JPH1032615A - 差分位相シフトキーイング方法及びその装置 - Google Patents
差分位相シフトキーイング方法及びその装置Info
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- JPH1032615A JPH1032615A JP9086448A JP8644897A JPH1032615A JP H1032615 A JPH1032615 A JP H1032615A JP 9086448 A JP9086448 A JP 9086448A JP 8644897 A JP8644897 A JP 8644897A JP H1032615 A JPH1032615 A JP H1032615A
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- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/2032—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner
- H04L27/2053—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases
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- H04L27/2067—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states
- H04L27/2071—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states in which the data are represented by the carrier phase, e.g. systems with differential coding
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- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
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- H04L27/2035—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using a single or unspecified number of carriers
- H04L27/2042—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using a single or unspecified number of carriers with more than two phase states
- H04L27/2046—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using a single or unspecified number of carriers with more than two phase states in which the data are represented by carrier phase
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 サイン・コサイン関数、乗加減算の複雑な計
算を行わずにすみ、簡素で処理時間の速いπ/nシフト
n差分位相シフトキーイング(DPSK)方式の変調装
置を提供する。 【解決手段】 変換器210で直列データ列bmを並列
変換したそのデータによる位相変化量インデックス及び
前の出力位相インデックスの関係を示したテーブルに従
い現在の出力位相インデックスを決定し、そして、その
現在の出力位相インデックスを前の出力位相インデック
スとして使用するために保持する出力位相インデックス
決定器220と、現在の出力位相インデックスに従い出
力値決定テーブルから直角位相成分値Qkと同相成分値
Ikを決定する出力値決定器230と、を備える。即
ち、直前の出力位相と位相変化量との関係を示したテー
ブルを用い、入力データにより位相変化量が指定される
ごとにそのテーブルに従って現在の出力位相を決定す
る。
算を行わずにすみ、簡素で処理時間の速いπ/nシフト
n差分位相シフトキーイング(DPSK)方式の変調装
置を提供する。 【解決手段】 変換器210で直列データ列bmを並列
変換したそのデータによる位相変化量インデックス及び
前の出力位相インデックスの関係を示したテーブルに従
い現在の出力位相インデックスを決定し、そして、その
現在の出力位相インデックスを前の出力位相インデック
スとして使用するために保持する出力位相インデックス
決定器220と、現在の出力位相インデックスに従い出
力値決定テーブルから直角位相成分値Qkと同相成分値
Ikを決定する出力値決定器230と、を備える。即
ち、直前の出力位相と位相変化量との関係を示したテー
ブルを用い、入力データにより位相変化量が指定される
ごとにそのテーブルに従って現在の出力位相を決定す
る。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、データ伝送の変調
方式に関し、特に、ディジタル通信で使用される差分位
相シフトキーイング(Differential encoded Phase Shi
ft Keying :DPSK)の変調方式に関する。
方式に関し、特に、ディジタル通信で使用される差分位
相シフトキーイング(Differential encoded Phase Shi
ft Keying :DPSK)の変調方式に関する。
【0002】
【従来の技術】データ伝送システムに用いられる変調方
式には、搬送波の振幅をディジタル信号により変調する
ASK(Amplitude Shift Keying)方式、搬送波の周波数
をディジタル信号により変調するFSK(Frequency Shi
ft Keying)方式、搬送波の位相をディジタル信号により
変調するPSK(Phase Shift Keying)方式がある。これ
ら変調方式のうち、ディジタル通信に用いられる代表的
な方式がPSK方式である。一例として、セルラーフォ
ン(Cellular Phone)のようなディジタル通信システムに
おいて、2進のディジタル信号はπ/4シフトDPSK
方式により伝送される。
式には、搬送波の振幅をディジタル信号により変調する
ASK(Amplitude Shift Keying)方式、搬送波の周波数
をディジタル信号により変調するFSK(Frequency Shi
ft Keying)方式、搬送波の位相をディジタル信号により
変調するPSK(Phase Shift Keying)方式がある。これ
ら変調方式のうち、ディジタル通信に用いられる代表的
な方式がPSK方式である。一例として、セルラーフォ
ン(Cellular Phone)のようなディジタル通信システムに
おいて、2進のディジタル信号はπ/4シフトDPSK
方式により伝送される。
【0003】最近では、より多量の情報を伝送する能力
が要求されてきており、このような要求に応じ、変調対
象のディジタル信号量も増大している。これに合わせ
て、π/16シフト16DPSK方式の変調装置が提案
されている。図1に、π/16シフト16DPSK方式
変調装置の構成をブロック図で示す。
が要求されてきており、このような要求に応じ、変調対
象のディジタル信号量も増大している。これに合わせ
て、π/16シフト16DPSK方式の変調装置が提案
されている。図1に、π/16シフト16DPSK方式
変調装置の構成をブロック図で示す。
【0004】同図に示すように、入力2進データ列(inp
ut binary data stream)bmは、直/並列変換器(Seria
l to parallel Converter)102により4ビットの並列
データ列Xk,Yk,Zk,Akに変換される。即ち、
入力される2進データ列bmは直列のデータ列で、その
第1ビットがXk、第2ビットがYk、第3ビットがZ
k、第4ビットがAkに変換される。差分位相エンコー
ダ(differential phase encoder)104は、直/並列変
換器102から4ビットの並列データを受信して位相変
化量Δφを決定し、この決定した位相変化量Δφを用い
てπ/16シフト16DPSKの変調信号Ik,Qkを
発生する。この際に差分位相エンコーダ104は、下記
の表1のような規則によって位相変化量Δφを決定し、
下記の数式1によってπ/16シフト16DPSKの変
調信号Ik,Qkを発生する。
ut binary data stream)bmは、直/並列変換器(Seria
l to parallel Converter)102により4ビットの並列
データ列Xk,Yk,Zk,Akに変換される。即ち、
入力される2進データ列bmは直列のデータ列で、その
第1ビットがXk、第2ビットがYk、第3ビットがZ
k、第4ビットがAkに変換される。差分位相エンコー
ダ(differential phase encoder)104は、直/並列変
換器102から4ビットの並列データを受信して位相変
化量Δφを決定し、この決定した位相変化量Δφを用い
てπ/16シフト16DPSKの変調信号Ik,Qkを
発生する。この際に差分位相エンコーダ104は、下記
の表1のような規則によって位相変化量Δφを決定し、
下記の数式1によってπ/16シフト16DPSKの変
調信号Ik,Qkを発生する。
【表1】
【数1】Ik=Ik-1 ・cos[Δφ(Xk,Yk,Zk,Ak)]−Qk-
1 ・sin[Δφ(Xk,Yk,Zk,Ak)] Qk=Ik-1 ・sin[Δφ(Xk,Yk,Zk,Ak)]+Qk-1 ・cos
[Δφ(Xk,Yk,Zk,Ak)]
1 ・sin[Δφ(Xk,Yk,Zk,Ak)] Qk=Ik-1 ・sin[Δφ(Xk,Yk,Zk,Ak)]+Qk-1 ・cos
[Δφ(Xk,Yk,Zk,Ak)]
【0005】表1において、位相変化量Δφは、4ビッ
トの並列データXk,Yk,Zk,Akがどんな形態で
組み合わせられるかによって決定される。なお、説明の
便宜上、4ビットの並列データXk,Yk,Zk,Ak
を一般の2進コードで示すが、2進コードに代えてノイ
ズに強いグレーコード(Gray Code) を用いることもでき
る。また、式1において、Ikは現在の同相(In-phase)
成分変調信号、Qkは現在の直角位相(Quadrature-phas
e)成分変調信号、Ik-1 は前のパルス期間での同相成分
変調信号、Qk-1 は前のパルス期間での直角位相変調信
号を示す。
トの並列データXk,Yk,Zk,Akがどんな形態で
組み合わせられるかによって決定される。なお、説明の
便宜上、4ビットの並列データXk,Yk,Zk,Ak
を一般の2進コードで示すが、2進コードに代えてノイ
ズに強いグレーコード(Gray Code) を用いることもでき
る。また、式1において、Ikは現在の同相(In-phase)
成分変調信号、Qkは現在の直角位相(Quadrature-phas
e)成分変調信号、Ik-1 は前のパルス期間での同相成分
変調信号、Qk-1 は前のパルス期間での直角位相変調信
号を示す。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】従来のπ/16シフト
16DPSK方式の変調装置は、直列の2進データ列を
4ビットの並列データに変換して位相変化量を求め、そ
の位相変化量を用いて同相成分変調信号(Ik)及び直
角位相成分変調信号(Qk)を計算する。この同相成分
変調信号(Ik)及び直角位相成分変調信号(Qk)を
求めるための数式1による計算ではサイン・コサイン関
数、乗算、加算、減算が要求され、その計算を行うハー
ドウェアは複雑で、簡単に実現できるものではない。ま
た、この計算ハードウェアは、複雑なため大型化を避け
られない。かりにソフトウェア処理するとしても、その
計算処理時間がかなり長くなり、好ましくない。
16DPSK方式の変調装置は、直列の2進データ列を
4ビットの並列データに変換して位相変化量を求め、そ
の位相変化量を用いて同相成分変調信号(Ik)及び直
角位相成分変調信号(Qk)を計算する。この同相成分
変調信号(Ik)及び直角位相成分変調信号(Qk)を
求めるための数式1による計算ではサイン・コサイン関
数、乗算、加算、減算が要求され、その計算を行うハー
ドウェアは複雑で、簡単に実現できるものではない。ま
た、この計算ハードウェアは、複雑なため大型化を避け
られない。かりにソフトウェア処理するとしても、その
計算処理時間がかなり長くなり、好ましくない。
【0007】従って、本発明の目的は、ハードウェア構
成が簡素で済み、変調処理時間を短くできるようなπ/
nシフトnDPSKの方法と装置を提供することにあ
る。
成が簡素で済み、変調処理時間を短くできるようなπ/
nシフトnDPSKの方法と装置を提供することにあ
る。
【0008】
【課題を解決するための手段】この目的のために本発明
は、新たに求める現在位相は、入力データによる位相変
化量だけ前位相を変化させて現れるという性質を利用し
て、直前の出力位相と位相変化量との関係によるデコー
ド又はテーブルを用い、入力データにより位相変化量が
指定されるごとに前記デコード又はテーブルにより現在
の出力位相を決定するようにしたものである。
は、新たに求める現在位相は、入力データによる位相変
化量だけ前位相を変化させて現れるという性質を利用し
て、直前の出力位相と位相変化量との関係によるデコー
ド又はテーブルを用い、入力データにより位相変化量が
指定されるごとに前記デコード又はテーブルにより現在
の出力位相を決定するようにしたものである。
【0009】本発明によるπ/nシフトnDPSK(差
分位相シフトキーイング)方法は、直列の2進データ列
を並列の2進データ列に変換する第1過程と、前記並列
データ列に基づき位相変化量インデックスを決定する第
2過程と、前記位相変化量インデックスと前パルス期間
の出力位相を示す前の出力位相インデックスとを使用し
て、現在位相(φk)は前位相に位相変化量を加えたも
のになる関係に従うデコーダ又はメモリ内の出力位相イ
ンデックス決定テーブルにより現在の出力位相インデッ
クスを決定し、この決定した現在の出力位相インデック
スを次のパルス期間における前の出力位相インデックス
に設定する第3過程と、直角位相成分値(sinφk)
と同相成分値(cosφk)との間に90°位相差があ
る関係を用いて全出力位相インデックス又は拡張した出
力位相インデックスに対応させた直角位相成分値又は同
相成分値のいずれか一方の出力値決定テーブルから、前
記現在の出力位相インデックスに従い直角位相成分値又
は同相成分値のいずれか一方を決定する第4過程と、こ
の第4過程の現在の出力位相インデックスを一定値増減
させ、これに従い前記出力値決定テーブルから直角位相
成分値又は同相成分値のいずれか他方を決定する第5過
程と、を実施することを特徴とする。
分位相シフトキーイング)方法は、直列の2進データ列
を並列の2進データ列に変換する第1過程と、前記並列
データ列に基づき位相変化量インデックスを決定する第
2過程と、前記位相変化量インデックスと前パルス期間
の出力位相を示す前の出力位相インデックスとを使用し
て、現在位相(φk)は前位相に位相変化量を加えたも
のになる関係に従うデコーダ又はメモリ内の出力位相イ
ンデックス決定テーブルにより現在の出力位相インデッ
クスを決定し、この決定した現在の出力位相インデック
スを次のパルス期間における前の出力位相インデックス
に設定する第3過程と、直角位相成分値(sinφk)
と同相成分値(cosφk)との間に90°位相差があ
る関係を用いて全出力位相インデックス又は拡張した出
力位相インデックスに対応させた直角位相成分値又は同
相成分値のいずれか一方の出力値決定テーブルから、前
記現在の出力位相インデックスに従い直角位相成分値又
は同相成分値のいずれか一方を決定する第4過程と、こ
の第4過程の現在の出力位相インデックスを一定値増減
させ、これに従い前記出力値決定テーブルから直角位相
成分値又は同相成分値のいずれか他方を決定する第5過
程と、を実施することを特徴とする。
【0010】出力値決定テーブルは、出力位相インデッ
クスに直角位相成分値(sinφk)を対応させたもの
とし、第4過程では、第3過程による現在の出力位相イ
ンデックスに従い前記出力値決定テーブルから直角位相
成分値を決定して直角位相成分変調信号(Qk)を出力
し、第5過程では、前記第4過程の現在の出力位相イン
デックスを2m-1 (mは第1過程による並列データ列の
ビット数)増加させ、これに従い前記出力値決定テーブ
ルから位相成分値を決定して同相成分変調信号(Ik)
を出力するようにできる。
クスに直角位相成分値(sinφk)を対応させたもの
とし、第4過程では、第3過程による現在の出力位相イ
ンデックスに従い前記出力値決定テーブルから直角位相
成分値を決定して直角位相成分変調信号(Qk)を出力
し、第5過程では、前記第4過程の現在の出力位相イン
デックスを2m-1 (mは第1過程による並列データ列の
ビット数)増加させ、これに従い前記出力値決定テーブ
ルから位相成分値を決定して同相成分変調信号(Ik)
を出力するようにできる。
【0011】また、本発明によるπ/nシフトnDPS
K方式の変調装置は、直列の2進データ列を並列の2進
データ列に変換して出力する直/並列変換器と、現在位
相は前位相に位相変化量を加えて現せる関係を用いて、
前記直/並列変換器から出力される並列データ列に基づ
く位相変化量インデックス及び前パルス期間での出力位
相を示す前の出力位相インデックスを入力として出力位
相インデックスを決定できるように構成された、メモリ
内の出力位相インデックス決定テーブル又はデコーダに
より現在の出力位相インデックスを決定し、この決定し
た現在の出力位相インデックスを次のパルス期間で前の
出力位相インデックスとして使用するために保持する出
力位相インデックス決定器と、直角位相成分信号(Q
k)と同相成分信号(Ik)の間に90°位相差がある
関係を用いて、直角位相成分信号(Qk)又は同相成分
信号(Ik)のいずれか一方の信号を基に直角成分値及
び同相成分値の両方を処理できるように、前記出力位相
インデックス決定器の出力位相インデックス決定テーブ
ル又はデコーダにより決定される出力位相インデックス
に対応する直角位相成分値(sinφk)又は同相成分
値(cosφk)のいずれか一方についての出力値決定
テーブルをもち、前記出力位相インデックス決定器から
出力される現在の出力位相インデックスに従って直角位
相成分値又は同相成分値の一方を前記出力値決定テーブ
ルから決定し、この値で直角位相成分変調信号(Qk)
又は同相成分変調信号(Ik)の一方を出力し、そし
て、前記現在の出力位相インデックスを一定値増減させ
てこれに従い前記出力値決定テーブルから直角位相成分
値又は同相成分値の他方を決定し、この値で直角位相成
分変調信号(Qk)又は同相成分変調信号(Ik)の他
方を出力する出力値決定器と、を備えることを特徴とす
る。
K方式の変調装置は、直列の2進データ列を並列の2進
データ列に変換して出力する直/並列変換器と、現在位
相は前位相に位相変化量を加えて現せる関係を用いて、
前記直/並列変換器から出力される並列データ列に基づ
く位相変化量インデックス及び前パルス期間での出力位
相を示す前の出力位相インデックスを入力として出力位
相インデックスを決定できるように構成された、メモリ
内の出力位相インデックス決定テーブル又はデコーダに
より現在の出力位相インデックスを決定し、この決定し
た現在の出力位相インデックスを次のパルス期間で前の
出力位相インデックスとして使用するために保持する出
力位相インデックス決定器と、直角位相成分信号(Q
k)と同相成分信号(Ik)の間に90°位相差がある
関係を用いて、直角位相成分信号(Qk)又は同相成分
信号(Ik)のいずれか一方の信号を基に直角成分値及
び同相成分値の両方を処理できるように、前記出力位相
インデックス決定器の出力位相インデックス決定テーブ
ル又はデコーダにより決定される出力位相インデックス
に対応する直角位相成分値(sinφk)又は同相成分
値(cosφk)のいずれか一方についての出力値決定
テーブルをもち、前記出力位相インデックス決定器から
出力される現在の出力位相インデックスに従って直角位
相成分値又は同相成分値の一方を前記出力値決定テーブ
ルから決定し、この値で直角位相成分変調信号(Qk)
又は同相成分変調信号(Ik)の一方を出力し、そし
て、前記現在の出力位相インデックスを一定値増減させ
てこれに従い前記出力値決定テーブルから直角位相成分
値又は同相成分値の他方を決定し、この値で直角位相成
分変調信号(Qk)又は同相成分変調信号(Ik)の他
方を出力する出力値決定器と、を備えることを特徴とす
る。
【0012】直/並列変換器から出力される並列の2進
データ列がmビット(m>0,整数)の組み合わせであ
れば、出力位相インデックス決定器において指定される
位相変化量インデックス数は2m =nとすることができ
る。この場合の出力位相インデックス決定器における前
の出力位相インデックス数及び現在の出力位相インデッ
クス数は、2m+1 とすることができる。出力位相インデ
ックス決定器では、前の出力位相インデックスに位相変
化量インデックスを加えてこれを現在の出力位相インデ
ックスとして決定し、決定可能な出力位相インデックス
は、0°位相を0として位相がπ/n位相だけ増加する
度に1ずつ増加し、0°位相から(2n−1)π/n位
相までの範囲にあたるものとすることができる。また、
出力値決定テーブルは、出力位相インデックス決定器に
より決定される出力位相インデックスに直角位相成分値
(sinφk=sin〔απ/n〕)を対応させてあ
り、この直角位相成分値のαは、0から始まり2m+1 +
2m-1 −1まで増加する範囲の値とすることができる。
この場合の出力値決定器は、出力位相インデックス決定
器から出力される現在の出力位相インデックスに従い出
力値決定テーブルから直角位相成分値を決定して直角位
相成分変調信号(Qk)を出力し、そして前記現在の出
力位相インデックスに2m-1 を加算し、これに従い前記
出力値決定テーブルから位相成分値を決定して同相成分
変調信号(Ik)を出力するものとすることができる。
データ列がmビット(m>0,整数)の組み合わせであ
れば、出力位相インデックス決定器において指定される
位相変化量インデックス数は2m =nとすることができ
る。この場合の出力位相インデックス決定器における前
の出力位相インデックス数及び現在の出力位相インデッ
クス数は、2m+1 とすることができる。出力位相インデ
ックス決定器では、前の出力位相インデックスに位相変
化量インデックスを加えてこれを現在の出力位相インデ
ックスとして決定し、決定可能な出力位相インデックス
は、0°位相を0として位相がπ/n位相だけ増加する
度に1ずつ増加し、0°位相から(2n−1)π/n位
相までの範囲にあたるものとすることができる。また、
出力値決定テーブルは、出力位相インデックス決定器に
より決定される出力位相インデックスに直角位相成分値
(sinφk=sin〔απ/n〕)を対応させてあ
り、この直角位相成分値のαは、0から始まり2m+1 +
2m-1 −1まで増加する範囲の値とすることができる。
この場合の出力値決定器は、出力位相インデックス決定
器から出力される現在の出力位相インデックスに従い出
力値決定テーブルから直角位相成分値を決定して直角位
相成分変調信号(Qk)を出力し、そして前記現在の出
力位相インデックスに2m-1 を加算し、これに従い前記
出力値決定テーブルから位相成分値を決定して同相成分
変調信号(Ik)を出力するものとすることができる。
【0013】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態につき添
付図面を参照して詳細に説明する。ただし、下記のよう
な特定事項に限られず本発明の実施が可能であること
は、当該分野の者には自明でる。また、使用されている
用語は、本発明中での機能を考慮して定義されたもの
で、使用者やチップ設計者の意図、慣例等によって各種
多様に変わるものもあることは当然である。
付図面を参照して詳細に説明する。ただし、下記のよう
な特定事項に限られず本発明の実施が可能であること
は、当該分野の者には自明でる。また、使用されている
用語は、本発明中での機能を考慮して定義されたもの
で、使用者やチップ設計者の意図、慣例等によって各種
多様に変わるものもあることは当然である。
【0014】本実施形態では、π/16シフト16DP
SK方式の変調装置を例にして説明するが、これに限定
される訳ではなく、π/nシフトnDPSK方式に広く
適用可能である。
SK方式の変調装置を例にして説明するが、これに限定
される訳ではなく、π/nシフトnDPSK方式に広く
適用可能である。
【0015】図2に、π/16シフト16DPSK方式
変調装置の構成についてブロック図で示す。図示のよう
に、直列入力の2進データ列bmは、直/並列変換器2
10により4ビット組み合わせの並列データ列Xk,Y
k,Zk,Akに変換される。即ち、4ビットで表現で
きる情報量は24 =16である。直列データ列bmの第
1ビットはXk、第2ビットはYk、第3ビットはZ
k、第4ビットはAkに変換される。そこで、次のよう
な組み合わせ形態で位相変化量(Δφk)が対応する。
ノイズに強いグレーコードなど各種コードが可能ではあ
るが、説明を簡単にするため、一般的な2進コードを使
用した位相変化量(Δφk)について表2に示してあ
る。
変調装置の構成についてブロック図で示す。図示のよう
に、直列入力の2進データ列bmは、直/並列変換器2
10により4ビット組み合わせの並列データ列Xk,Y
k,Zk,Akに変換される。即ち、4ビットで表現で
きる情報量は24 =16である。直列データ列bmの第
1ビットはXk、第2ビットはYk、第3ビットはZ
k、第4ビットはAkに変換される。そこで、次のよう
な組み合わせ形態で位相変化量(Δφk)が対応する。
ノイズに強いグレーコードなど各種コードが可能ではあ
るが、説明を簡単にするため、一般的な2進コードを使
用した位相変化量(Δφk)について表2に示してあ
る。
【表2】
【0016】表2において示した位相変化量インデック
スは、後述する出力位相インデックス決定器及び出力値
決定器の間の関連性、そしてハードウェア処理及びソフ
トウェア処理の間の連関性を与えるために任意に付与さ
れるもので、Xk,Yk,Zk,Akで表現される位相
変化量(Δφk)をそれぞれ区分する。
スは、後述する出力位相インデックス決定器及び出力値
決定器の間の関連性、そしてハードウェア処理及びソフ
トウェア処理の間の連関性を与えるために任意に付与さ
れるもので、Xk,Yk,Zk,Akで表現される位相
変化量(Δφk)をそれぞれ区分する。
【0017】位相変化量(Δφk)が求められると、次
の数式2から変調信号の同相成分(Ik)及び直角位相
成分(Qk)の最終値を計算可能である。
の数式2から変調信号の同相成分(Ik)及び直角位相
成分(Qk)の最終値を計算可能である。
【数2】Ik=Ik-1 ・cos[Δφk(Xk,Yk,Zk,Ak)]−Q
k-1 ・sin[Δφk(Xk,Yk,Zk,Ak)] Qk=Ik-1 ・sin[Δφk(Xk,Yk,Zk,Ak)]+Qk-1 ・co
s[Δφk(Xk,Yk,Zk,Ak)]
k-1 ・sin[Δφk(Xk,Yk,Zk,Ak)] Qk=Ik-1 ・sin[Δφk(Xk,Yk,Zk,Ak)]+Qk-1 ・co
s[Δφk(Xk,Yk,Zk,Ak)]
【0018】この数式2において、Ikは現在の同相成
分変調信号、Qkは直角位相成分変調信号を示し、Ik-
1 は前のパルス期間での同相成分変調信号、Qk-1 は前
のパルス期間での直角位相変調信号を示す。上述のよう
に毎時点で数式2の計算を行って現在の出力位相を決定
するのが従来技術であったが、本実施形態では、新たに
計算する現在の出力位相情報(φk)は、Xk,Yk,
Zk,Akにより指定される位相変化量(Δφk)だけ
直前の位相(φk-1 )を変化させたものという定義を利
用し、出力位相インデックス決定器220において、メ
モリを利用した下記表3のような出力位相インデックス
決定テーブルに従い現在の出力位相インデックスをまず
決定する。
分変調信号、Qkは直角位相成分変調信号を示し、Ik-
1 は前のパルス期間での同相成分変調信号、Qk-1 は前
のパルス期間での直角位相変調信号を示す。上述のよう
に毎時点で数式2の計算を行って現在の出力位相を決定
するのが従来技術であったが、本実施形態では、新たに
計算する現在の出力位相情報(φk)は、Xk,Yk,
Zk,Akにより指定される位相変化量(Δφk)だけ
直前の位相(φk-1 )を変化させたものという定義を利
用し、出力位相インデックス決定器220において、メ
モリを利用した下記表3のような出力位相インデックス
決定テーブルに従い現在の出力位相インデックスをまず
決定する。
【0019】即ち、φk=φk-1 +Δφkなので、前位
相(φk-1 )のインデックスに、入力されてきた位相変
化量(Δφk)のインデックスを加え、現在の出力位相
(φk)のインデックスを決定する。従って、現在の出
力位相インデックスを指定する前位相インデックスと位
相変化量インデックスは、表3のような出力位相インデ
ックス決定テーブルにある関係を有することが分かる。
出力位相インデックス決定器220は、表3の入力−出
力関係を処理し得る回路である。
相(φk-1 )のインデックスに、入力されてきた位相変
化量(Δφk)のインデックスを加え、現在の出力位相
(φk)のインデックスを決定する。従って、現在の出
力位相インデックスを指定する前位相インデックスと位
相変化量インデックスは、表3のような出力位相インデ
ックス決定テーブルにある関係を有することが分かる。
出力位相インデックス決定器220は、表3の入力−出
力関係を処理し得る回路である。
【表3】
【0020】出力位相インデックス決定器220は、現
在入力された位相変化量インデックス(表2)と前の出
力位相インデックスから表3の出力位相インデックス決
定テーブルにより現在の出力位相インデックスを決定
し、これを出力値決定器230へ出力する。そして、次
の出力位相(φk+1 )のインデックス決定のために、出
力値決定器230へ出力した現在の出力位相インデック
スを遅延又は記憶により保持する機能をもつ。これによ
り、次の出力位相インデックスも続けて表3から決定す
ることができる。この出力位相インデックス決定器22
0において、表2、表3をメモリに入れておきアクセス
することで現在の出力位相インデックスを決定する手法
が可能である。
在入力された位相変化量インデックス(表2)と前の出
力位相インデックスから表3の出力位相インデックス決
定テーブルにより現在の出力位相インデックスを決定
し、これを出力値決定器230へ出力する。そして、次
の出力位相(φk+1 )のインデックス決定のために、出
力値決定器230へ出力した現在の出力位相インデック
スを遅延又は記憶により保持する機能をもつ。これによ
り、次の出力位相インデックスも続けて表3から決定す
ることができる。この出力位相インデックス決定器22
0において、表2、表3をメモリに入れておきアクセス
することで現在の出力位相インデックスを決定する手法
が可能である。
【0021】出力値決定器230は、出力位相インデッ
クス決定器220で決定された出力位相(φk)のイン
デックスを使用して同相成分変調信号(Ik)及び直角
位相成分変調信号(Qk)を決める機能をもつ。その決
定手法として、変調信号の同相成分(Ik)はIk=c
osφk、直角位相成分(Qk)はQk=sinφkの
関係であるから、互いに90°位相差をもつという関係
を利用し、本実施形態では次のようにしいてる。
クス決定器220で決定された出力位相(φk)のイン
デックスを使用して同相成分変調信号(Ik)及び直角
位相成分変調信号(Qk)を決める機能をもつ。その決
定手法として、変調信号の同相成分(Ik)はIk=c
osφk、直角位相成分(Qk)はQk=sinφkの
関係であるから、互いに90°位相差をもつという関係
を利用し、本実施形態では次のようにしいてる。
【0022】まず、出力値決定器230に下記表4のよ
うな出力値決定テーブルを構成し、与えられた出力位相
インデックスに基づいて表4から直角位相成分(Qk=
sinφk)を読出す。そして、同じ出力位相インデッ
クスを8(23 )増加させてこれに対応する値を同相成
分(Ik=cosφk)として読出す。つまり、1つの
テーブルでIk及びQkの両方を決定し得るようにして
いる。同様に、sinφkとcosφkとの間に90°
の位相差があることを用いれば、表4とは異なるテーブ
ルを構成し、出力位相インデックスを増減させて同相成
分変調信号(Ik)及び直角位相成分変調信号(Qk)
を求めることが可能である。この例の表4の出力値決定
テーブルを含む出力値決定器230は、sinφkとc
osφkが90°の位相差をもつ性質を用いることによ
り、出力位相インデックスからsinφkを決定し、c
osφkは、インデックスに8を加えて同じテーブルか
ら求める。この表4において、出力位相インデックスは
0〜39へ拡張してあるが、その32〜39の部分は、
他方の位相成分値、この例のcosφkの値を決定する
ための拡張インデックスである。
うな出力値決定テーブルを構成し、与えられた出力位相
インデックスに基づいて表4から直角位相成分(Qk=
sinφk)を読出す。そして、同じ出力位相インデッ
クスを8(23 )増加させてこれに対応する値を同相成
分(Ik=cosφk)として読出す。つまり、1つの
テーブルでIk及びQkの両方を決定し得るようにして
いる。同様に、sinφkとcosφkとの間に90°
の位相差があることを用いれば、表4とは異なるテーブ
ルを構成し、出力位相インデックスを増減させて同相成
分変調信号(Ik)及び直角位相成分変調信号(Qk)
を求めることが可能である。この例の表4の出力値決定
テーブルを含む出力値決定器230は、sinφkとc
osφkが90°の位相差をもつ性質を用いることによ
り、出力位相インデックスからsinφkを決定し、c
osφkは、インデックスに8を加えて同じテーブルか
ら求める。この表4において、出力位相インデックスは
0〜39へ拡張してあるが、その32〜39の部分は、
他方の位相成分値、この例のcosφkの値を決定する
ための拡張インデックスである。
【表4】
【0023】図3は、出力位相インデックス決定器22
0及び出力値決定器230の他の例を示したブロック図
である。
0及び出力値決定器230の他の例を示したブロック図
である。
【0024】入力2進データ列bmは、直/並列変換器
210により4ビットの並列データ列Xk,Yk,Z
k,Akに変換される。出力位相インデックス決定器を
構成する第1デコーダ221は、遅延回路222を介し
て遅延された前のパルス期間の出力位相インデックスと
現時点で直/並列変換器210から印加されている4ビ
ットのデータ列Xk,Yk,Zk,Akから、表3の関
係に基づくデコードを行って現在の出力位相インデック
スを決定し、2進データ形態で第2デコーダ231へ送
る。
210により4ビットの並列データ列Xk,Yk,Z
k,Akに変換される。出力位相インデックス決定器を
構成する第1デコーダ221は、遅延回路222を介し
て遅延された前のパルス期間の出力位相インデックスと
現時点で直/並列変換器210から印加されている4ビ
ットのデータ列Xk,Yk,Zk,Akから、表3の関
係に基づくデコードを行って現在の出力位相インデック
スを決定し、2進データ形態で第2デコーダ231へ送
る。
【0025】出力値決定器を構成する第2デコーダ23
1は、第1デコーダ221により決定された出力位相イ
ンデックスの2進データを印加され、出力値メモリ/バ
ッファ232に入れてある表4の出力値決定テーブルを
アクセスして直角位相成分値(sinφk)を読出す。
また、CS(Chip Selection)信号の入力によって、現在
入力されている出力位相インデックスに“1000”=
8を加算し、該増加インデックスに基づいて出力値決定
テーブルをアクセスして同相成分値(cosφk)とし
て読出す。そして出力値メモリ/バッファ232は、求
められた値から同相成分変調信号(Ik)と直角位相成
分変調信号(Qk)とをタイミングを取って同時に出力
する。
1は、第1デコーダ221により決定された出力位相イ
ンデックスの2進データを印加され、出力値メモリ/バ
ッファ232に入れてある表4の出力値決定テーブルを
アクセスして直角位相成分値(sinφk)を読出す。
また、CS(Chip Selection)信号の入力によって、現在
入力されている出力位相インデックスに“1000”=
8を加算し、該増加インデックスに基づいて出力値決定
テーブルをアクセスして同相成分値(cosφk)とし
て読出す。そして出力値メモリ/バッファ232は、求
められた値から同相成分変調信号(Ik)と直角位相成
分変調信号(Qk)とをタイミングを取って同時に出力
する。
【0026】図4は、上記実施形態のπ/16シフト1
6DPSK方式変調装置の信号点星状(constellation)
図である。このような信号点の星状は、図2及び図3の
実施形態に共通である。
6DPSK方式変調装置の信号点星状(constellation)
図である。このような信号点の星状は、図2及び図3の
実施形態に共通である。
【0027】一方、図2及び図3の実施形態では、π/
16シフト16DPSK方式について説明した。しかし
本発明は、π/16シフト16DPSK方式に限らずπ
/nシフトnDPSK方式でも適用できる。図5は、π
/nシフトnDPSK方式を説明したフローチャートで
ある。全体的な流れは、上述の実施形態と同様である。
16シフト16DPSK方式について説明した。しかし
本発明は、π/16シフト16DPSK方式に限らずπ
/nシフトnDPSK方式でも適用できる。図5は、π
/nシフトnDPSK方式を説明したフローチャートで
ある。全体的な流れは、上述の実施形態と同様である。
【0028】入力2進データ列bmは、502段階でm
ビットの並列2進データ列に変換される。次いで504
段階で、mデータ列の2進データ列に対応して位相変化
量インデックスが決定され、506段階において、前位
相インデックスと位相変化量インデックスを基に出力位
相インデックス決定テーブルに従って現在の出力位相イ
ンデックスが指定される。506段階で出力位相インデ
ックスが決定されると、508段階で、現在求められた
出力位相インデックスを前出力位相インデックスとして
遅延又は貯蔵で保持し、次の入力に備える。
ビットの並列2進データ列に変換される。次いで504
段階で、mデータ列の2進データ列に対応して位相変化
量インデックスが決定され、506段階において、前位
相インデックスと位相変化量インデックスを基に出力位
相インデックス決定テーブルに従って現在の出力位相イ
ンデックスが指定される。506段階で出力位相インデ
ックスが決定されると、508段階で、現在求められた
出力位相インデックスを前出力位相インデックスとして
遅延又は貯蔵で保持し、次の入力に備える。
【0029】506段階で決定された出力位相インデッ
クスは、510段階で、同相成分変調信号(Ik)と直
角成分変調信号(Qk)との間には90°の位相差があ
るという性質を用いて、IkとQk中のいずれか一方の
信号を開始基準としてIk及びQkの両方を読出せるよ
うに構成された出力値決定テーブルから、直角位相成分
変調信号(Qk)又は同相成分変調信号(Ik)のいず
れかの値が決定される。続く512段階では、510段
階で使用した出力位相インデックスを90°位相だけ増
加又は減少させ、その変化させたインデックスに従い同
相成分変調信号(Ik)又は直角位相成分変調信号(Q
k)の他方の出力値が決定される。
クスは、510段階で、同相成分変調信号(Ik)と直
角成分変調信号(Qk)との間には90°の位相差があ
るという性質を用いて、IkとQk中のいずれか一方の
信号を開始基準としてIk及びQkの両方を読出せるよ
うに構成された出力値決定テーブルから、直角位相成分
変調信号(Qk)又は同相成分変調信号(Ik)のいず
れかの値が決定される。続く512段階では、510段
階で使用した出力位相インデックスを90°位相だけ増
加又は減少させ、その変化させたインデックスに従い同
相成分変調信号(Ik)又は直角位相成分変調信号(Q
k)の他方の出力値が決定される。
【0030】この図5に示したフローによるπ/nシフ
トnDPSK方式の変調装置を実現する場合には、次の
事項を考慮する。
トnDPSK方式の変調装置を実現する場合には、次の
事項を考慮する。
【0031】(1)位相変化量インデックス数を幾つに
するかを決定する。即ち、直/並列変換器により変換さ
れて現れるデータがmビットである場合、2m =nの位
相変化を制御し得る。例えばπ/4シフトDPSKの場
合m=2、π/8シフトDPSKの場合m=3である。
nは、出力位相を決定する上でφk=φk-1 +Δφkの
Δφkが全部で幾種類あるかを示す。π/nシフトnD
PSKの場合、Δφkはπ/n、3π/n、5π/n等
で物理的に位相変化量を示す。位相変化量インデックス
は、出力位相インデックス決定器と出力値決定器に使用
するために適宜与える値で、本実施形態では1,3,
5,……のように付与している。他にも、位相変化量イ
ンデックスは1,2,3,4,……のように与えて位相
変化を区分させることもでき、総位相変化量数はn=2
m となる。
するかを決定する。即ち、直/並列変換器により変換さ
れて現れるデータがmビットである場合、2m =nの位
相変化を制御し得る。例えばπ/4シフトDPSKの場
合m=2、π/8シフトDPSKの場合m=3である。
nは、出力位相を決定する上でφk=φk-1 +Δφkの
Δφkが全部で幾種類あるかを示す。π/nシフトnD
PSKの場合、Δφkはπ/n、3π/n、5π/n等
で物理的に位相変化量を示す。位相変化量インデックス
は、出力位相インデックス決定器と出力値決定器に使用
するために適宜与える値で、本実施形態では1,3,
5,……のように付与している。他にも、位相変化量イ
ンデックスは1,2,3,4,……のように与えて位相
変化を区分させることもでき、総位相変化量数はn=2
m となる。
【0032】(2)出力位相インデックス決定器は、前
位相及び位相変化量を用いて出力位相を決定し得るよう
に構成される。差分エンコーディングである場合、位相
変化量の数が2m であれば、出力位相の数は2m+1 とな
る。従って、出力位相インデックスは、0°位相を0に
し、π/n位相から(2n−1)π/nまで1ずつ増加
する整数を与える。φk=φk-1 +Δφkのように、現
在の出力位相は、入力データによる位相変化量を前位相
に加えた値であることを満足する関係を充足させるよう
に各インデックスを使用して構成する。表3の例のよう
に、出力位相インデックスは、前位相インデックスと位
相変化量インデックスとが交差して指定されるようにテ
ーブル化できる。また、現在の出力位相インデックスの
遅延又は記憶による保持を行って、次のパルス期間にお
ける前出力位相インデックスとして用い得るようにし、
次の入力データによる位相変化量インデックスから次の
出力位相インデックスを決定し得るようにする。これ
は、遅延又は貯蔵手段とデコーダを使用した論理組み合
わせで構成することができる。
位相及び位相変化量を用いて出力位相を決定し得るよう
に構成される。差分エンコーディングである場合、位相
変化量の数が2m であれば、出力位相の数は2m+1 とな
る。従って、出力位相インデックスは、0°位相を0に
し、π/n位相から(2n−1)π/nまで1ずつ増加
する整数を与える。φk=φk-1 +Δφkのように、現
在の出力位相は、入力データによる位相変化量を前位相
に加えた値であることを満足する関係を充足させるよう
に各インデックスを使用して構成する。表3の例のよう
に、出力位相インデックスは、前位相インデックスと位
相変化量インデックスとが交差して指定されるようにテ
ーブル化できる。また、現在の出力位相インデックスの
遅延又は記憶による保持を行って、次のパルス期間にお
ける前出力位相インデックスとして用い得るようにし、
次の入力データによる位相変化量インデックスから次の
出力位相インデックスを決定し得るようにする。これ
は、遅延又は貯蔵手段とデコーダを使用した論理組み合
わせで構成することができる。
【0033】(3)出力値決定器では、例えばQk(=
sinφk)のテーブルを構成して貯蔵する。この際、
総数は2m+1 +2m-1 となる。出力位相インデックス決
定器による出力位相インデックスをαとすると、sin
(απ/n)におけるαを0から1ずつ、2m+1 +2
m-1 −1まで増加させて得た値で1つのテーブルを形成
し、そして出力値決定器において出力位相インデックス
決定器による出力位相インデックスを増減させて更に出
力値を指定する。上記の例のようにsinφkを基準と
してもよいが、sinφkとcosφkは90°の位相
差があることを用いれば各種テーブルを構成可能であ
り、インデックスの増減調整から、直角位相成分変調信
号(Qk)及び同相成分変調信号(Ik)を1つのテー
ブルで求めることができる。
sinφk)のテーブルを構成して貯蔵する。この際、
総数は2m+1 +2m-1 となる。出力位相インデックス決
定器による出力位相インデックスをαとすると、sin
(απ/n)におけるαを0から1ずつ、2m+1 +2
m-1 −1まで増加させて得た値で1つのテーブルを形成
し、そして出力値決定器において出力位相インデックス
決定器による出力位相インデックスを増減させて更に出
力値を指定する。上記の例のようにsinφkを基準と
してもよいが、sinφkとcosφkは90°の位相
差があることを用いれば各種テーブルを構成可能であ
り、インデックスの増減調整から、直角位相成分変調信
号(Qk)及び同相成分変調信号(Ik)を1つのテー
ブルで求めることができる。
【0034】(4)出力値決定器にQkのテーブルを作
成した場合、出力値決定のため、出力位相インデックス
決定器による出力位相インデックスに基づき出力値決定
器でQkの値を求め、そして、同じ出力位相インデック
スに2m-1 (90°位相差)を加えてIkの値を求める
ことができる。
成した場合、出力値決定のため、出力位相インデックス
決定器による出力位相インデックスに基づき出力値決定
器でQkの値を求め、そして、同じ出力位相インデック
スに2m-1 (90°位相差)を加えてIkの値を求める
ことができる。
【0035】
【発明の効果】本発明によれば、直列データを直/並列
変換して現れる位相変化量のインデックスと前位相のイ
ンデックスとを使用したデコード或いはテーブルを基に
出力位相インデックスを求め、そして、この出力位相イ
ンデックスに基づいてテーブルから直角位相成分及び同
相成分を決定するようにしたので、従来のようにサイン
・コサイン関数や乗算、加減算の複雑な計算を行わずに
すみ、簡素なハード構成で高速処理が可能である。
変換して現れる位相変化量のインデックスと前位相のイ
ンデックスとを使用したデコード或いはテーブルを基に
出力位相インデックスを求め、そして、この出力位相イ
ンデックスに基づいてテーブルから直角位相成分及び同
相成分を決定するようにしたので、従来のようにサイン
・コサイン関数や乗算、加減算の複雑な計算を行わずに
すみ、簡素なハード構成で高速処理が可能である。
【図1】従来技術によるπ/16シフト16DPSK方
式の変調装置を示したブロック図。
式の変調装置を示したブロック図。
【図2】本発明によるπ/16シフト16DPSK方式
の変調装置を示したブロック図。
の変調装置を示したブロック図。
【図3】出力位相インデックス決定器及び出力値決定器
の他の例を示すブロック図。
の他の例を示すブロック図。
【図4】同相成分(Ik)及び直角位相成分(Qk)の
説明図。
説明図。
【図5】本発明によるπ/nシフトnDPSK方式を説
明したフローチャート。
明したフローチャート。
210 直/並列変換器 220 出力位相インデックス決定器 221 第1デコーダ 222 遅延部 230 出力値決定器 231 第2デコーダ 232 出力値メモリ/バッファ
Claims (8)
- 【請求項1】 π/nシフトn差分位相シフトキーイン
グ方式の変調装置において、 直列の2進データ列を並列の2進データ列に変換して出
力する直/並列変換器と、 現在位相は前位相に位相変化量を加えて現せる関係を用
いて、前記直/並列変換器から出力される並列データ列
に基づく位相変化量インデックス及び前パルス期間での
出力位相を示す前の出力位相インデックスを入力として
出力位相インデックスを決定できるように構成された、
メモリ内の出力位相インデックス決定テーブル又はデコ
ーダにより現在の出力位相インデックスを決定し、この
決定した現在の出力位相インデックスを次のパルス期間
で前の出力位相インデックスとして使用するために保持
する出力位相インデックス決定器と、 直角位相成分信号(Qk)と同相成分信号(Ik)の間
に90°位相差がある関係を用いて、直角位相成分信号
(Qk)又は同相成分信号(Ik)のいずれか一方の信
号を基に直角成分値及び同相成分値の両方を処理できる
ように、前記出力位相インデックス決定器の出力位相イ
ンデックス決定テーブル器又はデコーダにより決定され
る出力位相インデックスに対応する直角位相成分値(s
inφk)又は同相成分値(cosφk)のいずれか一
方についての出力値決定テーブルをもち、前記出力位相
インデックス決定器から出力される現在の出力位相イン
デックスに従って直角位相成分値又は同相成分値の一方
を前記出力値決定テーブルから決定し、この値で直角位
相成分変調信号(Qk)又は同相成分変調信号(Ik)
の一方を出力し、そして、前記現在の出力位相インデッ
クスを一定値増減させてこれに従い前記出力値決定テー
ブルから直角位相成分値又は同相成分値の他方を決定
し、この値で直角位相成分変調信号(Qk)又は同相成
分変調信号(Ik)の他方を出力する出力値決定器と、
を備えたことを特徴とする変調装置。 - 【請求項2】 直/並列変換器から出力される並列の2
進データ列はmビット(m>0,整数)の組み合わせ
で、出力位相インデックス決定器において指定される位
相変化量インデックス数は2m =nである請求項1記載
の変調装置。 - 【請求項3】 出力位相インデックス決定器における前
の出力位相インデックス数及び現在の出力位相インデッ
クス数は2m+1 である請求項2記載の変調装置。 - 【請求項4】 出力位相インデックス決定器では、前の
出力位相インデックスに位相変化量インデックスを加え
てこれを現在の出力位相インデックスとして決定し、決
定可能な出力位相インデックスは、0°位相を0として
位相がπ/n位相だけ増加する度に1ずつ増加し、0°
位相から(2n−1)π/n位相までの範囲にあたる請
求項3記載の変調装置。 - 【請求項5】 出力値決定テーブルは、出力位相インデ
ックス決定器により決定される出力位相インデックスに
直角位相成分値(sinφk=sin〔απ/n〕)を
対応させてあり、この直角位相成分値のαは、0から始
まり2m+1 +2m-1 −1まで増加する範囲の値である請
求項2記載の変調装置。 - 【請求項6】 出力値決定器は、出力位相インデックス
決定器から出力される現在の出力位相インデックスに従
い出力値決定テーブルから直角位相成分値を決定して直
角位相成分変調信号(Qk)を出力し、そして前記現在
の出力位相インデックスに2m-1 を加算し、これに従い
前記出力値決定テーブルから位相成分値を決定して同相
成分変調信号(Ik)を出力する請求項5記載の変調装
置。 - 【請求項7】 π/nシフトn差分位相シフトキーイン
グ方法において、 直列の2進データ列を並列の2進データ列に変換する第
1過程と、 前記並列データ列に基づき位相変化量インデックスを決
定する第2過程と、 前記位相変化量インデックスと前パルス期間の出力位相
インデックスである前の出力位相インデックスとを使用
して、現在位相(φk)は前位相に位相変化量を加えた
ものになる関係に従うデコーダ又はメモリ内の出力位相
インデックス決定テーブルにより現在の出力位相インデ
ックスを決定し、この決定した現在の出力位相インデッ
クスを次のパルス期間における前の出力位相インデック
スに設定する第3過程と、 直角位相成分値(sinφk)と同相成分値(cosφ
k)との間に90°位相差がある関係を用いて全出力位
相インデックス又は拡張した出力位相インデックスに対
応させた直角位相成分値又は同相成分値のいずれか一方
の出力値決定テーブルから、前記現在の出力位相インデ
ックスに従い直角位相成分値又は同相成分値のいずれか
一方を決定する第4過程と、 この第4過程の現在の出力位相インデックスを一定値増
減させ、これに従い前記出力値決定テーブルから直角位
相成分値又は同相成分値のいずれか他方を決定する第5
過程と、を実施するようにしたことを特徴とするπ/n
シフトn差分位相シフトキーイング方法。 - 【請求項8】 出力値決定テーブルは、出力位相インデ
ックスに直角位相成分値(sinφk)を対応させたも
ので、第4過程では、第3過程による現在の出力位相イ
ンデックスに従い前記出力値決定テーブルから直角位相
成分値を決定して直角位相成分変調信号(Qk)を出力
し、第5過程では、前記第4過程の現在の出力位相イン
デックスを2m-1 (mは第1過程による並列データ列の
ビット数)増加させ、これに従い前記出力値決定テーブ
ルから位相成分値を決定して同相成分変調信号(Ik)
を出力する請求項7記載のπ/nシフトn差分位相シフ
トキーイング方法。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
KR1019960010242A KR100239169B1 (ko) | 1996-04-04 | 1996-04-04 | 파이/n 쉬프티트 n차분위상쉬프트키잉 변조신호 발생장치 |
KR1996P10242 | 1996-04-04 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH1032615A true JPH1032615A (ja) | 1998-02-03 |
Family
ID=19455108
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP9086448A Pending JPH1032615A (ja) | 1996-04-04 | 1997-04-04 | 差分位相シフトキーイング方法及びその装置 |
Country Status (7)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6115428A (ja) |
JP (1) | JPH1032615A (ja) |
KR (1) | KR100239169B1 (ja) |
CN (1) | CN1074622C (ja) |
DE (1) | DE19713830B4 (ja) |
FR (1) | FR2747871B1 (ja) |
GB (1) | GB2311915B (ja) |
Families Citing this family (12)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB2370473B (en) | 2000-12-21 | 2004-04-07 | Marconi Caswell Ltd | Improvements in or relating to optical communication |
DE10121855A1 (de) * | 2001-05-04 | 2003-02-13 | Atmel Germany Gmbh | Verfahren zur Übertragung von Daten |
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TWI240522B (en) | 2002-09-18 | 2005-09-21 | Mediatek Inc | Reduced memory architecture for edge modulator |
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US7260151B2 (en) * | 2003-10-10 | 2007-08-21 | Atmel Corporation | Dual phase pulse modulation system |
US7283011B2 (en) * | 2003-10-10 | 2007-10-16 | Atmel Corporation | Method for performing dual phase pulse modulation |
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US7079577B2 (en) * | 2004-09-08 | 2006-07-18 | Atmel Corporation | Wide window decoder circuit for dual phase pulse modulation |
KR100672240B1 (ko) | 2005-10-20 | 2007-01-22 | (주)리-뉴화학 | 옥상방수공법 |
Family Cites Families (12)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2843493C3 (de) * | 1978-10-05 | 1982-02-18 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Schaltungsanordnung zum Erzeugen von phasendifferenzmodulierten Datensignalen |
DE3839919A1 (de) * | 1988-11-26 | 1990-06-07 | Ant Nachrichtentech | Digitaler modemsender mit quadratur-amplitudenmodulation |
SE463390B (sv) * | 1989-03-13 | 1990-11-12 | Ericsson Telefon Ab L M | Vaagformsgenerator |
DE3919530A1 (de) * | 1989-06-15 | 1990-12-20 | Ant Nachrichtentech | Verfahren zur digitalen modulation und digitaler modulator |
US5140613A (en) * | 1990-05-25 | 1992-08-18 | Hewlett-Packard Company | Baseband modulation system with improved ROM-based digital filter |
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KR100207594B1 (ko) * | 1993-03-30 | 1999-07-15 | 윤종용 | 자동부호화 4분 위상천이 변조방법 및 장치 |
KR100308657B1 (ko) * | 1994-01-03 | 2001-11-30 | 윤종용 | 위상쉬프티드8피에스케이디지탈변조신호발생장치및방법 |
-
1996
- 1996-04-04 KR KR1019960010242A patent/KR100239169B1/ko not_active IP Right Cessation
-
1997
- 1997-04-03 DE DE19713830A patent/DE19713830B4/de not_active Expired - Fee Related
- 1997-04-04 FR FR9704149A patent/FR2747871B1/fr not_active Expired - Fee Related
- 1997-04-04 CN CN97110318A patent/CN1074622C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1997-04-04 GB GB9706872A patent/GB2311915B/en not_active Expired - Fee Related
- 1997-04-04 US US08/832,642 patent/US6115428A/en not_active Expired - Fee Related
- 1997-04-04 JP JP9086448A patent/JPH1032615A/ja active Pending
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CN1167364A (zh) | 1997-12-10 |
GB9706872D0 (en) | 1997-05-21 |
DE19713830B4 (de) | 2005-12-08 |
DE19713830A1 (de) | 1997-11-06 |
US6115428A (en) | 2000-09-05 |
FR2747871B1 (fr) | 2004-09-10 |
KR970072839A (ko) | 1997-11-07 |
FR2747871A1 (fr) | 1997-10-24 |
GB2311915A (en) | 1997-10-08 |
KR100239169B1 (ko) | 2000-01-15 |
CN1074622C (zh) | 2001-11-07 |
GB2311915B (en) | 1999-06-16 |
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Legal Events
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