JP4035797B2 - 同期電動機の制御方法 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、同期電動機、特に永久磁石を界磁に用いた永久磁石同期電動機の制御方式に関し、さらに詳しくは、広範囲の定出力範囲を必要とする電動機の制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来における同期電動機の一種である永久磁石同期電動機の制御系のブロック図を図５に示す。同図において、１はベクトル演算部、２はＰＷＭ発生部、３はインバータパワー部、４は永久磁石同期電動機（以下、単に「モータ」ということがある）、５は位置検出器、６は速度演算部、７は３相ｄ−ｑ変換器、８はＩ_d1演算器、９はＩ_d0演算器、１０は電流検出器、１１は速度調整器、１２はＩ_q演算器である。
図５において、従来の制御方法は、同期電動機最高速度Ｎ_topとして、基底回転数Ｎ_baseをＮ_base＝Ｎ_top／ｎと表したとき、同期電動機回転数Ｎが０＜Ｎ≦Ｎ_baseの範囲と、Ｎ_base＜Ｎ≦Ｎ_topの２つの制御範囲に分け、
（１）０＜Ｎ≦Ｎ_baseでは、
所要出力を確保するのに必要な、トルク指令Ｔ_ref（％）に準拠して流れるｑ軸電流Ｉ_qとｄ軸電流Ｉ_dの関係を、
Ｉ_q＝Ｉ_q1＝Ｉ_qmax×(Ｔ_ref／100) ［但し、Ｉ_qmaxは１００％定格時のＩ_q電流］
Ｉ_d＝Ｉ_d1＝Ｋ_d1×Ｉ_q ［但し、Ｋ_d1は比例定数］
と定め、
（２）Ｎ_base＜Ｎ≦Ｎ_topでは、
所要出力を確保するためのＩ_q1とＩ_d1の関係に加え、同期電動機端子電圧を抑制させるためのｄ軸電流Ｉ_d0を、
Ｉ_d0＝Ｋ_d0×(Ｎ−Ｎ_base)／(Ｎ_top−Ｎ_base) ［但し、Ｋ_d0は比例定数］
とし、
Ｉ_d＝Ｉ_d0＋Ｉ_d1
と定めてベクトル制御を行い、同期電動機を制御していた。
【０００３】
ところが、従来の技術では同期電動機回転数ＮがＮ_base≦Ｎ≦Ｎ_maxでモータ端子電圧Ｖ_Mが最高回転速度Ｎ_maxで最大とならず、Ｎ_baseとＮ_maxの間で最大となる場合がある。次にこれを説明する。同期電動機の等価回路を図７に示す。ここで角速度ωは次式で表される。
ω＝２π(Pole／120)×Ｎ ［但し、Poleはモータの極数］
また、モータの端子電圧Ｖ_Mはモータ１次抵抗ｒがほとんど０として、ｑ軸電圧Ｖ_qとｄ軸電圧Ｖ_dで表すと、
Ｖ_M ²＝Ｖ_d ²＋Ｖ_q ²
となる。
ここでモータの誘起電圧Ｅは次式で表される。
Ｅ＝Ｋ_EＮ ［但しＫ_Eは磁石の誘起電圧係数］
【０００４】
（１）Ｖ_q電圧について、
モータのｑ軸方向の電圧Ｖ_qは次の式で示される。
Ｖ_q＝Ｅ−Ｉ_dＬ_dω
ここでＩ_d＝Ｋ_d0(Ｎ−Ｎ_base)/(Ｎ_top−Ｎ_base)＋Ｋ_d1×Ｉ_qmax(Ｔ_ref/100)
Ｅ＝Ｋ_EＮ，ω＝２π(Pole/120)Ｎを代入して整理すると、
V_q＝N[K_E＋{K_d0N_base/(N_top-N_b)−(K_d1I_qmaxT_ref/100)(2πL_dPole/120)}
−{K_d0L_d2πPole/(N_top-N_b)120}N]
ここで、ｂ＝K_E＋{K_d0N_base/(N_top-N_b)−(K_d1I_qmaxT_ref/100)}(2πL_dPole/120)
ａ＝K_d0L_d2πPole/(N_top-N_b)120
Ｖ_q＝Ｎ（ｂ−ａＮ）・・・・・・・（１）式
（２）Ｖ_d電圧について、
モータのｄ軸方向の電圧Ｖ_dは次の式で示される。
Ｖ_d＝−Ｉ_qＬ_qω・・・・・・・・・・・（２）式
ここで、ω＝２π(Polr/120)×Ｎ、Ｉ_q＝Ｉ_qmax×(T_ref/100)を代入して、
Ｖ_d＝−K_d1(Ｉ_qmaxT_ref/100)L_q(2πPole/120)N
Ｃ＝K_d1(Ｉ_qmaxT_ref/100)L_q(2πPole/120)とすれば、
Ｖ_d＝−ＣＮ ・・・・・・・・・（３）式
（３）式のＶ_dは回転数に比例しているので、最高回転数Ｎ_topでの電圧が最大となるが、（１）式のＶ_qはＮ＝ｂ／ａで最大電圧となる特性となる。図６にｄ軸電圧Ｖ_d、ｑ軸電圧Ｖ_qの回転数に対するグラフを示す。
モータの端子電圧Ｖ_MはほぼＶ_q電圧に比例することを考えると、Ｖ_Mの最大電圧はＮ＝ｂ／ａ近くで最大電圧となる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
このように従来の技術では、同期電動機回転数ＮがＮ_base≦Ｎ≦Ｎ_maxでモータ端子電圧Ｖ_Mが最高回転速度Ｎ_maxで最大とならずＮ＝ｂ／ａで最大電圧となる。このため、このモータを制御するための装置、例えばインバータを例にとると、インバータの最大出力電圧をＶ_INVmaxとして、この電圧までモータ端子電圧Ｖ_Mを上げることを考えた場合、Ｎ＝ｂ／ａでＶ_M≦V_INVmaxとなるように同期電動機端子電圧を抑制させるためのｄ軸電流Ｉ_d0を流さなければならないが、逆に最高回転数Ｎ_topではそれほどモータ端子電圧を下げないでいいのにかかわらず不必要にｄ軸電流Ｉ_d0を流すことになる。この場合、インバータ出力電流が増大し、電流による銅損も増大することになり、モータ発熱や効率の低下を引き起こす。
そこで本発明の目的は、最高回転数でのモータ端子電圧を下げないで、最高回転数でインバータ出力電流を低下させ、電流による銅損を減少させて、モータの発熱や効率を向上させることにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するため、本発明の同期電動機の制御方法は、１：ｎ（但し、ｎは基底速度比）の定出力比を必要とする同期電動機のベクトル制御方法において、
前記同期電動機の最高回転速度をＮ_topとし、基底回転速度Ｎ_baseをＮ_base＝Ｎ_top／ｎと表したとき、同期電動機回転速度Ｎが０≦Ｎ＜Ｎ_baseの範囲と、Ｎ_base≦Ｎ≦Ｎ_topの２つの制御範囲に分け、Ｎ_base≦Ｎ≦Ｎ_topにおいては所要出力を確保するのに必要な、トルク指令Ｔ_ref（％）に準拠して流れるｑ軸電流Ｉ_q1とｄ軸電流Ｉ_d1の関係を、
Ｉ_q＝Ｉ_q1＝Ｉ_qmax×(Ｔ_ref／100)×(Ｎ_base／Ｎ) ［但し、Ｉ_qmaxは100％定格時のＩ_q電流］
Ｉ_d1＝Ｋ_d1×Ｉ_q1 ［但し、Ｋ_d1は比例定数］
と定め、前記所要出力を確保するためのＩ_q1とＩ_d1の関係に加え、同期電動機端子電圧を抑制させるためのｄ軸電流Ｉ_d0を
Ｉ_d0＝Ｋ_d0×(Ｎ−Ｎ_base)／Ｎ ［但し、Ｋ_d0は比例定数］
とし、Ｉ_d＝Ｉ_d0＋Ｉ_d1としたことを特徴とする。
【０００７】
ここで本発明の場合を、モータ端子電圧Ｖ_HをＶ_dとＶ_qに分けてそれぞれ計算する。
（１）Ｖ_q電圧について、
モータのｑ軸方向の電圧Ｖ_qは次の式で示される。
Ｖ_q＝Ｅ−Ｉ_dＬ_dω
ここでＩ_d＝Ｉ_d1＋Ｉ_d2
＝Ｋ_d0(Ｎ−Ｎ_base)/Ｎ＋Ｋ_d1×Ｉ_qmax(Ｔ_ref/100)×（Ｎ_base／Ｎ）
Ｅ＝Ｋ_EＮ，ω＝２π(Pole/120)Ｎを代入して整理すると、
V_q＝[K_E−K_d0L_d2πPole/120]Ｎ
＋[K_d0N_base−(K_d1I_qmaxT_ref/100)N_baseL_d(2πPole/120)]
ここで、ａ’＝K_E−K_d0L_d2πPole/120
ｂ＝[K_d0N_base−(K_d1I_qmaxT_ref/100)N_baseL_d(2πPole/120)]
とすれば、Ｖ_qは次のように表される_。
Ｖ_q＝ａ’Ｎ＋ｂ・・・・・・・（４）式
（２）Ｖ_d電圧について、
モータのｄ軸方向の電圧Ｖ_dは次の式で示される。
Ｖ_d＝−Ｉ_qＬ_qω
ここで、ω＝２π(Pole/120)×Ｎ、Ｉ_q＝Ｉ_qmax×(T_ref/100)(Ｎ_base/Ｎ)を代入して、
Ｖ_d＝−(Ｉ_qmaxT_ref/100)(Ｎ_base/Ｎ)L_q(2πPole/120)N
＝−(Ｉ_qmaxT_ref/100)Ｎ_baseL_q2πPole/120
Ｃ＝(Ｉ_qmaxT_ref/100)Ｎ_baseL_q2πPole/120とすれば、
Ｖ_d＝−Ｃ ・・・・・・・・・（５）式
以上のことより、Ｖ_qはモータ回転速度Ｎに比例して、ｄ軸電圧は一定値となる。図３に、Ｖ_d、Ｖ_qの回転数に対するグラフを示す。モータ端子電圧Ｖ_MはほぼＶ_q電圧に比例することを考えると、Ｎ＝Ｎ_topで最大電圧になる。
上記手段により、モータ端子電圧Ｖ_Mは最高回転速度Ｎ_maxで最大となるので、このモータを制御するための装置、例えばインバータを考えてみると、インバータの最大出力電圧をＶ_INVmaxとして、この電圧までモータ端子電圧Ｖ_Mを上げることを考えた場合、同期電動機端子電圧を抑制させるためのｄ軸電流Ｉ_d0は最高回転数Ｎ_topで最大となり、従来に比べてインバータ出力電流を低下させ、電流による銅損を減少させることにより、モータの発熱を抑え、効率を上げることができる。
前記制御方法において、前記比例定数Ｋ_d1，Ｋ_d0を負数にし、制御対象となる前記同期電動機が、直軸インダクタンスＬ_dが横軸インダクタンスＬ_qよりも小さいＬ_q＞Ｌ_dとなる突極性を有する永久磁石同期電動機であるものとすることができる。
【０００８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施例について説明する。
図１に、本発明の実施例のブロック図を示す。図中１はベクトル演算部、２はＰＷＭ発生部、３はインバータパワー部、４は永久磁石同期電動機（以下、単に「モータ」という）、５は位置検出器、６は速度演算部、７は３相ｄ−ｑ変換器、８はＩ_d1演算器、９はＩ_d0演算器、１０は電流検出器、１１は速度調整器、１２はＩ_q演算器、１３は定出力係数演算器である。
本実施例は、速度制御を前提としたものとなっている。速度指令Ｎ^*から速度フィードバック信号Ｎを減算して得られた値を速度調整器１１に入力しトルク指令Ｉ_refを作る。この値をＩ_q演算器１２を通した後、定出力係数演算器１３から得られた係数Ｋを掛けてｑ軸電流指令Ｉ_qが得られる。次にｑ軸電流指令IqをＩ_d1演算器８に入力させることで、ｑ軸電流指令Ｉ_qに比例係数Ｋ_d1を掛けたｄ軸電流指令Ｉ_d1が生成される。ｑ軸電流指令Ｉ_qは、モータ電流を３相ｄ−ｑ変換器７に入力することで得られたｑ軸電流フィードバックＩ_qfbと減算され、ベクトル演算部１に入る。
一方、ｄ軸電流指令Ｉ_dは、速度比例成分として、速度フィードバックＮがＩ_d0演算器９に入ることで作られたｄ軸電流指令Ｉ_d0と前記ｄ軸電流指令Ｉ_d1とが足しあわされることで作られ、ｄ軸電流フィードバックＩ_dfbと減算されベクトル演算部１に入力される。そして、このベクトル演算部１でモータ４の電圧指令Ｖ^*と位相制御角指令θ^*を作り、この信号がＰＷＭ発生器２に入ることで、インバータパワー部をコントロールし、モータ４の速度制御を行うものである。
【０００９】
図２に、図１のブロック図での各軸電流の流れ方を示す。図２において、モータ最高回転速度をＮ_topとしたとき、基底回転速度Ｎ_baseがＮ_base＝Ｎ_top／ｎとなり、モータの制御方法を、モータ回転速度Ｎが（１）０≦Ｎ＜Ｎ_baseの範囲と、（２）Ｎ_base≦Ｎ≦Ｎ_topの２つの制御範囲に分ける。
（１）０≦Ｎ＜Ｎ_baseでは、所要出力を確保するのに必要な、トルク指令Ｔ_ref（％）に準拠して流れるｑ軸電流Ｉ_q1とｄ軸電流Ｉ_d1の関係を、
Ｉ_q＝Ｉ_q1＝Ｉ_qmax×(Ｔ_ref／100) ［但し、Ｉ_qmaxは100％定格時のＩ_q電流］
Ｉ_d1＝Ｋ_d1×Ｉ_q1 ［但し、Ｋ_d1は比例定数］
と定める。
（２）Ｎ_base≦Ｎ≦Ｎ_topでは、所要出力を確保するためのｑ軸電流Ｉ_q1とｄ軸電流Ｉ_d1の関係を、
Ｉ_q＝Ｉ_q1＝Ｉ_qmax×(Ｔ_ref／100)×(Ｎ_base／Ｎ)
Ｉ_d1＝Ｋ_d1×Ｉ_q1
と定める。
次に、モータ端子電圧を抑制させるためのｄ軸電流Ｉ_d0を、モータ回転速度の関係式で次のように表す。
Ｉ_d0＝Ｋ_d0×(Ｎ−Ｎ_base)／Ｎ ［但し、Ｋ_d0は比例定数］
したがって、総合したｄ軸電流Ｉ_dは、Ｉ_d＝Ｉ_d0＋Ｉ_d1となり、この結果、ｄ軸電流指令は次のように展開される。
Ｉ_d＝Ｉ_d0＋Ｉ_d1＝Ｋ_d0＊（Ｎ−Ｎ_base）／Ｎ＋Ｋ_d1＊Ｉ_q
＝Ｋ_d0（Ｎ−Ｎ_base）／Ｎ＋Ｋ_d1＊Ｉ_qmax＊(Ｔ_ref/100)＊Ｎ_base／Ｎ
そして、上記関数式のＩ_qmax、Ｋ_d0、Ｋ_d1、Ｎ_base、Ｎ_topをパラメータ入力させることで汎用性を持たせる。
【００１０】
前記比例定数Ｋ_d0，Ｋ_d1を負数（−）にし、制御対象となる同期電動機を、直軸インダクタンスＬ_dが横軸インダクタンスＬ_qよりも小さいＬ_q＞Ｌ_dとなる突極性を有する永久磁石同期電動機とすることができる。
図４はその例を示すものである。同図のように、ｄ軸上には、永久磁石が存在し、ステータ側からの電機子反作用による磁束は通りにくく、従ってｄ軸方向インダクタンスＬ_dは小さい。逆にこれと直交する方向のｑ軸方向は、電機子反作用磁束が鉄心コア(ロータコア)があるため通りやすく、ｑ軸方向インダクタンスＬ_qは大きくなり、Ｌ_q＞Ｌ_dの関係の突極形となっている。(これに対してＬ_q＝Ｌ_dは円筒形という)。
そして、直交するｄ−ｑ座標軸上で、磁石磁束ベクトル方向をプラス（＋）方向に取った場合、この磁石磁束を弱める方向、つまりマイナス（−）方向にＩ_d電流（−Ｉ_d）を流すようにする。このために、比例定数Ｋ_d0，Ｋ_d1を負数（−）にして制御すると、電流ベクトルは、モータの誘起電圧ベクトルに対し進み位相となり、前記モータの誘起電圧が弱められ(抑制され)、さらに前記突極性によりリラクタンストルクが磁石トルクに重畳されるので、モータの定出力範囲を広くとることができる。
また図４の磁石が挿入されていない場合がリラクタンス形同期電動機となり、この場合は、図４中のｄ軸、ｑ軸が入れ替わる(ｄ軸→ｑ軸に変更、ｑ軸→ｄ軸に変更)。そして、比例定数Ｋ_d0，Ｋ_d1を正数（＋）にして、＋Ｉ_dを流すように制御する。このため、電流ベクトルは、ｄ軸磁束ベクトルに対し、遅れ位相となり、リラクタンストルクが発生する。加えて、本発明の制御式を用いることで、これも広範囲の定出力特性が得られる。
【００１１】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、モータ端子電圧Ｖ_Mは最高回転速度Ｎ_maxで最大となるので、このモータを制御するための装置、例えばインバータでは、インバータの最大出力電圧をＶ_INVmaxとして、この電圧までモータ端子電圧Ｖ_Mを上げることを考えた場合、同期電動機端子電圧を抑制させるためのｄ軸電流Ｉ_doは最高回転数Ｎ_topで最大となり、従来に比べてインバータ出力電流を低下させ、電流による銅損を減少させることにより、モータの発熱を抑え、効率を上げることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施例における制御ブロック図である。
【図２】 図１のブロック図での各軸電流の流れ方を示す特性図である。
【図３】 図１のブロック図でのモータ回転数とｄ軸、ｑ軸電圧を示す特性図である。
【図４】 本発明の他の実施例を示す説明図である。
【図５】 従来方式のブロック図である。
【図６】 従来方式のモータ回転数とｄ軸、ｑ軸電圧を示す特性図である。
【図７】 同期電動機の等価回路を示す説明図である。
【符号の説明】
１ ベクトル演算部、２ ＰＷＭ発生部、３ インバータパワー部、４ 永久磁石同期電動機（モータ）、５ 位置検出器、６ 速度演算部、７ ３相ｄ−ｑ変換器、８ Ｉ_d1演算器、９ Ｉ_d0演算器、１０ 電流検出器、１１ 速度調整器、１２ Ｉ_q演算器、１３ 定出力係数演算器

Claims (2)

1. １：ｎ（但し、ｎは基底速度比）の定出力比を必要とする同期電動機のベクトル制御方法において、
   前記同期電動機の最高回転速度をＮ_topとし、基底回転速度Ｎ_baseをＮ_base＝Ｎ_top／ｎと表したとき、同期電動機回転速度Ｎが０≦Ｎ＜Ｎ_baseの範囲と、Ｎ_base≦Ｎ≦Ｎ_topの２つの制御範囲に分け、Ｎ_base≦Ｎ≦Ｎ_topにおいては所要出力を確保するのに必要な、トルク指令Ｔ_ref（％）に準拠して流れるｑ軸電流Ｉ_q1とｄ軸電流Ｉ_d1の関係を、
   Ｉ_q＝Ｉ_q1＝Ｉ_qmax×(Ｔ_ref／100)×(Ｎ_base／Ｎ) ［但し、Ｉ_qmaxは100％定格時のＩ_q電流］
   Ｉ_d1＝Ｋ_d1×Ｉ_q1 ［但し、Ｋ_d1は比例定数］
   と定め、前記所要出力を確保するためのＩ_q1とＩ_d1の関係に加え、同期電動機端子電圧を抑制させるためのｄ軸電流Ｉ_d0を
   Ｉ_d0＝Ｋ_d0×(Ｎ−Ｎ_base)／Ｎ ［但し、Ｋ_d0は比例定数］
   とし、Ｉ_d＝Ｉ_d0＋Ｉ_d1としたことを特徴とする同期電動機の制御方法。
2. 前記比例定数Ｋ_d0，Ｋ_d1を負数にし、制御対象となる前記同期電動機が、直軸インダクタンスＬ_dが横軸インダクタンスＬ_qよりも小さいＬ_q＞Ｌ_dとなる突極性を有する永久磁石同期電動機であることを特徴とする請求項１記載の同期電動機の制御方法。

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