JP3777718B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高周波に変換するインバータ装置によりランプ負荷を高周波点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
この種の従来の放電灯点灯装置を図３６に示す。この放電灯点灯装置は、直流電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路１の出力を複数のランプ負荷２1 、２2 （例えばＦＣＬ４０Ｗ，ＦＣＬ３２Ｗ〕に印加して、ランプ負荷２1 ，２2 を高周波点灯するものである。
【０００３】
上記直流電圧は、交流電源ＡＣをダイオードＤ1 乃至Ｄ4 からなるダイオードブリッジにより整流し、この整流出力を平滑コンデンサＣ0 にて完全平滑して作成したものである。
この放電灯点灯装置では、インバータ回路１として他励式のハーフブリッジ構成のものを用い、主スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 、これら主スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を駆動する為の駆動回路４、主スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を交互にオンオフ制御する為の制御回路５で構成してある。なお、主スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 には、主スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の夫々両端に還流用のダイオードＤ5 、Ｄ6 を逆並列に接続されている。このインバータ回路１の出力には、チョークコイルＬ2 とコンデンサＣ4 からなる共振回路３1 と、チョークコイルＬ1 とコンデンサＣ3 からなる共振回路３2 とが接続してあり、この共振回路３1 ，３2 をインバータ回路１で励振して異ワットのランプ負荷２1 ，２2 を始動点灯するようにしてある。また、コンデンサＣ1 ，Ｃ2 は直流カット用のコンデンサであると共に、主スイッチング素子Ｑ1 のオン時に充電された電荷がトランジスタＱ2 のオン時の電源として用いられるものである。
【０００４】
制御回路５によって図３７に示す発振周波数ｆ2 にて主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2 を交互にオンオフ制御して、インバータ回路１を発振動作させると、共振回路３1 ，３2 によって始動電圧が得られ、この高圧の始動電圧がランプ負荷２1 ，２2 の両端に印加され、ランプ負荷２1 ，２2 が点灯する。この点灯後はランプ負荷２1 ，２2 を含めた共振カーブがカーブ（１）又は（１）’（図３７では○付き数字で表示）からカーブ（２）（図３７では○付き数字で表示）に移行する。
【０００５】
更に所定のランプ出力を得るために、制御回路５によって主スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の発振周波数をｆ1 に移行させる。尚図２のｆ0 は無負荷時の共振周波数である。
ところが、この回路にあっては、ランプ点灯中例えばランプ負荷２1 を外し再度そのままの状態でランプ負荷２1 を再装着すると、この時インバータ回路１は発振周波数ｆ1 にて動作しているため再装着ランプ負荷２1 が点灯前は図に示す進相領域で動作することになる。この場合、主スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 は、特別な保護回路を設けない限りその耐量を超え即破壊に至ることが知られている。また、無負荷の状態からランプ負荷が再装着された時にも、上記と同様の課題が生じる。さらにランプ負荷が寿命末期になった状態においても、無負荷状態に近くなるので、インバータ回路１が発振周波数ｆ1 にて動作しているため上記と同様の課題が生じる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上述のように、従来の放電灯点灯装置で、複数のランプ負荷を、始動点灯させる場合、一灯外れ時、無負荷時、ランプ寿命末期時等において、スイッチング素子に過大な電流が流れ破壊に至る恐れがあった。
本発明は、このような点に鑑みてなされてもので、その目的とするところは、複数のランプ負荷を始動点灯させる場合、一灯外れ時、無負荷時、ランプ寿命末期時等において、特別な保護回路を必要とすることなく、インバータ回路のスイッチング素子にストレスが加わるのを防止することができる放電灯点灯装置を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために請求項１の発明では、一つのインバータ回路の出力に並列に接続される複数の共振回路を備え、共振回路の一端に結合される複数のランプ負荷を含む負荷回路を複数備えた放電灯点灯装置において、点灯時の共振周波数を無負荷時の共振周波数より低くし且つ始動から点灯に至る動作が遅相領域で為されるようにインバータ回路の発振周波数を限定したものであって、ランプ負荷外れを検出する手段と、該手段が少なくともランプ負荷が一灯外れたことを検出したときに複数の無負荷共振周波数の内最も高い周波数よりも高く且つランプ負荷の放電開始電圧以上の電圧が出力可能な周波数にインバータ回路の発振周波数を制御する手段とを備えたことを特徴とする。
【０００８】
請求項２の発明では、請求項１の発明において、ランプ負荷のランプ電流からエミレスを検出する手段と、該手段がランプ負荷のエミレスを検出すると、複数の無負荷共振周波数の内最も高い周波数よりも高く且つ正常なランプ負荷が点灯維持可能な保護動作用の周波数にインバータ回路の発振周波数を制御する手段を備えたことを特徴とする。
【０００９】
請求項３の発明では、請求項２の発明において、点灯動作から、ランプ負荷のエミレスを検出して上記保護用の周波数にインバータ回路の発振周波数を制御する保護動作に移行する際に、一定期間始動動作時の発振周波数でインバータ回路を動作させることを特徴とする。
【００１０】
請求項４の発明では、請求項２又は３記載の発明において、前記ランプ負荷のランプ電流からエミレスを検出する手段がランプ負荷のエミレスを検出すると、複数の無負荷共振周波数の内最も高い周波数よりも高く且つ正常なランプ負荷が点灯維持可能な周波数な保護動作用の周波数にインバータ回路の発振周波数を、ランプ外れ検出の周波数制御に比して優先的に制御する手段とを備えたことを特徴とする。
【００１２】
請求項５の発明では、請求項１乃至４の何れかの発明において、複数のランプ負荷とは、異なる定格電力の放電灯を含むことを特徴とする。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図面を参照して説明する。
図１は本発明の基本的な放電灯点灯装置の回路構成を示しており、この基本的な回路構成は、商用電源からなる交流電源ＡＣを整流平滑、又はチョッパ回路により昇圧する等によって交流を直流に変換する直流変換部６と、この直流変換部６の出力を直流電源Ｅとするインバータ回路１により直流電源Ｅの直流電圧を数十ｋＨｚの交流電圧に変換する。インバータ回路１の出力端にはｎ個の共振回路３1 〜３nが接続される。各共振回路３1 〜３nの一端に放電灯たるランプ負荷２1 〜２nが結合される。ランプ負荷２1 〜２nには異なる定格電力のランプ負荷〔例えばＦＣＬ４０Ｗ，ＦＣＬ３２Ｗ，ＦＣＬ３０Ｗ〕が組み合わされる場合もある。
【００１４】
各共振回路３1 〜３nの無負荷共振周波数をｆ01〜ｆ0nとし、先ず各ランプ負荷２1 〜２n に十分な始動電圧が得られる周波数ｆ3 にてインバータ回路１を発振させランプ負荷２1 〜２n を点灯させる。ランプ点灯後は図２に示すように点灯時の共振カーブＡ1 〜Ａnに移行する。尚Ｂ1 〜Ｂn，Ｂ1 ’〜Ｂn ’は共振回路３1 〜３nの無負荷共振カーブを示す。
【００１５】
インバータ回路１の発振周波数は必要なランプ電流を得る為に点灯周波数をｆ1 まで下げる。ここで本発明ではランプ負荷を一本以上外した時にインバータ回路１の発振周波数をｆ3 ’まで上げる（ｆ3 ≒ｆ3 ’）。これにより、外したランプ負荷を再装着した時に、ランプ始動前に対応する共振回路は無負荷共振カーブの遅相側にて動作するためインバータ回路１に過大な電流が流れることを防止できる。また十分な始動電圧が得られるので再装着ランプ負荷は十分始動点灯できる。
【００１６】
以下の構成を基本とする実施形態により本発明を更に詳説する。
（実施形態１）
図３は本実施形態の回路構成を示しており、本実施形態は直流変換部６として、商用電源（ＡＣ１００Ｖ）からなる交流電源ＡＣを整流するダイオードＤ1 〜Ｄ4 からなるダイオードブリッジと、該ダイオードブリッジの出力を電源とし、チョークコイルＬ0 とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ0 とダイオードＤ7 とコンデンサＣ0 より構成あれる昇圧チョッパとで構成され、昇圧チョッパは、チョッパ制御部７により直流電圧Ｅとして２５０Ｖを出力するよう動作している。チョッパ制御部７は、力率改善用のＩＣ〔例えばＭＣ３３２６２モトローラ社製〕などによって構成される。インバータ回路１は、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 でハーフブリッジ構成となっており、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を交互にオンさせる駆動回路〔例えばＩＲ２１１１，ＩＲ社（インターナシャナル・レクチファイアー・コオーポレーション）製等で構成〕４、インバータ制御部８により制御されている。
【００１７】
インバータ制御部８は図４に示すように汎用のＩＣ（例えば、μＰＣ４９４ＮＥＣ社製など）８ａ等で構成され、ＩＣ８ａはＲＴ端子から流れ出す電流が多いほど、発振周波数は高くなるもので、ＲＴ端子とグランドの間には抵抗Ｒ15とコンデンサＣ12との並列回路を接続するとともに、抵抗Ｒ16，Ｒ17、トランジスタＱ12の直列回路を接続している。そして抵抗Ｒ17、トランジスタＱ12の直列回路にはトランジスタＱ11を並列接続してある。そしてトランジスタＱ11のベースは抵抗Ｒ18を介して入力端子ａに、またトランジスタＱ12のベースは抵抗Ｒ19を介して入力端子ｂに接続している。入力端子ａにはタイマ部１０の出力ｔｉｍ1 が、また入力端子ｂにはランプ外れ検出部９の検出出力及びタイマ部１０の出力ｔｉｍ2 が接続される。
【００１８】
タイマ部８は図５に示すように電源電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 で分圧して得られた基準電圧と、電源投入時から抵抗Ｒ5 を介して充電されるコンデンサＣ10の電圧とを比較するコンパレータＣＰ1 と、電源電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 で分圧して得られる基準電圧と上記コンデンサＣ10の電圧とを比較するコンパレータＣＰ2 等で構成され、コンパレータＣＰ1 は電源投入からコンデンサＣ10の電圧が基準電圧を越えるまで出力ｔｉｍ1 を”Ｈ”とし、コンパレータＣＰ2 は電源投入からコンデンサＣ10の電圧が基準電圧を越えるまで出力ｔｉｍ2 を”Ｈ”とするもので、出力ｔｉｍ1 ，ｔｉｍ2 の出力幅が図６（ａ）（ｂ）に示すようになるように、コンパレータＣＰ1 ，ＣＰ2 の基準電圧を抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 やＲ3 ，Ｒ4 で設定している。抵抗Ｒ6 ，Ｒ7 はプルアップ用抵抗、ダイオードＤ8 、Ｄ9 は逆流防止用ダイオードである。
【００１９】
電源電圧Ｖｃｃは、ダイオードＤ1 〜Ｄ4 からなるダイオードブリッジの出力を抵抗Ｒ01とコンデンサＣ01で平滑し、この平滑されたコンデンサＣ01の両端電圧を更にツェナーダイオードＺＤ01で一定化して得られるものである。
ランプ外れ検出部９は共振回路３1 ，３2 のチョークコイルＬ2 ，Ｌ1 の２次巻線の出力を取り込み、ランプ電流の有無によりランプ外れを検出するもので、上記チョークコイルＬ2 の２次巻線とチョークコイルＬ1 の２次巻線との極性を逆にしてその２次出力を図７に示すようにコンデンサＣ21，Ｃ22と抵抗Ｒ8 ，Ｒ9 とを介して加算し、その加算された電圧を抵抗Ｒ10、Ｒ11で分圧した後、ダイオードＤ10で整流してコンパレータＣＰ3 の非反転入力端に入力するようになっている。コンパレータＣＰ3 はその入力電圧と、電源電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ12，Ｒ13で分圧して得られた基準電圧とを比較してランプ外れ時には抵抗Ｒ14で電源電圧Ｖｃｃに吊り上げられた”Ｈ”出力を逆流防止用のダイオードＤ11を介して発生するようになっている。
【００２０】
インバータ回路１の出力部にはチョークコイルＬ2 とコンデンサＣ4 とからなる共振回路３1 や、チョークコイルＬ1 とコンデンサＣ1 とからなる共振回路３2 が接続されており、これら共振回路３1 ，３2 をインバータ回路１で励振してランプ負荷２1 ，２2 を始動点灯させる。ここでランプ負荷２1 としてＦＣＬ３２Ｗを、またランプ負荷２2 として、ＦＣＬ４０Ｗの蛍光ランプを使用している。共振回路３1 ，３2 のチョークコイルＬ2 ，Ｌ1 の２次巻線はランプ外れ検出部９に接続され、ランプ外れ検出部９がランプ外れを検出するとインバータ制御部８の発振周波数を変化させるように構成されている。
【００２１】
而して、今交流電源ＡＣが投入されると、抵抗Ｒ01を介して、コンデンサＣ01に充電電流が流れ、その両端電圧がツエナーダイオードＺ01によって略１２Ｖとなり、該電圧が制御電源の電源電圧Ｖｃｃとして各部に供給される。これによりチョッパ制御部７、インバータ制御部８が動作を開始し、平滑コンデンサＣ0 に略２５０Ｖの直流電圧が発生する。ー方タイマ部１０からは、図６（ａ）（ｂ）に示すようにｔｉｍ1 、ｔｉｍ2 なる信号が電源投入と同時に出力される。インバータ制御部８の信号入力端ａには信号ｔｉｍ1 、信号入力端ｂには信号ｔｉｍ2 とランプ外れ検出部９の検出出力が接続されているため、信号ｔｉｍ1 が”Ｈ”時にはトランジスタＱ11がオンして発振周波数がｆ5 、信号ｔｉｍ2 が”Ｈ”、信号ｔｉｍ1 が”Ｌ”の時にはトランジスタＱ11がオフ、トランジスタＱ12がオンして発振周波数ｆ3 となる。つまり図８のような周波数変化となる。周波数ｆ5 でランプ負荷２1 ，２2 を先行予熱し、その後ランプ負荷２1 ，２2 が放電開始するに十分な電圧を得られる周波数ｆ3 に変化してランプ負荷２1 ，２2 が始動点灯する。信号ｔｉｍ2 が”Ｌ”となると、必要なランプ電流が得られる周波数ｆ1にて動作する〔通常点灯状態〕。図８中Ａは点灯時の共振カーブを示す。
【００２２】
ランプ外れ検出部９は、２灯のランプ電流が打ち消し合うように〔チョークコイルＬ1 ，Ｌ2 の二次巻線の極性を逆に〕接続しているため、出力は”Ｌ”となっており、インバータ制御部８のＩＣ８ａのＲＴ端子から流れ出す電流は、通常点灯動作では抵抗Ｒ15で決まる。ここで、ランプ負荷２1 又は２2 が抜かれるとランプ外れ検出部９の出力は”Ｈ”となり、インバータ制御部８のトランジスタＱ12がオンするため発振周波数はｆ3 ’（＝ｆ3 ）に変化するが、もう一方のランプ負荷２2 又は２1 は点灯を維持するため、光出力を得ることができる。
【００２３】
外れたランプ負荷２1 又は２2 を再装着しても、インバータ回路１は発振周波数ｆ3 ’で動作しているため、つまり、再装着されたランプ負荷２1 又は２2 が点灯開始する前にその共振回路３1 又は３2 の無負荷共振カーブの遅相Ｂ側にて動作しているため、特別な手段を用いずともインバータ回路１のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の耐量を超えることはない。また、ランプ負荷２1 又は２2 の放電開始電圧を得ることができるのでランプ負荷２1 又は２2 は点灯する。〔ランプ負荷の脱着時に電源リセツトなどの手段を用いることなく再始動可能となる。〕尚図８中Ｂ’は共振回路３1 又は３2 の進相側の無負荷共振カーブを示す。
本実施形態では周波数ｆ3 ’＝ｆ3 としたが、ｆ3 ’は複数の無負荷共振周波数の最も高いｆ0 よりも高く且つランプ負荷の放電開始に十分な電圧が出力可能な周波数であれば、ｆ3 と一致させる必要はない。
【００２４】
また本実施形態では、電源投入後周波数をｆ5 →ｆ3 に変化させる際、瞬時に切り替えているが、周波数をスムーズに変化させれば、インバータ回路１のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 にかかるストレスをより低減することができる。
（実施形態２）
本実施形態は図９に示す構成となり、実施形態１のランプ外れ検出部９の代わりにランプ電流検出部１１を備え、このランプ電流検出部１１に共振回路３1 ，３2 のチョークコイルＬ1 ，Ｌ2 の２次巻線が接続され、またインバータ制御部８として図１０に示す回路が用いられている点で実施形態１と相違する。
【００２５】
ランプ電流検出部１１は図１１に示すようにチョークコイルＬ1 ，Ｌ2 の２次出力をコンデンサＣ23，Ｃ24を通じて夫々取り込み、抵抗Ｒ20，Ｒ21の分圧回路及び抵抗Ｒ22，Ｒ23の分圧回路で夫々分圧してその分圧出力をダイオードＤ7 ，Ｄ7 ’によりオア接続し、そのオア出力を図１２に示すコンパレータＣＰ4 で基準値と比較し、エミレス等によってランプ電流が所定値以上となったか否かを検出するようになっている。基準値は抵抗Ｒ24，Ｒ25で電源電圧Ｖｃｃを分圧して得るものであり、コンパレータＣＰ4 は非反転入力端子に入力される上記オア出力が基準値を上回ると出力を”Ｈ”とするようになっている。尚抵抗Ｒ26はプルアップ抵抗、ダイオードＤ12は逆流防止用のダイオードである。
【００２６】
インバータ制御部８は図１０に示すように基本的には図４の実施形態１に用いたインバータ制御部８の構成を用いているが、抵抗Ｒ15に抵抗Ｒ27を介してトランジスタＱ13を並列接続するとともに、該トラジスタＱ13のベース・エミッタ間にトランジスタＱ14を並列に接続し、トランジスタＱ13のベースは抵抗Ｒ28を介して入力端子ｃに、またトランジスタＱ14のベースは抵抗29を介して入力端子ｂ’に接続した回路を付加し、入力端子ｃには上記コンパレータＣＰ4 の出力を、また入力端子ｂ’には入力端子ｂと同様にタイマ部１０の信号ｔｉｍ2 を接続してある点で実施形態１のものと相違する。尚入力端子ａにはタイマ部１０の信号ｔｉｍ1 を、また入力端子ｂにはタイマ部１０の信号ｔｉｍ2 を接続してある。
【００２７】
而して、今交流電源ＡＣが投入されると、抵抗Ｒ01を介して、コンデンサＣ01に充電電流が流れ、その両端電圧はツエナーダイオードＺ01によって略１２Ｖとなり、該電圧が制御電源の電源電圧Ｖｃｃとして各部に供給される。これによりチョッパ制御部７、インバータ制御部８が動作を開始し、コンデンサＣ0 に略２５０Ｖの直流電圧が発生する。ー方タイマ部１０からは、ｔｉｍ1 、ｔｉｍ2 なる信号が電源投入と同時に出力される。インバータ制御部８の信号入力端ａには信号ｔｉｍ1 、信号入力端ｂには信号ｔｉｍ2 が接続されているため、信号ｔｉｍ1 が”Ｈ”時にはトランジスタＱ11がオンして発振周波数がｆ5 、信号ｔｉｍ2 が”Ｈ”、信号ｔｉｍ1 が”Ｌ”の時にはトランジスタＱ11がオフ、トランジスタＱ12がオンして発振周波数ｆ3 となる。つまり図８のような周波数変化となる。周波数ｆ5 でランプ負荷２1 ，２2 を先行予熱し、その後ランプ負荷２1 ，２2 が放電開始するに十分な電圧を得られる周波数ｆ3 に変化してランプ負荷２1 ，２2 が始動点灯する。信号ｔｉｍ2 が”Ｌ”となると、必要なランプ電流が得られる周波数ｆ1 にて動作する〔通常点灯状態〕。
【００２８】
ここで、接続されているランプ負荷２1 又は２2 の少なくともどちらか一方が寿命末期となると、ランプ電流検出部１１の抵抗分圧している部分〔Ｒ20とＲ21、あるいはＲ22とＲ23〕の電位が上昇し、出力信号は”Ｈ”となる。従って、コンパレータＣＰ4 の出力は”Ｈ”となり、この時、信号ｔｉｍ２は”Ｌ”であるから、インバータ制御部８のトランジスタＱ14はオフ、トランジスタＱ13はオン、発振周波数はｆ4 となる。このとき、周波数ｆ4 は複数の無負荷共娠周波数の最も高いｆ0 よりも高く且つ正常ランプ負荷２1 ，２2 が点灯維持可能な周波数となるよう、抵抗Ｒ27の値を設定しておく。以上の電源投入からの周波数の変化を第１３図に示す。図１３中Ａは点灯時の共振カーブを、Ｂ，Ｂ’は共振回路３1 又は３2 の遅相側、進相側の無負荷共振カーブを示す。
【００２９】
また、寿命末期のランプ負荷が接続された状態で電源投入されると、信号ｔｉｍ2 が”Ｈ”から”Ｌ”に変化するとき、ランプ負荷がエミレス点灯した場合、ランプ電流が大きいため、コンパレータＣＰ4 の出力は”Ｈ”となり、発振周波数がｆ3 からｆ4 に変化する。
つまり、ランプ負荷が寿命末期になっても、インバータ回路１は発振周波数ｆ4 で動作するため、ランプ負荷が点灯すると共振回路の無負荷共娠カーブの遅相側で動作し、特別な手段を用いずともインバータ回路１のスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の耐量を超えることはない。
【００３０】
（実施形態３）
本実施形態の基本回路構成を図１４に示す。本実施形態は、基本的は実施形態１の構成と同じであるが、実施形態１が２本のランプ負荷２1 ，２2 に対して本実施形態は２本以上のランプ負荷２1 〜２n とそれに対応する共振回路3 1 〜3n を設けるるともに、直流カット用コンデンサＣ11〜Ｃ1nを備えた構成のもので、ランプ外れ検出部９の代わりに、各ランプ負荷２1 〜２n のランプ電圧を夫々取り込み、ランプ寿命を検出する図１５に示すランプ寿命検出部１２を設け、図１６に示すインバータ制御部８を用いた点で実施形態１と相違する。
【００３１】
ランプ寿命検出部１２は、図１５に示すように各ランプ電圧をコンデンサＣ251 〜Ｃ25n を介して取り込み夫々の電圧を抵抗Ｒ301 〜Ｒ30nと、Ｒ311 〜Ｒ31n とで分圧し、その分圧出力をダイオードＤ201 〜Ｄ20n によってオア接続し、そのオア出力と、基準値とをコンパレータＣＰ5 で比較して基準値をオア出力が越えたときに”Ｈ”出力を発生するようになっている。基準値は電源電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ32、Ｒ33で分圧して得ている。また抵抗Ｒ34はプルアップ用抵抗、ダイオードＤ13は逆流防止用ダイオードである。
【００３２】
インバータ制御部８は図１６に示すようにトランジスタＱ12のベースにオアゲートＯＲ1 の出力を接続してあり、オアーゲートＯＲ1 は一方の入力端子ｂ1 にはタイマ部１０の信号ｔｉｍ2 を、また他方の入力端子ｂ2 にはランプ寿命検出部１２の検出出力を接続して、両入力端子ｂ1 ，ｂ2 の入力信号の論理和をとってトランジスタＱ12をオンさせるようになっている点と、抵抗Ｒ15に抵抗Ｒ35を介して並列接続されたトランジスタＱ15と、入力端子ｄに接続されたランプ寿命検出出力をノットゲートＮＴ1 で反転した後ベースに接続するトランジスタＱ16と、このトランジスタＱ16に並列に接続され、トランジスタＱ16のオフ時に抵抗Ｒ36を介して充電されるコンデンサＣ26と、このコンデンサＣ26の両端電圧と基準値とを比較し、その比較出力をトランジスタＱ15のベースに接続したコンパレータＣＰ6 とを備えた点で実施形態１のインバータ制御部８と相違する。コンパレータＣＰ6 の基準値は抵抗Ｒ37とＲ38とで電源電圧Ｖｃｃを分圧して得、またコンパレータＣＰ5 の出力端はプルアップ抵抗Ｒ39でプルアップしてある。
【００３３】
而して、交流電源ＡＣが投入されてから通常点灯に至るまでの発振周波数の変化は実施形態１と同様であって図１７に示す通りである。今、あるランプ負荷、例えば２1 が寿命末期になったとすると、そのランプ負荷２1 の両端電圧が大きくなり、ランプ寿命検出部１２中のコンパレータＣＰ5 の出力は図１８（ｃ）に示すように”Ｈ”となる。この時、インバータ制御部８のトランジスタＱ12は図１８（ｅ）に示すようにオンとなり、一方トランジスタＱ16は図１８（ｇ）に示すようにオンからオフとなる。同時にコンデンサＣ26は抵抗Ｒ36を通じて流れる電流により充電を始め、抵抗Ｒ37、Ｒ36で決まる基準値を越えるまでは図１７に示すように発振周波数はｆ3 を維持する。そして、基準値を越えるとコンパレータＣＰ6 の出力が”Ｈ”となり、トランジスタＱ15が図１８（ｆ）に示すようにオンとなる。従って、発振周波数は、抵抗Ｒ15，Ｒ16，Ｒ17，Ｒ35で決定されるｆ4 となる。このとき、周波数ｆ4 は複数の無負荷共振周波数よりも高いｆ0 よりも高くかつ正常ランプが５℃で点灯維持可能な周波数より低く設定しておく。
【００３４】
従って、複数のランプ負荷２1 〜２n のうち、ある一本のランプ負荷が寿命末期となっても、インバータ回路１のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 に過大なストレスがかかることを防止でき、かつ、光出力を得る事ができる。また、ｆ4 をもっと高い周波数にすると正常なランプ負荷のフィラメントに流れる電流を低減でき正常なランプ負荷にかかるストレスを低減できる。
【００３５】
尚図１８（ａ）は信号ｔｉｍ1 を、同図（ｂ）は信号ｔｉｍ2 を、同図（ｄ）はトランジスタＱ11の状態を、また図１７のＡは点灯時の共振カーブを、Ｂ，Ｂ’は遅相側、進相側の無負荷共振カーブを夫々示す。またｆa は正常なランプ負荷が立ち消えする発振周波数を示す。
（実施形態４）
本実施形態は、ランプ外れ検出部９以外にランプ電流検出部１２を設け、図１９に示すインバータ制御部８を設けた点で実施形態１と相違する。ランプ外れ検出部９の構成は図７と同じ構成であり、ランプ電流検出部１２の構成は図１１と同じであって、図１２のコンパレータ回路を用いる。
【００３６】
インバータ制御部８は、トランジスタＱ12のベースを、ダイオードＤ14を介して信号ｔｉｍ2 が接続される入力端子ｂに接続するとともに、ランプ外れ検出部９の検出出力が接続される入力端子ｅに接続し、抵抗Ｒ15には並列に抵抗Ｒ38を介して接続したトランジスタＱ17を接続するとともに、トランジスタＱ12のベース・エミッタ間にトランジスタＱ19を接続し、更にトランジスタＱ17のベース・エミッタ間にトランジスタＱ18を接続し、トランジスタＱ17のベース及びトランジスタＱ19のベースをランプ電流検出部１２のコンパレータＣＰ4 の出力を接続する入力端子ｆに接続し、トランジスタＱ18のベースを入力端子ａに接続してある。
【００３７】
而して本実施形態では通常点灯に至るまでの動作は、実施形態１と同様であり、動作状態を図２０に示す。この図２０で示すように停止モードから、交流電源ＡＣが投入されると信号ｔｉｍ1 による予熱モード（発振周波数ｆ5 ）から信号ｔｉｍ2 による始動モード（発振周波数ｆ3 ）を経て、ランプ負荷２1 ，２2 が共に正常点灯すると、通常点灯（ＦＵＬＬモード 発振周波数ｆ1 ）となる。次に通常点灯状態にあるランプ負荷２1 ，２2 の内のうち一方が外されると、ランプ外れ検出部９の検出出力が”Ｈ”となり、インバータ制御部８のトランジスタＱ12がオンするため発振周波数はｆ3 ’（＝ｆ3 ）に変化するが、もう一方は点灯状態を維持する（１灯点灯モード）。
【００３８】
また通常点灯灯状態にあるランプ負荷が寿命末期となると、ランプ電流検出部１２のコンパレータＣＰ4 の出力が”Ｈ”になり、インバータ制御部８のトランジスタＱ17、Ｑ19がオンして発振周波数はｆ １ に変化する（寿命末期モード）。
ここで、もし一本のランプ負荷が外され、接続されているランプ負荷が寿命末期になった場合は、ランプ外れ検出部９の検出出力及びランプ電流検出部１２のコンパレータＣＰ4 の出力が共に”Ｈ”となるが、インバータ制御部８のトランジスタＱ19がオンするため、トランジスタＱ12はオンしない。従って、発振周波数はｆ4 に変化する。つまりランプ外れよりもランプ寿命末期の検出を優先させている。これにより、インバータ回路１のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 に過大なストレスがかかることを防止するとともに、ランプ寿命末期の検出を優先させることにより、ランプ負荷２1 ，２2 の管壁温度を下げることが可能となり、その周辺部品の温度を下げて、より信頼性の高い点灯装置を提供することができる。尚図２０において（脱）はランプ外しを意味する。
【００３９】
（実施形態５）
本実施形態は基本的な構成は実施形態４と同じであるが、インバータ制御部８に接続されるタイマ部１０の構成が図２１に示す構成となっている点及びランプ電流検出部１２に接続されるコンパレータ回路が図２２に示すようにコンパレータＣＰ4 ’の反転入力端子にランプ電流検出部１２の検出出力を接続し、基準値をコンパレータＣＰ4 の非反転入力端子に接続してある点で実施形態４と相違する。
【００４０】
タイマ部８は図２１に示すようにコンデンサＣ10に並列にトランジスタＱ20を接続し、このトランジスタＱ20のベースにコンパレータＣＰ4 ’の出力を接続してある。
而して本実施形態では通常点灯に至るまでの動作は、実施形態１と同様で、発振周波数の変化の様子を図２３に示す。
通常点灯状態にあるランプ負荷２1 ，２2 のうち一方が外されると、ランプ外れ検出部９の出力が”Ｈ”となり、インバータ制御部８のトランジスタＱ12がオンするため発振周波数はｆ3 に変化するが、もう一方のランプ負荷は点灯維持している。ここで、さらにもう一方のランプ負荷も外されると、ランプ電流検出部１２の出力電位が下がり、コンパレータＣＰ4 の出力は”Ｈ”となる。この時、ランプ外れ検出部９の出力は”Ｌ”である。従って、タイマ部８のトランジスタＱ20はオンして、発振周波数はｆ5 つまり先行予熱時の周波数に変化する。
【００４１】
そして、再びランプ負荷２1 ，２2 が接続された場合、その共振回路３1 ，３2 の無負荷共振カーブの遅相側にてインバータ回路１が動作しているため、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 に過度のストレスがかかることを防止するとともに、ランプ電流検出部９の出力電位が上がり、コンパレータＣＰ4 ’の出力は”Ｌ”となり、トランジスタＱ20はオフとなって、先行予熱→始動→点灯と動作する。つまりランプ脱着再始動可能となる。
【００４２】
また無負荷時（全てのランプ負荷２1 ，２2 が外されている時）、先行予熱時の周波数ｆ5 で動作するが、このときインバータ回路１を間欠発振させることにより、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 にかかるストレスを更に低減することができる。
（実施形態６）
本実施形態は図２４に示す回路を基本構成としており、主要部は実施形態１と略同じ構成となっている。駆動回路４はインバータ制御部８から出力される数１０ＫＨｚの矩形波信号を入力し、この入力した信号が”Ｈ”レベル区間ではトラジスタＱ21がオン、Ｑ22がオフとなり、電源電圧ＶｃｃによりトランジスタＱ21を通じてスイッチング素子Ｑ2 をオンさせ、このときスイッチング素子Ｑ23もオンとなりトランジスタＱ24がオフ、Ｑ25がオンとなりスイッチング素子Ｑ1 をオフさせる。このときコンデンサＣ30を電源電圧ＶｃｃからダイオードＤ30を通じて充電しており、このコンデンサＣ30の充電電圧をトランジスタＱ24，Ｑ25の駆動電源とするようになっている。そして矩形波信号が”Ｌ”レベル区間ではトラジスタＱ21がオフ、Ｑ22がオンとなってスイッチング素子Ｑ2 をオフさせ、またスイッチング素子Ｑ23はオフするため、コンデンサＣ30を電源としてトランジスタＱ24がオン、Ｑ25がオフとなり、スイッチング素子Ｑ1 をオンさせる。このようにしてインバータ回路１のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を交互にオンオフさせるのである。
【００４３】
インバータ回路１の出力に接続されている共振回路３1 ，３2 のチョークコイルＬ1 ，Ｌ2 の２次巻線を、図７に示すランプ外れ検出部９と図１１のランプ電流検出部１２とに接続しており、ランプ電流検出部１２の出力は図１２、図２２のコンパレータＣＰ4 、ＣＰ4 ’からなる回路に接続してある。
インバータ制御部８は図２５に示す回路から構成されており、図１９のインバータ制御部８の回路を基本とし、図１２のコンパレータＣＰ4 の出力と基準値とを比較するコンパレータＣＰ10の出力をダイオードＤ31を介してトランジスタＱ19のコレクタに接続するとともに、コンパレータＣＰ4 の出力が”Ｈ”のときにオンするトランジスタＱ27と、トランジスタＱ27がオンするとベース電流が流れてオンし、コンデンサＣ20を充電させるトランジスタＱ28と、コンデンサＣ20の電圧と基準値とを比較し、出力をトランジスタＱ17及びＱ19のベースに接続したコンパレータＣＰ11とを備えてある。抵抗Ｒ40とＲ41は電源電圧Ｖｃｃを分圧してコンパレータＣＰ10の基準値を得るための抵抗であり、抵抗Ｒ42とＲ43は電源電圧Ｖｃｃを分圧してコンパレータＣＰ11の基準値を得るための抵抗であり、抵抗Ｒ44，Ｒ45はプルアップ抵抗である。
【００４４】
またトランジスタＱ18のベースは、図２６に示すようにランプ外れ検出部９の検出出力が”Ｈ”で、コンパレータＣＰ4 の出力が立ち上がた時一定時間幅のパルスを出力するパルス発生回路１３の出力を接続する入力端子ｇに接続してある。
而して交流電源ＡＣの投入から始動点灯状態に至るまでは、他の実施形態１乃至５と同様であり、周波数ｆ1 にてランプ負荷２1 ，２1 は図２７の▲１▼区間に示すように通常点灯する。
【００４５】
もし通常点灯時において、ランプ負荷２1 ，２2 の一方が外された場合、図３０（ｂ）に示すようにランプ外し検出部９の検出出力が発生し、インバータ制御部８のトランジスタＱ12が図３０（ｋ）に示すようにオンして発振周波数は抵抗Ｒ15，Ｒ16，Ｒ17で決まり、図２９の▲２▼区間でｆ3 となる。
また、接続されているランプ負荷２1 ，２2 が寿命末期となると、図２８（ａ）又は図３０（ａ）に示すようにランプ電流検出部１２のコンパレータＣＰ4 の出力が”Ｈ”となり一定時間をおいてインバータ制御部８のトランジスタＱ27がトランジスタＱ28がオンして一定時間後にコンパレータＣＰ11の出力が図２８（ｆ）又は図３０（ｆ）に示すように”Ｈ”となり、そのため図２８（ｌ）又は図３０（ｌ）に示すようにトランジスタＱ17がオンする。一方コンパレータＣＰ4 の出力が”Ｈ”となると、コンパレータＣＰ10の出力が図２８（ｇ）又は図３０（ｇ）に示すように”Ｈ”となり、図２８（ｋ）のようにトランジスタＱ12がコンパレータＣＰ11の出力が”Ｈ”になってトランジスタＱ19がオンするまでオンするか、或いは図３０（ｋ）のようにトランジスタＱ12がコンパレータＣＰ11の出力が”Ｈ”になってトランジスタＱ19が図２８（ｉ）又は図３０（ｉ）に示すようにオンするまでオン状態を継続する。コンパレータＣＰ11の出力が上述したように”Ｈ”となり、トランジスタＱ12がオフし、図２８（ｌ）又は図３０（ｌ）に示すようにトランジスタＱ17がオンすると、発振周波数は抵抗Ｒ15、Ｒ38で決まり、図２７、図２９の▲３▼区間でｆ4 となる。この時、ランプ負荷２1 又は２2 の一灯が外されていても、ランプ寿命末期が優先され、発振周波数はｆ4 となる。
【００４６】
さらに、接続されているランプ負荷２1 ，２2 が２本とも抜かれた時には、図３０（ｅ）に示すようにコンパレータＣＰ4 ’の出力が”Ｈ”となり、図２１に示すタイマ部８のトランジスタＱ20がオンして信号ｔｉｍ1 ，ｔｉｍ2 が図３０（ｃ）（ｄ）に示すように共に”Ｈ”となり、そのためトランジスタＱ18が図３０（ｈ）に示すようにオンとなり、そのためトランジスタＱ13，Ｑ19がオフする。従ってトランジスタＱ12が図３０（ｋ）に示すようにオンし、また信号ｔｉｍ1 により及びトランジスタＱ11が図３０（ｉ）に示すようにオンし、結果発振周波数は抵抗Ｒ15，Ｒ18で決まり、図２９の区間で周波数はｆ5 に変化する。
【００４７】
周波数ｆ3 ，ｆ4 ，ｆ5 は、いずれもランプが点灯開始する前のその共振回路の無負荷共振カーブの遅相側であるから、どの場合でも特別な手段を用いずともインバータ回路のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の耐量を超えることはなく、インバータ各素子のストレス低減，破壊防止に有効である。
図２８（ｂ）は図３０（ｂ）のランプ外れ検出出力を示す、図２８（ｃ）（ｄ）は図３０（ｃ）（ｄ）と同様に信号ｔｉｍ1 ，ｔｉｍ2 を示し、図２８（ｅ）は図３０（ｅ）と同様にコンパレータＣＰ4 ’の出力を示す。また図２８（ｈ）は図３０（ｈ）と同様にトランジスタＱ18の動作を示し、図２８（ｉ）は図３０（ｉ）と同様にトランジスタＱ11の動作を、また図２８（ｊ）は図３０（ｊ）と同様にトランジスタＱ11の動作を、更に図２８（ｋ）は図３０（ｋ）と同様にトランジスタＱ12の動作を示す。
【００４８】
ところで、インバータ制御部８に、第３１図のように、抵抗Ｒ18とトランジスタＱ11の直列回路に、抵抗Ｒ46とトランジスタＱ40の直列回路を接続し、更にこのトランジスタＱ40のベース・エミッタ間にトランジスタＱ41を接続し、トランジスタＱ40のベースには調光信号Ｓを、またトランジスタＱ41のベースには信号ｔｉｍ2 及びランプ外れ検出出力を接続するともにコンパレータＣＰ10の出力を接続した調光部１５が加わった回路を用いることにより、通常点灯状態として、調光可能な点灯装置とすることができる。この場合、調光信号Ｓがあると、トランジスタＱ40がオンして抵抗Ｒ46が発振周波数の決定要素として加わえて調光を行うものであるが、その他〔ランプ寿命、ランプ外れ、無負荷〕の信号がある場合にはトランジスタＱ41がオンして調光信号ＳをバイパスしてトランジスタＱ40をオフさせるようになっている。つまり他の信号を調光信号Ｓに対して優先させている。
【００４９】
尚本実施形態に於いては、整流手段として昇圧チョッパ６を用いたが、この手段は特に限定するものではない。また、インバータ回路１もハーフブリッジ型を用いて説明したが、その他のインバータ回路でもかまわない。複数のランプ負荷についても同じ電力でも異電力でもかまわない。
（実施形態７）
本実施形態は実施形態６の図２４に示す構成を基本として図３２に示すようにインバータ制御部８の発振周波数に連動して昇圧チョッパからなる直流変換部６６が動作する回路を付加している。
【００５０】
つまりインバータ制御部８から駆動回路４を通じてインバータ回路１のスイッチング素子Ｑ２に図３３（ａ）に示す駆動信号が、また駆動信号を反転した駆動信号がスイッチング素子Ｑ１に与えられ、両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオンオフを繰り返して動作しているときに、スイッチング素子Ｑ２のオン時ドレイン・ソース間に流れる電流Ｉｎ−Ｑ２は図３３（ｂ）に示すようになり、また直流変換部６のスイッチング素子Ｑ０には図３３（ｃ）に示す駆動信号が与えられる。スイッチング素子Ｑ０のオン時にドレイン・ソース間に流れる電流Ｉ０−Ｑ０は図３３（ｄ）に示すようになる。
【００５１】
チョッパ制御部７には、平滑コンデンサＣ0 に並列に分圧抵抗Ｒ50とＲ51の直列回路を接続し、この分圧回路の抵抗51に並列接続したコンデンサＣ50の両端電圧をを取り込んで、オンデュティを決定している。図３３（ｃ）（ｄ）に斜線で示した変化幅はチョッパ出力電圧のリップル電圧により決定される。本実施形態では、図に示す様にスイッチング素子Ｑ0 とインバータ回路１のスイッチング素子Ｑ2 は連動しながら同一の周波数にて動作している。又、インバータ回路１のスイッチ素子Ｑ1 ，Ｑ2 は図３３（ａ）では略５０％のオンデュティで動作している。
【００５２】
上記図３３の場合には発振周波数を５０ｋＨｚの場合を示しているが、次に一灯点灯時やランプ寿命末期時等直流変換部６の負荷が非常に軽負荷となってチョパ６の出力電圧が異常に昇圧するのを防止するために、これらが検出されたときにはインバータ制御部８は発振周波数を略８０ｋＨｚに移行する。この場合の各部の波形は図３４（ａ）〜（ｄ）に示すようになる。この場合図３４（ａ）に示すスイッチング素子Ｑ2 のオンデュティを略５０％にて、動作させているが、一方直流変換部６のスイッチング素子Ｑ0 のオンデュティ幅は図３３（ｂ）の時より図３４（ｂ）に示すように狭くする。このように、発振周波数を上げながら直流変換部６のオンデュティ幅を狭くするように制御することにより直流変換部６の出力電圧を異常に昇圧することを防止できる。本実施形態における、インバータ回路１の発振周波数，スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオンデュティ、直流変換部６のスイッチング素子Ｑ0 のオンデュティ等は一例であり他の例にも適用可能である。その他の回路については実施形態６と同様であり、周波数の変化も同様である。
【００５３】
図３５は本実施形態の動作変化をまとめたもので、ランプ外れ、ランプ寿命末期、ランプ無負荷などの状態でもインバータ回路１のスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 かかるストレス低減を低滅できる。尚図３５は基本的には実施形態４で図１９により示した流れ図と同じであるが、実施形態６の図３１で示した調光部１５を併設した場合における調光モード（ＤＩＭモード）を加えている。 尚本実施形態で用いるチョッパ制御部８、インバータ制御部８、タイマ部１０、ランプ電流検出部１２は具体的には実施形態６に於ける回路を用いており、これらの回路構成はコンパレータＣＰ4 ，ＣＰ4 ’の回路を含めて一個のバイポーラＩＣにて構成することも可能である。
【００５４】
【発明の効果】
請求項１の発明では、一つのインバータ回路の出力に並列に接続される複数の共振回路を備え、共振回路の一端に結合される複数のランプ負荷を含む負荷回路を複数備えた放電灯点灯装置において、点灯時の共振周波数を無負荷時の共振周波数より低くし且つ始動から点灯に至る動作が遅相領域で為されるようにインバータ回路の発振周波数を限定したものであって、ランプ負荷外れを検出する手段と、該手段が少なくともランプ負荷が一灯外れたことを検出したときに複数の無負荷共振周波数の内最も高い周波数よりも高く且つランプ負荷の放電開始電圧以上の電圧が出力可能な周波数にインバータ回路の発振周波数を制御する手段とを備えたので、ランプ負荷の外れがあっても残りのランプ負荷を点灯維持することができ、しかもランプ負荷が外れた場合共振回路の進相領域で動作することがないので、外れたランプ負荷を再装着されても、特別な保護回路を設けずともインバータ回路のスイッチング素子に過大な電流が流れるのを防止しつつ再始動できるという効果がある。
【００５５】
また請求項２の発明では、請求項１の発明において、ランプ負荷のランプ電流からエミレスを検出する手段と、該手段がランプ負荷のエミレスを検出すると、複数の無負荷共振周波数の内最も高い周波数よりも高く且つ正常なランプ負荷が点灯維持可能な保護動作用の周波数にインバータ回路の発振周波数を制御する手段を備えたので、特別な保護回路を設けずともインバータ回路のスイッチング素子に過大な電流が流れるのを防止することができるという効果がある。
【００５６】
請求項３の発明では、請求項２の発明において、点灯動作から、ランプ負荷のエミレスを検出して上記保護用の周波数にインバータ回路の発振周波数を制御する保護動作に移行する際に、一定期間始動動作時の発振周波数でインバータ回路を動作させるので、インバータ回路のスイッチング素子にかかるストレスをより低減することができる。
【００５７】
更に請求項４の発明では、請求項２又は３の発明において、前記ランプ負荷のランプ電流からエミレスを検出する手段がランプ負荷のエミレスを検出すると、複数の無負荷共振周波数の内最も高い周波数よりも高く且つ正常なランプ負荷が点灯維持可能な周波数な保護動作用の周波数にインバータ回路の発振周波数を、ランプ外れ検出の周波数制御に比して優先的に制御する手段とを備えたので、ランプ寿命末期の検出による動作を優先させていることで、ランプ負荷の管璧温度を下げることが可能となり、その周辺部品の温度を下げて、より信頼性の高い放電灯点灯装置を得ることができるという効果がある。
【００５９】
請求項５の発明では、請求項１乃至４の発明において、複数のランプ負荷とは、異なる定格電力の放電灯を含むので、異なるランプ負荷が複数接続されているものにも各請求項の発明の効果が期待できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の基本的な回路構成図である。
【図２】同上の動作説明図である。
【図３】本発明の実施形態１の回路構成図である。
【図４】同上のインバータ制御部の回路図である。
【図５】同上のタイマ部の回路図である。
【図６】同上のタイマ部の動作説明用タイムチャートである。
【図７】同上のランプ外れ検出部の回路図である。
【図８】同上の動作説明図である。
【図９】本発明の実施形態２の回路構成図である。
【図１０】同上のインバータ制御部の回路図である。
【図１１】同上のランプ電流検出部の回路図である。
【図１２】同上のコンパレータ回路の回路図である。
【図１３】同上の動作説明図である。
【図１４】本発明の実施形態３の回路構成図である。
【図１５】同上のランプ寿命検出部の回路図である。
【図１６】同上のインバータ制御部の回路図である。
【図１７】同上の動作説明図である。
【図１８】同上の動作説明用タイムチャートである。
【図１９】本発明の実施形態４のインバータ制御部の回路図である。
【図２０】同上の動作説明用の流れ図である。
【図２１】本発明の実施形態５のタイマ部の回路図である。
【図２２】同上のコンパレータ回路の回路図である。
【図２３】同上の動作説明図である。
【図２４】本発明の実施形態６の回路構成図である。
【図２５】同上のインバータ制御部の回路図である。
【図２６】同上のパルス発生回路の回路構成図である。
【図２７】同上の動作説明図である。
【図２８】同上の動作説明用タイミングチャートである。
【図２９】同上の動作説明図である。
【図３０】同上の動作説明用タイミングチャートである。
【図３１】同上の別のインバータ制御部の回路図である。
【図３２】本発明の実施形態７の回路図である。
【図３３】同上の動作説明用タイミングチャートである。
【図３４】同上の動作説明用タイミングチャートである。
【図３５】同上の動作説明用の流れ図である。
【図３６】従来例の回路構成図である。
【図３７】同上の動作説明図である。
【符号の説明】
１ インバータ回路
２1 〜２n ランプ負荷
３1 〜３n 共振回路
６ 直流変換部
ＡＣ 交流電源
【発明の属する技術分野】
本発明は、高周波に変換するインバータ装置によりランプ負荷を高周波点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
この種の従来の放電灯点灯装置を図３６に示す。この放電灯点灯装置は、直流電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路１の出力を複数のランプ負荷２1 、２2 （例えばＦＣＬ４０Ｗ，ＦＣＬ３２Ｗ〕に印加して、ランプ負荷２1 ，２2 を高周波点灯するものである。
【０００３】
上記直流電圧は、交流電源ＡＣをダイオードＤ1 乃至Ｄ4 からなるダイオードブリッジにより整流し、この整流出力を平滑コンデンサＣ0 にて完全平滑して作成したものである。
この放電灯点灯装置では、インバータ回路１として他励式のハーフブリッジ構成のものを用い、主スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 、これら主スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を駆動する為の駆動回路４、主スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を交互にオンオフ制御する為の制御回路５で構成してある。なお、主スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 には、主スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の夫々両端に還流用のダイオードＤ5 、Ｄ6 を逆並列に接続されている。このインバータ回路１の出力には、チョークコイルＬ2 とコンデンサＣ4 からなる共振回路３1 と、チョークコイルＬ1 とコンデンサＣ3 からなる共振回路３2 とが接続してあり、この共振回路３1 ，３2 をインバータ回路１で励振して異ワットのランプ負荷２1 ，２2 を始動点灯するようにしてある。また、コンデンサＣ1 ，Ｃ2 は直流カット用のコンデンサであると共に、主スイッチング素子Ｑ1 のオン時に充電された電荷がトランジスタＱ2 のオン時の電源として用いられるものである。
【０００４】
制御回路５によって図３７に示す発振周波数ｆ2 にて主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2 を交互にオンオフ制御して、インバータ回路１を発振動作させると、共振回路３1 ，３2 によって始動電圧が得られ、この高圧の始動電圧がランプ負荷２1 ，２2 の両端に印加され、ランプ負荷２1 ，２2 が点灯する。この点灯後はランプ負荷２1 ，２2 を含めた共振カーブがカーブ（１）又は（１）’（図３７では○付き数字で表示）からカーブ（２）（図３７では○付き数字で表示）に移行する。
【０００５】
更に所定のランプ出力を得るために、制御回路５によって主スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の発振周波数をｆ1 に移行させる。尚図２のｆ0 は無負荷時の共振周波数である。
ところが、この回路にあっては、ランプ点灯中例えばランプ負荷２1 を外し再度そのままの状態でランプ負荷２1 を再装着すると、この時インバータ回路１は発振周波数ｆ1 にて動作しているため再装着ランプ負荷２1 が点灯前は図に示す進相領域で動作することになる。この場合、主スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 は、特別な保護回路を設けない限りその耐量を超え即破壊に至ることが知られている。また、無負荷の状態からランプ負荷が再装着された時にも、上記と同様の課題が生じる。さらにランプ負荷が寿命末期になった状態においても、無負荷状態に近くなるので、インバータ回路１が発振周波数ｆ1 にて動作しているため上記と同様の課題が生じる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上述のように、従来の放電灯点灯装置で、複数のランプ負荷を、始動点灯させる場合、一灯外れ時、無負荷時、ランプ寿命末期時等において、スイッチング素子に過大な電流が流れ破壊に至る恐れがあった。
本発明は、このような点に鑑みてなされてもので、その目的とするところは、複数のランプ負荷を始動点灯させる場合、一灯外れ時、無負荷時、ランプ寿命末期時等において、特別な保護回路を必要とすることなく、インバータ回路のスイッチング素子にストレスが加わるのを防止することができる放電灯点灯装置を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために請求項１の発明では、一つのインバータ回路の出力に並列に接続される複数の共振回路を備え、共振回路の一端に結合される複数のランプ負荷を含む負荷回路を複数備えた放電灯点灯装置において、点灯時の共振周波数を無負荷時の共振周波数より低くし且つ始動から点灯に至る動作が遅相領域で為されるようにインバータ回路の発振周波数を限定したものであって、ランプ負荷外れを検出する手段と、該手段が少なくともランプ負荷が一灯外れたことを検出したときに複数の無負荷共振周波数の内最も高い周波数よりも高く且つランプ負荷の放電開始電圧以上の電圧が出力可能な周波数にインバータ回路の発振周波数を制御する手段とを備えたことを特徴とする。
【０００８】
請求項２の発明では、請求項１の発明において、ランプ負荷のランプ電流からエミレスを検出する手段と、該手段がランプ負荷のエミレスを検出すると、複数の無負荷共振周波数の内最も高い周波数よりも高く且つ正常なランプ負荷が点灯維持可能な保護動作用の周波数にインバータ回路の発振周波数を制御する手段を備えたことを特徴とする。
【０００９】
請求項３の発明では、請求項２の発明において、点灯動作から、ランプ負荷のエミレスを検出して上記保護用の周波数にインバータ回路の発振周波数を制御する保護動作に移行する際に、一定期間始動動作時の発振周波数でインバータ回路を動作させることを特徴とする。
【００１０】
請求項４の発明では、請求項２又は３記載の発明において、前記ランプ負荷のランプ電流からエミレスを検出する手段がランプ負荷のエミレスを検出すると、複数の無負荷共振周波数の内最も高い周波数よりも高く且つ正常なランプ負荷が点灯維持可能な周波数な保護動作用の周波数にインバータ回路の発振周波数を、ランプ外れ検出の周波数制御に比して優先的に制御する手段とを備えたことを特徴とする。
【００１２】
請求項５の発明では、請求項１乃至４の何れかの発明において、複数のランプ負荷とは、異なる定格電力の放電灯を含むことを特徴とする。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図面を参照して説明する。
図１は本発明の基本的な放電灯点灯装置の回路構成を示しており、この基本的な回路構成は、商用電源からなる交流電源ＡＣを整流平滑、又はチョッパ回路により昇圧する等によって交流を直流に変換する直流変換部６と、この直流変換部６の出力を直流電源Ｅとするインバータ回路１により直流電源Ｅの直流電圧を数十ｋＨｚの交流電圧に変換する。インバータ回路１の出力端にはｎ個の共振回路３1 〜３nが接続される。各共振回路３1 〜３nの一端に放電灯たるランプ負荷２1 〜２nが結合される。ランプ負荷２1 〜２nには異なる定格電力のランプ負荷〔例えばＦＣＬ４０Ｗ，ＦＣＬ３２Ｗ，ＦＣＬ３０Ｗ〕が組み合わされる場合もある。
【００１４】
各共振回路３1 〜３nの無負荷共振周波数をｆ01〜ｆ0nとし、先ず各ランプ負荷２1 〜２n に十分な始動電圧が得られる周波数ｆ3 にてインバータ回路１を発振させランプ負荷２1 〜２n を点灯させる。ランプ点灯後は図２に示すように点灯時の共振カーブＡ1 〜Ａnに移行する。尚Ｂ1 〜Ｂn，Ｂ1 ’〜Ｂn ’は共振回路３1 〜３nの無負荷共振カーブを示す。
【００１５】
インバータ回路１の発振周波数は必要なランプ電流を得る為に点灯周波数をｆ1 まで下げる。ここで本発明ではランプ負荷を一本以上外した時にインバータ回路１の発振周波数をｆ3 ’まで上げる（ｆ3 ≒ｆ3 ’）。これにより、外したランプ負荷を再装着した時に、ランプ始動前に対応する共振回路は無負荷共振カーブの遅相側にて動作するためインバータ回路１に過大な電流が流れることを防止できる。また十分な始動電圧が得られるので再装着ランプ負荷は十分始動点灯できる。
【００１６】
以下の構成を基本とする実施形態により本発明を更に詳説する。
（実施形態１）
図３は本実施形態の回路構成を示しており、本実施形態は直流変換部６として、商用電源（ＡＣ１００Ｖ）からなる交流電源ＡＣを整流するダイオードＤ1 〜Ｄ4 からなるダイオードブリッジと、該ダイオードブリッジの出力を電源とし、チョークコイルＬ0 とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ0 とダイオードＤ7 とコンデンサＣ0 より構成あれる昇圧チョッパとで構成され、昇圧チョッパは、チョッパ制御部７により直流電圧Ｅとして２５０Ｖを出力するよう動作している。チョッパ制御部７は、力率改善用のＩＣ〔例えばＭＣ３３２６２モトローラ社製〕などによって構成される。インバータ回路１は、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 でハーフブリッジ構成となっており、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を交互にオンさせる駆動回路〔例えばＩＲ２１１１，ＩＲ社（インターナシャナル・レクチファイアー・コオーポレーション）製等で構成〕４、インバータ制御部８により制御されている。
【００１７】
インバータ制御部８は図４に示すように汎用のＩＣ（例えば、μＰＣ４９４ＮＥＣ社製など）８ａ等で構成され、ＩＣ８ａはＲＴ端子から流れ出す電流が多いほど、発振周波数は高くなるもので、ＲＴ端子とグランドの間には抵抗Ｒ15とコンデンサＣ12との並列回路を接続するとともに、抵抗Ｒ16，Ｒ17、トランジスタＱ12の直列回路を接続している。そして抵抗Ｒ17、トランジスタＱ12の直列回路にはトランジスタＱ11を並列接続してある。そしてトランジスタＱ11のベースは抵抗Ｒ18を介して入力端子ａに、またトランジスタＱ12のベースは抵抗Ｒ19を介して入力端子ｂに接続している。入力端子ａにはタイマ部１０の出力ｔｉｍ1 が、また入力端子ｂにはランプ外れ検出部９の検出出力及びタイマ部１０の出力ｔｉｍ2 が接続される。
【００１８】
タイマ部８は図５に示すように電源電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 で分圧して得られた基準電圧と、電源投入時から抵抗Ｒ5 を介して充電されるコンデンサＣ10の電圧とを比較するコンパレータＣＰ1 と、電源電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 で分圧して得られる基準電圧と上記コンデンサＣ10の電圧とを比較するコンパレータＣＰ2 等で構成され、コンパレータＣＰ1 は電源投入からコンデンサＣ10の電圧が基準電圧を越えるまで出力ｔｉｍ1 を”Ｈ”とし、コンパレータＣＰ2 は電源投入からコンデンサＣ10の電圧が基準電圧を越えるまで出力ｔｉｍ2 を”Ｈ”とするもので、出力ｔｉｍ1 ，ｔｉｍ2 の出力幅が図６（ａ）（ｂ）に示すようになるように、コンパレータＣＰ1 ，ＣＰ2 の基準電圧を抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 やＲ3 ，Ｒ4 で設定している。抵抗Ｒ6 ，Ｒ7 はプルアップ用抵抗、ダイオードＤ8 、Ｄ9 は逆流防止用ダイオードである。
【００１９】
電源電圧Ｖｃｃは、ダイオードＤ1 〜Ｄ4 からなるダイオードブリッジの出力を抵抗Ｒ01とコンデンサＣ01で平滑し、この平滑されたコンデンサＣ01の両端電圧を更にツェナーダイオードＺＤ01で一定化して得られるものである。
ランプ外れ検出部９は共振回路３1 ，３2 のチョークコイルＬ2 ，Ｌ1 の２次巻線の出力を取り込み、ランプ電流の有無によりランプ外れを検出するもので、上記チョークコイルＬ2 の２次巻線とチョークコイルＬ1 の２次巻線との極性を逆にしてその２次出力を図７に示すようにコンデンサＣ21，Ｃ22と抵抗Ｒ8 ，Ｒ9 とを介して加算し、その加算された電圧を抵抗Ｒ10、Ｒ11で分圧した後、ダイオードＤ10で整流してコンパレータＣＰ3 の非反転入力端に入力するようになっている。コンパレータＣＰ3 はその入力電圧と、電源電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ12，Ｒ13で分圧して得られた基準電圧とを比較してランプ外れ時には抵抗Ｒ14で電源電圧Ｖｃｃに吊り上げられた”Ｈ”出力を逆流防止用のダイオードＤ11を介して発生するようになっている。
【００２０】
インバータ回路１の出力部にはチョークコイルＬ2 とコンデンサＣ4 とからなる共振回路３1 や、チョークコイルＬ1 とコンデンサＣ1 とからなる共振回路３2 が接続されており、これら共振回路３1 ，３2 をインバータ回路１で励振してランプ負荷２1 ，２2 を始動点灯させる。ここでランプ負荷２1 としてＦＣＬ３２Ｗを、またランプ負荷２2 として、ＦＣＬ４０Ｗの蛍光ランプを使用している。共振回路３1 ，３2 のチョークコイルＬ2 ，Ｌ1 の２次巻線はランプ外れ検出部９に接続され、ランプ外れ検出部９がランプ外れを検出するとインバータ制御部８の発振周波数を変化させるように構成されている。
【００２１】
而して、今交流電源ＡＣが投入されると、抵抗Ｒ01を介して、コンデンサＣ01に充電電流が流れ、その両端電圧がツエナーダイオードＺ01によって略１２Ｖとなり、該電圧が制御電源の電源電圧Ｖｃｃとして各部に供給される。これによりチョッパ制御部７、インバータ制御部８が動作を開始し、平滑コンデンサＣ0 に略２５０Ｖの直流電圧が発生する。ー方タイマ部１０からは、図６（ａ）（ｂ）に示すようにｔｉｍ1 、ｔｉｍ2 なる信号が電源投入と同時に出力される。インバータ制御部８の信号入力端ａには信号ｔｉｍ1 、信号入力端ｂには信号ｔｉｍ2 とランプ外れ検出部９の検出出力が接続されているため、信号ｔｉｍ1 が”Ｈ”時にはトランジスタＱ11がオンして発振周波数がｆ5 、信号ｔｉｍ2 が”Ｈ”、信号ｔｉｍ1 が”Ｌ”の時にはトランジスタＱ11がオフ、トランジスタＱ12がオンして発振周波数ｆ3 となる。つまり図８のような周波数変化となる。周波数ｆ5 でランプ負荷２1 ，２2 を先行予熱し、その後ランプ負荷２1 ，２2 が放電開始するに十分な電圧を得られる周波数ｆ3 に変化してランプ負荷２1 ，２2 が始動点灯する。信号ｔｉｍ2 が”Ｌ”となると、必要なランプ電流が得られる周波数ｆ1にて動作する〔通常点灯状態〕。図８中Ａは点灯時の共振カーブを示す。
【００２２】
ランプ外れ検出部９は、２灯のランプ電流が打ち消し合うように〔チョークコイルＬ1 ，Ｌ2 の二次巻線の極性を逆に〕接続しているため、出力は”Ｌ”となっており、インバータ制御部８のＩＣ８ａのＲＴ端子から流れ出す電流は、通常点灯動作では抵抗Ｒ15で決まる。ここで、ランプ負荷２1 又は２2 が抜かれるとランプ外れ検出部９の出力は”Ｈ”となり、インバータ制御部８のトランジスタＱ12がオンするため発振周波数はｆ3 ’（＝ｆ3 ）に変化するが、もう一方のランプ負荷２2 又は２1 は点灯を維持するため、光出力を得ることができる。
【００２３】
外れたランプ負荷２1 又は２2 を再装着しても、インバータ回路１は発振周波数ｆ3 ’で動作しているため、つまり、再装着されたランプ負荷２1 又は２2 が点灯開始する前にその共振回路３1 又は３2 の無負荷共振カーブの遅相Ｂ側にて動作しているため、特別な手段を用いずともインバータ回路１のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の耐量を超えることはない。また、ランプ負荷２1 又は２2 の放電開始電圧を得ることができるのでランプ負荷２1 又は２2 は点灯する。〔ランプ負荷の脱着時に電源リセツトなどの手段を用いることなく再始動可能となる。〕尚図８中Ｂ’は共振回路３1 又は３2 の進相側の無負荷共振カーブを示す。
本実施形態では周波数ｆ3 ’＝ｆ3 としたが、ｆ3 ’は複数の無負荷共振周波数の最も高いｆ0 よりも高く且つランプ負荷の放電開始に十分な電圧が出力可能な周波数であれば、ｆ3 と一致させる必要はない。
【００２４】
また本実施形態では、電源投入後周波数をｆ5 →ｆ3 に変化させる際、瞬時に切り替えているが、周波数をスムーズに変化させれば、インバータ回路１のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 にかかるストレスをより低減することができる。
（実施形態２）
本実施形態は図９に示す構成となり、実施形態１のランプ外れ検出部９の代わりにランプ電流検出部１１を備え、このランプ電流検出部１１に共振回路３1 ，３2 のチョークコイルＬ1 ，Ｌ2 の２次巻線が接続され、またインバータ制御部８として図１０に示す回路が用いられている点で実施形態１と相違する。
【００２５】
ランプ電流検出部１１は図１１に示すようにチョークコイルＬ1 ，Ｌ2 の２次出力をコンデンサＣ23，Ｃ24を通じて夫々取り込み、抵抗Ｒ20，Ｒ21の分圧回路及び抵抗Ｒ22，Ｒ23の分圧回路で夫々分圧してその分圧出力をダイオードＤ7 ，Ｄ7 ’によりオア接続し、そのオア出力を図１２に示すコンパレータＣＰ4 で基準値と比較し、エミレス等によってランプ電流が所定値以上となったか否かを検出するようになっている。基準値は抵抗Ｒ24，Ｒ25で電源電圧Ｖｃｃを分圧して得るものであり、コンパレータＣＰ4 は非反転入力端子に入力される上記オア出力が基準値を上回ると出力を”Ｈ”とするようになっている。尚抵抗Ｒ26はプルアップ抵抗、ダイオードＤ12は逆流防止用のダイオードである。
【００２６】
インバータ制御部８は図１０に示すように基本的には図４の実施形態１に用いたインバータ制御部８の構成を用いているが、抵抗Ｒ15に抵抗Ｒ27を介してトランジスタＱ13を並列接続するとともに、該トラジスタＱ13のベース・エミッタ間にトランジスタＱ14を並列に接続し、トランジスタＱ13のベースは抵抗Ｒ28を介して入力端子ｃに、またトランジスタＱ14のベースは抵抗29を介して入力端子ｂ’に接続した回路を付加し、入力端子ｃには上記コンパレータＣＰ4 の出力を、また入力端子ｂ’には入力端子ｂと同様にタイマ部１０の信号ｔｉｍ2 を接続してある点で実施形態１のものと相違する。尚入力端子ａにはタイマ部１０の信号ｔｉｍ1 を、また入力端子ｂにはタイマ部１０の信号ｔｉｍ2 を接続してある。
【００２７】
而して、今交流電源ＡＣが投入されると、抵抗Ｒ01を介して、コンデンサＣ01に充電電流が流れ、その両端電圧はツエナーダイオードＺ01によって略１２Ｖとなり、該電圧が制御電源の電源電圧Ｖｃｃとして各部に供給される。これによりチョッパ制御部７、インバータ制御部８が動作を開始し、コンデンサＣ0 に略２５０Ｖの直流電圧が発生する。ー方タイマ部１０からは、ｔｉｍ1 、ｔｉｍ2 なる信号が電源投入と同時に出力される。インバータ制御部８の信号入力端ａには信号ｔｉｍ1 、信号入力端ｂには信号ｔｉｍ2 が接続されているため、信号ｔｉｍ1 が”Ｈ”時にはトランジスタＱ11がオンして発振周波数がｆ5 、信号ｔｉｍ2 が”Ｈ”、信号ｔｉｍ1 が”Ｌ”の時にはトランジスタＱ11がオフ、トランジスタＱ12がオンして発振周波数ｆ3 となる。つまり図８のような周波数変化となる。周波数ｆ5 でランプ負荷２1 ，２2 を先行予熱し、その後ランプ負荷２1 ，２2 が放電開始するに十分な電圧を得られる周波数ｆ3 に変化してランプ負荷２1 ，２2 が始動点灯する。信号ｔｉｍ2 が”Ｌ”となると、必要なランプ電流が得られる周波数ｆ1 にて動作する〔通常点灯状態〕。
【００２８】
ここで、接続されているランプ負荷２1 又は２2 の少なくともどちらか一方が寿命末期となると、ランプ電流検出部１１の抵抗分圧している部分〔Ｒ20とＲ21、あるいはＲ22とＲ23〕の電位が上昇し、出力信号は”Ｈ”となる。従って、コンパレータＣＰ4 の出力は”Ｈ”となり、この時、信号ｔｉｍ２は”Ｌ”であるから、インバータ制御部８のトランジスタＱ14はオフ、トランジスタＱ13はオン、発振周波数はｆ4 となる。このとき、周波数ｆ4 は複数の無負荷共娠周波数の最も高いｆ0 よりも高く且つ正常ランプ負荷２1 ，２2 が点灯維持可能な周波数となるよう、抵抗Ｒ27の値を設定しておく。以上の電源投入からの周波数の変化を第１３図に示す。図１３中Ａは点灯時の共振カーブを、Ｂ，Ｂ’は共振回路３1 又は３2 の遅相側、進相側の無負荷共振カーブを示す。
【００２９】
また、寿命末期のランプ負荷が接続された状態で電源投入されると、信号ｔｉｍ2 が”Ｈ”から”Ｌ”に変化するとき、ランプ負荷がエミレス点灯した場合、ランプ電流が大きいため、コンパレータＣＰ4 の出力は”Ｈ”となり、発振周波数がｆ3 からｆ4 に変化する。
つまり、ランプ負荷が寿命末期になっても、インバータ回路１は発振周波数ｆ4 で動作するため、ランプ負荷が点灯すると共振回路の無負荷共娠カーブの遅相側で動作し、特別な手段を用いずともインバータ回路１のスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の耐量を超えることはない。
【００３０】
（実施形態３）
本実施形態の基本回路構成を図１４に示す。本実施形態は、基本的は実施形態１の構成と同じであるが、実施形態１が２本のランプ負荷２1 ，２2 に対して本実施形態は２本以上のランプ負荷２1 〜２n とそれに対応する共振回路3 1 〜3n を設けるるともに、直流カット用コンデンサＣ11〜Ｃ1nを備えた構成のもので、ランプ外れ検出部９の代わりに、各ランプ負荷２1 〜２n のランプ電圧を夫々取り込み、ランプ寿命を検出する図１５に示すランプ寿命検出部１２を設け、図１６に示すインバータ制御部８を用いた点で実施形態１と相違する。
【００３１】
ランプ寿命検出部１２は、図１５に示すように各ランプ電圧をコンデンサＣ251 〜Ｃ25n を介して取り込み夫々の電圧を抵抗Ｒ301 〜Ｒ30nと、Ｒ311 〜Ｒ31n とで分圧し、その分圧出力をダイオードＤ201 〜Ｄ20n によってオア接続し、そのオア出力と、基準値とをコンパレータＣＰ5 で比較して基準値をオア出力が越えたときに”Ｈ”出力を発生するようになっている。基準値は電源電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ32、Ｒ33で分圧して得ている。また抵抗Ｒ34はプルアップ用抵抗、ダイオードＤ13は逆流防止用ダイオードである。
【００３２】
インバータ制御部８は図１６に示すようにトランジスタＱ12のベースにオアゲートＯＲ1 の出力を接続してあり、オアーゲートＯＲ1 は一方の入力端子ｂ1 にはタイマ部１０の信号ｔｉｍ2 を、また他方の入力端子ｂ2 にはランプ寿命検出部１２の検出出力を接続して、両入力端子ｂ1 ，ｂ2 の入力信号の論理和をとってトランジスタＱ12をオンさせるようになっている点と、抵抗Ｒ15に抵抗Ｒ35を介して並列接続されたトランジスタＱ15と、入力端子ｄに接続されたランプ寿命検出出力をノットゲートＮＴ1 で反転した後ベースに接続するトランジスタＱ16と、このトランジスタＱ16に並列に接続され、トランジスタＱ16のオフ時に抵抗Ｒ36を介して充電されるコンデンサＣ26と、このコンデンサＣ26の両端電圧と基準値とを比較し、その比較出力をトランジスタＱ15のベースに接続したコンパレータＣＰ6 とを備えた点で実施形態１のインバータ制御部８と相違する。コンパレータＣＰ6 の基準値は抵抗Ｒ37とＲ38とで電源電圧Ｖｃｃを分圧して得、またコンパレータＣＰ5 の出力端はプルアップ抵抗Ｒ39でプルアップしてある。
【００３３】
而して、交流電源ＡＣが投入されてから通常点灯に至るまでの発振周波数の変化は実施形態１と同様であって図１７に示す通りである。今、あるランプ負荷、例えば２1 が寿命末期になったとすると、そのランプ負荷２1 の両端電圧が大きくなり、ランプ寿命検出部１２中のコンパレータＣＰ5 の出力は図１８（ｃ）に示すように”Ｈ”となる。この時、インバータ制御部８のトランジスタＱ12は図１８（ｅ）に示すようにオンとなり、一方トランジスタＱ16は図１８（ｇ）に示すようにオンからオフとなる。同時にコンデンサＣ26は抵抗Ｒ36を通じて流れる電流により充電を始め、抵抗Ｒ37、Ｒ36で決まる基準値を越えるまでは図１７に示すように発振周波数はｆ3 を維持する。そして、基準値を越えるとコンパレータＣＰ6 の出力が”Ｈ”となり、トランジスタＱ15が図１８（ｆ）に示すようにオンとなる。従って、発振周波数は、抵抗Ｒ15，Ｒ16，Ｒ17，Ｒ35で決定されるｆ4 となる。このとき、周波数ｆ4 は複数の無負荷共振周波数よりも高いｆ0 よりも高くかつ正常ランプが５℃で点灯維持可能な周波数より低く設定しておく。
【００３４】
従って、複数のランプ負荷２1 〜２n のうち、ある一本のランプ負荷が寿命末期となっても、インバータ回路１のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 に過大なストレスがかかることを防止でき、かつ、光出力を得る事ができる。また、ｆ4 をもっと高い周波数にすると正常なランプ負荷のフィラメントに流れる電流を低減でき正常なランプ負荷にかかるストレスを低減できる。
【００３５】
尚図１８（ａ）は信号ｔｉｍ1 を、同図（ｂ）は信号ｔｉｍ2 を、同図（ｄ）はトランジスタＱ11の状態を、また図１７のＡは点灯時の共振カーブを、Ｂ，Ｂ’は遅相側、進相側の無負荷共振カーブを夫々示す。またｆa は正常なランプ負荷が立ち消えする発振周波数を示す。
（実施形態４）
本実施形態は、ランプ外れ検出部９以外にランプ電流検出部１２を設け、図１９に示すインバータ制御部８を設けた点で実施形態１と相違する。ランプ外れ検出部９の構成は図７と同じ構成であり、ランプ電流検出部１２の構成は図１１と同じであって、図１２のコンパレータ回路を用いる。
【００３６】
インバータ制御部８は、トランジスタＱ12のベースを、ダイオードＤ14を介して信号ｔｉｍ2 が接続される入力端子ｂに接続するとともに、ランプ外れ検出部９の検出出力が接続される入力端子ｅに接続し、抵抗Ｒ15には並列に抵抗Ｒ38を介して接続したトランジスタＱ17を接続するとともに、トランジスタＱ12のベース・エミッタ間にトランジスタＱ19を接続し、更にトランジスタＱ17のベース・エミッタ間にトランジスタＱ18を接続し、トランジスタＱ17のベース及びトランジスタＱ19のベースをランプ電流検出部１２のコンパレータＣＰ4 の出力を接続する入力端子ｆに接続し、トランジスタＱ18のベースを入力端子ａに接続してある。
【００３７】
而して本実施形態では通常点灯に至るまでの動作は、実施形態１と同様であり、動作状態を図２０に示す。この図２０で示すように停止モードから、交流電源ＡＣが投入されると信号ｔｉｍ1 による予熱モード（発振周波数ｆ5 ）から信号ｔｉｍ2 による始動モード（発振周波数ｆ3 ）を経て、ランプ負荷２1 ，２2 が共に正常点灯すると、通常点灯（ＦＵＬＬモード 発振周波数ｆ1 ）となる。次に通常点灯状態にあるランプ負荷２1 ，２2 の内のうち一方が外されると、ランプ外れ検出部９の検出出力が”Ｈ”となり、インバータ制御部８のトランジスタＱ12がオンするため発振周波数はｆ3 ’（＝ｆ3 ）に変化するが、もう一方は点灯状態を維持する（１灯点灯モード）。
【００３８】
また通常点灯灯状態にあるランプ負荷が寿命末期となると、ランプ電流検出部１２のコンパレータＣＰ4 の出力が”Ｈ”になり、インバータ制御部８のトランジスタＱ17、Ｑ19がオンして発振周波数はｆ １ に変化する（寿命末期モード）。
ここで、もし一本のランプ負荷が外され、接続されているランプ負荷が寿命末期になった場合は、ランプ外れ検出部９の検出出力及びランプ電流検出部１２のコンパレータＣＰ4 の出力が共に”Ｈ”となるが、インバータ制御部８のトランジスタＱ19がオンするため、トランジスタＱ12はオンしない。従って、発振周波数はｆ4 に変化する。つまりランプ外れよりもランプ寿命末期の検出を優先させている。これにより、インバータ回路１のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 に過大なストレスがかかることを防止するとともに、ランプ寿命末期の検出を優先させることにより、ランプ負荷２1 ，２2 の管壁温度を下げることが可能となり、その周辺部品の温度を下げて、より信頼性の高い点灯装置を提供することができる。尚図２０において（脱）はランプ外しを意味する。
【００３９】
（実施形態５）
本実施形態は基本的な構成は実施形態４と同じであるが、インバータ制御部８に接続されるタイマ部１０の構成が図２１に示す構成となっている点及びランプ電流検出部１２に接続されるコンパレータ回路が図２２に示すようにコンパレータＣＰ4 ’の反転入力端子にランプ電流検出部１２の検出出力を接続し、基準値をコンパレータＣＰ4 の非反転入力端子に接続してある点で実施形態４と相違する。
【００４０】
タイマ部８は図２１に示すようにコンデンサＣ10に並列にトランジスタＱ20を接続し、このトランジスタＱ20のベースにコンパレータＣＰ4 ’の出力を接続してある。
而して本実施形態では通常点灯に至るまでの動作は、実施形態１と同様で、発振周波数の変化の様子を図２３に示す。
通常点灯状態にあるランプ負荷２1 ，２2 のうち一方が外されると、ランプ外れ検出部９の出力が”Ｈ”となり、インバータ制御部８のトランジスタＱ12がオンするため発振周波数はｆ3 に変化するが、もう一方のランプ負荷は点灯維持している。ここで、さらにもう一方のランプ負荷も外されると、ランプ電流検出部１２の出力電位が下がり、コンパレータＣＰ4 の出力は”Ｈ”となる。この時、ランプ外れ検出部９の出力は”Ｌ”である。従って、タイマ部８のトランジスタＱ20はオンして、発振周波数はｆ5 つまり先行予熱時の周波数に変化する。
【００４１】
そして、再びランプ負荷２1 ，２2 が接続された場合、その共振回路３1 ，３2 の無負荷共振カーブの遅相側にてインバータ回路１が動作しているため、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 に過度のストレスがかかることを防止するとともに、ランプ電流検出部９の出力電位が上がり、コンパレータＣＰ4 ’の出力は”Ｌ”となり、トランジスタＱ20はオフとなって、先行予熱→始動→点灯と動作する。つまりランプ脱着再始動可能となる。
【００４２】
また無負荷時（全てのランプ負荷２1 ，２2 が外されている時）、先行予熱時の周波数ｆ5 で動作するが、このときインバータ回路１を間欠発振させることにより、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 にかかるストレスを更に低減することができる。
（実施形態６）
本実施形態は図２４に示す回路を基本構成としており、主要部は実施形態１と略同じ構成となっている。駆動回路４はインバータ制御部８から出力される数１０ＫＨｚの矩形波信号を入力し、この入力した信号が”Ｈ”レベル区間ではトラジスタＱ21がオン、Ｑ22がオフとなり、電源電圧ＶｃｃによりトランジスタＱ21を通じてスイッチング素子Ｑ2 をオンさせ、このときスイッチング素子Ｑ23もオンとなりトランジスタＱ24がオフ、Ｑ25がオンとなりスイッチング素子Ｑ1 をオフさせる。このときコンデンサＣ30を電源電圧ＶｃｃからダイオードＤ30を通じて充電しており、このコンデンサＣ30の充電電圧をトランジスタＱ24，Ｑ25の駆動電源とするようになっている。そして矩形波信号が”Ｌ”レベル区間ではトラジスタＱ21がオフ、Ｑ22がオンとなってスイッチング素子Ｑ2 をオフさせ、またスイッチング素子Ｑ23はオフするため、コンデンサＣ30を電源としてトランジスタＱ24がオン、Ｑ25がオフとなり、スイッチング素子Ｑ1 をオンさせる。このようにしてインバータ回路１のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を交互にオンオフさせるのである。
【００４３】
インバータ回路１の出力に接続されている共振回路３1 ，３2 のチョークコイルＬ1 ，Ｌ2 の２次巻線を、図７に示すランプ外れ検出部９と図１１のランプ電流検出部１２とに接続しており、ランプ電流検出部１２の出力は図１２、図２２のコンパレータＣＰ4 、ＣＰ4 ’からなる回路に接続してある。
インバータ制御部８は図２５に示す回路から構成されており、図１９のインバータ制御部８の回路を基本とし、図１２のコンパレータＣＰ4 の出力と基準値とを比較するコンパレータＣＰ10の出力をダイオードＤ31を介してトランジスタＱ19のコレクタに接続するとともに、コンパレータＣＰ4 の出力が”Ｈ”のときにオンするトランジスタＱ27と、トランジスタＱ27がオンするとベース電流が流れてオンし、コンデンサＣ20を充電させるトランジスタＱ28と、コンデンサＣ20の電圧と基準値とを比較し、出力をトランジスタＱ17及びＱ19のベースに接続したコンパレータＣＰ11とを備えてある。抵抗Ｒ40とＲ41は電源電圧Ｖｃｃを分圧してコンパレータＣＰ10の基準値を得るための抵抗であり、抵抗Ｒ42とＲ43は電源電圧Ｖｃｃを分圧してコンパレータＣＰ11の基準値を得るための抵抗であり、抵抗Ｒ44，Ｒ45はプルアップ抵抗である。
【００４４】
またトランジスタＱ18のベースは、図２６に示すようにランプ外れ検出部９の検出出力が”Ｈ”で、コンパレータＣＰ4 の出力が立ち上がた時一定時間幅のパルスを出力するパルス発生回路１３の出力を接続する入力端子ｇに接続してある。
而して交流電源ＡＣの投入から始動点灯状態に至るまでは、他の実施形態１乃至５と同様であり、周波数ｆ1 にてランプ負荷２1 ，２1 は図２７の▲１▼区間に示すように通常点灯する。
【００４５】
もし通常点灯時において、ランプ負荷２1 ，２2 の一方が外された場合、図３０（ｂ）に示すようにランプ外し検出部９の検出出力が発生し、インバータ制御部８のトランジスタＱ12が図３０（ｋ）に示すようにオンして発振周波数は抵抗Ｒ15，Ｒ16，Ｒ17で決まり、図２９の▲２▼区間でｆ3 となる。
また、接続されているランプ負荷２1 ，２2 が寿命末期となると、図２８（ａ）又は図３０（ａ）に示すようにランプ電流検出部１２のコンパレータＣＰ4 の出力が”Ｈ”となり一定時間をおいてインバータ制御部８のトランジスタＱ27がトランジスタＱ28がオンして一定時間後にコンパレータＣＰ11の出力が図２８（ｆ）又は図３０（ｆ）に示すように”Ｈ”となり、そのため図２８（ｌ）又は図３０（ｌ）に示すようにトランジスタＱ17がオンする。一方コンパレータＣＰ4 の出力が”Ｈ”となると、コンパレータＣＰ10の出力が図２８（ｇ）又は図３０（ｇ）に示すように”Ｈ”となり、図２８（ｋ）のようにトランジスタＱ12がコンパレータＣＰ11の出力が”Ｈ”になってトランジスタＱ19がオンするまでオンするか、或いは図３０（ｋ）のようにトランジスタＱ12がコンパレータＣＰ11の出力が”Ｈ”になってトランジスタＱ19が図２８（ｉ）又は図３０（ｉ）に示すようにオンするまでオン状態を継続する。コンパレータＣＰ11の出力が上述したように”Ｈ”となり、トランジスタＱ12がオフし、図２８（ｌ）又は図３０（ｌ）に示すようにトランジスタＱ17がオンすると、発振周波数は抵抗Ｒ15、Ｒ38で決まり、図２７、図２９の▲３▼区間でｆ4 となる。この時、ランプ負荷２1 又は２2 の一灯が外されていても、ランプ寿命末期が優先され、発振周波数はｆ4 となる。
【００４６】
さらに、接続されているランプ負荷２1 ，２2 が２本とも抜かれた時には、図３０（ｅ）に示すようにコンパレータＣＰ4 ’の出力が”Ｈ”となり、図２１に示すタイマ部８のトランジスタＱ20がオンして信号ｔｉｍ1 ，ｔｉｍ2 が図３０（ｃ）（ｄ）に示すように共に”Ｈ”となり、そのためトランジスタＱ18が図３０（ｈ）に示すようにオンとなり、そのためトランジスタＱ13，Ｑ19がオフする。従ってトランジスタＱ12が図３０（ｋ）に示すようにオンし、また信号ｔｉｍ1 により及びトランジスタＱ11が図３０（ｉ）に示すようにオンし、結果発振周波数は抵抗Ｒ15，Ｒ18で決まり、図２９の区間で周波数はｆ5 に変化する。
【００４７】
周波数ｆ3 ，ｆ4 ，ｆ5 は、いずれもランプが点灯開始する前のその共振回路の無負荷共振カーブの遅相側であるから、どの場合でも特別な手段を用いずともインバータ回路のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の耐量を超えることはなく、インバータ各素子のストレス低減，破壊防止に有効である。
図２８（ｂ）は図３０（ｂ）のランプ外れ検出出力を示す、図２８（ｃ）（ｄ）は図３０（ｃ）（ｄ）と同様に信号ｔｉｍ1 ，ｔｉｍ2 を示し、図２８（ｅ）は図３０（ｅ）と同様にコンパレータＣＰ4 ’の出力を示す。また図２８（ｈ）は図３０（ｈ）と同様にトランジスタＱ18の動作を示し、図２８（ｉ）は図３０（ｉ）と同様にトランジスタＱ11の動作を、また図２８（ｊ）は図３０（ｊ）と同様にトランジスタＱ11の動作を、更に図２８（ｋ）は図３０（ｋ）と同様にトランジスタＱ12の動作を示す。
【００４８】
ところで、インバータ制御部８に、第３１図のように、抵抗Ｒ18とトランジスタＱ11の直列回路に、抵抗Ｒ46とトランジスタＱ40の直列回路を接続し、更にこのトランジスタＱ40のベース・エミッタ間にトランジスタＱ41を接続し、トランジスタＱ40のベースには調光信号Ｓを、またトランジスタＱ41のベースには信号ｔｉｍ2 及びランプ外れ検出出力を接続するともにコンパレータＣＰ10の出力を接続した調光部１５が加わった回路を用いることにより、通常点灯状態として、調光可能な点灯装置とすることができる。この場合、調光信号Ｓがあると、トランジスタＱ40がオンして抵抗Ｒ46が発振周波数の決定要素として加わえて調光を行うものであるが、その他〔ランプ寿命、ランプ外れ、無負荷〕の信号がある場合にはトランジスタＱ41がオンして調光信号ＳをバイパスしてトランジスタＱ40をオフさせるようになっている。つまり他の信号を調光信号Ｓに対して優先させている。
【００４９】
尚本実施形態に於いては、整流手段として昇圧チョッパ６を用いたが、この手段は特に限定するものではない。また、インバータ回路１もハーフブリッジ型を用いて説明したが、その他のインバータ回路でもかまわない。複数のランプ負荷についても同じ電力でも異電力でもかまわない。
（実施形態７）
本実施形態は実施形態６の図２４に示す構成を基本として図３２に示すようにインバータ制御部８の発振周波数に連動して昇圧チョッパからなる直流変換部６６が動作する回路を付加している。
【００５０】
つまりインバータ制御部８から駆動回路４を通じてインバータ回路１のスイッチング素子Ｑ２に図３３（ａ）に示す駆動信号が、また駆動信号を反転した駆動信号がスイッチング素子Ｑ１に与えられ、両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオンオフを繰り返して動作しているときに、スイッチング素子Ｑ２のオン時ドレイン・ソース間に流れる電流Ｉｎ−Ｑ２は図３３（ｂ）に示すようになり、また直流変換部６のスイッチング素子Ｑ０には図３３（ｃ）に示す駆動信号が与えられる。スイッチング素子Ｑ０のオン時にドレイン・ソース間に流れる電流Ｉ０−Ｑ０は図３３（ｄ）に示すようになる。
【００５１】
チョッパ制御部７には、平滑コンデンサＣ0 に並列に分圧抵抗Ｒ50とＲ51の直列回路を接続し、この分圧回路の抵抗51に並列接続したコンデンサＣ50の両端電圧をを取り込んで、オンデュティを決定している。図３３（ｃ）（ｄ）に斜線で示した変化幅はチョッパ出力電圧のリップル電圧により決定される。本実施形態では、図に示す様にスイッチング素子Ｑ0 とインバータ回路１のスイッチング素子Ｑ2 は連動しながら同一の周波数にて動作している。又、インバータ回路１のスイッチ素子Ｑ1 ，Ｑ2 は図３３（ａ）では略５０％のオンデュティで動作している。
【００５２】
上記図３３の場合には発振周波数を５０ｋＨｚの場合を示しているが、次に一灯点灯時やランプ寿命末期時等直流変換部６の負荷が非常に軽負荷となってチョパ６の出力電圧が異常に昇圧するのを防止するために、これらが検出されたときにはインバータ制御部８は発振周波数を略８０ｋＨｚに移行する。この場合の各部の波形は図３４（ａ）〜（ｄ）に示すようになる。この場合図３４（ａ）に示すスイッチング素子Ｑ2 のオンデュティを略５０％にて、動作させているが、一方直流変換部６のスイッチング素子Ｑ0 のオンデュティ幅は図３３（ｂ）の時より図３４（ｂ）に示すように狭くする。このように、発振周波数を上げながら直流変換部６のオンデュティ幅を狭くするように制御することにより直流変換部６の出力電圧を異常に昇圧することを防止できる。本実施形態における、インバータ回路１の発振周波数，スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオンデュティ、直流変換部６のスイッチング素子Ｑ0 のオンデュティ等は一例であり他の例にも適用可能である。その他の回路については実施形態６と同様であり、周波数の変化も同様である。
【００５３】
図３５は本実施形態の動作変化をまとめたもので、ランプ外れ、ランプ寿命末期、ランプ無負荷などの状態でもインバータ回路１のスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 かかるストレス低減を低滅できる。尚図３５は基本的には実施形態４で図１９により示した流れ図と同じであるが、実施形態６の図３１で示した調光部１５を併設した場合における調光モード（ＤＩＭモード）を加えている。 尚本実施形態で用いるチョッパ制御部８、インバータ制御部８、タイマ部１０、ランプ電流検出部１２は具体的には実施形態６に於ける回路を用いており、これらの回路構成はコンパレータＣＰ4 ，ＣＰ4 ’の回路を含めて一個のバイポーラＩＣにて構成することも可能である。
【００５４】
【発明の効果】
請求項１の発明では、一つのインバータ回路の出力に並列に接続される複数の共振回路を備え、共振回路の一端に結合される複数のランプ負荷を含む負荷回路を複数備えた放電灯点灯装置において、点灯時の共振周波数を無負荷時の共振周波数より低くし且つ始動から点灯に至る動作が遅相領域で為されるようにインバータ回路の発振周波数を限定したものであって、ランプ負荷外れを検出する手段と、該手段が少なくともランプ負荷が一灯外れたことを検出したときに複数の無負荷共振周波数の内最も高い周波数よりも高く且つランプ負荷の放電開始電圧以上の電圧が出力可能な周波数にインバータ回路の発振周波数を制御する手段とを備えたので、ランプ負荷の外れがあっても残りのランプ負荷を点灯維持することができ、しかもランプ負荷が外れた場合共振回路の進相領域で動作することがないので、外れたランプ負荷を再装着されても、特別な保護回路を設けずともインバータ回路のスイッチング素子に過大な電流が流れるのを防止しつつ再始動できるという効果がある。
【００５５】
また請求項２の発明では、請求項１の発明において、ランプ負荷のランプ電流からエミレスを検出する手段と、該手段がランプ負荷のエミレスを検出すると、複数の無負荷共振周波数の内最も高い周波数よりも高く且つ正常なランプ負荷が点灯維持可能な保護動作用の周波数にインバータ回路の発振周波数を制御する手段を備えたので、特別な保護回路を設けずともインバータ回路のスイッチング素子に過大な電流が流れるのを防止することができるという効果がある。
【００５６】
請求項３の発明では、請求項２の発明において、点灯動作から、ランプ負荷のエミレスを検出して上記保護用の周波数にインバータ回路の発振周波数を制御する保護動作に移行する際に、一定期間始動動作時の発振周波数でインバータ回路を動作させるので、インバータ回路のスイッチング素子にかかるストレスをより低減することができる。
【００５７】
更に請求項４の発明では、請求項２又は３の発明において、前記ランプ負荷のランプ電流からエミレスを検出する手段がランプ負荷のエミレスを検出すると、複数の無負荷共振周波数の内最も高い周波数よりも高く且つ正常なランプ負荷が点灯維持可能な周波数な保護動作用の周波数にインバータ回路の発振周波数を、ランプ外れ検出の周波数制御に比して優先的に制御する手段とを備えたので、ランプ寿命末期の検出による動作を優先させていることで、ランプ負荷の管璧温度を下げることが可能となり、その周辺部品の温度を下げて、より信頼性の高い放電灯点灯装置を得ることができるという効果がある。
【００５９】
請求項５の発明では、請求項１乃至４の発明において、複数のランプ負荷とは、異なる定格電力の放電灯を含むので、異なるランプ負荷が複数接続されているものにも各請求項の発明の効果が期待できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の基本的な回路構成図である。
【図２】同上の動作説明図である。
【図３】本発明の実施形態１の回路構成図である。
【図４】同上のインバータ制御部の回路図である。
【図５】同上のタイマ部の回路図である。
【図６】同上のタイマ部の動作説明用タイムチャートである。
【図７】同上のランプ外れ検出部の回路図である。
【図８】同上の動作説明図である。
【図９】本発明の実施形態２の回路構成図である。
【図１０】同上のインバータ制御部の回路図である。
【図１１】同上のランプ電流検出部の回路図である。
【図１２】同上のコンパレータ回路の回路図である。
【図１３】同上の動作説明図である。
【図１４】本発明の実施形態３の回路構成図である。
【図１５】同上のランプ寿命検出部の回路図である。
【図１６】同上のインバータ制御部の回路図である。
【図１７】同上の動作説明図である。
【図１８】同上の動作説明用タイムチャートである。
【図１９】本発明の実施形態４のインバータ制御部の回路図である。
【図２０】同上の動作説明用の流れ図である。
【図２１】本発明の実施形態５のタイマ部の回路図である。
【図２２】同上のコンパレータ回路の回路図である。
【図２３】同上の動作説明図である。
【図２４】本発明の実施形態６の回路構成図である。
【図２５】同上のインバータ制御部の回路図である。
【図２６】同上のパルス発生回路の回路構成図である。
【図２７】同上の動作説明図である。
【図２８】同上の動作説明用タイミングチャートである。
【図２９】同上の動作説明図である。
【図３０】同上の動作説明用タイミングチャートである。
【図３１】同上の別のインバータ制御部の回路図である。
【図３２】本発明の実施形態７の回路図である。
【図３３】同上の動作説明用タイミングチャートである。
【図３４】同上の動作説明用タイミングチャートである。
【図３５】同上の動作説明用の流れ図である。
【図３６】従来例の回路構成図である。
【図３７】同上の動作説明図である。
【符号の説明】
１ インバータ回路
２1 〜２n ランプ負荷
３1 〜３n 共振回路
６ 直流変換部
ＡＣ 交流電源
Claims (5)
- 一つのインバータ回路の出力に並列に接続される複数の共振回路を備え、共振回路の一端に結合される複数のランプ負荷を含む負荷回路を複数備えた放電灯点灯装置において、点灯時の共振周波数を無負荷時の共振周波数より低くし且つ始動から点灯に至る動作が遅相領域で為されるようにインバータ回路の発振周波数を限定したものであって、ランプ負荷外れを検出する手段と、該手段が少なくともランプ負荷が一灯外れたことを検出したときに複数の無負荷共振周波数の内最も高い周波数よりも高く且つランプ負荷の放電開始電圧以上の電圧が出力可能な周波数にインバータ回路の発振周波数を制御する手段とを備えたことを特徴とする放電灯点灯装置。
- ランプ負荷のランプ電流からエミレスを検出する手段と、該手段がランプ負荷のエミレスを検出すると、複数の無負荷共振周波数の内最も高い周波数よりも高く且つ正常なランプ負荷が点灯維持可能な保護動作用の周波数にインバータ回路の発振周波数を制御する手段を備えたことを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
- 点灯動作から、ランプ負荷のエミレスを検出して上記保護用の周波数にインバータ回路の発振周波数を制御する保護動作に移行する際に、一定期間始動動作時の発振周波数でインバータ回路を動作させることを特徴とする請求項２記載の放電灯点灯装置。
- 前記ランプ負荷のランプ電流からエミレスを検出する手段がランプ負荷のエミレスを検出すると、複数の無負荷共振周波数の内最も高い周波数よりも高く且つ正常なランプ負荷が点灯維持可能な周波数な保護動作用の周波数にインバータ回路の発振周波数を、ランプ外れ検出の周波数制御に比して優先的に制御する手段とを備えたことを特徴とする請求項２又は３記載の放電灯点灯装置。
- 複数のランプ負荷とは、異なる定格電力の放電灯を含むことを特徴とする請求項１乃４の何れか記載の放電灯点灯装置。
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