JP3952200B2 - ダイバーシティを用いたｏｆｄｍ受信装置、ダイバーシティを用いたｏｆｄｍ受信回路及びダイバーシティを用いたｏｆｄｍ受信方法 - Google Patents

Description

本発明は、ＯＦＤＭ受信装置、ＯＦＤＭ受信回路及びＯＦＤＭ受信方法に関し、特にエラーレートを低減してＣ／Ｎを改善可能とするダイバーシティを用いたＯＦＤＭ受信装置、ダーバーシティを用いたＯＦＤＭ受信回路及びダイバーシティを用いたＯＦＤＭ受信方法に関する。

ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing ：直交周波数分割多重）は、伝送帯域内に、互いに干渉しない程度まで密度を高めた多数の搬送波（キャリア）を設け、それぞれのキャリアの振幅と位相にデータを割り当てて、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）等のデジタル変調を行う伝送技術である。たとえば、我が国における地上波デジタル放送の規格（ＩＳＤＢ−Ｔ：Integrated Services Digital Broadcasting−Terrestrial）では、一放送局あたり、約６ＭＨｚの帯域を１３セグメントに分割し、それぞれのセグメントに複数のキャリアを直交多重して、ＨＤＴＶ（高品位テレビ）放送や、ＳＤＴＶ（標準テレビ）放送、及び移動体向けの簡易放送を行うものとされている。

また、受信装置は、従来から受信性能向上のため、例えば、ダイバーシティ方式が用いられる。この方式は、放送局によって同一の情報を複数の周波数帯域に分けて送信された電波を、複数のアンテナで受信し、夫々のアンテナで受信した信号のいずれか最良の周波数帯を選択し、伝送路上のフェージング等の影響を最小にするというものである。

＜第一の従来例＞
図６（ａ）は、ダイバーシティ方式を用いた第一の従来例のＯＦＤＭ復調システムの要部ブロック図である（たとえば、特許文献１参照）。この図において、ＯＦＤＭ信号は、複数のアンテナ１１₁〜１１₃で受信され、アンテナごとに設けられたチューナ部１２₁〜１２₃に入力される。これらのチューナ部１２₁〜１２₃は、入力されたＯＦＤＭ信号を中間周波信号（ＩＦ信号）に変換して信号切換部１３に出力すると共に、各々のＯＦＤＭ信号の受信電力Ｐ₁〜Ｐ₃を計測して切り換え制御部１４に出力する。

切り換え制御部１４は、受信電力Ｐ₁〜Ｐ₃を比較して最も大きな電力値のチューナ部１２₁〜１２₃の出力信号（ＩＦ信号）を選択するように信号切換部１３の接点１３ａを制御する。たとえば、Ｐ₁が最大である場合には、信号切換部１３の接点１３ａを図示位置に切り換えて、最上段のチューナ１２₁の出力信号を選択する。したがって、複数のチューナ部１２₁〜１２₃から出力されたＩＦ信号の内、常に最大電力のものが信号切換部１３によって選択され、後段回路（Ａ／Ｄ変換部１５等）に出力されるので、複数の受信系統の内の最も受信状態のよいものを選択する、いわゆるブランチ構成法のダイバーシティを実現できる。

＜第二の従来例＞
図６（ｂ）は、ダイバーシティ方式を用いた第二の従来例のＯＦＤＭ復調システムの要部ブロック図である（たとえば、特許文献２参照）。この図において、ＯＦＤＭ信号は、複数のアンテナ１６₁〜１６₃で受信され、そのうちの一つの受信信号がアンテナ切り換え器１７によって選択される。アンテナ切り換え器１７で選択された受信信号はチューナ１８でＩＦ信号に変換され、ＩＦ信号はＡ／Ｄ変換器１９でデジタル信号に変換される。

デジタル信号は、直交復調部２０によって、所定のキャリアを用いて直交復調され、ベースバンドのＯＦＤＭ信号に変換されるが、この段階（直交復調直後）のＯＦＤＭ信号は、後段で行われるＦＦＴ演算前のいわゆる時間領域信号である。

同期検出部２１は、この時間領域信号から同期信号（スキャッターパイロット信号；ＳＰ信号）を抽出する。同期信号は、時間領域信号中の各シンボル内に離散的（飛び飛び）に挿入された既知電力及び既知位相を持つ信号であり、通常はキャリアの波形等化のために用いられるが、この従来例においては、アンテナ切り替えのためのにも用いられている。すなわち、切り換え制御部２２は、複数のアンテナ１６₁〜１６₃の内、最大の同期信号が得られるものを選択するためにアンテナ切り換え器１７の接点１７ａの位置を制御する。

特開２００３−８７２１３号公報 特開２００１−２８５１５６号公報

しかしながら、上記の各従来例にあっては、いずれも、時間領域の信号に基づいてダイバーシティを行っているため、以下の問題点がある。

（１）Ｄ／Ｕ＝０ｄＢのマルチパス環境下において、ダイバーシティなしの場合の復調回路でエラー訂正可能な最低エラーレートが２×１Ｅ−０４でのＣ／Ｎ＝２０ｄＢであるのに対して、ダイバーシティありの場合、たとえば、複数のアンテナで受信し、夫々のアンテナで受信した信号の最大値を合成し、その合成信号を復調回路で処理する場合は、Ｃ／Ｎ＝１５ｄＢとなり、約５ｄＢの改善効果がもたらされる（図７（ｂ））が、このＣ／Ｎ＝１５ｄＢは非常に大きな値であることに変わりなく、復調回路の動作に支障を来す。

（２）また、第一の従来例にあっては、単に受信電力（又は受信信号レベル）の比較によってアンテナを切り換えているだけである。したがって、その切り替えのタイミングが、ＯＦＤＭの情報単位（キャリア）とは無関係（非同期）に設定されるため、切り換え中にＯＦＤＭ情報の一部喪失を生じるおそれがある。

（３）さらに、第二の従来例にあっては、既知の電力と位相を持つ同期信号（スキャッタードパイロット信号、又はＳＰ信号）に基づいてアンテナの切り換えを行っているので、その切り替えのタイミングは、一応、ＯＦＤＭの情報単位に同期している。このため、第一及び第三の従来例のような不都合（切り換え中のＯＦＤＭ情報の一部喪失）はないものの、同期信号はＯＦＤＭシンボルに“離散的（飛び飛び）”に挿入されたものであるから、アンテナの切り替えも同様（離散的）にしか行い得ないという欠点があり、したがって、ＯＦＤＭの情報単位ごとのきめ細かな切り替えをおこなうことができない。

図７は、従来のダイバーシティの効果を示す図である。同図（ａ）に示すように、縦軸を二つのアンテナで受信されたＡ波とＢ波の信号レベル、横軸を時間とすると、時間軸ベースのダイバーシティでは、これらの時間的変動を有するＡ波とＢ波のうち常に最大信号レベルの波を選択する。

同図（ｂ）は、そのようなダイバーシティ動作の効果説明であり、特に、都会の大きなビル間などでよく起こるマルチパス（たとえば、Ｄ／Ｕ＝０ｄＢ）状態において、所望のエラーレート（ＢＥＲ≒２×１Ｅ−０４）を得るのに必要なＣ／Ｎを示す図である。点線は１波でのガウス雑音、一点鎖線はダイバーシティなしの場合のＢＥＲ特性、二点鎖線はダイバーシティありの場合のＢＥＲ特性である。ダイバーシティなしの場合のＣ／Ｎは約２０ｄＢ、有りの場合のＣ／Ｎは約１５ｄＢである。これによると、およそ５ｄＢの改善効果が認められるが、改善後のＣＮ（≒１５ｄＢ）は、いまだ、復調回路等にとって非常に大きな値であることに変わりなく、受信装置の性能向上を望めない。

そこで、本発明の目的は、特にＣ／Ｎを改善したＯＦＤＭ受信装置及びＯＦＤＭ受信方法を提供することにある。

本発明の請求項１に係るダイバーシティを用いたＯＦＤＭ受信装置は、所定の帯域内の複数のキャリアに情報が分割されて直交変調されることにより生成された、シンボルを伝送単位とする直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を受信するＯＦＤＭ受信装置（図１のＯＦＤＭ受信装置２３）において、
前記ＯＦＤＭ信号を受信するアンテナ（図１のアンテナ２４Ａ及びアンテナ２４Ｂ）から前記ＯＦＤＭ信号を前記シンボル単位のキャリア領域信号に変換するための第１系統と第２系統との少なくとも２系統（図１のＡ系統の回路部２０Ａ及びＢ系統の回路部２０Ｂ）から成る変換手段（図１のＦＦＴ部２８Ａ及びＦＦＴ部２８Ｂ）と、
前記第１系統の変換手段（図１のＦＦＴ部２８Ａ）によって変換された複数のキャリアと前記第２系統の変換手段（図１のＦＦＴ部２８Ｂ）によって変換された複数のキャリアとの合成信号を生成する合成手段（図１の合成部２９）と、を備え、
前記合成手段は、前記第１系統のキャリア領域信号に含まれる複数の同期信号から生成された信号と前記第２系統のキャリア領域信号に含まれる複数の同期信号から生成された信号との差分値を演算する差分値演算手段（図３Ａの差分演算器３７）と、
この差分値演算手段によって演算された差分値の逆数を演算する逆数演算手段（図３Ａの符号反転器３８）と、
前記第１系統のキャリア領域信号と前記差分値演算手段によって演算された差分値とを乗算する第１の乗算手段（図３Ａの第１乗算器３９）と、
前記第２系統のキャリア領域信号と前記逆数演算手段によって演算された差分値の逆数とを乗算する第２の乗算手段（図３Ａの第２乗算器４０）と、
前記第１の乗算手段における乗算結果と前記第２の乗算手段における乗算結果とを加算する加算手段（図３Ａの加算器４１）とを備えることを特徴とする。
また、本発明の請求項２に係るダイバーシティを用いたＯＦＤＭ受信回路は、所定の帯域内の複数のキャリアに情報が分割されて直交変調されることにより生成された、シンボルを伝送単位とする直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を受信するＯＦＤＭ受信装置（図１のＯＦＤＭ受信装置２３）において、
アンテナで受信された前記ＯＦＤＭ信号を前記シンボル単位のキャリア領域信号に変換するための第１系統と第２系統との少なくとも２系統（図１のＡ系統の回路部２０Ａ及びＢ系統の回路部２０Ｂ）から成る変換回路（図１のＦＦＴ部２８Ａ及びＦＦＴ部２８Ｂ）と、
前記第１系統の変換回路（図１のＦＦＴ部２８Ａ）によって変換された複数のキャリアと前記第２系統の変換回路（図１のＦＦＴ部２８Ｂ）によって変換された複数のキャリアとの合成信号を生成する合成回路（図１の合成部２９）と、を備え、
前記合成回路は、前記第１系統のキャリア領域信号に含まれる複数の同期信号から生成された信号と前記第２系統のキャリア領域信号に含まれる複数の同期信号から生成された信号との差分値を演算する差分値演算回路（図３Ａの差分演算器３７）と、
この差分値演算回路によって演算された差分値の逆数を演算する逆数演算回路（図３Ａの符号反転器３８）と、
前記第１系統のキャリア領域信号と前記差分値演算回路によって演算された差分値とを乗算する第１の乗算回路（図３Ａの第１乗算器３９）と、
前記第２系統のキャリア領域信号と前記逆数演算回路によって演算された差分値の逆数とを乗算する第２の乗算回路（図３Ａの第２乗算器４０）と、
前記第１の乗算回路における乗算結果と前記第２の乗算回路における乗算結果とを加算する加算回路（図３Ａの加算器４１）とを備えることを特徴とする。
更に、請求項３に係るダイバーシティを用いたＯＦＤＭ受信方法は、所定の帯域内の複数のキャリアに情報が分割されて直交変調されることにより生成された、シンボルを伝送単位とする直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を受信するＯＦＤＭ受信装置（図１のＯＦＤＭ受信装置２３）において、
前記ＯＦＤＭ信号を受信するアンテナ（図１のアンテナ２４Ａ及びアンテナ２４Ｂ）から前記ＯＦＤＭ信号を前記シンボル単位のキャリア領域信号に変換するための第１系統と第２系統との少なくとも２系統（図１のＡ系統及びＢ系統）から成る変換工程（図１のＦＦＴ部２８Ａ及びＦＦＴ部２８Ｂ）と、
前記第１系統の変換工程（図１のＦＦＴ部２８Ａ）によって変換された複数のキャリアと前記第２系統の変換工程（図１のＦＦＴ部２８Ｂ）によって変換された複数のキャリアとの合成信号を生成する合成工程（図１の合成部２９）と、を備え、
前記合成工程は、前記第１系統のキャリア領域信号に含まれる複数の同期信号から生成された信号と前記第２系統のキャリア領域信号に含まれる複数の同期信号から生成された信号との差分値を演算する差分値演算工程（図３Ａの差分演算器３７）と、
この差分値演算工程によって演算された差分値の逆数を演算する逆数演算工程（図３Ａの符号反転器３８）と、
前記第１系統のキャリア領域信号と前記差分値演算工程によって演算された差分値とを乗算する第１の乗算工程（図３Ａの第１乗算器３９）と、
前記第２系統のキャリア領域信号と前記逆数演算工程によって演算された差分値の逆数とを乗算する第２の乗算工程（図３Ａの第２乗算器４０）と、
前記第１の乗算工程における乗算結果と前記第２の乗算工程における乗算結果とを加算する加算工程（図３Ａの加算器４１）とを備えることを特徴とする。
請求項１、請求項２、及び、請求項３における発明では、受信されたＯＦＤＭ信号のシンボルを構成するキャリア（すなわち、ＯＦＤＭの情報単位）ごとに各系の最大値の信号が合成される。
また、たとえば、第１系統のキャリア領域信号に含まれる同一シンボル内の複数の同期信号から生成された信号をＺａ（ｎ，ｍ）とし、第２系統のキャリア領域信号に含まれる同一シンボル内の複数の同期信号から生成された信号をＺｂ（ｎ，ｍ）とし、差分値及び前記差分値の逆数をそれぞれＫ（ｎ，ｍ）、Ｋｉ（ｎ，ｍ）とすると、第１及び第２の乗算手段によって、Ｚａ（ｎ，ｍ）×Ｋ（ｎ，ｍ）及びＺｂ（ｎ，ｍ）×Ｋｉ（ｎ，ｍ）の演算が行われ、加算手段によって、それらの演算結果の加算値、すなわち、｛Ｚａ（ｎ，ｍ）×Ｋ（ｎ，ｍ）｝＋｛Ｚｂ（ｎ，ｍ）×Ｋｉ（ｎ，ｍ）｝が得られる。ここで、ｍはシンボル番号、ｎはキャリア番号であり、これらの式は、受信されたＯＦＤＭ信号のシンボル（ｍ）を構成するサブキャリア（ｎ）、すなわち、ＯＦＤＭの情報単位ごとに各系の最大値の信号が合成されることを意味する。

本発明によれば、ＦＦＴから出力された複数の異なるキャリアから成る信号データを、合成部２９でキャリア単位に区分し、夫々の系統での同一のキャリア毎に適応的に合成するようにしたので、特にエラーレートを低減してＣ／Ｎを改善したＯＦＤＭ受信装置及びＯＦＤＭ受信方法を提供することができる。

以下、本発明の実施例を、図面を参照しながら説明する。なお、以下の説明における様々な細部の特定ないし実例および数値や文字列その他の記号の例示は、本発明の思想を明瞭にするための、あくまでも参考であって、それらのすべてまたは一部によって本発明の思想が限定されないことは明らかである。また、周知の手法、周知の手順、周知のアーキテクチャおよび周知の回路構成等（以下「周知事項」）についてはその細部にわたる説明を避けるが、これも説明を簡潔にするためであって、これら周知事項のすべてまたは一部を意図的に排除するものではない。かかる周知事項は本発明の出願時点で当業者の知り得るところであるので、以下の説明に当然含まれている。

図１は、本発明を地上波デジタル放送受信機に適用したＯＦＤＭ受信装置２３の概念的なブロック構成図である。この図において、ＯＦＤＭ受信装置２３は、Ａ系統及びＢ系統の２系統の回路部と、各系統共通の回路部（合成部２９、エラー訂正部３０、ＭＰＥＧ復号部３１、映像音声分離部３２、映像復号部３３及び音声復号部３４など）とから構成されている。Ａ系統とＢ系統の構成は同一であり、Ａ系統はアンテナ２４Ａ、チューナ２５Ａ、Ａ／Ｄ変換部２６Ａ、直交復調部２７Ａ及びＦＦＴ部２８Ａで構成され、Ｂ系統も同様に、アンテナ２４Ｂ、チューナ２５Ｂ、Ａ／Ｄ変換部２６Ｂ、直交復調部２７Ｂ及びＦＦＴ部２８Ｂで構成されている。

不図示の送信局から送出されたＯＦＤＭ信号（たとえば、地上波デジタル放送信号）は、２つのアンテナ２４Ａ、２４Ｂで受信され、ＲＦ（高周波）信号として各系統のチューナ２５Ａ、２５Ｂに供給される。ＲＦ信号は各々のチューナ２５Ａ、２５Ｂで所定のＩＦ（中間周波）信号に変換された後、Ａ／Ｄ変換部２６Ａ、２６Ｂでデジタル信号に変換される。このデジタル信号は、直交復調部２７Ａ、２７Ｂに送られ、この直交復調部２７Ａ、２７Ｂで所定周波数のキャリア信号を用いて直交復調される。直交復調後の信号はベースバンドのＯＦＤＭ信号であるが、この段階のベースバンド信号は、いわゆるＦＦＴ演算前のシンボル領域（時間領域）の信号（ＯＦＤＭシンボル領域信号）である。なお、ＯＦＤＭシンボル領域信号は、直交復調を受けたことによって、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と虚軸成分（Ｑチャンネル信号）とを含む複素信号になっている。

次に、ＯＦＤＭシンボル領域信号は、ＦＦＴ部２８Ａ、２８Ｂに送られ、このＦＦＴ部２８Ａ、２８Ｂによって複数の異なるキャリア（搬送波）の信号データから構成されるキャリア領域（周波数領域）の信号（ＯＦＤＭキャリア領域信号）に変換される。ＦＦＴ部２８Ａ、２８Ｂは、各キャリアに直交変調されているデータを抽出して出力するものであり、具体的には、ＦＦＴ部２８Ａ、２８Ｂは、一つのＯＦＤＭシンボルから有効シンボル長の範囲、すなわち、一つのＯＦＤＭシンボルからガードインターバル分を除いた範囲（たとえば、２０４８サンプル）を抜き出し、この範囲のＯＦＤＭシンボル領域信号に対してＦＦＴ演算を行う。このように、ＦＦＴ部２８Ａ、２８Ｂから出力されたＯＦＤＭキャリア領域信号も、上記のＯＦＤＭシンボル領域信号と同様に、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と虚軸成分（Ｑチャンネル信号）とを含む複素信号になっている。

Ａ系統及びＢ系統のＦＦＴ部２８Ａ、２８Ｂから出力された複数の異なるキャリアの信号データから成るＯＦＤＭキャリア領域信号は、合成部２９でキャリア単位に区分し、夫々の系統での同一のキャリア毎に適応的に合成される。
そして、この合成信号がビタビ復号やリードソロモン符号等のエラー訂正を行うエラー訂正部３０、エラー訂正後の信号をＭＰＥＧ伸張するＭＰＥＧ復号部３１、ＭＰＥＧ伸張後の信号から映像信号と音声信号を分離する映像音声分離部３２、映像信号の復号処理を行う映像復号部３３及び音声信号の復号処理を行う音声復号部３４などを経て、不図示の映像音声再生部（あるいは録画録音部）に出力される。

ここで、Ａ系統のＦＦＴ部２８Ａから出力されたＯＦＤＭキャリア領域信号をＺａ（ｎ，ｍ）で表し、Ｂ系統のＦＦＴ部２８Ｂから出力されたＯＦＤＭキャリア領域信号をＺｂ（ｎ，ｍ）で表すことにする。

図２は、ＦＦＴ部２８Ａ、２８Ｂから出力されたＯＦＤＭキャリア領域信号のイメージ図である。この図において、横軸はキャリアの周波数であり、この周波数軸に沿ってキャリア番号（ｎ）が並ぶ。また、縦軸はシンボル（時間）であり、この時間軸に沿ってＯＦＤＭシンボル番号（ｍ）が並ぶ。黒丸印は、既知の電力と位相を持つ同期信号（スキャッタードパイロット信号、又はＳＰ信号）と呼ばれるキャリアであり、白丸印は、同期信号未挿入のキャリアである。この図からも理解されるように、同期信号は、周波数軸方向の１２本のキャリアに１本の割合で離散的に（飛び飛びに）挿入されており、且つ、時間軸方向のシンボルごとに３キャリアずつ周波数軸方向にシフトして挿入されている。

任意のキャリアの位置は、シンボル番号（ｍ）とキャリア番号（ｎ）の交点座標で表すことができる。たとえば、図中、破線枠で囲んだ一つのキャリアは、ｎ＝８、ｍ＝３であるから、この場合、Ａ系統のＦＦＴ部２８Ａから出力されるＯＦＤＭキャリア領域信号は、Ｚａ（ｎ，ｍ）→Ｚａ（８，３）となり、同様に、Ｂ系統のＦＦＴ部２８Ｂから出力されるＯＦＤＭ周波数領域信号は、Ｚｂ（ｎ，ｍ）→Ｚｂ（８，３）となる。

図３（ａ）は、Ａ系統の出力信号とＢ系統の出力信号との合成信号を生成する合成部２９のブロック図である。この図において、合成部２９は、第一キャリアフィルタ３５、第二キャリアフィルタ３６、差分演算器３７、符号反転器３８、第一乗算器３９、第二乗算器４０及び加算器４１を備えて構成される。
合成部２９は、図３（ａ）の構成から成るｎ個の回路（図示せず）から構成される。即ち、前記ｎ個の回路は、復調しよとするキャリア毎に設けられており、ＦＦＴ部２８Ａ、２８Ｂから出力されたＯＦＤＭキャリア領域信号は、合成部２９で、キャリア単位に区分され、前記復調しようとするキャリア毎に設けられた各回路によって、前記Ａ系統とＢ系統から出力された同一のキャリア毎に適応的に合成される。

図３（ｂ）は、第一キャリアフィルタ３５と第二キャリアフィルタ３６の動作概念図である。図中の横長矩形枠線はそれぞれ第一キャリアフィルタ３５と第二キャリアフィルタ３６を模式的に表しており、ハッチング付丸図形は処理対象のキャリア、黒丸図形はその前後に位置する同期信号を表している。

現在、第一キャリアフィルタ３５は、任意シンボル番号（ｍ）内の任意キャリア番号（ｎ）の前後に位置する２つの同期信号〔ＳＰａ（ｎ−ｉ，ｍ）とＳＰａ（ｎ＋ｊ，ｍ）〕の既知の伝送特性情報（信号電力と位相）から、処理対象キャリア〔Ｚａ（ｎ，ｍ）〕の伝送特性の推定値〔Ｚａ（ｎ，ｍ）′〕を求めている。同様に、第二キャリアフィルタ３６は、任意シンボル番号（ｍ）内の任意キャリア番号（ｎ）の前後に位置する二つの同期信号〔ＳＰｂ（ｎ−ｉ，ｍ）とＳＰｂ（ｎ＋ｊ，ｍ）〕の既知の伝送特性情報から、処理対象キャリア〔Ｚｂ（ｎ，ｍ）〕の伝送特性の推定値〔Ｚｂ（ｎ，ｍ）′〕を求めている。ここで、“ａ”はＡ系統の信号、“ｂ”はＢ系統の信号を表し、また、“ｉ”及び“ｊ”は処理対象キャリアとその前後の同期信号までの間隔（キャリア数）を表している。

差分演算器３７は、第一キャリアフィルタ３５と第二キャリアフィルタ３６の各出力の差分を演算する。すなわち、「Ｚａ（ｎ，ｍ）′−Ｚｂ（ｎ，ｍ）′」を演算する。この演算結果をＫ（ｎ，ｍ）とすると、符号反転器３８は、Ｋ（ｎ，ｍ）の符号を反転し、その符号反転結果（つまり、Ｋ（ｎ，ｍ）の逆数）をＫｉ（ｎ，ｍ）として出力する。第一乗算器３９は、「Ｚａ（ｎ，ｍ）×Ｋ（ｎ，ｍ）」を演算し、第二乗算器４０は、「Ｚｂ（ｎ，ｍ）×Ｋｉ（ｎ，ｍ）」を演算する。そして、最後に、加算器４１は、第一乗算器３９と第二乗算器４０の演算結果を加算し、その加算結果を、Ａ系統の出力信号とＢ系統の出力信号とを合成した合成信号Ｚｄ（ｎ，ｍ）として、後段の回路（たとえば、ビタビ復号やリードソロモン符号等のエラー訂正を行うエラー訂正部３０）に出力する。

図４は、合成部２９のｎ個から成る各回路の動作概念図である。この図において、Ｚａ（ｎ，ｍ）′は第一キャリアフィルタ３５の出力信号、Ｚｂ（ｎ，ｍ）′は第二キャリアフィルタ３６の出力信号である。これらの信号の差分値Ｋ（ｎ，ｍ）が差分演算器３７によって求められ、また、その差分値の符号反転値Ｋｉ（ｎ，ｍ）が符号反転器３８によって求められる。

そして、第一乗算器３９、第二乗算器４０及び加算器４１により、Ｚｄ（ｎ，ｍ）＝｛Ｚａ（ｎ，ｍ）×Ｋ（ｎ，ｍ）｝＋｛Ｚｂ（ｎ，ｍ）×Ｋｉ（ｎ，ｍ）｝が演算され、その演算結果Ｚｄ（ｎ，ｍ）が後段の回路に出力される。

今、伝送路上の何らかの障害によって、たとえば、Ａ系統の信号Ｚａ（ｎ，ｍ）とＢ系統の信号Ｚｂ（ｎ，ｍ）の間に差が生じたとすると、その差は、Ｋ（ｎ，ｍ）とＫｉ（ｎ，ｍ）に現れる。そして、上記の差を示す補正値「Ｋ（ｎ，ｍ）とＫｉ（ｎ，ｍ）」を用いて、Ａ系統の信号Ｚａ（ｎ，ｍ）とＢ系統の信号Ｚｂ（ｎ，ｍ）を補正することにより、上記の差を無くした合成信号Ｚｄ（ｎ，ｍ）を得ることができる。

したがって、この実施態様では、以上説明したとおり、ＯＦＤＭの情報単位（キャリア単位）ごとに合成処理を行うので、合成処理に伴ってＯＦＤＭ情報の喪失を生じることがない。しかも、同期信号非挿入のキャリアを含むすべてのキャリアについて、かかる合成処理を行うため、特にエラーレートを低減してＣ／Ｎを改善したダイバーシティを用いたＯＦＤＭ受信装置、ダイバーシティを用いたＯＦＤＭ受信回路及びダイバーシティを用いたＯＦＤＭ受信方法を提供することができる。

図５は、本実施形態の効果説明図である。同図（ａ）において、縦軸は信号レベル、横軸は周波数である。また、同図（ｂ）において、縦軸はＢＥＲ、横軸はＣ／Ｎである。 Ａ系統とＢ系統の２系統で受信された信号は、夫々のＦＦＴで処理された複数の異なるキャリアから成る信号データを、合成部２９でキャリア単位に区分し、夫々の系統での同一のキャリア毎に適応的に合成される。
すなわち、同図（ａ）に示すように、Ａ系統及びＢ系統の各々の受信信号は、伝送途中の経路において、様々な妨害等を受ける結果、異なる周波数で落ち込み（図中の白抜き矢印イ、ロ、ハ参照）を発生することがあるが、本実施形態では、ＦＦＴ処理後の信号データを、合成部２９においてキャリア単位に区分して夫々の系統での同一のキャリアが常に最大値となる信号が得られるように適応的に合成処理することにより、送信波に近い概ねフラットな周波数スペクトル分布を持つ特性を得ることができる。このため、同図（ｂ）に示すように、従来例（時間領域の信号に基づくダイバーシティを行うもの）のＣ／Ｎ（約１５ｄＢ）に比べて、およそ５．５ｄＢも低い約９．５ｄＢの良好なＣ／Ｎを得ることができる。

本発明におけるＯＦＤＭ受信装置２３の概念的なブロック構成図である。 本発明におけるＦＦＴ部２８Ａ、２８Ｂから出力されたＯＦＤＭキャリア領域信号のイメージ図である。 （ａ）は、本発明におけるＡ系統の出力信号とＢ系統の出力信号との合成信号を生成する合成部２９のブロック図である。 （ｂ）は、本発明における第一キャリアフィルタ３５と第二キャリアフィルタ３６の動作概念図である。 本発明における合成部２９の動作概念図である。 （ａ）及び（ｂ）は、本発明における実施形態の効果説明図である。 （ａ）は、第一の従来例のＯＦＤＭ復調システムの要部ブロック図である。（ｂ）は、第二の従来例のＯＦＤＭ復調システムの要部ブロック図である。 （ａ）は、従来のダイバーシティの効果を示す図である。 （ｂ）は、従来のダイバーシティを用いた場合とダイバーシティを用いない場合とのＣ／Ｎを比較する図である。

符号の説明

２３ ＯＦＤＭ受信装置
２４Ａ Ａ系統のアンテナ
２４Ｂ Ｂ系統のアンテナ
２８Ａ Ａ系統のＦＦＴ部（一の系統の変換手段）
２８Ｂ Ｂ系統のＦＦＴ部（二の系統の変換手段）
２９ 合成部（合成手段）
３５ 第一キャリアフィルタ（差分値演算手段）
３６ 第二キャリアフィルタ（差分値演算手段）
３７ 差分演算器（差分値演算手段）
３９ 第一乗算器（第一の乗算手段）
４０ 第二乗算器（第二の乗算手段）
４１ 加算器（加算手段）

Claims (3)

1. 所定の帯域内の複数のキャリアに情報が分割されて直交変調されることにより生成された、シンボルを伝送単位とする直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を受信するＯＦＤＭ受信装置において、
   前記ＯＦＤＭ信号を受信するアンテナから前記ＯＦＤＭ信号を前記シンボル単位のキャリア領域信号に変換するための第１系統と第２系統との少なくとも２系統から成る変換手段と、
   前記第１系統の変換手段によって変換された複数のキャリアと前記第２系統の変換手段によって変換された複数のキャリアとの合成信号を生成する合成手段と、を備え、
   前記合成手段は、
   前記第１系統のキャリア領域信号に含まれる複数の同期信号から生成された信号と前記第２系統のキャリア領域信号に含まれる複数の同期信号から生成された信号との差分値を演算する差分値演算手段と、
   この差分値演算手段によって演算された差分値の逆数を演算する逆数演算手段と、
   前記第１系統のキャリア領域信号と前記差分値演算手段によって演算された差分値とを乗算する第１の乗算手段と、
   前記第２系統のキャリア領域信号と前記逆数演算手段によって演算された差分値の逆数とを乗算する第２の乗算手段と、
   前記第１の乗算手段における乗算結果と前記第２の乗算手段における乗算結果とを加算する加算手段と、
   を備えることを特徴とするダイバーシティを用いたＯＦＤＭ受信装置。
2. 所定の帯域内の複数のキャリアに情報が分割されて直交変調されることにより生成された、シンボルを伝送単位とする直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を受信するＯＦＤＭ受信装置において、
   アンテナで受信された前記ＯＦＤＭ信号を前記シンボル単位のキャリア領域信号に変換するための第１系統と第２系統との少なくとも２系統から成る変換回路と、
   前記第１系統の変換回路によって変換された複数のキャリアと前記第２系統の変換回路によって変換された複数のキャリアとの合成信号を生成する合成回路と、を備え、
   前記合成回路は、
   前記第１系統のキャリア領域信号に含まれる複数の同期信号から生成された信号と前記第２系統のキャリア領域信号に含まれる複数の同期信号から生成された信号との差分値を演算する差分値演算回路と、
   この差分値演算回路によって演算された差分値の逆数を演算する逆数演算回路と、
   前記第１系統のキャリア領域信号と前記差分値演算回路によって演算された差分値とを乗算する第１の乗算回路と、
   前記第２系統のキャリア領域信号と前記逆数演算回路によって演算された差分値の逆数とを乗算する第２の乗算回路と、
   前記第１の乗算回路における乗算結果と前記第２の乗算回路における乗算結果とを加算する加算回路と、
   を備えることを特徴とするダイバーシティを用いたＯＦＤＭ受信回路。
3. 所定の帯域内の複数のキャリアに情報が分割されて直交変調されることにより生成された、シンボルを伝送単位とする直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を受信するＯＦＤＭ受信装置において、
   前記ＯＦＤＭ信号を受信するアンテナから前記ＯＦＤＭ信号を前記シンボル単位のキャリア領域信号に変換するための第１系統と第２系統との少なくとも２系統から成る変換工程と、
   前記第１系統の変換工程によって変換された複数のキャリアと前記第２系統の変換工程によって変換された複数のキャリアとの合成信号を生成する合成工程と、を備え、
   前記合成工程は、
   前記第１系統のキャリア領域信号に含まれる複数の同期信号から生成された信号と前記第２系統のキャリア領域信号に含まれる複数の同期信号から生成された信号との差分値を演算する差分値演算工程と、
   この差分値演算工程によって演算された差分値の逆数を演算する逆数演算工程と、
   前記第１系統のキャリア領域信号と前記差分値演算工程によって演算された差分値とを乗算する第１の乗算工程と、
   前記第２系統のキャリア領域信号と前記逆数演算工程によって演算された差分値の逆数とを乗算する第２の乗算工程と、
   前記第１の乗算工程における乗算結果と前記第２の乗算工程における乗算結果とを加算する加算工程と、
   を備えることを特徴とするダイバーシティを用いたＯＦＤＭ受信方法。

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