JPH10229671A - Ｉｇｂｔモジュールとそのゲート駆動回路 - Google Patents
Ｉｇｂｔモジュールとそのゲート駆動回路Info
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- JPH10229671A JPH10229671A JP3222597A JP3222597A JPH10229671A JP H10229671 A JPH10229671 A JP H10229671A JP 3222597 A JP3222597 A JP 3222597A JP 3222597 A JP3222597 A JP 3222597A JP H10229671 A JPH10229671 A JP H10229671A
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- Japan
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- igbt
- terminal electrode
- gate
- igbt module
- emitter
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＩＧＢＴ等のスイッチング素子のターンオフ
時におけるｄｉ／ｄｔのより一層の低減化を図る。 【解決手段】 ＩＧＢＴチップのエミッタ部ｅc と、Ｉ
ＧＢＴモジールのエミッタ主端子電極Ｅ，補助端子電極
ｅとＩＧＢＴチップのエミッタ部ｅc との接続点ｅ0 と
の間にインダクタ１を接続することで、素子のターンオ
フ時に逆起電圧を発生させ、ＩＧＢＴチップのゲート・
エミッタ間電圧の急激な低下を抑え、コレクタ電流の変
化率ｄｉ／ｄｔを一層緩やかにする。
時におけるｄｉ／ｄｔのより一層の低減化を図る。 【解決手段】 ＩＧＢＴチップのエミッタ部ｅc と、Ｉ
ＧＢＴモジールのエミッタ主端子電極Ｅ，補助端子電極
ｅとＩＧＢＴチップのエミッタ部ｅc との接続点ｅ0 と
の間にインダクタ１を接続することで、素子のターンオ
フ時に逆起電圧を発生させ、ＩＧＢＴチップのゲート・
エミッタ間電圧の急激な低下を抑え、コレクタ電流の変
化率ｄｉ／ｄｔを一層緩やかにする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、インバータなど
の電力変換装置を構成するＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポ
ーラトランジスタ）のモジュール構成、およびそのゲー
ト駆動回路に関する。
の電力変換装置を構成するＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポ
ーラトランジスタ）のモジュール構成、およびそのゲー
ト駆動回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、ＩＧＢＴがターンオフする際、
コレクタ電流ｉc は高い電流変化率（ｄｉ／ｄｔ）を伴
って変化するため、ＩＧＢＴには下記（１）式に示すよ
うに、スパイク状の高電圧が印加される。そのため、イ
ンバータなどを構成するときは、（１）式に見合う電圧
定格を持つＩＧＢＴが必要になる。 ＶCE＝Ｅd ＋Ｌ・ｄｉ／ｄｔ …（１） ＶCE ：ＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ電圧 Ｅd ：インバータの直流電源電圧 Ｌ ：直流電源電圧とＩＧＢＴ間の配線インダク
タンス ｄｉ／ｄｔ：ターンオフ時の電流変化率 以上のことから、ＩＧＢＴに印加される電圧を考慮する
と、コレクタ電流減少期間中は、そのｄｉ／ｄｔが低減
されていることが望ましい。図４にコレクタ電流ｉc の
減少率（ｄｉ／ｄｔ）が急峻な場合を示し、図５に比較
的緩やかな場合を示す。
コレクタ電流ｉc は高い電流変化率（ｄｉ／ｄｔ）を伴
って変化するため、ＩＧＢＴには下記（１）式に示すよ
うに、スパイク状の高電圧が印加される。そのため、イ
ンバータなどを構成するときは、（１）式に見合う電圧
定格を持つＩＧＢＴが必要になる。 ＶCE＝Ｅd ＋Ｌ・ｄｉ／ｄｔ …（１） ＶCE ：ＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ電圧 Ｅd ：インバータの直流電源電圧 Ｌ ：直流電源電圧とＩＧＢＴ間の配線インダク
タンス ｄｉ／ｄｔ：ターンオフ時の電流変化率 以上のことから、ＩＧＢＴに印加される電圧を考慮する
と、コレクタ電流減少期間中は、そのｄｉ／ｄｔが低減
されていることが望ましい。図４にコレクタ電流ｉc の
減少率（ｄｉ／ｄｔ）が急峻な場合を示し、図５に比較
的緩やかな場合を示す。
【０００３】図６にこのような前提にもとづくゲート駆
動回路の従来例を示す。同図において、６はメインデバ
イスであるＩＧＢＴ、７はフォトカプラ（ＰＣ）などの
絶縁器、８はフォトカプラの出力信号を増幅する増幅回
路（ＡＭＰ）、９はターンオン時におけるＩＧＢＴ容量
充電用の電源、１０は同じくターンオフ時における放電
用の電源、１１はオン用のゲート抵抗、１２はオフ用の
ゲート抵抗、１３および１４は増幅回路８の出力信号に
基づきスイッチングを行なうスイッチ（一般的にはトラ
ンジスタまたはＦＥＴ（電解効果トランジスタ）等）で
ある。
動回路の従来例を示す。同図において、６はメインデバ
イスであるＩＧＢＴ、７はフォトカプラ（ＰＣ）などの
絶縁器、８はフォトカプラの出力信号を増幅する増幅回
路（ＡＭＰ）、９はターンオン時におけるＩＧＢＴ容量
充電用の電源、１０は同じくターンオフ時における放電
用の電源、１１はオン用のゲート抵抗、１２はオフ用の
ゲート抵抗、１３および１４は増幅回路８の出力信号に
基づきスイッチングを行なうスイッチ（一般的にはトラ
ンジスタまたはＦＥＴ（電解効果トランジスタ）等）で
ある。
【０００４】図６のターンオン時に、ＩＧＢＴのオン指
令信号によりスイッチ１３がオンすると、電源９より抵
抗１１を介して電流が流れるとともに、ＩＧＢＴのゲー
ト容量１８が充電され、ＩＧＢＴがターンオンする。一
方、ターンオフ時に、オフ指令信号によりスイッチ１４
がオンすると、電源１０より抵抗１２を介して電流が流
れＩＧＢＴのゲート容量１８が放電され、ＩＧＢＴがタ
ーンオフする。
令信号によりスイッチ１３がオンすると、電源９より抵
抗１１を介して電流が流れるとともに、ＩＧＢＴのゲー
ト容量１８が充電され、ＩＧＢＴがターンオンする。一
方、ターンオフ時に、オフ指令信号によりスイッチ１４
がオンすると、電源１０より抵抗１２を介して電流が流
れＩＧＢＴのゲート容量１８が放電され、ＩＧＢＴがタ
ーンオフする。
【０００５】また、図６のブロック１５はインダクタ１
６（一般に、ＩＧＢＴモジュール内の配線インダクタン
ス（後述する図８のｅ0 −Ｅ間を参照）を利用する）に
発生する電圧により、ＩＧＢＴのターンオフ時のｄｉ／
ｄｔの大きさを検出する検出回路である。また、１７は
ＦＥＴ、１８はコンデンサであり、検出回路１５の出力
信号のレベルがＦＥＴのしきい値以上になったとき、す
なわちＩＧＢＴのターンオフ時のｄｉ／ｄｔの大きさが
或る設定した値以上になったとき、ＦＥＴ１７をオンさ
せ、ＩＧＢＴのゲートに抵抗１９を介してコンデンサ１
８の蓄積電荷を注入する。このとき、図７に矢印で示す
ような電流が流れ、この動作によりＩＧＢＴのゲート・
エミッタ間の電圧は一時的にその減少を緩める（ＩＧＢ
Ｔの入力容量の放電を遅くする）。その結果、ターンオ
フ時のｄｉ／ｄｔは低減する方向に動作することにな
る。以上のことから、この種のゲート駆動回路は、ＩＧ
ＢＴがターンオフする際にＩＧＢＴのゲートに電荷の注
入を行なうことにより、低ｄｉ／ｄｔ化を実現するもの
と言える。
６（一般に、ＩＧＢＴモジュール内の配線インダクタン
ス（後述する図８のｅ0 −Ｅ間を参照）を利用する）に
発生する電圧により、ＩＧＢＴのターンオフ時のｄｉ／
ｄｔの大きさを検出する検出回路である。また、１７は
ＦＥＴ、１８はコンデンサであり、検出回路１５の出力
信号のレベルがＦＥＴのしきい値以上になったとき、す
なわちＩＧＢＴのターンオフ時のｄｉ／ｄｔの大きさが
或る設定した値以上になったとき、ＦＥＴ１７をオンさ
せ、ＩＧＢＴのゲートに抵抗１９を介してコンデンサ１
８の蓄積電荷を注入する。このとき、図７に矢印で示す
ような電流が流れ、この動作によりＩＧＢＴのゲート・
エミッタ間の電圧は一時的にその減少を緩める（ＩＧＢ
Ｔの入力容量の放電を遅くする）。その結果、ターンオ
フ時のｄｉ／ｄｔは低減する方向に動作することにな
る。以上のことから、この種のゲート駆動回路は、ＩＧ
ＢＴがターンオフする際にＩＧＢＴのゲートに電荷の注
入を行なうことにより、低ｄｉ／ｄｔ化を実現するもの
と言える。
【０００６】図８にＩＧＢＴモジュールの内部構成を示
す。同図において、２０はＩＧＢＴ素子とダイオードか
らなるＩＧＢＴチップで、このチップのコレクタ，ゲー
ト，エミッタをそれぞれｃc ，ｇc ，ｅc とし、またＩ
ＧＢＴモジールの主コレクタ端子電極，主エミッタ端子
電極，ゲート端子電極，補助エミッタ端子電極をそれぞ
れＣ，Ｅ，ｇ，ｅで示す。このように、一般的なＩＧＢ
Ｔモジールの各電極はＩＧＢＴチップと金属ブスバーに
よって配線されており、その配線長は概ね数ｃｍ程度で
ある。図８中のｅc とｅ0 との間はごく短い配線（極短
配線）とされているのが一般的である。
す。同図において、２０はＩＧＢＴ素子とダイオードか
らなるＩＧＢＴチップで、このチップのコレクタ，ゲー
ト，エミッタをそれぞれｃc ，ｇc ，ｅc とし、またＩ
ＧＢＴモジールの主コレクタ端子電極，主エミッタ端子
電極，ゲート端子電極，補助エミッタ端子電極をそれぞ
れＣ，Ｅ，ｇ，ｅで示す。このように、一般的なＩＧＢ
Ｔモジールの各電極はＩＧＢＴチップと金属ブスバーに
よって配線されており、その配線長は概ね数ｃｍ程度で
ある。図８中のｅc とｅ0 との間はごく短い配線（極短
配線）とされているのが一般的である。
【０００７】
（１）図８ではｅc とｅ0 間が極短配線されていること
から、ｅc とｅ0 間の配線インダクタンス値を「０」と
すると、コレクタ電流下降中におけるＩＧＢＴチップの
ゲート・エミッタ間に印加される電圧ｖgc-ec と、モジ
ュールの電極のゲート・エミッタ間に印加される電圧ｖ
g-e との間には、次の（２）式に示すような関係があ
り、両者はほぼ等しくなる。 ｖgc-ec ＝ｖg-e −（Ｌｇ＋Ｌｅ）・ｄｉg ／ｄｔ …（２） ≒ｖg-e （ｄｉg ／ｄｔ≒０） Ｌｇ，Ｌｅ：ｇ−ｇc 間，ｅ−ｅ0 間の配線インダクタ
ンス ｉg ：ゲート電流 その結果、ｇ−ｅ間に印加する電圧に対応してｇc −ｅ
c 間に発生する電圧の応答が速くなるため、ＩＧＢＴの
入力容量は速やかに放電（短時間でｖgc-ec が低下）さ
れることとなり、ＩＧＢＴはこれらの動作に伴って速や
かにターンオフする。そのため、図６のような駆動回路
で電荷の注入を実施し、ｖgc-ec の電圧低下の抑制を図
っても、その効果が少なくなるという第１の課題を有す
ることになる。
から、ｅc とｅ0 間の配線インダクタンス値を「０」と
すると、コレクタ電流下降中におけるＩＧＢＴチップの
ゲート・エミッタ間に印加される電圧ｖgc-ec と、モジ
ュールの電極のゲート・エミッタ間に印加される電圧ｖ
g-e との間には、次の（２）式に示すような関係があ
り、両者はほぼ等しくなる。 ｖgc-ec ＝ｖg-e −（Ｌｇ＋Ｌｅ）・ｄｉg ／ｄｔ …（２） ≒ｖg-e （ｄｉg ／ｄｔ≒０） Ｌｇ，Ｌｅ：ｇ−ｇc 間，ｅ−ｅ0 間の配線インダクタ
ンス ｉg ：ゲート電流 その結果、ｇ−ｅ間に印加する電圧に対応してｇc −ｅ
c 間に発生する電圧の応答が速くなるため、ＩＧＢＴの
入力容量は速やかに放電（短時間でｖgc-ec が低下）さ
れることとなり、ＩＧＢＴはこれらの動作に伴って速や
かにターンオフする。そのため、図６のような駆動回路
で電荷の注入を実施し、ｖgc-ec の電圧低下の抑制を図
っても、その効果が少なくなるという第１の課題を有す
ることになる。
【０００８】（２）また、図７に矢印で示すような経路
で流れる電流は、抵抗１９，コンデンサ１８および経路
内の配線インダクタンス（具体的にはｇ−ｇc 間および
ｅ−ｅ0 間の配線インダクタンス）による振動波形とな
る。ところで、図７に矢印で示すような経路で流れる振
動電流は、そのピーク値付近、すなわち注入電荷量が多
い時が、最も良くｄｉ／ｄｔの低減効果が得られるタイ
ミングであるといえる。ところが、経路内のインダクタ
ンス分がｇ−ｇc 間およびｅ−ｅ0 間の配線インダクタ
ンスのみ（前述の通り、ｇ−ｇc 間およびｅ−ｅ0 間の
配線は数ｃｍ程度であるため、そのインダクタンスは概
ね数１０ナノヘンリー〔ｎＨ〕である）の場合、コレク
タ電流の下降時間に比べ、一般にその振動周期は短い。
そのため、コレクタ電流の下降現象と図７の回路による
電荷の注入タイミングが合わなくなり（コレクタ電流の
下降現象の初期段階で振動電流はピークとなるため、電
荷の注入を最も多くしたい下降現象の中間付近では、電
荷の注入量は少なくなる）、ｄｉ／ｄｔの低減効果が低
下するという第２の課題を有することになる。図９
（イ）にターンオフ時のコレクタ電流波形の例を、同
（ロ）に図７の矢印の経路で流れる電流波形の例をそれ
ぞれ示す。したがって、この発明の課題は上記第１，第
２の課題を解消することにある。
で流れる電流は、抵抗１９，コンデンサ１８および経路
内の配線インダクタンス（具体的にはｇ−ｇc 間および
ｅ−ｅ0 間の配線インダクタンス）による振動波形とな
る。ところで、図７に矢印で示すような経路で流れる振
動電流は、そのピーク値付近、すなわち注入電荷量が多
い時が、最も良くｄｉ／ｄｔの低減効果が得られるタイ
ミングであるといえる。ところが、経路内のインダクタ
ンス分がｇ−ｇc 間およびｅ−ｅ0 間の配線インダクタ
ンスのみ（前述の通り、ｇ−ｇc 間およびｅ−ｅ0 間の
配線は数ｃｍ程度であるため、そのインダクタンスは概
ね数１０ナノヘンリー〔ｎＨ〕である）の場合、コレク
タ電流の下降時間に比べ、一般にその振動周期は短い。
そのため、コレクタ電流の下降現象と図７の回路による
電荷の注入タイミングが合わなくなり（コレクタ電流の
下降現象の初期段階で振動電流はピークとなるため、電
荷の注入を最も多くしたい下降現象の中間付近では、電
荷の注入量は少なくなる）、ｄｉ／ｄｔの低減効果が低
下するという第２の課題を有することになる。図９
（イ）にターンオフ時のコレクタ電流波形の例を、同
（ロ）に図７の矢印の経路で流れる電流波形の例をそれ
ぞれ示す。したがって、この発明の課題は上記第１，第
２の課題を解消することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】特に、上記第１の課題を
解決するため、請求項１の発明では、ｅc とｅ0 間にイ
ンダクタを接続するようにしている。すなわち、ターン
オフ時のコレクタ電流の下降期間中は、ｅc とｅ0 間に
接続されたインダクタには逆起電圧が発生するため、ｇ
c −ｅc 間電圧の急激な低下は妨げられ、コレクタ電流
の下降期間が延びる。これにより、電荷を注入すること
による一層のｄｉ／ｄｔ低減化が可能となる。このよう
なＩＧＢＴに駆動回路を接続すれば、ゲート駆動回路を
構成することができる（請求項２の発明）。
解決するため、請求項１の発明では、ｅc とｅ0 間にイ
ンダクタを接続するようにしている。すなわち、ターン
オフ時のコレクタ電流の下降期間中は、ｅc とｅ0 間に
接続されたインダクタには逆起電圧が発生するため、ｇ
c −ｅc 間電圧の急激な低下は妨げられ、コレクタ電流
の下降期間が延びる。これにより、電荷を注入すること
による一層のｄｉ／ｄｔ低減化が可能となる。このよう
なＩＧＢＴに駆動回路を接続すれば、ゲート駆動回路を
構成することができる（請求項２の発明）。
【００１０】また、請求項３の発明では、ｇ−ｇc 間，
ｅ−ｅ0 間の少なくとも１ヵ所にインダクタを接続する
ようにしている。かかるＩＧＢＴに駆動回路を接続すれ
ば、ゲート駆動回路を構成することができる（請求項４
の発明）。さらに、請求項５の発明では、ゲート回路と
ＩＧＢＴモジールのゲート電極，補助エミッタ電極との
間の少なくとも１ヵ所にインダクタを接続するようにし
ている。請求項３〜５の発明では、接続したインダクタ
によって図７に矢印で示す経路で流れる電流の振動周期
が延び、ｄｉ／ｄｔが最も急峻となる付近でゲートに注
入する電荷量をピークとすることができ、特に、上記第
２の課題を解決することができる。
ｅ−ｅ0 間の少なくとも１ヵ所にインダクタを接続する
ようにしている。かかるＩＧＢＴに駆動回路を接続すれ
ば、ゲート駆動回路を構成することができる（請求項４
の発明）。さらに、請求項５の発明では、ゲート回路と
ＩＧＢＴモジールのゲート電極，補助エミッタ電極との
間の少なくとも１ヵ所にインダクタを接続するようにし
ている。請求項３〜５の発明では、接続したインダクタ
によって図７に矢印で示す経路で流れる電流の振動周期
が延び、ｄｉ／ｄｔが最も急峻となる付近でゲートに注
入する電荷量をピークとすることができ、特に、上記第
２の課題を解決することができる。
【００１１】
【発明の実施の形態】図１はこの発明の第１の実施の形
態を示す構成図である。これは、ＩＧＢＴモジュールの
エミッタ主端子電極Ｅと補助端子電極ｅをＩＧＢＴチッ
プのエミッタ部ｅc へそれぞれ接続する両配線の接合点
ｅ0 と、ＩＧＢＴチップのエミッタ部ｅc との間にイン
ダクタ１を接続した例である。なお、２はＩＧＢＴモジ
ュールをオン，オフさせるためのゲート回路である。
態を示す構成図である。これは、ＩＧＢＴモジュールの
エミッタ主端子電極Ｅと補助端子電極ｅをＩＧＢＴチッ
プのエミッタ部ｅc へそれぞれ接続する両配線の接合点
ｅ0 と、ＩＧＢＴチップのエミッタ部ｅc との間にイン
ダクタ１を接続した例である。なお、２はＩＧＢＴモジ
ュールをオン，オフさせるためのゲート回路である。
【００１２】図２（イ），（ロ）および（ハ）はこの発
明の第２の実施の形態を示す構成図である。図２（イ）
は、ＩＧＢＴチップのゲート部ｇc とモジュールのゲー
ト電極ｇとの間、およびＩＧＢＴチップのエミッタ部ｅ
c への接合点ｅ0 とモジュールの補助エミッタ電極部ｅ
との間に、それぞれインダクタ１Ａ，１Ｂを接続した例
である。図２（ロ）は、ＩＧＢＴチップのエミッタ部ｅ
c への接合点ｅ0 とモジュールの補助エミッタ電極部ｅ
との間に、インダクタ１Ｂを接続した例である。また、
図２（ハ）は、ＩＧＢＴチップのゲート部ｇc とモジュ
ールのゲート電極ｇとの間に、インダクタ１Ａを接続し
た例である。
明の第２の実施の形態を示す構成図である。図２（イ）
は、ＩＧＢＴチップのゲート部ｇc とモジュールのゲー
ト電極ｇとの間、およびＩＧＢＴチップのエミッタ部ｅ
c への接合点ｅ0 とモジュールの補助エミッタ電極部ｅ
との間に、それぞれインダクタ１Ａ，１Ｂを接続した例
である。図２（ロ）は、ＩＧＢＴチップのエミッタ部ｅ
c への接合点ｅ0 とモジュールの補助エミッタ電極部ｅ
との間に、インダクタ１Ｂを接続した例である。また、
図２（ハ）は、ＩＧＢＴチップのゲート部ｇc とモジュ
ールのゲート電極ｇとの間に、インダクタ１Ａを接続し
た例である。
【００１３】図３（イ），（ロ）および（ハ）はこの発
明の第３の実施の形態を示す構成図である。図３（イ）
は、ゲート回路２のゲート接続端子ｇg とモジュールの
ゲート電極ｇとの間、およびゲート回路２のエミッタ接
続端子ｅg とモジュールの補助エミッタ電極部ｅとの間
に、それぞれインダクタ１Ｃ，１Ｄを接続した例であ
る。図３（ロ）は、ゲート回路２のエミッタ接続端子ｅ
g とモジュールの補助エミッタ電極部ｅとの間に、イン
ダクタ１Ｄを接続した例である。図３（イ）は、ゲート
回路２のゲート接続端子ｇg とモジュールのゲート電極
ｇとの間に、インダクタ１Ｃを接続した例である。、
明の第３の実施の形態を示す構成図である。図３（イ）
は、ゲート回路２のゲート接続端子ｇg とモジュールの
ゲート電極ｇとの間、およびゲート回路２のエミッタ接
続端子ｅg とモジュールの補助エミッタ電極部ｅとの間
に、それぞれインダクタ１Ｃ，１Ｄを接続した例であ
る。図３（ロ）は、ゲート回路２のエミッタ接続端子ｅ
g とモジュールの補助エミッタ電極部ｅとの間に、イン
ダクタ１Ｄを接続した例である。図３（イ）は、ゲート
回路２のゲート接続端子ｇg とモジュールのゲート電極
ｇとの間に、インダクタ１Ｃを接続した例である。、
【００１４】すなわち、図１のようにすれば、ターンオ
フ時のコレクタ電流の下降期間中は、ｅc とｅ0 間に接
続されたインダクタ１には逆起電圧が発生するため、ｇ
c −ｅc 間電圧の急激な低下が妨げられ、コレクタ電流
の下降期間が延びる。これにより、電荷を注入すること
による一層のｄｉ／ｄｔ低減化が可能となる。また、接
続するインダクタ１Ａ〜１Ｄによって図７に矢印で示す
経路で流れる電流の振動周期が延び、ｄｉ／ｄｔが最も
急峻となる付近でゲートに注入する電荷量をピークとす
ることができ、上記第２の課題を解決することができ
る。
フ時のコレクタ電流の下降期間中は、ｅc とｅ0 間に接
続されたインダクタ１には逆起電圧が発生するため、ｇ
c −ｅc 間電圧の急激な低下が妨げられ、コレクタ電流
の下降期間が延びる。これにより、電荷を注入すること
による一層のｄｉ／ｄｔ低減化が可能となる。また、接
続するインダクタ１Ａ〜１Ｄによって図７に矢印で示す
経路で流れる電流の振動周期が延び、ｄｉ／ｄｔが最も
急峻となる付近でゲートに注入する電荷量をピークとす
ることができ、上記第２の課題を解決することができ
る。
【００１５】
【発明の効果】この発明によれば、ゲートに電荷を注入
するゲート回路により駆動されるＩＧＢＴに適用するこ
とにより、ターンオフ時におけるｄｉ／ｄｔの一層の低
減効果が得られる。その結果、ＩＧＢＴに印加されるス
パイク状の電圧も低減する。したがって、インバータな
どの装置を構成する際、従来よりも電圧定格の低いデバ
イスの使用が可能になるため、装置の小型化，低コスト
化が実現できる、などの利点が得られる。
するゲート回路により駆動されるＩＧＢＴに適用するこ
とにより、ターンオフ時におけるｄｉ／ｄｔの一層の低
減効果が得られる。その結果、ＩＧＢＴに印加されるス
パイク状の電圧も低減する。したがって、インバータな
どの装置を構成する際、従来よりも電圧定格の低いデバ
イスの使用が可能になるため、装置の小型化，低コスト
化が実現できる、などの利点が得られる。
【図１】この発明の第１の実施の形態を示す構成図であ
る。
る。
【図２】この発明の第２の実施の形態を示す構成図であ
る。
る。
【図３】この発明の第３の実施の形態を示す構成図であ
る。
る。
【図４】ＩＧＢＴのコレクタ電流の減少が急峻な場合を
示す波形図である。
示す波形図である。
【図５】ＩＧＢＴのコレクタ電流の減少が比較的緩やか
な場合を示す波形図である。
な場合を示す波形図である。
【図６】ゲート駆動回路の従来例を示す構成図である。
【図７】図６でＩＧＢＴターンオフ時に流れる電流経路
の説明図である。
の説明図である。
【図８】ＩＧＢＴモジュールの内部結線を示す構成図で
ある。
ある。
【図９】図６のＩＧＢＴモジュールを流れる電流波形の
説明図である。
説明図である。
１，１Ａ〜１Ｄ，１６，Ｌａ…インダクタ、２…ゲート
回路、６…絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢ
Ｔ）、７…絶縁器（ＰＣ）、８…増幅回路（ＡＭＰ）、
９，１０…電源、１１…オン用のゲート抵抗、１２…オ
フ用のゲート抵抗、１３，１４…スイッチ、１５…検出
回路、１７…ＦＥＴ、１８…コンデンサ、１９…抵抗、
２０…ＩＧＢＴチップ。
回路、６…絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢ
Ｔ）、７…絶縁器（ＰＣ）、８…増幅回路（ＡＭＰ）、
９，１０…電源、１１…オン用のゲート抵抗、１２…オ
フ用のゲート抵抗、１３，１４…スイッチ、１５…検出
回路、１７…ＦＥＴ、１８…コンデンサ、１９…抵抗、
２０…ＩＧＢＴチップ。
Claims (5)
- 【請求項１】 絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉ
ＧＢＴ）チップの各部から各端子電極に配線が施され、
ターンオフする際にゲート端子電極に電荷が注入される
ＩＧＢＴモジュールにおいて、 ＩＧＢＴモジュールのエミッタ主端子電極と補助端子電
極をＩＧＢＴチップのエミッタ部へそれぞれ接続する両
配線の接合点と、ＩＧＢＴチップのエミッタ部との間に
インダクタを接続したことを特徴とするＩＧＢＴモジュ
ール。 - 【請求項２】 絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉ
ＧＢＴ）チップの各部から各端子電極に配線が施され、
ターンオフする際にゲート端子電極に電荷が注入される
とともに、エミッタ主端子電極と補助端子電極をＩＧＢ
Ｔチップのエミッタ部へそれぞれ接続する両配線の接合
点とＩＧＢＴチップのエミッタ部との間にインダクタを
接続したＩＧＢＴモジュールと、その駆動回路とからな
ることを特徴とするＩＧＢＴモジュールの駆動回路。 - 【請求項３】 絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉ
ＧＢＴ）チップの各部から各端子電極に配線が施され、
ターンオフする際にゲート端子電極に電荷が注入される
ＩＧＢＴモジュールにおいて、 ＩＧＢＴモジュールのゲート端子電極とＩＧＢＴチップ
のゲート部との間、またはＩＧＢＴモジュールのエミッ
タ補助端子電極とＩＧＢＴチップのエミッタ部との間の
少なくとも一方にインダクタを接続したことを特徴とす
るＩＧＢＴモジュール。 - 【請求項４】 絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉ
ＧＢＴ）チップの各部から各端子電極に配線が施され、
ターンオフする際にゲート端子電極に電荷が注入される
とともに、ゲート端子電極とＩＧＢＴチップのゲート部
との間、またはエミッタ補助端子電極とＩＧＢＴチップ
のエミッタ部との間の少なくとも一方にインダクタを接
続したＩＧＢＴモジュールと、その駆動回路とからなる
ことを特徴とするＩＧＢＴモジュールの駆動回路。 - 【請求項５】 絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉ
ＧＢＴ）チップの各部から各端子電極に配線が施され、
ターンオフする際にゲート端子電極に電荷が注入される
ＩＧＢＴモジュールと、その駆動回路とからなるＩＧＢ
Ｔモジュールのゲート駆動回路において、 前記駆動回路とＩＧＢＴモジュール間にインダクタを接
続したことを特徴とするＩＧＢＴモジュールのゲート駆
動回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3222597A JPH10229671A (ja) | 1997-02-17 | 1997-02-17 | Ｉｇｂｔモジュールとそのゲート駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3222597A JPH10229671A (ja) | 1997-02-17 | 1997-02-17 | Ｉｇｂｔモジュールとそのゲート駆動回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10229671A true JPH10229671A (ja) | 1998-08-25 |
Family
ID=12353028
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3222597A Pending JPH10229671A (ja) | 1997-02-17 | 1997-02-17 | Ｉｇｂｔモジュールとそのゲート駆動回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10229671A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6967357B1 (en) | 1997-07-15 | 2005-11-22 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Voltage-driven power semiconductor device |
| JP2010124627A (ja) * | 2008-11-20 | 2010-06-03 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | ゲート回路 |
| DE102011090120A1 (de) | 2011-04-07 | 2012-10-11 | Mitsubishi Electric Corp. | Schaltvorrichtung und Schaltmodul |
| CN107742620A (zh) * | 2017-09-30 | 2018-02-27 | 杭州士兰微电子股份有限公司 | 用于电机驱动的集成功率模块和智能功率模块 |
| CN107800305A (zh) * | 2016-09-01 | 2018-03-13 | 富士电机株式会社 | 半导体装置及电力转换装置 |
| WO2021206065A1 (ja) * | 2020-04-07 | 2021-10-14 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 制御回路及びスイッチ装置 |
-
1997
- 1997-02-17 JP JP3222597A patent/JPH10229671A/ja active Pending
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6967357B1 (en) | 1997-07-15 | 2005-11-22 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Voltage-driven power semiconductor device |
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| CN107800305A (zh) * | 2016-09-01 | 2018-03-13 | 富士电机株式会社 | 半导体装置及电力转换装置 |
| CN107800305B (zh) * | 2016-09-01 | 2020-11-03 | 富士电机株式会社 | 电力转换装置 |
| CN107742620A (zh) * | 2017-09-30 | 2018-02-27 | 杭州士兰微电子股份有限公司 | 用于电机驱动的集成功率模块和智能功率模块 |
| CN107742620B (zh) * | 2017-09-30 | 2024-03-29 | 杭州士兰微电子股份有限公司 | 用于电机驱动的集成功率模块和智能功率模块 |
| WO2021206065A1 (ja) * | 2020-04-07 | 2021-10-14 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 制御回路及びスイッチ装置 |
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