JP4035797B2 - 同期電動機の制御方法 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、同期電動機、特に永久磁石を界磁に用いた永久磁石同期電動機の制御方式に関し、さらに詳しくは、広範囲の定出力範囲を必要とする電動機の制御方法に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来における同期電動機の一種である永久磁石同期電動機の制御系のブロック図を図5に示す。同図において、1はベクトル演算部、2はPWM発生部、3はインバータパワー部、4は永久磁石同期電動機(以下、単に「モータ」ということがある)、5は位置検出器、6は速度演算部、7は3相d−q変換器、8はId1演算器、9はId0演算器、10は電流検出器、11は速度調整器、12はIq演算器である。
図5において、従来の制御方法は、同期電動機最高速度Ntopとして、基底回転数NbaseをNbase=Ntop/nと表したとき、同期電動機回転数Nが0<N≦Nbaseの範囲と、Nbase<N≦Ntopの2つの制御範囲に分け、
(1)0<N≦Nbaseでは、
所要出力を確保するのに必要な、トルク指令Tref(%)に準拠して流れるq軸電流Iqとd軸電流Idの関係を、
Iq=Iq1=Iqmax×(Tref/100) [但し、Iqmaxは100%定格時のIq電流]
Id=Id1=Kd1×Iq [但し、Kd1は比例定数]
と定め、
(2)Nbase<N≦Ntopでは、
所要出力を確保するためのIq1とId1の関係に加え、同期電動機端子電圧を抑制させるためのd軸電流Id0を、
Id0=Kd0×(N−Nbase)/(Ntop−Nbase) [但し、Kd0は比例定数]
とし、
Id=Id0+Id1
と定めてベクトル制御を行い、同期電動機を制御していた。
【0003】
ところが、従来の技術では同期電動機回転数NがNbase≦N≦Nmaxでモータ端子電圧VMが最高回転速度Nmaxで最大とならず、NbaseとNmaxの間で最大となる場合がある。次にこれを説明する。同期電動機の等価回路を図7に示す。ここで角速度ωは次式で表される。
ω=2π(Pole/120)×N [但し、Poleはモータの極数]
また、モータの端子電圧VMはモータ1次抵抗rがほとんど0として、q軸電圧Vqとd軸電圧Vdで表すと、
VM 2=Vd 2+Vq 2
となる。
ここでモータの誘起電圧Eは次式で表される。
E=KEN [但しKEは磁石の誘起電圧係数]
【0004】
(1)Vq電圧について、
モータのq軸方向の電圧Vqは次の式で示される。
Vq=E−IdLdω
ここでId=Kd0(N−Nbase)/(Ntop−Nbase)+Kd1×Iqmax(Tref/100)
E=KEN,ω=2π(Pole/120)Nを代入して整理すると、
Vq=N[KE+{Kd0Nbase/(Ntop-Nb)−(Kd1IqmaxTref/100)(2πLdPole/120)}
−{Kd0Ld2πPole/(Ntop-Nb)120}N]
ここで、b=KE+{Kd0Nbase/(Ntop-Nb)−(Kd1IqmaxTref/100)}(2πLdPole/120)
a=Kd0Ld2πPole/(Ntop-Nb)120
Vq=N(b−aN)・・・・・・・(1)式
(2)Vd電圧について、
モータのd軸方向の電圧Vdは次の式で示される。
Vd=−IqLqω・・・・・・・・・・・(2)式
ここで、ω=2π(Polr/120)×N、Iq=Iqmax×(Tref/100)を代入して、
Vd=−Kd1(IqmaxTref/100)Lq(2πPole/120)N
C=Kd1(IqmaxTref/100)Lq(2πPole/120)とすれば、
Vd=−CN ・・・・・・・・・(3)式
(3)式のVdは回転数に比例しているので、最高回転数Ntopでの電圧が最大となるが、(1)式のVqはN=b/aで最大電圧となる特性となる。図6にd軸電圧Vd、q軸電圧Vqの回転数に対するグラフを示す。
モータの端子電圧VMはほぼVq電圧に比例することを考えると、VMの最大電圧はN=b/a近くで最大電圧となる。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】
このように従来の技術では、同期電動機回転数NがNbase≦N≦Nmaxでモータ端子電圧VMが最高回転速度Nmaxで最大とならずN=b/aで最大電圧となる。このため、このモータを制御するための装置、例えばインバータを例にとると、インバータの最大出力電圧をVINVmaxとして、この電圧までモータ端子電圧VMを上げることを考えた場合、N=b/aでVM≦VINVmaxとなるように同期電動機端子電圧を抑制させるためのd軸電流Id0を流さなければならないが、逆に最高回転数Ntopではそれほどモータ端子電圧を下げないでいいのにかかわらず不必要にd軸電流Id0を流すことになる。この場合、インバータ出力電流が増大し、電流による銅損も増大することになり、モータ発熱や効率の低下を引き起こす。
そこで本発明の目的は、最高回転数でのモータ端子電圧を下げないで、最高回転数でインバータ出力電流を低下させ、電流による銅損を減少させて、モータの発熱や効率を向上させることにある。
【0006】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するため、本発明の同期電動機の制御方法は、1:n(但し、nは基底速度比)の定出力比を必要とする同期電動機のベクトル制御方法において、
前記同期電動機の最高回転速度をNtopとし、基底回転速度NbaseをNbase=Ntop/nと表したとき、同期電動機回転速度Nが0≦N<Nbaseの範囲と、Nbase≦N≦Ntopの2つの制御範囲に分け、Nbase≦N≦Ntopにおいては所要出力を確保するのに必要な、トルク指令Tref(%)に準拠して流れるq軸電流Iq1とd軸電流Id1の関係を、
Iq=Iq1=Iqmax×(Tref/100)×(Nbase/N) [但し、Iqmaxは100%定格時のIq電流]
Id1=Kd1×Iq1 [但し、Kd1は比例定数]
と定め、前記所要出力を確保するためのIq1とId1の関係に加え、同期電動機端子電圧を抑制させるためのd軸電流Id0を
Id0=Kd0×(N−Nbase)/N [但し、Kd0は比例定数]
とし、Id=Id0+Id1としたことを特徴とする。
【0007】
ここで本発明の場合を、モータ端子電圧VHをVdとVqに分けてそれぞれ計算する。
(1)Vq電圧について、
モータのq軸方向の電圧Vqは次の式で示される。
Vq=E−IdLdω
ここでId=Id1+Id2
=Kd0(N−Nbase)/N+Kd1×Iqmax(Tref/100)×(Nbase/N)
E=KEN,ω=2π(Pole/120)Nを代入して整理すると、
Vq=[KE−Kd0Ld2πPole/120]N
+[Kd0Nbase−(Kd1IqmaxTref/100)NbaseLd(2πPole/120)]
ここで、a’=KE−Kd0Ld2πPole/120
b=[Kd0Nbase−(Kd1IqmaxTref/100)NbaseLd(2πPole/120)]
とすれば、Vqは次のように表される。
Vq=a’N+b・・・・・・・(4)式
(2)Vd電圧について、
モータのd軸方向の電圧Vdは次の式で示される。
Vd=−IqLqω
ここで、ω=2π(Pole/120)×N、Iq=Iqmax×(Tref/100)(Nbase/N)を代入して、
Vd=−(IqmaxTref/100)(Nbase/N)Lq(2πPole/120)N
=−(IqmaxTref/100)NbaseLq2πPole/120
C=(IqmaxTref/100)NbaseLq2πPole/120とすれば、
Vd=−C ・・・・・・・・・(5)式
以上のことより、Vqはモータ回転速度Nに比例して、d軸電圧は一定値となる。図3に、Vd、Vqの回転数に対するグラフを示す。モータ端子電圧VMはほぼVq電圧に比例することを考えると、N=Ntopで最大電圧になる。
上記手段により、モータ端子電圧VMは最高回転速度Nmaxで最大となるので、このモータを制御するための装置、例えばインバータを考えてみると、インバータの最大出力電圧をVINVmaxとして、この電圧までモータ端子電圧VMを上げることを考えた場合、同期電動機端子電圧を抑制させるためのd軸電流Id0は最高回転数Ntopで最大となり、従来に比べてインバータ出力電流を低下させ、電流による銅損を減少させることにより、モータの発熱を抑え、効率を上げることができる。
前記制御方法において、前記比例定数Kd1,Kd0を負数にし、制御対象となる前記同期電動機が、直軸インダクタンスLdが横軸インダクタンスLqよりも小さいLq>Ldとなる突極性を有する永久磁石同期電動機であるものとすることができる。
【0008】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施例について説明する。
図1に、本発明の実施例のブロック図を示す。図中1はベクトル演算部、2はPWM発生部、3はインバータパワー部、4は永久磁石同期電動機(以下、単に「モータ」という)、5は位置検出器、6は速度演算部、7は3相d−q変換器、8はId1演算器、9はId0演算器、10は電流検出器、11は速度調整器、12はIq演算器、13は定出力係数演算器である。
本実施例は、速度制御を前提としたものとなっている。速度指令N*から速度フィードバック信号Nを減算して得られた値を速度調整器11に入力しトルク指令Irefを作る。この値をIq演算器12を通した後、定出力係数演算器13から得られた係数Kを掛けてq軸電流指令Iqが得られる。次にq軸電流指令IqをId1演算器8に入力させることで、q軸電流指令Iqに比例係数Kd1を掛けたd軸電流指令Id1が生成される。q軸電流指令Iqは、モータ電流を3相d−q変換器7に入力することで得られたq軸電流フィードバックIqfbと減算され、ベクトル演算部1に入る。
一方、d軸電流指令Idは、速度比例成分として、速度フィードバックNがId0演算器9に入ることで作られたd軸電流指令Id0と前記d軸電流指令Id1とが足しあわされることで作られ、d軸電流フィードバックIdfbと減算されベクトル演算部1に入力される。そして、このベクトル演算部1でモータ4の電圧指令V*と位相制御角指令θ*を作り、この信号がPWM発生器2に入ることで、インバータパワー部をコントロールし、モータ4の速度制御を行うものである。
【0009】
図2に、図1のブロック図での各軸電流の流れ方を示す。図2において、モータ最高回転速度をNtopとしたとき、基底回転速度NbaseがNbase=Ntop/nとなり、モータの制御方法を、モータ回転速度Nが(1)0≦N<Nbaseの範囲と、(2)Nbase≦N≦Ntopの2つの制御範囲に分ける。
(1)0≦N<Nbaseでは、所要出力を確保するのに必要な、トルク指令Tref(%)に準拠して流れるq軸電流Iq1とd軸電流Id1の関係を、
Iq=Iq1=Iqmax×(Tref/100) [但し、Iqmaxは100%定格時のIq電流]
Id1=Kd1×Iq1 [但し、Kd1は比例定数]
と定める。
(2)Nbase≦N≦Ntopでは、所要出力を確保するためのq軸電流Iq1とd軸電流Id1の関係を、
Iq=Iq1=Iqmax×(Tref/100)×(Nbase/N)
Id1=Kd1×Iq1
と定める。
次に、モータ端子電圧を抑制させるためのd軸電流Id0を、モータ回転速度の関係式で次のように表す。
Id0=Kd0×(N−Nbase)/N [但し、Kd0は比例定数]
したがって、総合したd軸電流Idは、Id=Id0+Id1となり、この結果、d軸電流指令は次のように展開される。
Id=Id0+Id1=Kd0*(N−Nbase)/N+Kd1*Iq
=Kd0(N−Nbase)/N+Kd1*Iqmax*(Tref/100)*Nbase/N
そして、上記関数式のIqmax、Kd0、Kd1、Nbase、Ntopをパラメータ入力させることで汎用性を持たせる。
【0010】
前記比例定数Kd0,Kd1を負数(−)にし、制御対象となる同期電動機を、直軸インダクタンスLdが横軸インダクタンスLqよりも小さいLq>Ldとなる突極性を有する永久磁石同期電動機とすることができる。
図4はその例を示すものである。同図のように、d軸上には、永久磁石が存在し、ステータ側からの電機子反作用による磁束は通りにくく、従ってd軸方向インダクタンスLdは小さい。逆にこれと直交する方向のq軸方向は、電機子反作用磁束が鉄心コア(ロータコア)があるため通りやすく、q軸方向インダクタンスLqは大きくなり、Lq>Ldの関係の突極形となっている。(これに対してLq=Ldは円筒形という)。
そして、直交するd−q座標軸上で、磁石磁束ベクトル方向をプラス(+)方向に取った場合、この磁石磁束を弱める方向、つまりマイナス(−)方向にId電流(−Id)を流すようにする。このために、比例定数Kd0,Kd1を負数(−)にして制御すると、電流ベクトルは、モータの誘起電圧ベクトルに対し進み位相となり、前記モータの誘起電圧が弱められ(抑制され)、さらに前記突極性によりリラクタンストルクが磁石トルクに重畳されるので、モータの定出力範囲を広くとることができる。
また図4の磁石が挿入されていない場合がリラクタンス形同期電動機となり、この場合は、図4中のd軸、q軸が入れ替わる(d軸→q軸に変更、q軸→d軸に変更)。そして、比例定数Kd0,Kd1を正数(+)にして、+Idを流すように制御する。このため、電流ベクトルは、d軸磁束ベクトルに対し、遅れ位相となり、リラクタンストルクが発生する。加えて、本発明の制御式を用いることで、これも広範囲の定出力特性が得られる。
【0011】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、モータ端子電圧VMは最高回転速度Nmaxで最大となるので、このモータを制御するための装置、例えばインバータでは、インバータの最大出力電圧をVINVmaxとして、この電圧までモータ端子電圧VMを上げることを考えた場合、同期電動機端子電圧を抑制させるためのd軸電流Idoは最高回転数Ntopで最大となり、従来に比べてインバータ出力電流を低下させ、電流による銅損を減少させることにより、モータの発熱を抑え、効率を上げることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明の実施例における制御ブロック図である。
【図2】 図1のブロック図での各軸電流の流れ方を示す特性図である。
【図3】 図1のブロック図でのモータ回転数とd軸、q軸電圧を示す特性図である。
【図4】 本発明の他の実施例を示す説明図である。
【図5】 従来方式のブロック図である。
【図6】 従来方式のモータ回転数とd軸、q軸電圧を示す特性図である。
【図7】 同期電動機の等価回路を示す説明図である。
【符号の説明】
1 ベクトル演算部、2 PWM発生部、3 インバータパワー部、4 永久磁石同期電動機(モータ)、5 位置検出器、6 速度演算部、7 3相d−q変換器、8 Id1演算器、9 Id0演算器、10 電流検出器、11 速度調整器、12 Iq演算器、13 定出力係数演算器
Claims (2)
- 1:n(但し、nは基底速度比)の定出力比を必要とする同期電動機のベクトル制御方法において、
前記同期電動機の最高回転速度をNtopとし、基底回転速度NbaseをNbase=Ntop/nと表したとき、同期電動機回転速度Nが0≦N<Nbaseの範囲と、Nbase≦N≦Ntopの2つの制御範囲に分け、Nbase≦N≦Ntopにおいては所要出力を確保するのに必要な、トルク指令Tref(%)に準拠して流れるq軸電流Iq1とd軸電流Id1の関係を、
Iq=Iq1=Iqmax×(Tref/100)×(Nbase/N) [但し、Iqmaxは100%定格時のIq電流]
Id1=Kd1×Iq1 [但し、Kd1は比例定数]
と定め、前記所要出力を確保するためのIq1とId1の関係に加え、同期電動機端子電圧を抑制させるためのd軸電流Id0を
Id0=Kd0×(N−Nbase)/N [但し、Kd0は比例定数]
とし、Id=Id0+Id1としたことを特徴とする同期電動機の制御方法。 - 前記比例定数Kd0,Kd1を負数にし、制御対象となる前記同期電動機が、直軸インダクタンスLdが横軸インダクタンスLqよりも小さいLq>Ldとなる突極性を有する永久磁石同期電動機であることを特徴とする請求項1記載の同期電動機の制御方法。
Priority Applications (1)
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JP13717698A JP4035797B2 (ja) | 1998-05-19 | 1998-05-19 | 同期電動機の制御方法 |
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Publications (2)
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JPH11332296A JPH11332296A (ja) | 1999-11-30 |
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---|---|---|---|---|
JP5510842B2 (ja) | 2009-03-09 | 2014-06-04 | 日本電気株式会社 | 3相モータ制御装置、3相モータシステム、3相モータ制御方法及びプログラム |
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- 1998-05-19 JP JP13717698A patent/JP4035797B2/ja not_active Expired - Fee Related
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