして、差動復
調結果をキャリアずれの分だけシフトしてビタビ復号器
１４に入力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、複数のキャリアが
差動位相変調されたＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency D
ivision Multiplexing：直交周波数多重変調）変調によ
る伝送信号を受信するディジタル受信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】マルチパス、フェージングなど電波伝播
の問題の影響を強く受ける移動体に対しディジタルデー
タを伝送可能とする方式として、ＯＦＤＭ（Orthogonal
Frequency Division Multiplex：直交周波数多重変
調）伝送方式が知られており放送への利用が進められて
いる。その代表的なものがＩＴＵ−Ｒ勧告ＢＳ．７７４
に記載されるディジタル音声放送方式（以下、ＤＡＢ
（Digital Audio Broadcasting）と記す。）である。

【０００３】ここで、ＯＦＤＭ伝送方式は、伝送帯域を
分割した所定の伝送帯域幅毎に複数の直交するキャリア
信号（搬送波信号）を発生させ、離散的逆フーリエ変換
（ＩＤＦＴ）という数学的演算を用いることにより、そ
れぞれのキャリア信号を伝送すべきディジタル情報によ
って一括して位相変調等の変調を施して伝送する方式で
ある。すなわち、伝送すべきディジタル情報によって位
相変調等により変調された各キャリア信号を加算して合
成することにより、ＯＦＤＭ変調信号が得られる。この
ようにして得られたＯＦＤＭ変調信号の所定時間内の情
報（シンボル）の波形は、伝送すべきディジタル情報で
規定されていることになる。このようなＯＦＤＭ変調信
号波形は、周波数領域データを時間領域データに変換す
る操作、すなわち離散的逆フーリエ変換（ＩＤＦＴ）に
より得られる。そして、このようにして得られたＯＦＤ
Ｍ変調信号は、離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）により復
調することが可能である。

【０００４】さて、上記のディジタル音声放送方式（Ｄ
ＡＢ）においては、ＯＦＤＭにおける各キャリア信号は
差動４相位相変調（差動ＱＰＳＫ。ＱＰＳＫ：Ｑｕａｄ
ｒａｔｕｒｅＰｈａｓｅＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎ
ｇ）により変調される。すなわち、１つ前のシンボルと
現在のシンボルとの差をとり、それに応じて例えばπ／
４、３・π／４、５・π／４、７・π／４という４つの
位相をとるように変調される。そして、差動ＱＰＳＫ変
調がなされた変調データは、Ｉ（同相）成分及びＱ（直
交）成分に変換された後、それぞれＯＦＤＭ変調がなさ
れベースバンドのＯＦＤＭ変調信号となる。Ｉ成分及び
Ｑ成分のベースバンドＯＦＤＭ変調信号は、それぞれ局
部発振器の出力信号及びそれを９０°移相した信号と乗
算することにより直交変調が行われ、所定の帯域にアッ
プコンバートされて伝送される。なお、ＤＡＢ方式にお
いては、伝送すべきディジタル情報を畳み込み符号によ
り符号化したのち、ＱＰＳＫ変調がなされている。

【０００５】ここで、ＤＡＢ方式における伝送信号は図
７に示すようなフォーマットを有している。同期信号と
複数のデータシンボルによりデータフレームが構成され
る。同期信号は、信号なしの期間であるヌルシンボルと
受信側で位相復調する際の基準位相を与えるための位相
基準シンボルからなる。また、各データシンボルの前部
にはシンボル間の干渉を防ぐためにガードインターバル
が設けられ、それに続く期間が、ＯＦＤＭ変調データを
伝送するための有効シンボル期間となる。

【０００６】さて、このようなＯＦＤＭ変調を用いるＤ
ＡＢ方式伝送信号を受信する従来のディジタル受信装置
を以下説明する。図５は従来のディジタル受信装置の構
成を示すブロック図である。図において、１はアンテ
ナ、２はＲＦ増幅器、３は周波数変換器、３１はミキサ
ー、３２は局部発振器、５は中間周波増幅器、６は直交
復調器、７はＡ／Ｄ変換器、８は同期信号検出器、９は
同期制御部、１０はＤＦＴ処理部、１１は差動復調器、
１２は位相誤差検出部、１３は周波数制御部、１４はビ
タビ復号器、１５はＭＰＥＧ音声デコーダ、１６はＤ／
Ａ変換器、１７は音声増幅器、１８はスピーカ、１９は
バッファメモリである。

【０００７】次に動作について説明する。まず、アンテ
ナ１にて受信された放送波はＲＦ増幅器２により増幅さ
れたのち、周波数変換器３にて中間周波数（ＩＦ）に周
波数変換される。ここで、周波数変換器３はミキサー３
１及び局部発振器３２により構成され、入力信号と局部
発振器３２の発振出力信号とをミキサー３１で乗算する
ことにより、入力信号周波数と発振出力信号周波数の差
信号成分をもった信号に周波数変換する。そして、中間
周波数信号は中間周波増幅器５にて隣接チャンネル波な
どの不要成分の除去および増幅が行われ、直交復調器６
にてＩＦ信号中のＩ成分とＱ成分がそれぞれ検波された
のち、ベースバンド信号としてＡ／Ｄ変換器７に入力さ
れる。

【０００８】Ａ／Ｄ変換器７によりサンプリングされた
ディジタル信号は、ＤＦＴ処理部１０において、複素離
散フーリエ変換処理（以下、ＤＦＴ処理という）により
周波数領域の複素データに変換されて、４相位相変調
（ＱＰＳＫ）された各伝送キャリアの位相が検出され、
検出結果をバッファメモリ１９及び差動復調器１１に入
力する。差動復調器１１では、ＤＦＴ処理部１０からの
位相データとバッファメモリ１９により１シンボル期間
遅延された位相情報（位相データ）をもとに、時間的に
隣接する２伝送シンボルの同一キャリアの変調位相を比
較し、この間の位相推移を出力する処理（差動復調）が
行われる。差動復調された復調データは、送信側にて変
調を行う際のキャリア順序規則に従い、順次ビタビ復号
器１４に対し出力される。

【０００９】ビタビ復号器１４では、送信側にて行われ
る複数伝送シンボルにまたがる時間インターリーブの解
除を行うとともに、畳み込み符号化して伝送されるデー
タの復号を行う。この際伝送路で発生するデータの誤り
訂正が行われる。

【００１０】ＭＰＥＧ音声デコーダ１５は、ＩＳＯ／Ｍ
ＰＥＧ１レイヤー２の規定に従いビタビ復号器１４から
出力される圧縮されたＤＡＢ放送音声データを伸張し、
伸長した音声データをＤ／Ａ変換器１６に入力する。そ
して、Ｄ／Ａ変換器１６にてアナログ変換された音声信
号は、増幅器１７を介してスピーカ１８より再生され
る。

【００１１】ここで、上述したようにＤＡＢの伝送信号
の各データフレームには、その同期信号中に図７に示す
ように信号が無い期間としてヌルシンボルが設けられて
いる。そこで、同期信号検出部８はこのヌルシンボルを
エンベロープ検波により検出し、この検出結果は同期制
御部９に送られる。同期制御部９は、同期検出器８から
のヌルシンボルの検出結果に基づき、ＤＦＴ処理部１０
にてＤＦＴ処理を伝送フレーム及び各シンボルに同期し
て行うためのタイミング信号を生成し、ＤＦＴ処理部１
０に出力する。

【００１２】位相誤差検出部１２は、差動復調器１１よ
り出力される各キャリアの位相データの本来の位相点か
らの誤差を検出するものである。すなわち、ＤＡＢ方式
においては先に述べたように各キャリア信号が４相ＱＰ
ＳＫによる変調がなされており、直交復調器６に与えら
れる信号の周波数が正しい場合には、差動復調器１１よ
り出力される各キャリアに対応した差動復調データの位
相は、ほぼπ／４、３・π／４、５・π／４、７・π／
４の位相のいずれかとなる。このため、各キャリア対応
のデータを４乗し２πに対する剰余をとると、その値は
元のデータに誤差がない場合はπ、元のデータに位相誤
差がある場合にはその位相誤差の４倍の値になる。した
がって、位相誤差検出部１２においては、このような性
質を利用して各キャリアの位相誤差を検出する。実際に
は、位相誤差検出部１２では、各キャリアのデータにつ
いて上記操作を行い、その結果を平均化することで検出
の精度を向上する。

【００１３】このようにして求めた位相誤差εは差動復
調器１１の出力であるため、このときの信号周波数の誤
差ζとの間に以下の関係が成り立つ。 ζ＝ε／Ｔ …………………………………………………………（１）ここで、Ｔはガードインターバルを含むシンボル期間で
ある。そこで、周波数制御部１３は、この位相誤差εが
小さくなるように局部発振器３２の周波数を制御するこ
とによりミキサー３１から出力される中間周波信号の周
波数を制御して、直交復調器６から出力されるベースバ
ンド信号の周波数誤差ζを０に近づけるよう動作する。

【００１４】以上のように、従来のディジタル受信装置
においては、信号周波数がＤＦＴ処理部１０の入力でず
れた（シフトした）場合には、局部発振器３２の周波数
を制御して調整することとなる。しかしながら、ＤＡＢ
方式のディジタル放送などのＯＦＤＭ伝送方式を用いる
伝送信号を受信する受信装置においては、高い同調精度
とともに放送周波数のオフセット等に対応するための比
較的広い範囲の周波数制御が要求される。このような周
波数制御を以上のように局部発振器３２のみで行うこと
は、中心周波数の精度との両立が難しく、さらにはこれ
によりコストが上がるという問題がある。そこで、１キ
ャリア以上の周波数誤差を補償する場合に、キャリア間
隔単位での周波数誤差分については差動復調器１１の演
算結果として得られたデータを相当するキャリア数分だ
けシフトして補償することが考えられる。ところが、周
波数誤差がある信号をＤＦＴ処理し、そのまま差動復調
器１１で差動復調すると、以下に説明するような問題が
生じる。

【００１５】差動復調器１１における差動復調は、基本
的には次式に従った処理となる。Ｙ０i,k＝Ｚ０i,k／Ｚ０i-1,k ＝ｅｘｐ（ｊ・Ｑi,k）／ｅｘｐ（ｊ・Ｑi-1,k） ……（２）ただし、Ｚ０i-1,k：前回のＤＦＴ結果、Ｚ０i,k：今回のＤＦＴ結果、Ｙ０i,k：今回のシンボルデータ、ｉ：シンボル番号、ｋ：キャリア番号、Ｑi,k：Ｚ０i,kの位相、Ｑi-1,k：Ｚ０i-1,kの位相。

【００１６】しかし、実際に伝送信号をディジタル受信
する際には、ＤＦＴを行うタイミングや周波数誤差によ
り次式に示すような位相回転が生じる。Ｙ１i,k＝Ｚ１i,k／Ｚ1i-1,k ＝ｅｘｐ（ｊ・Ｑi,k＋Ｑ１＋Ｑ２）／ｅｘｐ（ｊ・Ｑi-1,k＋Ｑ１）＝Ｙ0ｚi,k・ｅｘｐ（ｊ・Ｑ２） ……………………（３）ただし、Ｑ１：ＤＦＴウィンドウのずれにより、ＤＦＴ
で生じた位相差、Ｑ２：周波数誤差により１シンボル期
間に生じた位相差。

【００１７】式（３）のＱ２は周波数誤差が一定の場
合、周波数誤差をｆｄ，１シンボル期間をＴｓｙｍとす
れば次式で示すことができる。Ｑ２＝２×π×ｆｄ×Ｔｓｙｍ ………………………………（４）式（３）から、Ｙ１ i,kを正しく復調するには、ｅｘｐ
（ｊ・Ｑ２）＝１、つまりＱ２＝２×π×ｎ（ｎは整
数）であることが必要である。

【００１８】ここで、ＯＦＤＭ変調においては、キャリ
ア間隔Δｆｃと有効シンボル期間ｔｓにはΔｆｃ＝１／
ｔｓの関係があるため、ガードインターバル期間が無く
Ｔｓｙｍ＝ｔｓであれば、周波数誤差ｆｄがΔｆｃのｎ
倍（ｎは整数）となるときｎ個だけ離れたキャリアから
データが正しく復調されることとなる。このため、ｎ・
Δｆｃの周波数誤差に対しては、局部発振器を制御して
周波数制御を行う替わりに差動復調部出力からｎキャリ
ア分だけシフトしたキャリアから復調されるデータを取
り出す処理（ここではこれをキャリアシフトと呼ぶ。）
を行うことにより、この周波数誤差に関わりなく正しく
データが取り出せることになる。また、一般に、ＤＦＴ
処理で復調されるキャリアの数は実際にデータ伝送に使
用されるキャリア数より大きく設定することがでるた
め、キャリアシフトを行ってもｎの値が小さければ実際
に使用するデータに欠損が生じることはない。

【００１９】ところが、例えばＤＡＢ方式のような実際
のディジタル放送信号では、図７に示したように、復調
時のシンボル間干渉を防止するためガードインターバル
期間Ｔｇが設けられる。このため、シンボル期間Ｔｓｙ
ｍは次式のようになる。Ｔｓｙｍ＝１／Δｆｃ＋Ｔｇ …………………………………（５）また、ＤＡＢ方式におけるガードインターバル期間Ｔｇ
は次式となる。Ｔｇ≒１／Δｆｃ×０．２５ …………………………………（６）このため、周波数誤差をキャリア間の周波数のｍ倍（ｍ
は整数）にすると、式（４）、（５）からＱ２＝２×π×ｍ＋２×π×ｍ×Ｔｇ×Δｆｃ＝２×π×ｍ＋２×π×ｍ×Ｔｇ／ｔｓ ………………（７）の位相誤差が生じる。ここで、上述したように、Ｙ１i,
kを正しく復調するにはＱ２＝２×π×ｍ（ｍは整数）
であることが必要であるが、このようにガードインター
バルがある場合には、式（７）に示すように２×π×ｍ
以外の位相誤差も生じてしまう。従って、単なるキャリ
アシフトによって周波数誤差を補正しても一般には正し
い復調データを得ることはできない。

【００２０】

【発明が解決しようとする課題】従来のディジタル受信
装置は以上のように構成されているので、ＤＡＢ方式の
ように伝送信号中にガードインターバルがあるような場
合において、数キャリア間隔に及ぶ大きな周波数誤差が
生じたときには、単にキャリアシフトによって周波数誤
差を補正しただけでは正しい復調データを得ることがで
きないといった問題があった。また、局部発振器の発振
周波数を制御してこのように大きな周波数誤差を補正し
ようとする場合には、中心周波数の精度を確保すること
が難しくなり、これによりコストが上がるという問題が
あった。

【００２１】本発明は上述のような課題を解決するため
になされたものであり、数キャリア間隔におよぶ大きな
周波数誤差に対してもキャリアシフトによりそれを補正
することができ、局部発振器に要求される周波数可変範
囲を狭めることのできるディジタル受信装置を得るもの
である。

【００２２】

【課題を解決するための手段】本発明に係るディジタル
受信装置は、複数のキャリアの位相を検出するキャリア
位相検出手段と、キャリア位相検出手段により検出され
た複数のキャリアの位相情報を所定期間遅延する遅延手
段と、キャリア位相検出手段により検出された複数のキ
ャリアの位相情報からキャリアの間隔に換算したキャリ
アずれ量を検出するキャリアずれ検出手段と、キャリア
位相検出手段により検出された複数のキャリアの位相情
報をキャリアずれ量に基づいて補正する補正手段と、遅
延手段により遅延された複数のキャリアの位相情報と補
正手段により補正された複数のキャリアの位相情報によ
り複数のキャリアの位相情報の差動復調を行う差動復調
手段と、差動復調手段からの復調データのうちキャリア
ずれ量だけシフトした各キャリアからの復調データを選
択して出力するキャリアシフト手段とを備えたものであ
る。

【００２３】また、複数のキャリアの位相を検出するキ
ャリア位相検出手段と、キャリア位相検出手段により検
出された複数のキャリアの位相情報を所定期間遅延する
遅延手段と、キャリア位相検出手段により検出された複
数のキャリアの位相情報からキャリアの間隔に換算した
キャリアずれ量を検出するキャリアずれ検出手段と、遅
延手段により遅延された複数のキャリアの位相情報をキ
ャリアずれ量に基づいて補正する補正手段と、キャリア
位相検出手段により検出された複数のキャリアの位相情
報と補正手段により補正された複数のキャリアの位相情
報により複数のキャリアの位相情報の差動復調を行う差
動復調手段と、差動復調手段からの復調データのうちキ
ャリアずれ量だけシフトした各キャリアからの復調デー
タを選択して出力するキャリアシフト手段とを備えたも
のである。

【００２４】また、複数のキャリアの位相を検出するキ
ャリア位相検出手段と、キャリア位相検出手段により検
出された複数のキャリアの位相情報を所定期間遅延する
遅延手段と、キャリア位相検出手段により検出された複
数のキャリアの位相情報からキャリアの間隔に換算した
キャリアずれ量を検出するキャリアずれ検出手段と、キ
ャリア位相検出手段により検出された複数のキャリアの
位相情報と遅延手段により遅延された複数のキャリアの
位相情報により複数のキャリアの位相情報の差動復調を
行う差動復調手段と、差動復調手段にからの復調データ
をキャリアずれ量に基づいて補正する補正手段と、補正
手段からの復調データのうちキャリアずれ量だけシフト
した各キャリアからの復調データを選択して出力するキ
ャリアシフト手段とを備えたものである。

【００２５】さらに、複素フーリエ変換手段の前段に設
けられ変調信号を周波数変換する周波数変換手段と、差
動復調手段からの復調データに基づいて各キャリアの位
相誤差を検出する位相誤差検出手段と、検出された位相
誤差を変調信号の周波数誤差に換算し、該周波数誤差が
小さくなるように周波数変換手段を制御する制御手段と
を備えたものである。

【００２６】また、変調信号を周波数変換する周波数変
換手段と、周波数変換された変調信号中の複数のキャリ
アの位相を検出するキャリア位相検出手段と、キャリア
位相検出手段により検出された複数のキャリアの位相情
報からキャリアの間隔に換算したキャリアずれ量を検出
するキャリアずれ検出手段と、キャリア位相検出手段に
より検出された複数のキャリアの位相情報の差動復調を
行う差動復調手段と、差動復調手段からの各キャリアの
復調データを所定キャリア分シフトした復調データを選
択して出力するキャリアシフト手段と、周波数変換手段
における周波数シフト量及びキャリアシフト手段におけ
る復調データのシフト量をキャリアずれ量に基づいて制
御する制御手段とを備えたものである。

【００２７】

【発明の実施の形態】以下、本発明をその実施形態を示
す図面に基づいて具体的に説明する。実施の形態１．図１は本発明の実施の形態１であるディ
ジタル受信装置のブロック図である。図において、１は
アンテナ、２はＲＦ増幅器、３は周波数変換器、３１は
ミキサー、３２は局部発振器、５は中間周波増幅器、６
は直交復調器、７はＡ／Ｄ変換器、８は同期信号検出
器、９は同期制御部、１０はＤＦＴ（複素フーリエ変
換）処理部、１１は差動復調器、１２は位相誤差検出
部、１３は周波数制御部、１４はビタビ復号器、１５は
ＭＰＥＧ音声デコーダ、１６はＤ／Ａ変換器、１７は音
声増幅器、１８はスピーカであり、従来例に示したもの
と同一のものである。また、１９はＤＦＴ処理部１０の
１シンボル前の出力データを蓄えておくバッファメモ
リ、２０はＤＦＴ処理部１０の出力データの位相を制御
する位相補正部、２１はＤＦＴ処理部１０の入力信号の
キャリアずれを検出するキャリアずれ検出部、２２は差
動復調器１１の出力から選択するデータをキャリアずれ
検出部２１の出力分だけシフトするキャリアシフト部で
ある。なお、ここでは、従来例同様、ＤＡＢ方式ディジ
タル放送を受信して復調するものとする。

【００２８】次に動作について説明する。まず、従来例
同様、アンテナ１にて受信された放送波はＲＦ増幅器２
により増幅されたのち、周波数変換器３にて中間周波数
（ＩＦ）に周波数変換される。ここで、周波数変換器３
はミキサー３１及び局部発振器３２により構成され、入
力信号と局部発振器３２の発振出力信号とをミキサー３
１で乗算することにより、入力信号周波数と発振出力信
号周波数の差信号成分をもった信号に周波数変換する。
そして、中間周波増幅器５にて隣接チャンネル波などの
不要成分の除去および増幅が行われ、直交復調器６にて
ＩＦ信号中のＩ成分とＱ成分がそれぞれ検波されたの
ち、ベースバンド信号としてＡ／Ｄ変換器７に入力され
る。

【００２９】ここで、上述したようにＤＡＢ方式の伝送
信号の各データフレームには、その同期信号中に図７に
示すように信号が無い期間としてヌルシンボルが設けら
れている。そこで、同期信号検出部８はこのヌルシンボ
ルをエンベロープ検波により検出し、この検出結果は同
期制御部９に送られる。同期制御部９は、同期検出器８
からのヌルシンボルの検出結果に基づき、ＤＦＴ処理部
１０におけるＤＦＴ処理が伝送フレーム及び各シンボル
に同期して行われるためのタイミング信号を生成し、Ｄ
ＦＴ処理部１０に出力する。

【００３０】そして、Ａ／Ｄ変換器７によりサンプリン
グされたディジタル信号は、ＤＦＴ処理部１０におい
て、複素離散フーリエ変換処理（以下、ＤＦＴ処理とい
う）により周波数領域の複素データに変換されて、４相
位相変調（ＱＰＳＫ）された各伝送キャリアの位相が検
出される。つまり、ＤＦＴ処理手段１０は、入力される
ＤＡＢ方式の変調信号中の複数のキャリア位相を検出す
るキャリア位相検出手段として動作する。ここで、アン
テナ１で受信したＤＡＢ放送波の周波数と局部発振器の
周波数差に所定の値からの誤差がある場合には、ＤＦＴ
処理部１０の入力でのＤＡＢ信号の周波数に誤差が発生
するので、ＤＦＴ処理部１０からの出力データ位置が、
これに相当するキャリア数分だけずれることとなる。

【００３１】ＤＦＴ処理部１０により検出された各伝送
キャリアの位相情報は、バッファメモリ１９、位相補正
部２０、及びキャリアずれ検出部２１に送られる。バッ
ファメモリ１９はＤＦＴ処理部１０により検出された各
伝送キャリアの位相情報を記憶し、差動復調部１１に１
シンボル前の位相情報として入力する。つまりバッファ
メモリ１９の出力は式（３）のＺ１i-1,kに対応してい
ることになり、バッファメモリ１９は入力信号を１シン
ボル期間遅延する遅延手段として動作する。

【００３２】また、キャリアずれ検出部２１は、ＤＦＴ
処理部１０の入力ＤＡＢ信号に周波数誤差がある場合、
これに最も近いキャリア間隔に換算したキャリアずれ量
ｍを検出して位相補正部２０に入力する。すなわち、図
７に示したようにＤＡＢ方式の伝送フォーマットにおい
ては、同期信号中に位相基準シンボルが挿入されてい
る。そこで、ＤＦＴ処理部１０によって検出されたこの
基準位相シンボルにおける各キャリアの位相に基づいて
キャリア間隔単位の周波数誤差検出を行う。以下、キャ
リアずれ検出部２１の動作を説明する。ＤＡＢ方式の伝
送フォーマットにおける位相基準シンボルは次式のよう
に表現することができる。

【００３３】

【数１】

【００３４】ここで、Ｚｋはｋ番目のキャリアに対する
変調成分であり、ＤＡＢ方式の場合、振幅が１で位相が
異なる４つの値ｅｘｐ（ｊ・ｎ・π／２）、（但し、ｎ
＝０〜３）のいずれかの値となる。

【００３５】このＺｋが固定値となるように、位相基準
シンボルは構成されている。このように式（８）で示さ
れる位相基準シンボルにＤＦＴ処理を施すと、出力とし
てＺｋの配列を得ることができる。Ｚｋの配列は、送信
側で予め所定の配列に決められており、キャリアずれ検
出部２１にもこの所定の配列がプリセットされている。
したがって、ＤＦＴ処理部１０の入力信号にキャリアず
れがなければ、ＤＦＴ処理部１０の出力データの配列と
プリセットされているＺｋの配列との間には完全な相関
を得ることとなる。ＤＦＴ処理部１０の入力信号にキャ
リア間隔の整数倍のキャリアずれがある場合には、プリ
セットされているＺｋの配列要素を推移させながらＤＦ
Ｔ処理部１０の出力データの配列との相関をとり、最大
の相関を与えたときのＺｋの配列要素の推移量として、
ＤＦＴ処理部１０の入力における周波数誤差をキャリア
間隔で換算したキャリアずれ量ｍを検出することができ
る。換言すれば、このような周波数誤差に最も近いキャ
リアずれの数ｍを検出することになる。

【００３６】次に、位相補正部２０はＤＦＴ処理部１０
で検出された各キャリアの位相を次式で示すように位相
Ｑ３だけ回転させる。Ｒe’i,k＝Ｒei,k・ｃｏｓ（Ｑ３）−Ｉmi,k・ｓｉｎ（Ｑ３）……（９）Ｉm’i,k＝Ｒei,k・ｓｉｎ（Ｑ３）＋Ｉmi,k・ｃｏｓ（Ｑ３）…（１０）但し、Ｒe’i,k：位相補正部２０で位相回転した実数
部、Ｉm’i,k：位相補正部２０で位相回転した虚数部、Ｒei,k：ＤＦＴ処理部１０の計算結果の実数部、Ｉmi,k：ＤＦＴ処理部１０の計算結果の実数部。なお、位相補正部２０が位相を回転しない時は、式
（３）のＺ１i,kに対応する。

【００３７】そして、位相補正部２０及びバッファメモ
リ１９から出力される各キャリアの位相情報（位相デー
タ）は差動復調部１１にて差動復調が行われる。ここ
で、差動復調出力Ｙ２i,kは、上式（２）を参酌すると
次式で表すことができる。Ｙ２i,k＝ｅｘｐ｛ｊ・（Ｑi,k＋Ｑ１＋Ｑ３+Ｑ２）｝／ｅｘｐ｛ｊ・（Ｑi-1,k＋Ｑ１）｝＝Ｙ０ i,k・ｅｘｐ｛ｊ・（Ｑ３+Ｑ２）｝ ……（１１）ただし、Ｑ１：ＤＦＴウィンドウのずれにより、ＤＦＴ
で生じた位相差、Ｑ２：周波数誤差により１シンボル期
間に生じた位相差。式（１１）より、Ｑ３+Ｑ２＝２πｎ …………………………………………（１２）の時、Ｙ２ i,k＝Ｙ０ i,k となり、正しく差動復調で
きる。すなわち、差動復調部１１にて正しく差動復調が
行われるためには、式（７）及び（１２）より、位相補
正部２０にて補正する位相補正量Ｑ３を、キャリアずれ
に比例した、Ｑ３＝−２×π×ｍ×Ｔｇ／ｔｓ ……………………………（１３）に設定すれば良いこととなる。これによりカードインタ
ーバルにより余分に回転したＤＦＴ処理部１０の出力デ
ータの位相を補償することができる。

【００３８】そして、キャリアシフト部２２は、差動復
調器１１からの差動復調データのうちキャリアずれ検出
部２１で検出されたキャリアずれ量ｍだけシフトした各
キャリアの復調データを選択して出力する。ここで、Ｄ
ＡＢ方式は４つの伝送モードを有しており、そのうちの
伝送モード１においてはキャリアの数は１５３６であ
る。そこで、ＤＦＴ処理部１０では、入力信号の周波数
誤差を考慮して、例えば２０４８ポイントのＤＦＴ処理
を行う。例えばｍ＝２のときの差動復調部１１の復調デ
ータとキャリアシフト部２２から選択されるデータの関
係を図２に示す。（同図は、例えばｍ＝２の場合を示し
ている。）図中（ａ）のように、キャリアシフト部２２
の入力における各キャリア（ここでは、便宜的にキャリ
ア番号を．．．、ｎ、ｎ＋１、・・・、ｎ＋７、・・・
としている。）に対応したデータが配置されているもの
とすると、図中（ｂ）のように、キャリアシフト部２２
の出力における各キャリアに対応したデータ配置は、ｍ
ずれたキャリアに対応したデータが選択されて出力され
る。図２に示すように、例えばキャリアシフト部２２の
入力におけるｎ番目のキャリアの対応するデータをｍ＝
２だけずらし、（ｎ＋２）番目のキャリアに対応するデ
ータとして出力する。同様に、他のキャリアに対応する
データもｍ＝２だけずらして出力する。このように、キ
ャリアシフト処理は、入出力データの各キャリアに対す
る対応関係を、ｍだけずらす操作ということもできる。

【００３９】そして、キャリアシフト部２２の出力デー
タは、結果として正しく差動復調されたデータが送信側
にて変調を行う際のキャリア順序規則に従ってビタビ復
号器１４に入力されることとなる。

【００４０】以降、従来例同様、ビタビ復号器１４で
は、送信側にて行われる複数伝送シンボルにまたがる時
間インターリーブの解除を行うとともに、畳み込み符号
化して伝送されるデータの復号を行う。この際伝送路で
発生するデータの誤り訂正が行われる。

【００４１】ＭＰＥＧ音声デコーダ１５は、ＩＳＯ／Ｍ
ＰＥＧ１レイヤー２の規定に従い、ビタビ復号器１４か
ら出力される圧縮されたＤＡＢ放送音声データを伸張
し、伸長した音声データをＤ／Ａ変換器１６に入力す
る。そして、Ｄ／Ａ変換器１６にてアナログ変換された
音声信号は、増幅器１７を介してスピーカ１８より再生
される。

【００４２】以上説明したキャリアシフト処理において
は、１キャリア分の周波数より小さい周波数誤差はなお
残ることとなるが、これは局部発振器３２の周波数を変
化させて補償することができ、且つこれに必要な周波数
可変範囲を１キャリア間隔以内に縮小することが可能と
なる。すなわち、位相誤差検出部１２は、従来例同様、
差動復調器１１より出力される各キャリアの位相データ
の本来の位相点からの誤差を検出する。ＤＡＢ方式にお
いては各キャリア信号が４相ＱＰＳＫによる変調がなさ
れており、直交復調器６に与えられる信号の周波数が正
しい場合には、差動復調器１１より出力される各キャリ
アに対応した差動復調データの位相は、ほぼπ／４、３
・π／４、５・π／４、７・π／４の位相のいずれかと
なる。このため、各キャリア対応のデータを４乗し２π
に対する剰余をとると、その値は元のデータに誤差がな
い場合はπ、元のデータに位相誤差がある場合にはその
位相誤差の４倍の値になる。したがって、位相誤差検出
部１２においては、このような性質を利用して各キャリ
アの位相誤差を検出する。実際には、位相誤差検出部１
２では、各キャリアのデータについて上記操作を行い、
その結果を平均化することで検出の精度を向上する。

【００４３】このようにして求めた位相誤差εは差動復
調器１１の出力であるため、このときの信号周波数の誤
差ζとの間には上記式（１）の関係が成り立つ。ところ
が、１キャリア以上のキャリアずれについては上述のキ
ャリアシフト処理により補正している。そこで、周波数
制御部１３は、位相誤差検出部１２により検出された位
相誤差εを式（１）に従って周波数誤差ζに換算したの
ち、下式に示すような直交復調器６から出力されるベー
スバンド信号の１キャリア分の周波数より小さい周波数
誤差ζ’を０に近づけるように、局部発振器３２の周波
数を制御する。 ζ’＝ζ−ｍ・Δｆｃ ……………………………………………（１４）但し、Δｆｃ：各キャリア間隔。

【００４４】以上のように、本実施の形態においては、
ＤＦＴ処理部の入力信号周波数に数キャリアに及ぶ周波
数誤差があっても、ガードインターバル期間で生じる余
分な位相回転（位相誤差）に対して、差動復調器の入力
データにキャリアずれに比例した位相補正を行い、正し
く差動復調できるようにし、ビタビ復号器に入力する前
に、キャリアシフトにより復調データの位置ずれも補正
し、１キャリア間隔分の周波数より小さい周波数誤差を
局部発振器の発振周波数を制御して補正するので、局部
発振器の周波数可変幅を１キャリアの周波数範囲に抑え
ることができ、このため、比較的安価な局部発振器を使
用できるので局部発振器のコストも下り、さらには周波
数可変幅を小さくできるので高い周波数精度（同調精
度）が得易くなる。

【００４５】実施の形態２．実施の形態１においては、
今回受信したＤＦＴ処理結果に位相補正を行うように構
成したが、前回受信した（１シンボル期間前の）ＤＦＴ
処理結果に対して位相補正を施すように構成することも
可能である。図２は、実施の形態２であるディジタル受
信装置の構成を示すブロック図であり、バッファメモリ
１９の後段に位相補正部２０を配し、差動復調部１１は
ＤＦＴ処理部１０にて検出された各キャリアの位相と１
シンボル前の各キャリアの位相を位相補正部２０で補正
した結果とにより、差動復調部１１にて差動復調を行う
ように構成される。その他の構成は、実施の形態１で説
明したものと同様である。

【００４６】ただし、本実施の形態における位相補正部
２０の位相補正量をＱ４とすると、差動復調結果Ｙ３i,
kは、Ｙ３i,k＝Ｙ０i,k・ｅｘｐ｛ｊ（Ｑ２−Ｑ４）｝ ………（１５）と表せるので、実施の形態１におけるＱ３に対し、補正
する位相の大きさは同じで符号が反対、つまりＱ４＝−
Ｑ３＝２×π×ｍ×Ｔｇ／ｔｓに設定すればよい。

【００４７】以上のように、本実施の形態においても、
実施の形態１同様、ＤＦＴ処理部の入力信号周波数に数
キャリアに及ぶ周波数誤差があっても、ガードインター
バル期間で生じる余分な位相回転（位相誤差）に対し
て、差動復調器の入力データにキャリアずれに比例した
位相補正を行い、正しく差動復調できるようにし、ビタ
ビ復号器に入力する前に、キャリアシフトにより復調デ
ータの位置ずれも補正し、１キャリア間隔分の周波数よ
り小さい周波数誤差を局部発振器の発振周波数を制御し
て補正するので、局部発振器の周波数可変幅を１キャリ
アの周波数範囲に抑えることができ、このため、比較的
安価な局部発振器を使用できるので局部発振器のコスト
も下り、さらには周波数可変幅を小さくできるので高い
周波数精度（同調精度）が得易くなる。

【００４８】実施の形態３．上記各実施の形態において
は、差動復調器１１の前段で位相補正を行うように構成
したが、差動復調器１１の復調データに位相補正を行っ
た後にキャリアシフト処理を行うように構成することも
可能である。図３は本発明の実施の形態３であるディジ
タル受信装置のブロック図である。図において、１はア
ンテナ、２はＲＦ増幅器、３は周波数変換器、３１はミ
キサー、３２は局部発振器、５は中間周波（ＩＦ）増幅
器、６は直交復調器、７はＡ／Ｄ変換器、８は同期信号
検出部、９は同期制御部、１０はＤＦＴ処理部、１１は
差動復調器、１２は位相誤差検出部、１３は周波数制御
部、１４はビタビ復号器、１５はＭＰＥＧ音声デコー
ダ、１６はＤ／Ａ変換器、１７は音声増幅器、１８はス
ピーカであり、従来例に示したものと同一のものであ
る。１９はＤＦＴ処理部の１シンボル前のデータを蓄え
ておくバッファメモリ、２０ｂは差動復調器１１の出力
データの位相を制御する位相補正部、２１はＤＦＴ処理
部の入力信号のキャリアずれを検出するキャリアずれ検
出部、２２ｂは位相補正部２０ｂの出力信号の出力する
順番をキャリアずれ検出部２１の出力分だけシフトする
キャリアシフト部である。

【００４９】本実施の形態における差動復調器１１の出
力信号は、周波数誤差によりガードインターバル期間に
より式（３）で示すように位相が回転している。位相補
正部２０ｂの出力Ｙ４i,kは位相補正量Ｑ５とすれば次
式で表せる。Ｙ４i,k＝Ｙ０i,k・ｅｘｐ（ｊ・Ｑ２）・ｅｘｐ（ｊ・Ｑ５）＝Ｙ０i,k・ｅｘｐ｛ｊ（Ｑ２＋Ｑ５）｝ …………（１６）ここで、式（１６）から、Ｑ２＋Ｑ５＝２・π・ｎ ………………………………………（１７）になるようＱ５を選べば位相補正部２０ｂの出力は正し
く差動復調された信号と一致することがわかる。式
（７）、（１２）より式（１７）を満たすＱ５は、下式
（１８）で表される。Ｑ５＝−２×π×ｍ×Ｔｇ／ｔｓ ……………………………（１８）このように位相補正部２０ｂの位相補正量Ｑ５を式（１
８）を満足するように設定することにより、カードイン
ターバルにより余分に回転したＤＦＴ処理部１０の出力
データの位相を補償することができ、キャリアシフト動
作を正しく行えることとなる。

【００５０】そして、位相補正部２０ｂにより位相が補
正された差動復調データは、キャリアシフト部２２によ
り、キャリアずれ検出部２１で検出されたキャリアずれ
量ｍだけシフトした各キャリアの復調データが選択さ
れ、後段のビタビ復号器１４へ出力される。

【００５１】ここで、実施の形態１と同様に、１キャリ
ア分の周波数より小さい周波数誤差はなお残ることとな
るが、これは局部発振器３２の周波数を変化させて補償
することができ、且つこれに必要な周波数可変範囲を１
キャリア間隔以内に縮小することが可能となる。

【００５２】以上のように、本実施の形態においては、
ＤＦＴ処理部の入力信号周波数に数キャリアに及ぶ周波
数誤差があっても、ガードインターバル期間で生じる余
分な位相回転（位相誤差）に対して、差動復調器の復調
データにキャリアずれに比例した位相補正を行い、ビタ
ビ復号器に入力する前に、キャリアシフトにより復調デ
ータの位置ずれも補正し、１キャリア間隔分の周波数よ
り小さい周波数誤差を局部発振器の発振周波数を制御し
て補正するので、局部発振器の周波数可変幅を１キャリ
アの周波数範囲に抑えることができ、このため、比較的
安価な局部発振器を使用できるので局部発振器のコスト
も下り、さらには周波数可変幅を小さくできるので高い
周波数精度（同調精度）が得易くなる。

【００５３】実施の形態４．上記各実施の形態における
位相補正量はいずれも±２×π×ｍ×Ｔｇ／ｔｓのどち
らかの値となっている。このためｍ×Ｔｇ／ｔｓの値が
整数となる条件では、位相補正量は２・πの整数倍とな
り、実際には補正を行う必要がなくなる。以下この考え
方に基づいた実施の形態につき説明する。図４は本発明
の実施の形態４であるディジタル受信装置の構成を示す
ブロック図である。図において、図において、１はアン
テナ、２はＲＦ増幅器、３は周波数変換器、３１はミキ
サー、３２は局部発振器、５は中間周波増幅器、６は直
交復調器、７はＡ／Ｄ変換器、８は同期信号検出器、９
は同期制御部、１０はＤＦＴ処理部、１１は差動復調
器、１２は位相誤差検出部、１３は周波数制御部、１４
はビタビ復号器、１５はＭＰＥＧ音声デコーダ、１６は
Ｄ／Ａ変換器、１７は音声増幅器、１８はスピーカであ
り、従来例に示したものと同一のものである。１３ｃは
位相誤差検出１２とキャリアずれ検出部２１の出力信号
に応じて局部発振器３２の周波数を制御する周波数制御
部、１９はＤＦＴ処理部１０からの１シンボル前のデー
タを蓄えておくバッファメモリ、２１はＤＦＴ処理部１
０の入力信号のキャリアずれを検出するキャリアずれ検
出部、２２ｃは差動復調器１１の出力信号の出力する順
番を周波数制御部１３ｃの出力に応じてシフトするキャ
リアシフト部である。

【００５４】次に動作について説明する。実施の形態１
同様、アンテナ１で受信したデータは、ＲＦ部２、周波
数変換器３、ＩＦアンプ５、復調部６、Ａ／Ｄ７を通
り、ＤＦＴ処理部１０でＤＦＴ処理（複素フーリエ変
換）される。ここで、アンテナ１で受信したＤＡＢ信号
周波数と局部発振器の周波数差に所定の値からの誤差が
あるとＤＦＴ処理部１０の入力でのＤＡＢ信号の周波数
に誤差が発生するので、ＤＦＴ処理部１０からの出力デ
ータ位置が、これに相当するキャリア数分だけずれるこ
ととなる。キャリアずれ検出部２１はＤＦＴ処理部１０
の入力ＤＡＢ信号における周波数誤差をキャリア間隔で
換算したキャリアずれ量ｍを検出し、周波数制御部１３
ｃへ送出する。また、位相誤差検出部１２では、実施の
形態１と同様にして、差動復調器１１より出力される各
キャリアの復調データの位相誤差εを検出し、周波数制
御部１３ｃへ送出する。

【００５５】さて、上述したように、ｍ×Ｔｇ／ｔｓの
値が整数となる条件では、位相補正量は２・πの整数倍
となり、実際には補正を行う必要がなくなる。例えば、
ＤＡＢの場合、Ｔｇ／Ｔｓ≒０．２５であるためｍが４
の整数倍である場合にこの条件を満たす。ここで、ｍ’
を４に対するｍの剰余とする。換言すれば、ｍ’はｍ×
Ｔｇ／Ｔｓの小数部である。先ず、ｍ’＝０の場合、キ
ャリアずれｍが４の倍数、すなわち、ｍ×Ｔｇ／ｔｓの
値が整数となるので、差動復調器１１では正しく差動復
調が行える。また、このとき、周波数制御部１３ｃは、
キャリアシフト部２２ｃにｍを送り、キャリアシフト部
２２ｃは差動復調部１１からの復調データを、キャリア
ずれｍだけキャリアシフトし、ビタビ復号器１４に出力
する。こうして正しく差動復調されたデータが正しい順
番でビタビ復号器１４に入力され、ＭＰＥＧ音声デコー
ダ１５、Ｄ／Ａコンバータ１６、音声増幅器１７、スピ
ーカ１８を通り、音声が再生される。

【００５６】次に、ｍ’＝０でない場合は、入力信号の
ガードインターバルでの位相回転の影響で差動復調部１
１において正しく差動復調を行うことができず、また、
ビタビ復号部１４の入力データもずれているので音声を
再生することができない。そこで、周波数制御部１３ｃ
は、キャリアずれ量ｍを４の倍数になるように、すなわ
ち、ｍ’が０となるように局部発振器３２の発振周波数
を制御する。そして、キャリアずれｍが４の倍数にな
る、すなわち、ｍ’が０となると、周波数制御部１３ｃ
は、そのときキャリアずれ検出部からのキャリアずれ量
ｍをキャリアシフト部２２ｃに送り、キャリアシフト部
２２ｃは差動復調部１１からの復調データを、キャリア
ずれ量ｍだけキャリアシフトし、ビタビ復号器１４に出
力する。

【００５７】ここで、周波数制御部１３ｃの動作を説明
する。まず、現在の局部発振器３２の制御電圧をＶｃ、
１キャリア分の周波数を変化させることができる制御電
圧をＤｖ、局部発振器３２の周波数を補正するために必
要な制御電圧をＶｃ’、制御電圧の上限をＶｍａｘ，制
御電圧の下限をＶｍｉｎとしＶｃ’を次式で計算する。Ｖｃ’＝Ｖｃ＋ｍ’・Ｄｖ …………………………………（１９）次に、周波数制御部１３ｃはＶｃ’の値に応じて以下の
３つ場合に分けて制御を行う。１．Ｖｍｉｎ≦Ｖｃ’≦Ｖｍａｘの場合局部発振器３２を式（１９）に示すＶｃ’で制御する。
キャリアシフト部２２ｃがｍのキャリアシフトを行うよ
うに制御する。２．Ｖｃ’＞Ｖｍａｘの場合制御電圧Ｖｃ’を次式（２０）に変更し、局部発振器３
２を変更後のＶｃ’で制御する。Ｖｃ’＝Ｖｃ＋（ｍ’−α）・Ｄｖ ………………………（２０）キャリアシフト部２２ｃが（ｍ＋α）のキャリアシフト
を行うように制御する。３．Ｖｃ’＜Ｖｍｉｎの場合制御電圧Ｖｃ’を次式（２１）に変更し、局部発振器３
２を変更後のＶｃ’で制御する。Ｖｃ’＝Ｖｃ＋（ｍ’＋α）・Ｄｖ ………………………（２１）キャリアシフト部２２ｃが（ｍ−α）のキャリアシフト
を行うように制御する。但し、α：（Ｔｓ／Ｔｇ）の整
数部であり、例えばＤＡＢ方式の場合には、Ｔｇ／Ｔｓ
≒０．２５であるためα＝４である。

【００５８】さらに、周波数制御部１３により局部発振
器３２の発振周波数を制御して周波数誤差を補正する際
に、位相誤差検出部１２によって検出された位相誤差ε
から換算した周波数誤差のうち１キャリアより小さい周
波数誤差と、キャリアずれ検出部からのキャリアずれ量
ｍに基づく上記ｍ’とを併用すれば、周波数制御の精度
を向上することも可能である。

【００５９】以上のように、本実施の形態によれば、Ｄ
ＦＴ処理（複素フーリエ変換処理）の入力信号周波数に
数キャリア間隔に及ぶ周波数誤差があっても、キャリア
ずれ量に基づいて、キャリアずれ量ｍが４の倍数、すな
わち、ｍ×Ｔｇ／ｔｓの値を整数にすることで、周波数
変換における周波数シフト量をキャリアずれ量ｍが４の
倍数、すなわち、ｍ×Ｔｇ／ｔｓの値が整数となるよう
に制御するので、位相補正を行うことなくガードインタ
ーバル期間に生じる余分な位相誤差（回転）を抑えるこ
とができ、キャリアシフトにより復調データの位置ずれ
を補正することができる。このため、局部発振器の周波
数可変幅を１キャリアの周波数範囲に抑えることがで
き、比較的安価な局部発振器を使用できるので局部発振
器のコストも下り、さらには周波数可変幅を小さくでき
るので高い周波数精度が得易くなる。

【００６０】また、局部発振器の制御電圧が制御の上限
もしくは下限を超えるような場合であっても、すなわち
局部発振器の周波数可変幅を超えるような場合であって
も、それの応じた制御電圧及びキャリアシフト量で動作
するように制御するので、このような場合であっても位
相補正を行うことなくガードインターバル期間に生じる
余分な位相誤差（回転）を抑えることができ、キャリア
シフトにより復調データの位置ずれを補正することがで
きる。

【００６１】なお、本実施の形態においては、局部発振
器３２の発振周波数を制御して周波数誤差を補正した後
のキャリアずれ量に基づいてキャリアシフトを行うもの
として説明したが、周波数誤差を補正する前のキャリア
ずれ量を周波数制御部１３記憶（保持）しておき、記憶
されたキャリアずれ量を用いてキャリアシフト部２２Ｃ
を制御することにより周波数誤差を補正した後のキャリ
アシフトを行うように構成することもできる。そのとき
の周波数制御部１３の制御は以下のようになる。なお、
以下のｍは周波数制御部１３に記憶（保持）された周波
数誤差を補正する前のキャリアずれ量である。１．Ｖｍｉｎ≦Ｖｃ’≦Ｖｍａｘの場合局部発振器３２を式（１９）に示すＶｃ’で制御する。
キャリアシフト部２２ｃが（ｍ−ｍ’）のキャリアシフ
トを行うように制御する。２．Ｖｃ’＞Ｖｍａｘの場合制御電圧Ｖｃ’を上式（２０）に変更し、局部発振器３
２を変更後のＶｃ’で制御する。キャリアシフト部２２
ｃが（ｍ−ｍ’＋α）のキャリアシフトを行うように制
御する。３．Ｖｃ’＜Ｖｍｉｎの場合制御電圧Ｖｃ’を上式（２１）に変更し、局部発振器３
２を変更後のＶｃ’で制御する。キャリアシフト部２２
ｃが（ｍ−ｍ’−α）のキャリアシフトを行うように制
御する。

【００６２】

【発明の効果】本発明は、以上説明したように構成され
ているので、以下に示すような効果を奏する。

【００６３】本発明のディジタル受信装置によれば、Ｄ
ＦＴ処理（複素フーリエ変換処理）の入力信号周波数に
数キャリア間隔に及ぶ周波数誤差があっても、ガードイ
ンターバル期間で生じる余分な位相回転（位相誤差）に
対して、差動復調器の入力位相情報もしくは出力位相情
報にキャリアずれに比例した位相補正を行い、正しく差
動復調できるようにし、キャリアシフトにより復調デー
タの位置ずれも補正するので、局部発振器の周波数可変
幅を１キャリアの周波数範囲に抑えることができ、この
ため、比較的安価な局部発振器を使用できるので局部発
振器のコストも下り、さらには周波数可変幅を小さくで
きるので高い周波数精度が得易くなる。

【００６４】さらに、差動復調データに基づいて各キャ
リアの位相誤差を検出し、位相誤差を前記変調信号の周
波数誤差に換算して、周波数誤差が小さくなるように周
波数変換器を制御するので、１キャリア間隔分の周波数
より小さい周波数誤差も補正することができる。

【００６５】また、ＤＦＴ処理（複素フーリエ変換処
理）の入力信号周波数に数キャリア間隔に及ぶ周波数誤
差があっても、キャリアずれ量に基づいて、周波数変換
における周波数シフト量及び前記キャリアシフトにおけ
る復調データのシフト量を制御するので、位相補正を行
うことなくガードインターバル期間に生じる余分な位相
誤差（回転）を抑えることができ、キャリアシフトによ
り復調データの位置ずれを補正することができる。この
ため、局部発振器の周波数可変幅を１キャリアの周波数
範囲に抑えることができ、比較的安価な局部発振器を使
用できるので局部発振器のコストも下り、さらには周波
数可変幅を小さくできるので高い周波数精度が得易くな
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態１であるディジタル受信
装置のブロック図である。

【図２】キャリアシフトの動作を説明するための図で
ある。

【図３】本発明の実施の形態２であるディジタル受信
装置のブロック図である。

【図４】本発明の実施の形態３であるディジタル受信
装置のブロック図でる。

【図５】本発明の実施の形態４であるディジタル受信
装置のブロック図である。

【図６】従来のディジタル受信装置のブロック図であ
る。

【図７】ＤＡＢ方式の伝送信号の伝送フォーマットを
説明するための図である。

【符号の説明】

１アンテナ、２ＲＦ増幅器、３周波数変換器、３
１ミキサー、３２局部発振器、５中間周波増幅器、
６直交復調器、７Ａ／Ｄ変換器、８同期信号検出
部、９同期制御部、１０複素フーリエ変換処理部、
１１差動復調器、１２位相誤差検出部、１３，１３
ｃ周波数制御部、１４ビタビ復号器、１５ＭＰＥ
Ｇ音声デコーダ、１６Ｄ／Ａ変換器、１７音声増幅
器、１８スピーカ、１９バッファメモリ、２０，２
０ｂ位相補正部、２１キャリアずれ検出部、２２，
２２ｂ，２２ｃキャリアシフト部。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者大久保忠俊東京都千代田区丸の内二丁目２番３号三菱電機株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】複数の直交するキャリアにより差動位相
変調された変調信号を含む伝送信号を受信するディジタ
ル受信装置において、前記複数のキャリアの位相を検出するキャリア位相検出
手段と、前記キャリア位相検出手段により検出された前記複数の
キャリアの位相情報を所定期間遅延する遅延手段と、前記キャリア位相検出手段により検出された前記複数の
キャリアの位相情報から前記キャリアの間隔に換算した
キャリアずれ量を検出するキャリアずれ検出手段と、前記キャリア位相検出手段により検出された前記複数の
キャリアの位相情報を前記キャリアずれ量に基づいて補
正する補正手段と、前記遅延手段により遅延された前記複数のキャリアの位
相情報と前記補正手段により補正された前記複数のキャ
リアの位相情報により前記複数のキャリアの位相情報の
差動復調を行う差動復調手段と、前記差動復調手段からの復調データのうち前記キャリア
ずれ量だけシフトした各キャリアからの復調データを選
択して出力するキャリアシフト手段とを備えたことを特
徴とするディジタル受信装置。
【請求項２】複数の直交するキャリアにより差動位相
変調された変調信号を含む伝送信号を受信するディジタ
ル受信装置において、前記複数のキャリアの位相を検出するキャリア位相検出
手段と、前記キャリア位相検出手段により検出された前記複数の
キャリアの位相情報を所定期間遅延する遅延手段と、前記キャリア位相検出手段により検出された前記複数の
キャリアの位相情報から前記キャリアの間隔に換算した
キャリアずれ量を検出するキャリアずれ検出手段と、前記遅延手段により遅延された前記複数のキャリアの位
相情報を前記キャリアずれ量に基づいて補正する補正手
段と、前記キャリア位相検出手段により検出された前記複数の
キャリアの位相情報と前記補正手段により補正された前
記複数のキャリアの位相情報により前記複数のキャリア
の位相情報の差動復調を行う差動復調手段と、前記差動復調手段からの復調データのうち前記キャリア
ずれ量だけシフトした各キャリアからの復調データを選
択して出力するキャリアシフト手段とを備えたことを特
徴とするディジタル受信装置。
【請求項３】複数の直交するキャリアにより差動位相
変調された変調信号を含む伝送信号を受信するディジタ
ル受信装置において、前記複数のキャリアの位相を検出するキャリア位相検出
手段と、前記キャリア位相検出手段により検出された前記複数の
キャリアの位相情報を所定期間遅延する遅延手段と、前記キャリア位相検出手段により検出された前記複数の
キャリアの位相情報から前記キャリアの間隔に換算した
キャリアずれ量を検出するキャリアずれ検出手段と、前記キャリア位相検出手段により検出された前記複数の
キャリアの位相情報と前記遅延手段により遅延された前
記複数のキャリアの位相情報により前記複数のキャリア
の位相情報の差動復調を行う差動復調手段と、前記差動復調手段からの復調データを前記キャリアずれ
量に基づいて補正する補正手段と、前記補正手段からの復調データのうち前記キャリアずれ
量だけシフトした各キャリアからの復調データを選択し
て出力するキャリアシフト手段とを備えたことを特徴と
するディジタル受信装置。
【請求項４】前記キャリア位相検出手段の前段に設け
られ前記変調信号を周波数変換する周波数変換手段と、前記差動復調手段からの復調データに基づいて各キャリ
アの位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、前記検出された位相誤差を前記変調信号の周波数誤差に
換算し、該周波数誤差が小さくなるように前記周波数変
換手段を制御する制御手段とを備えたことを特徴とする
請求項１〜３のいずれかに記載のディジタル受信装置。
【請求項５】複数の直交するキャリアにより差動位相
変調された変調信号を含む伝送信号を受信するディジタ
ル受信装置において、前記変調信号を周波数変換する周波数変換手段と、前記周波数変換された変調信号中の前記複数のキャリア
の位相を検出するキャリア位相検出手段と、前記キャリア位相検出手段により検出された前記複数の
キャリアの位相情報から前記キャリアの間隔に換算した
キャリアずれ量を検出するキャリアずれ検出手段と、前記キャリア位相検出手段により検出された前記複数の
キャリアの位相情報の差動復調を行う差動復調手段と、前記差動復調手段からの各キャリアの復調データを所定
キャリア分シフトした復調データを選択して出力するキ
ャリアシフト手段と、前記周波数変換手段における周波数シフト量及び前記キ
ャリアシフト手段における復調データのシフト量を前記
キャリアずれ量に基づいて制御する制御手段とを備えた
ことを特徴とするディジタル受信装置。