JP3099763B2 - 直流電源装置 - Google Patents
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Description
作時における内部損失の低減及び電気部品やケース等の
過熱の防止を図った直流電源装置に関するものである。
より断続して高周波電力に変換する少なくとも1つのス
イッチング素子と、高周波電力を負荷に供給する直流出
力に変換する整流平滑回路と、直流出力に応じてスイッ
チング素子をオン・オフ制御する制御回路とを備えた直
流電源装置は、従来からACアダプタや無停電電源装置
(UPS)等の電源機器の分野で幅広く使用されてい
る。例えば、図5に示す従来の直流電源装置は、直流電
源1の両端に直列接続されたスイッチング素子としての
第1及び第2のMOS-FET2、3と、1次巻線4aと
第1及び第2の2次巻線4b、4cとを有するトランス4
と、第1及び第2のMOS-FET2、3の各々に対し
て直列に接続されたトランス4の1次巻線4a及び電流
共振用コンデンサ5と、第1及び第2のMOS-FET
2、3の各々と並列に接続された第1及び第2の電圧共
振用コンデンサ6、7とを備えている。トランス4の第
1及び第2の2次巻線4b、4cと出力端子8、9、10
との間には、第1及び第2の出力整流ダイオード11、
12と出力平滑用コンデンサ13で構成される整流平滑
回路と、直流出力に応じて第1及び第2のMOS-FE
T2、3をオン・オフ制御する制御回路14の定電圧制
御部、定電力制御部及び定電流制御部を構成する制御用
IC15と、制御用IC15の制御出力信号により駆動
されるフォトカプラ16の発光部16aが接続されてい
る。フォトカプラ16の発光部16aと第1及び第2の
MOS-FET2、3の各ゲート端子との間には、フォ
トカプラ16の受光部16bと、フォトカプラ16の受
光部16bの出力信号に基づいて可変周波数のパルス信
号を発生する電圧制御発振器(VCO)17と、電圧制
御発振器17の出力パルス信号から第1及び第2のMO
S-FET2、3の各ゲート端子に付与する各オン・オ
フ制御信号VG1、VG2を発生する制御信号形成回路18
が接続されている。制御用IC15は、出力端子8に接
続されるシステム負荷電圧検出端子15aと、出力端子
9に接続されるバッテリ負荷電圧検出端子15bと、フ
ォトカプラ16の発光部16aに接続される制御信号出
力端子15cと、出力端子10に接続される接地端子1
5dと、出力平滑用コンデンサ13の負側端子に接続さ
れる出力電流検出端子15eとを備えている。電圧制御
発振器17及び制御信号形成回路18は制御回路14の
制御信号形成部を構成する。また、トランス4は漏洩イ
ンダクタンスを有するリーケージトランスが使用され、
1次巻線4aと直列に図示しない電流共振用リアクトル
が形成される。更に、簡略のため図示を省略するが、出
力端子8、10間にはパーソナルコンピュータ等のシス
テム負荷が接続され、出力端子9、10間にはシステム
負荷のバックアップ電源用の蓄電池等のバッテリ負荷が
接続される。
は、出力端子8、10間に接続されるシステム負荷に供
給される直流出力電圧VOが一定となるように第1及び
第2のMOS-FET2、3のそれぞれのオン・オフ期
間を制御するための定電圧制御信号を出力する定電圧制
御回路19と、システム負荷に供給される直流出力電流
IOが定格値を越える場合にシステム負荷に供給される
直流電力、即ち直流出力電圧VOと直流出力電流IOとの
積が一定となるように第1及び第2のMOS-FET
2、3のそれぞれのオン・オフ期間を制御するための定
電力制御信号を出力する定電力制御回路20と、出力端
子9、10間に接続されるバッテリ負荷に流れる充電電
流IBが定格値を越える場合にその充電電流IBが一定と
なるように第1及び第2のMOS-FET2、3のそれ
ぞれのオン・オフ期間を制御するための定電流制御信号
を出力する定電流制御回路21が設けられている。定電
圧制御回路19は、システム負荷電圧検出端子15a及
び接地端子15d間に接続されかつ出力端子8、10間
に接続されるシステム負荷に供給される直流出力電圧V
Oを分圧する定電圧制御用分圧抵抗22、23と、直流
出力電圧VOの基準値を規定する基準電圧VR1を発生す
る定電圧制御用定電圧素子としての定電圧制御用ツェナ
ダイオード24と、ベース端子に入力される定電圧制御
用分圧抵抗22、23の分圧点の電圧とエミッタ端子に
入力される定電圧制御用ツェナダイオード24の基準電
圧VR1とを比較してそれらの誤差電圧を定電圧制御信号
としてコレクタ端子から出力する定電圧制御用比較手段
としての定電圧制御用トランジスタ25とから構成され
ている。定電力制御回路20は、出力電流検出端子15
e及び接地端子15d間に接続されかつ出力端子8、10
間に接続されるシステム負荷に供給される直流出力電流
IOを電流IOに対応する電圧として検出する出力電流検
出手段としての出力電流検出用抵抗26と、システム負
荷電圧検出端子15a及び接地端子15d間に接続されか
つ出力端子8、10間に接続されるシステム負荷に供給
される直流出力電圧VOを分圧する定電力制御用分圧抵
抗27、28と、システム負荷電圧検出端子15a及び
出力電流検出端子15e間に数kΩ程度の抵抗値を有す
るバイアス抵抗29を介して接続されかつ直流出力電流
IOの制限値に対応する基準電圧VR2を発生する定電力
制御用定電圧素子としての定電力制御用ツェナダイオー
ド30と、定電力制御用ツェナダイオード30と並列に
接続されかつ基準電圧VR2を分圧する基準電圧分圧用抵
抗31、32と、反転入力端子に入力される定電力制御
用分圧抵抗27、28の分圧点の電圧及び出力電流検出
用抵抗26の検出電圧の和の電圧と非反転入力端子に入
力される基準電圧分圧用抵抗31、32の分圧点の電圧
とを比較してそれらの誤差電圧を定電力制御信号として
出力する定電力制御用比較手段としての定電力制御用オ
ペアンプ33とから構成されている。定電流制御回路2
1は、バッテリ負荷電圧検出端子15b及びシステム負
荷電圧検出端子15a間に接続されかつ出力端子9、1
0間に接続されるバッテリ負荷に流れる充電電流IBを
電流IBに対応する電圧として検出する負荷電流検出手
段としての充電電流検出用抵抗34と、充電電流検出用
抵抗34に対して直列に接続される直列抵抗35と、出
力電流検出端子15e及びバッテリ負荷電圧検出端子1
5b間に数kΩ程度の抵抗値を有するバイアス抵抗36
を介して接続されかつ充電電流IBの制限値に対応する
基準電圧VR3を発生する定電流制御用定電圧素子として
の定電流制御用ツェナダイオード37と、定電流制御用
ツェナダイオード37と並列に接続されかつ基準電圧V
R3を分圧する基準電圧分圧用抵抗38、39と、直列抵
抗35を介して反転入力端子に入力される充電電流検出
用抵抗34の検出電圧と非反転入力端子に入力される基
準電圧分圧用抵抗38、39の分圧点の電圧とを比較し
てそれらの誤差電圧を定電流制御信号として出力する定
電流制御用比較手段としての定電流制御用オペアンプ4
0とから構成されている。定電力制御回路20の定電力
制御用オペアンプ33の定電力制御信号及び定電流制御
回路21の定電流制御用オペアンプ40の定電流制御信
号はダイオード41、42によりこれらの論理和信号と
なる。定電力制御信号と定電流制御信号との論理和信号
は、更に抵抗43、44を介して定電圧制御回路19の
定電圧制御用トランジスタ25の定電圧制御信号との論
理和信号となり、制御信号出力端子15cから出力され
る。
からの出力信号により、フォトカプラ16の発光部16
aが駆動され、この出力信号に基づいてフォトカプラ1
6の発光部16aの光出力が制御される。フォトカプラ
16の発光部16aの光出力は受光部16bに伝達され、
発光部16aの光出力に応じて受光部16bに流れる電流
が制御される。フォトカプラ16の受光部16bに流れ
る電流により、受光部16bのエミッタ端子に直列接続
された抵抗45の接続点に電圧が発生し、この電圧に基
づいて電圧制御発振器17から可変周波数のパルス信号
が出力される。この出力パルス信号は制御信号形成回路
18に入力され、電圧制御発振器17の出力パルス信号
に応じて第1及び第2のMOS-FET2、3の各ゲー
ト端子に付与する各オン・オフ制御信号VG1、VG2のオ
フ期間がオン期間を一定として制御され、各オン・オフ
制御信号VG1、VG2がパルス周波数変調(PFM)され
る。これにより、出力端子8、10間に接続されるシス
テム負荷に供給される直流出力電圧VO及び直流出力電
流IO並びに出力端子9、10間に接続されるバッテリ
負荷に流れる充電電流IBに応じて制御回路14により
第1及び第2のMOS-FET2、3のオン・オフ期間
が制御され、システム負荷及びバッテリ負荷に常時安定
した直流出力が供給される。
次の通りである。直流電源1からの直流入力電圧を第1
及び第2のMOS-FET2、3の直列回路に印加し、
制御回路14内の制御信号形成回路18からの各オン・
オフ制御信号VG1、VG2により第1及び第2のMOS-
FET2、3を交互にオン・オフ動作させると、トラン
ス4の1次巻線4a及び電流共振用コンデンサ5に高周
波電流が流れる。これにより、トランス4内の電流共振
用リアクトルと電流共振用コンデンサ5とが共振し、ト
ランス4内の電流共振用リアクトル及び電流共振用コン
デンサ5で構成される直列共振回路に正弦波状の共振電
流が流れる。このため、第1又は第2のMOS-FET
2、3のターンオン時において、それぞれのMOS-F
ET2、3に共振電流が流れ、各MOS-FET2、3
に流れるドレイン電流の立上りが正弦波状となる。ま
た、第1及び第2のMOS-FET2、3のターンオフ
時には、トランス4の1次巻線4aと第1及び第2の電
圧共振用コンデンサ6、7とが電圧共振して各MOS-
FET2、3のドレイン−ソース端子間の電圧がそれぞ
れ0Vから緩やかに上昇する。更に、トランス4の1次
巻線4aに流れる高周波電流により第1及び第2の2次
巻線4b、4cに高周波電圧が誘起され、この高周波電圧
は第1及び第2の出力整流ダイオード11、12と平滑
コンデンサ13とから成る整流平滑回路により整流平滑
されて直流電圧に変換され、出力端子8、10間に接続
されるシステム負荷に直流出力が供給される。これと同
時に、出力端子9、10間に接続されるバッテリ負荷に
制御用IC15内の充電電流検出用抵抗34を介して充
電電流IBが流れ、バッテリ負荷が充電される。
動作について説明する。出力端子8、10間に接続され
るシステム負荷に流れる直流出力電流IOが定格値I
OMAX以内である場合は、制御回路14における制御用I
C15内の定電圧制御回路19によりシステム負荷に供
給する直流出力電圧VOが図7のA線に示すように一定
値V1に制御される。このとき、出力端子8、10間の
直流出力電圧VOは制御用IC15のシステム負荷電圧
検出端子15aに入力され、定電圧制御回路19の定電
圧制御用分圧抵抗22、23により分圧される。定電圧
制御用分圧抵抗22、23の分圧点の電圧は定電圧制御
用トランジスタ25のベース端子に入力され、エミッタ
端子に入力される定電圧制御用ツェナダイオード24の
基準電圧VR1と比較されてそれらの誤差電圧が定電圧制
御信号として同トランジスタ25のコレクタ端子から出
力される。定電圧制御用トランジスタ25のコレクタ端
子からの定電圧制御信号は、抵抗44を介して制御用I
C15の制御信号出力端子15cからフォトカプラ16
の発光部16aに出力される。したがって、例えば直流
出力電圧VOの分圧電圧が定電圧制御用ツェナダイオー
ド24の基準電圧VR1より低い場合は、定電圧制御用ト
ランジスタ25のコレクタ端子から出力される誤差電圧
が正の値となり、フォトカプラ16の発光部16aの光
出力が小さくなるので、受光部16bに流れる電流が減
少する。このため、電圧制御発振器17に入力される電
圧が高くなりかつ出力されるパルス信号の周波数が高く
なるので、制御信号形成回路18から出力されるオン・
オフ制御信号VG1、VG2の周波数が高くなり、第1及び
第2のMOS-FET2、3のオフ期間が短くなる。こ
れとは逆に、直流出力電圧VOが定電圧制御用ツェナダ
イオード24の基準電圧VR1より高い場合は、前記と全
く逆の動作が制御回路14内において行なわれ、第1及
び第2のMOS-FET2、3のオフ期間が長くなる。
これにより、直流出力電圧VOが一定値V1に制御され、
出力端子8、10からシステム負荷に定電圧の直流出力
が供給される。
ステム負荷に流れる直流出力電流IOが定格値IOMAXを
越える場合は、制御回路14における制御用IC15内
の定電力制御回路20によりシステム負荷に供給する直
流電力、即ち直流出力電圧VOと直流出力電流IOとの積
が一定となるように制御される。よって、システム負荷
に供給される直流出力電圧VOの低下にともなってシス
テム負荷に供給される直流出力電流IOが増加するよう
に制御されるので、図7に示す直流出力電流IOに対す
る直流出力電圧VOの特性は同図のB線に示すように右
下がりの特性となる。このとき、システム負荷に供給さ
れる直流出力電流IOは制御用IC15の接地端子15d
から出力電流検出用抵抗26を通して出力電流検出端子
15eに流れ、電流IOに対応する電圧として検出され
る。システム負荷に供給される直流出力電圧VOは制御
用IC15のシステム負荷電圧検出端子15aに入力さ
れ、定電力制御回路20の定電力制御用分圧抵抗27、
28により分圧される。一方、定電力制御用ツェナダイ
オード30の基準電圧VR2は基準電圧分圧用抵抗31、
32により分圧される。出力電流検出用抵抗26の検出
電圧は、定電力制御用分圧抵抗27、28の分圧点にお
ける電圧と加算されて定電力制御用オペアンプ33の反
転入力端子に入力され、非反転入力端子に入力される基
準電圧分圧用抵抗31、32の分圧点の電圧と比較され
てそれらの誤差電圧が定電力制御信号として同オペアン
プ33の出力端子から出力される。定電力制御用オペア
ンプ33の出力端子からの定電力制御信号はダイオード
41及び抵抗43を介して前述の定電圧制御信号との論
理和信号となり、制御用IC15の制御信号出力端子1
5cからフォトカプラ16の発光部16aに出力される。
したがって、直流出力電流IOが定格値IOMAXを越え、
定電力制御用オペアンプ33の反転入力端子に入力され
る電圧が非反転入力端子に入力される定電力制御用ツェ
ナダイオード30の基準電圧VR2の分圧電圧より高くな
ると、定電力制御用オペアンプ33の誤差電圧が負の値
となり、第1及び第2のMOS-FET2、3のオフ期
間が長くなるので、システム負荷に供給される直流出力
電圧VOが低下する。一方、定電力制御用オペアンプ3
3の反転入力端子に入力される電圧には定電力制御用分
圧抵抗27により直流出力電圧VOに比例したバイアス
がかかるため、直流出力電圧VOが低下すると直流出力
電流IOが増加する図7のB線に示すような右下がりの
定電力出力特性が得られる。
ッテリ負荷に流れる充電電流IBが定格値IBMAXを越え
る場合は、制御回路14における制御用IC15内の定
電流制御回路21によりバッテリ負荷に供給する充電電
流IBが図7のC線に示すように定格値IBMAX一定に制
御される。このとき、バッテリ負荷に流れる充電電流I
Bは制御用IC15内の充電電流検出用抵抗34を介し
て流れ、充電電流IBに対応する電圧として検出され
る。一方、定電流制御用ツェナダイオード37の基準電
圧VR3は基準電圧分圧用抵抗38、39により分圧され
る。充電電流検出用抵抗34の検出電圧は直列抵抗35
を介して定電流制御用オペアンプ40の反転入力端子に
入力され、非反転入力端子に入力される基準電圧分圧用
抵抗38、39の分圧点の電圧と比較されてそれらの誤
差電圧が定電流制御信号として同オペアンプ40の出力
端子から出力される。定電流制御用オペアンプ40の出
力端子からの定電流制御信号はダイオード42及び抵抗
43を介して前述の定電圧制御信号との論理和信号とな
り、制御用IC15の制御信号出力端子15cからフォ
トカプラ16の発光部16aに出力される。したがっ
て、バッテリ負荷に流れる充電電流IBが定格値IBMAX
を越え、直列抵抗35を介して検出される充電電流検出
用抵抗34の検出電圧が定電流制御用ツェナダイオード
37の基準電圧VR3の分圧電圧より高くなると、定電流
制御用オペアンプ40の誤差電圧が負の値となり、第1
及び第2のMOS-FET2、3のオフ期間が長くなる
ので、直流出力電圧VOが急激に低下してバッテリ負荷
に流れる充電電流IBが図7のC線に示すように定格値
IBMAX一定となり、定電流出力特性が得られる。
タ等の小形の直流電源装置は近年急激に小形化が進み、
これに伴ってこれらの直流電源装置が製造者の意図に反
した条件下で使用される機会が増えている。例えば、机
や床の上のような常温環境下で使用することを前提とし
て製造された小形のACアダプタは、布団やこたつの中
のような高温環境下で使用することは考慮されていない
ことが多い。また、図5及び図6に示す直流電源装置の
出力制御動作は、周囲環境の温度変化とは無関係に一定
である。したがって、図5及び図6に示す従来の直流電
源装置を前述のACアダプタ等に適用した場合、高温環
境下での動作時において内部損失が増加して電気部品や
ケース等が異常に過熱し、電気部品の破損やケースの変
形等が発生したり、過度の場合には発煙、発火や感電事
故等を引き起こす恐れがある。
において内部損失を低減しかつ電気部品やケース等の過
熱を防止できる直流電源装置を提供することを目的とす
る。
置は、オン・オフ動作により直流電源(1)からの直流入
力を断続して高周波電力に変換する少なくとも1つのス
イッチング素子(2, 3)と、スイッチング素子(2, 3)から
得られる高周波電力を直流出力に変換して負荷に供給す
る整流平滑回路(11, 12, 13)と、直流出力のレベルに応
じてスイッチング素子(2, 3)をオン・オフ制御する制御
回路(14)とを備えている。制御回路(14)は、出力電流が
定格値以内である場合は、負荷に供給される直流出力電
圧が一定となるようにスイッチング素子(2, 3)のオン・
オフ期間を制御する定電圧制御信号を出力する定電圧制
御部(19)と、負荷に供給される直流出力電流が定格値を
越える場合に負荷に供給される直流電力が一定となるよ
うにスイッチング素子(2,3)のオン・オフ期間を制御す
る定電力制御信号を定電圧制御部(19)に出力する定電力
制御部(20)とを有する。この直流電源装置では、定電力
制御部(20)は、負荷に供給される直流出力電流を該電流
に対応する電圧として検出する出力電流検出手段(26)
と、負荷に供給される直流出力電圧を分圧する定電力制
御用分圧抵抗(27, 28)と、電力制御用の基準電圧(VR2)
を発生する定電力制御用定電圧素子(30)と、定電力制御
用分圧抵抗(27, 28)の分圧点の電圧に出力電流検出手段
(26)の検出電圧を加えた和の電圧と定電力制御用定電圧
素子(30)の電力制御用の基準電圧(VR2)とを比較してそ
れらの誤差電圧を定電力制御信号として出力する定電力
制御用比較手段(33)と、定電力制御用定電圧素子(30)と
直列に接続され且つ周囲温度の上昇に対し急激に抵抗値
が増加する正特性の感温素子(52)とを備えている。
オフ動作により直流電源(1)からの直流入力を断続して
高周波電力に変換する少なくとも1つのスイッチング素
子(2, 3)と、スイッチング素子(2, 3)から得られる高周
波電力を直流出力に変換して負荷に供給する整流平滑回
路(11, 12, 13)と、直流出力のレベルに応じてスイッチ
ング素子(2, 3)をオン・オフ制御する制御回路(14)とを
備えている。制御回路(14)は、出力電流が定格値以内で
ある場合は、負荷に供給される直流出力電圧が一定とな
るようにスイッチング素子(2, 3)のオン・オフ期間を制
御する定電圧制御信号を出力する定電圧制御部(19)と、
負荷に流れる電流が定格値を越える場合に該電流が一定
となるようにスイッチング素子(2, 3)のオン・オフ期間
を制御する定電流制御信号を定電圧制御部(19)に出力す
る定電流制御部(21)とを有する。この直流電源装置で
は、定電流制御部(21)は、負荷に流れる電流を該電流に
対応する電圧として検出する負荷電流検出手段(34)と、
電流制御用の基準電圧を発生する定電流制御用定電圧素
子(37)と、負荷電流検出手段(34)の検出電圧と定電流制
御用定電圧素子(37)の電流制御用の基準電圧とを比較し
てそれらの誤差電圧を定電流制御信号として出力する定
電流制御用比較手段(40)と、定電流制御用定電圧素子(3
7)と直列に接続され且つ周囲温度の上昇に対し急激に抵
抗値が増加する正特性の感温素子(53)とを備えている。
電力制御信号又は定電流制御信号とに基づいてスイッチ
ング素子(2, 3)の制御端子に付与するオン・オフ制御信
号を形成する制御信号形成部(18)を有し、定電圧制御部
(19)は、負荷に供給される直流出力電圧を分圧する定電
圧制御用分圧抵抗(22, 23)と、直流出力電圧の基準値を
規定する基準電圧を発生する定電圧制御用定電圧素子(2
4)と、定電圧制御用分圧抵抗(22, 23)の分圧点の電圧と
定電圧制御用定電圧素子(24)の基準電圧とを比較してそ
れらの誤差電圧を定電圧制御信号として出力する定電圧
制御用比較手段(25)とを備えている。
は、感温素子(52, 53)の抵抗値が十分に低く、直流出力
電圧にバイアスされた定電力制御用定電圧素子(30)又は
定電流制御用定電圧素子(37)に十分大きなバイアス電流
が供給されるため、定電力制御用定電圧素子(30)又は定
電流制御用定電圧素子(37)の基準電圧が降伏電圧に維持
される。直流電源装置が高温の環境下に置かれ、装置内
部の温度が異常に上昇すると、感温素子(52, 53)の抵抗
値が急激に増加するため、定電力制御用定電圧素子(30)
又は定電流制御用定電圧素子(37)に流れるバイアス電流
が急激に減少し、定電力制御用定電圧素子(30)又は定電
流制御用定電圧素子(37)が降伏電圧を維持できなくな
る。このため、定電力制御用定電圧素子(30)又は定電流
制御用定電圧素子(37)の基準電圧が低下して直流出力電
流又は負荷電流の制限値が常温時より低くなり、電流制
限が常温時より少ない電流値となるので、直流電源装置
の定電力出力特性は、周囲環境の温度が高いほどフの字
形の垂下特性に近づく。直流電源装置の周囲環境の温度
が高温から常温に復帰すれば、感温素子(52, 53)の抵抗
値が減少して常温環境下における定電力制御動作に復帰
する。したがって、高温環境下での動作時に出力電力や
出力電流が常温動作時より強く制限され、直流電源装置
の内部損失を低減できると共に電気部品やケース等の過
熱を防止することができる。
の一実施形態を図1〜図4に基づいて説明する。但し、
これらの図面では図5〜図7に示す箇所と同一の部分に
は同一の符号を付し、その説明を省略する。本実施形態
の直流電源装置は、図5に示す直流電源装置の制御用I
C15を図1に示す過熱保護装置付きの制御用IC51
に置き換えたものである。本実施形態で使用する制御用
IC51は、図1に示すように、図6に示す制御用IC
15内において定電力制御用ツェナダイオード30に直
列に接続されたバイアス抵抗29と直列に正特性の感温
素子としての第1の正特性サーミスタ52を接続し、定
電流制御用ツェナダイオード37に直列に接続されたバ
イアス抵抗36と直列に正特性の感温素子としての第2
の正特性サーミスタ53を接続したものである。第1及
び第2の正特性サーミスタ52、53は、図2に示すよ
うに周囲温度が常温(25℃前後)以上の領域におい
て、周囲温度の上昇に略正比例して抵抗値が増加し、特
に周囲温度が50℃付近を越えると抵抗値が急激に増加
する特性を有する。その他の構成は、図6に示す制御用
IC15と略同様である。
路の動作及び制御用IC51内の定電圧制御回路19に
よる直流出力電圧VOの定電圧制御動作については先述
の図5及び図6に示す場合と略同様であるので、説明は
省略する。直流電源装置が常温(25℃前後)の環境下
において動作している場合の図1に示す制御用IC51
内の定電力制御回路20による定電力制御動作は、図2
に示すように第1の正特性サーミスタ52の抵抗値がバ
イアス抵抗29(数kΩ程度)に比較して十分に低い
(400Ω程度)ため、制御用IC51のシステム負荷
電圧検出端子51aからバイアス抵抗29を介して定電
力制御用ツェナダイオード30に十分大きなバイアス電
流が供給され、定電力制御用ツェナダイオード30の基
準電圧VR2がツェナ電圧(降伏電圧)に維持される。こ
のため、この場合における図1に示す制御用IC51内
の定電力制御回路20による定電力制御動作は、先述の
図6に示す制御用IC15内の定電力制御回路20によ
る定電力制御動作と略同様となる。したがって、この場
合における直流電源装置の定電力出力特性は、図3のA
線に示すように図7のB線と同様の右下がりの垂下特性
となる。ここで、直流電源装置が高温(50℃以上)の
環境下に置かれ、装置内部の温度が異常に上昇すると、
図2に示すように定電力制御回路20内における第1の
正特性サーミスタ52の抵抗値が急激に増加するため、
制御用IC51のシステム負荷電圧検出端子51aから
バイアス抵抗29を介して定電力制御用ツェナダイオー
ド30に供給されるバイアス電流が急激に減少する。こ
のため、定電力制御用ツェナダイオード30はツェナ電
圧を維持できなくなり、定電力制御用ツェナダイオード
30の基準電圧VR2が低下して出力端子8からシステム
負荷に供給する直流出力電流IOの制限値が常温時より
低くなる。したがって、定電力制御回路20による直流
出力電流IOの制限が常温時より少ない電流値において
かかるようになるので、この場合における直流電源装置
の定電力出力特性は、図3のB線〜E線に示すように周
囲環境の温度が高いほどフの字形の垂下特性に近づいて
行く。直流電源装置の周囲環境の温度が高温から常温に
復帰すれば、定電力制御回路20内における第1の正特
性サーミスタ52の抵抗値が減少して前述の常温環境下
における定電力制御動作に復帰する。
動作している場合の図1に示す制御用IC51内の定電
流制御回路21による定電流制御動作は、第2の正特性
サーミスタ53の抵抗値がバイアス抵抗36(数kΩ程
度)に比較して十分に低い(400Ω程度)ため、バイ
アス抵抗36を介して定電流制御用ツェナダイオード3
7に十分大きなバイアス電流が供給され、定電流制御用
ツェナダイオード37の基準電圧VR3がツェナ電圧に維
持される。このため、この場合における図1に示す制御
用IC51内の定電流制御回路21による定電流制御動
作は、先述の図6に示す制御用IC15内の定電流制御
回路21による定電流制御動作と略同様となる。したが
って、この場合における直流電源装置の定電流出力特性
は、図4のA線に示すように図7のC線と同様の直線的
な垂下特性となる。ここで、直流電源装置が高温環境下
に置かれ、装置内部の温度が異常に上昇すると、図2に
示すように定電流制御回路21内における第2の正特性
サーミスタ53の抵抗値が急激に増加するため、制御用
IC51のシステム負荷電圧検出端子51aから充電電
流検出用抵抗34を介して定電流制御用ツェナダイオー
ド37に供給されるバイアス電流が急激に減少する。こ
のため、定電流制御用ツェナダイオード37はツェナ電
圧を維持できなくなり、定電流制御用ツェナダイオード
37の基準電圧VR3が低下して出力端子9からバッテリ
負荷に供給する充電電流IBの制限値が常温時より低く
なる。したがって、定電流制御回路21による充電電流
IBの制限が常温時より少ない電流値においてかかるよ
うになるので、この場合における直流電源装置の定電流
出力特性は、図4のB線及びC線に示すように周囲環境
の温度が高いほどフの字形の垂下特性に近づいて行く。
直流電源装置の周囲環境の温度が高温から常温に復帰す
れば、定電流制御回路21内における第2の正特性サー
ミスタ53の抵抗値が減少して前述の常温環境下におけ
る定電流制御動作に復帰する。
置の高温環境下での動作時においてシステム負荷及びバ
ッテリ負荷にそれぞれ供給される直流出力電流IO及び
充電電流IBが常温時より強く制限されるので、直流電
源装置の内部損失を低減しかつ電気部品やケース等の過
熱を防止することができる。また、定電力制御用ツェナ
ダイオード30及び定電流制御用ツェナダイオード37
のそれぞれに対して直列に第1及び第2の正特性サーミ
スタ52、53を接続する程度の簡単な回路改善で直流
電源装置の過熱保護対策を行なうことができるので、回
路改善のための電気部品数を最小限に抑えることがで
き、正特性サーミスタのように比較的安価な電気部品を
使用して回路改善のためのコストを抑制できる利点があ
る。
されず種々の変更が可能である。例えば、上記の実施形
態では直流電源装置を所謂ハーフブリッジ形の電流共振
型(SMZ方式)DC−DCコンバータで構成したもの
を示したが、ハーフブリッジ形以外のフルブリッジ形、
プッシュプル形等の電流共振型DC−DCコンバータで
構成してもよい。また、電流共振型DC−DCコンバー
タに限らず、電圧共振型等の他の共振型DC−DCコン
バータ又はフライバック型、フォワード型等の通常のD
C−DCコンバータでもよい。また、フライバック型又
はフォワード型DC−DCコンバータ等の入出力絶縁用
のトランスを有する絶縁型のDC−DCコンバータ以外
に、入出力絶縁用のトランスを使用しない昇圧又は降圧
チョッパ型DC−DCコンバータ等の非絶縁型のDC−
DCコンバータで構成することも可能である。また、上
記の実施形態では定電圧制御回路19、定電力制御回路
20及び定電流制御回路21を備えた過熱保護装置付き
の制御用IC51を使用した形態を示したが、定電力制
御機能又は定電流制御機能の何れかが不要な場合は定電
力制御回路20又は定電流制御回路21の何れかを省略
してもよい。更に、上記の実施形態ではスイッチング素
子としてMOS-FET(MOS型電界効果トランジス
タ)を使用した形態を示したが、接合型バイポーラトラ
ンジスタ、J-FET(接合型電界効果トランジス
タ)、IGBT(絶縁ゲート型トランジスタ)又はSC
R(逆阻止3端子サイリスタ)等も使用可能である。
境下での動作時において負荷に供給される出力電力や出
力電流を常温時より強く制限できるので、直流電源装置
の内部損失を低減して電気部品やケース等の過熱による
電気部品の破損やケースの変形等を防止できる。したが
って、布団やこたつの中のような高温環境下に置かれる
機会の多いACアダプタ等の小形の直流電源装置におい
ても、電源装置内部の異常な過熱による発煙、発火や感
電事故を未然に防止して安全性を向上することが可能と
なる。また、制御回路内のツェナダイオード等の定電圧
素子と直列に正特性サーミスタ等の感温素子を接続する
程度の簡単な回路改善により、低コストで直流電源装置
の過熱保護対策を行なうことができる利点がある。
る制御用ICの内部構成を示す電気回路図
の温度−抵抗特性を示すグラフ
過熱保護動作時の定電力出力特性を示すグラフ
過熱保護動作時の定電流出力特性を示すグラフ
部構成を示す電気回路図
イッチング素子)、3...第2のMOS-FET(ス
イッチング素子)、4...トランス、4a...1次
巻線、4b...第1の2次巻線、4c...第2の2次
巻線、5...電流共振用コンデンサ、6...第1の
電圧共振用コンデンサ、7...第2の電圧共振用コン
デンサ、8,9,10...出力端子、11...第1
の出力整流ダイオード、12...第2の出力整流ダイ
オード、13...出力平滑用コンデンサ、14...
制御回路、15...制御用IC、15a...システ
ム負荷電圧検出端子、15b...バッテリ負荷電圧検
出端子、15c...制御信号出力端子、15d...接
地端子、15e...出力電流検出端子、16...フ
ォトカプラ、16a...発光部、16b...受光部、
17...電圧制御発振器、18...制御信号形成回
路、19...定電圧制御回路(定電圧制御部)、2
0...定電力制御回路(定電力制御部)、21...
定電流制御回路(定電流制御部)、22,23...定
電圧制御用分圧抵抗、24...定電圧制御用ツェナダ
イオード(定電圧制御用定電圧素子)、25...定電
圧制御用トランジスタ(定電圧制御用比較手段)、2
6...出力電流検出用抵抗(出力電流検出手段)、2
7,28...定電力制御用分圧抵抗、29...バイ
アス抵抗、30...定電力制御用ツェナダイオード
(定電力制御用定電圧素子)、31,32...基準電
圧分圧用抵抗、33...定電力制御用オペアンプ(定
電力制御用比較手段)、34...充電電流検出用抵抗
(負荷電流検出手段)、35...直列抵抗、3
6...バイアス抵抗、37...定電流制御用ツェナ
ダイオード(定電流制御用定電圧素子)、38,3
9...基準電圧分圧用抵抗、40...定電流制御用
オペアンプ(定電流制御用比較手段)、41,4
2...ダイオード、43,44,45...抵抗、5
1...制御用IC、52...第1の正特性サーミス
タ(感温素子)、53...第2の正特性サーミスタ
(感温素子)
Claims (3)
- 【請求項1】 オン・オフ動作により直流電源からの直
流入力を断続して高周波電力に変換する少なくとも1つ
のスイッチング素子と、該スイッチング素子から得られ
る前記高周波電力を直流出力に変換して負荷に供給する
整流平滑回路と、前記直流出力のレベルに応じて前記ス
イッチング素子をオン・オフ制御する制御回路とを備
え、 前記制御回路は、出力電流が定格値以内である場合は、
前記負荷に供給される直流出力電圧が一定となるように
前記スイッチング素子のオン・オフ期間を制御する定電
圧制御信号を出力する定電圧制御部と、前記負荷に供給
される直流出力電流が定格値を越える場合に前記負荷に
供給される直流電力が一定となるように前記スイッチン
グ素子のオン・オフ期間を制御する定電力制御信号を前
記定電圧制御部に出力する定電力制御部とを有する直流
電源装置において、 前記定電力制御部は、前記負荷に供給される直流出力電
流を該電流に対応する電圧として検出する出力電流検出
手段と、前記負荷に供給される直流出力電圧を分圧する
定電力制御用分圧抵抗と、電力制御用の基準電圧を発生
する定電力制御用定電圧素子と、前記定電力制御用分圧
抵抗の分圧点の電圧に前記出力電流検出手段の検出電圧
を加えた和の電圧と前記定電力制御用定電圧素子の電力
制御用の基準電圧とを比較してそれらの誤差電圧を定電
力制御信号として出力する定電力制御用比較手段と、前
記定電力制御用定電圧素子と直列に接続され且つ周囲温
度の上昇に対し急激に抵抗値が増加する正特性の感温素
子とを備えたことを特徴とする直流電源装置。 - 【請求項2】 オン・オフ動作により直流電源からの直
流入力を断続して高周波電力に変換する少なくとも1つ
のスイッチング素子と、該スイッチング素子から得られ
る前記高周波電力を直流出力に変換して負荷に供給する
整流平滑回路と、前記直流出力のレベルに応じて前記ス
イッチング素子をオン・オフ制御する制御回路とを備
え、 前記制御回路は、出力電流が定格値以内である場合は、
前記負荷に供給される直流出力電圧が一定となるように
前記スイッチング素子のオン・オフ期間を制御する定電
圧制御信号を出力する定電圧制御部と、前記負荷に流れ
る電流が定格値を越える場合に該電流が一定となるよう
に前記スイッチング素子のオン・オフ期間を制御する定
電流制御信号を前記定電圧制御部に出力する定電流制御
部とを有する直流電源装置において、 前記定電流制御部は、前記負荷に流れる電流を該電流に
対応する電圧として検出する負荷電流検出手段と、電流
制御用の基準電圧を発生する定電流制御用定電圧素子
と、前記負荷電流検出手段の検出電圧と前記定電流制御
用定電圧素子の電流制御用の基準電圧とを比較してそれ
らの誤差電圧を定電流制御信号として出力する定電流制
御用比較手段と、前記定電流制御用定電圧素子と直列に
接続され且つ周囲温度の上昇に対し急激に抵抗値が増加
する正特性の感温素子とを備えたことを特徴とする直流
電源装置。 - 【請求項3】 前記制御回路は、前記定電圧制御信号と
前記定電力制御信号又は前記定電流制御信号とに基づい
て前記スイッチング素子の制御端子に付与するオン・オ
フ制御信号を形成する制御信号形成部を有し、 前記定電圧制御部は、前記負荷に供給される直流出力電
圧を分圧する定電圧制御用分圧抵抗と、前記直流出力電
圧の基準値を規定する基準電圧を発生する定電圧制御用
定電圧素子と、前記定電圧制御用分圧抵抗の分圧点の電
圧と前記定電圧制御用定電圧素子の基準電圧とを比較し
てそれらの誤差電圧を定電圧制御信号として出力する定
電圧制御用比較手段とを備えた請求項1又は2に記載の
直流電源装置。
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP09025546A JP3099763B2 (ja) | 1997-02-07 | 1997-02-07 | 直流電源装置 |
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JPH10225116A JPH10225116A (ja) | 1998-08-21 |
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JP09025546A Expired - Fee Related JP3099763B2 (ja) | 1997-02-07 | 1997-02-07 | 直流電源装置 |
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