JPH1014134A - 安定化電源回路 - Google Patents
安定化電源回路Info
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- JPH1014134A JPH1014134A JP8160062A JP16006296A JPH1014134A JP H1014134 A JPH1014134 A JP H1014134A JP 8160062 A JP8160062 A JP 8160062A JP 16006296 A JP16006296 A JP 16006296A JP H1014134 A JPH1014134 A JP H1014134A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】瞬断復帰時の充電電流を大きくすることなく最
大瞬断許容時間を大幅に伸ばせるようにする。 【解決手段】出力保持回路50は充放電時間の異なる2
つの充放電回路50A,50Bで構成される。瞬断が発
生するとコンデンサC1が放電を開始し、ダイオードD
の順方向降下電圧VFまで出力電圧Vaが低下すると、
今度はコンデンサC2が放電を開始する。コンデンサC
2による放電を行うことによって瞬断開始から保証電圧
Vx以下になるまでの時間が長くなり、コンデンサC1
だけの場合よりも出力保持時間が長く、最大瞬断許容時
間が伸びる。充電時の瞬時インピーダンスは、第1の充
放電回路の方が第2の充放電回路よりも遥かに小さいの
で、充電時には最初にコンデンサC1が充電される。瞬
断復帰時の充電電流の値は従来よりも僅かに大きいだけ
なので前段のコンバータの素子は破壊されない。
大瞬断許容時間を大幅に伸ばせるようにする。 【解決手段】出力保持回路50は充放電時間の異なる2
つの充放電回路50A,50Bで構成される。瞬断が発
生するとコンデンサC1が放電を開始し、ダイオードD
の順方向降下電圧VFまで出力電圧Vaが低下すると、
今度はコンデンサC2が放電を開始する。コンデンサC
2による放電を行うことによって瞬断開始から保証電圧
Vx以下になるまでの時間が長くなり、コンデンサC1
だけの場合よりも出力保持時間が長く、最大瞬断許容時
間が伸びる。充電時の瞬時インピーダンスは、第1の充
放電回路の方が第2の充放電回路よりも遥かに小さいの
で、充電時には最初にコンデンサC1が充電される。瞬
断復帰時の充電電流の値は従来よりも僅かに大きいだけ
なので前段のコンバータの素子は破壊されない。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】この発明は、コンピュータ装
置などに適用できる安定化電源回路に関する。詳しく
は、AC−DCコンバータの出力段に接続される出力保
持回路の出力保持時間を長くして交流瞬断による電源瞬
断を回避すると共に、出力保持回路に設けられた充放電
コンデンサへの充電電流を制限して、この充電電流によ
るAC−DCコンバータの破壊を防止できるようにした
ものである。
置などに適用できる安定化電源回路に関する。詳しく
は、AC−DCコンバータの出力段に接続される出力保
持回路の出力保持時間を長くして交流瞬断による電源瞬
断を回避すると共に、出力保持回路に設けられた充放電
コンデンサへの充電電流を制限して、この充電電流によ
るAC−DCコンバータの破壊を防止できるようにした
ものである。
【0002】
【従来の技術】コンピュータ装置などでは、これに供給
される交流電源が瞬断したときでも、コンピュータ装置
の駆動電圧が規定値以上の電圧となっているように、最
近では並列運転を行う安定化電源回路が使用されるよう
になってきている。
される交流電源が瞬断したときでも、コンピュータ装置
の駆動電圧が規定値以上の電圧となっているように、最
近では並列運転を行う安定化電源回路が使用されるよう
になってきている。
【0003】図4はその一例を示す従来例であって、こ
の並列運転を行う電源回路10は、通常リダンタント
(Redundant)安定化電源回路と呼ばれている。
の並列運転を行う電源回路10は、通常リダンタント
(Redundant)安定化電源回路と呼ばれている。
【0004】図4において、端子11には交流電源(A
C100V)が接続され、これがACフィルタ12で混
入ノイズが除去されると共に、その後並列接続された一
対のコンバータ(本例ではAC−DCコンバータ)20
A,20Bに交流電源が与えられて安定化された所定値
の出力電圧が得られる。コンバータ20Aと20Bは均
等使用であって、それぞれの出力電流は電流加算器13
(実際には使用されていない)で電流加算されて負荷1
5に供給される。
C100V)が接続され、これがACフィルタ12で混
入ノイズが除去されると共に、その後並列接続された一
対のコンバータ(本例ではAC−DCコンバータ)20
A,20Bに交流電源が与えられて安定化された所定値
の出力電圧が得られる。コンバータ20Aと20Bは均
等使用であって、それぞれの出力電流は電流加算器13
(実際には使用されていない)で電流加算されて負荷1
5に供給される。
【0005】このように並列運転させておけば、片方の
出力電圧が瞬断しても別の出力電圧で補うことができる
から、交流電源が復帰するまでの僅かな時間でも、負荷
15に対する保証電圧を確保できる。
出力電圧が瞬断しても別の出力電圧で補うことができる
から、交流電源が復帰するまでの僅かな時間でも、負荷
15に対する保証電圧を確保できる。
【0006】コンバータ20A,20Bとしては高調波
を規制できると共に、力率を改善するために、通常図5
に示すように直列2段のコンバータ構成が採用されてい
る。その初段のコンバータ30はAC−DCコンバータ
であり、後段のコンバータ40はDC−DCコンバータ
が使用される。
を規制できると共に、力率を改善するために、通常図5
に示すように直列2段のコンバータ構成が採用されてい
る。その初段のコンバータ30はAC−DCコンバータ
であり、後段のコンバータ40はDC−DCコンバータ
が使用される。
【0007】そして、AC−DCコンバータ30の出力
電圧Vaが所定電圧まで上昇した段階でDC−DCコン
バータ40が動作するように、AC−DCコンバータ3
0ではイネーブル信号ENが生成され、このイネーブル
信号ENによってDC−DCコンバータ40のDC変換
動作が行われるようになされている。そのため、段間に
は充放電用コンデンサC1が接続され、蓄えられた出力
電圧VaをDC−DCコンバータ40に与えるようにし
ている。
電圧Vaが所定電圧まで上昇した段階でDC−DCコン
バータ40が動作するように、AC−DCコンバータ3
0ではイネーブル信号ENが生成され、このイネーブル
信号ENによってDC−DCコンバータ40のDC変換
動作が行われるようになされている。そのため、段間に
は充放電用コンデンサC1が接続され、蓄えられた出力
電圧VaをDC−DCコンバータ40に与えるようにし
ている。
【0008】AC−DCコンバータ30は高調波規制と
力率を改善するための回路構成となされている。図6は
その一例を示す系統図であって、同図はブーストアップ
コンバータとして構成されている。
力率を改善するための回路構成となされている。図6は
その一例を示す系統図であって、同図はブーストアップ
コンバータとして構成されている。
【0009】端子31に供給された交流電源は整流回路
32で全波整流され、その後ブースト回路33で高調波
出力が抑制されると共に力率改善がなされる。そのた
め、入力電圧Vとブースト回路33を流れる電流Iが制
御回路34に供給され、高周波制御信号Scでブースト
回路33のスイッチングトランジスタ(図示はしない)
が制御される。
32で全波整流され、その後ブースト回路33で高調波
出力が抑制されると共に力率改善がなされる。そのた
め、入力電圧Vとブースト回路33を流れる電流Iが制
御回路34に供給され、高周波制御信号Scでブースト
回路33のスイッチングトランジスタ(図示はしない)
が制御される。
【0010】ブーストされた出力電圧は整流平滑機能を
持った保護回路35を経て出力電圧Vaとなされる。こ
の出力電圧Vaは制御回路34にフィードバックされ
る。制御回路34では上述したイネーブル信号ENも同
時に生成される。
持った保護回路35を経て出力電圧Vaとなされる。こ
の出力電圧Vaは制御回路34にフィードバックされ
る。制御回路34では上述したイネーブル信号ENも同
時に生成される。
【0011】図6のようなAC−DCコンバータ30と
DC−DCコンバータ40を組み合わせた図5に示す安
定化電源回路20A(20B)の動作を図7以下を参照
して説明する。
DC−DCコンバータ40を組み合わせた図5に示す安
定化電源回路20A(20B)の動作を図7以下を参照
して説明する。
【0012】図7は電源立ち上げ時の動作であって、時
点t1で電源がオンされると第1の出力電圧Va(AC
−DCコンバータ30の出力電圧)が上昇し始める。こ
の電圧VaがコンデンサC1に蓄えられる。本例では出
力電圧Vaは250ボルトDCとなるように100ボル
トの交流電圧がコンバート(昇圧)される。
点t1で電源がオンされると第1の出力電圧Va(AC
−DCコンバータ30の出力電圧)が上昇し始める。こ
の電圧VaがコンデンサC1に蓄えられる。本例では出
力電圧Vaは250ボルトDCとなるように100ボル
トの交流電圧がコンバート(昇圧)される。
【0013】この出力電圧VaはDC−DCコンバータ
40の入力電圧となるが、このコンバータ40では安定
化された第2の出力電圧Vbが得られるように入力電圧
をダウンコンバートする。負荷15としてコンピュータ
装置に設けられたIC回路を示すと、第2の出力電圧V
bとしては5ボルトDC程度が適当である。
40の入力電圧となるが、このコンバータ40では安定
化された第2の出力電圧Vbが得られるように入力電圧
をダウンコンバートする。負荷15としてコンピュータ
装置に設けられたIC回路を示すと、第2の出力電圧V
bとしては5ボルトDC程度が適当である。
【0014】負荷15を安定駆動するための電圧(許容
電圧)は5ボルトに対して±5%程度であるが、説明の
都合上この±5%の数値を無視すると、DC−DCコン
バータ40で常に安定した第2の出力電圧Vbを得るに
は、ある値以上の入力電圧Vaでなければならない。こ
の保証電圧をVxとすれば、図5の場合180ボルト程
度までである。これ以上入力電圧Vaが低下すると安定
した第2の出力電圧Vbを保証できなくなる。
電圧)は5ボルトに対して±5%程度であるが、説明の
都合上この±5%の数値を無視すると、DC−DCコン
バータ40で常に安定した第2の出力電圧Vbを得るに
は、ある値以上の入力電圧Vaでなければならない。こ
の保証電圧をVxとすれば、図5の場合180ボルト程
度までである。これ以上入力電圧Vaが低下すると安定
した第2の出力電圧Vbを保証できなくなる。
【0015】そのため、その入力電圧VaがDC−DC
コンバータ40の保証電圧Vx以上になったとき始めて
コンバート動作が実行されるようにイネーブル信号EN
(図7B)が生成される。同図のように時点t2でイネ
ーブル信号ENが得られると、安定化された第2の出力
電圧Vbが得られる(図7C)。
コンバータ40の保証電圧Vx以上になったとき始めて
コンバート動作が実行されるようにイネーブル信号EN
(図7B)が生成される。同図のように時点t2でイネ
ーブル信号ENが得られると、安定化された第2の出力
電圧Vbが得られる(図7C)。
【0016】上述したコンデンサC1の働きで交流電源
が瞬断した場合でも出力電圧Vbはゼロにはならない。
したがってコンデンサC1は出力保持手段として機能す
る。通常この出力保持時間としては20msec程度とな
るようにコンデンサC1の容量が設定されている場合が
多い。出力保持時間以上の瞬断があると、第2の出力電
圧Vbはもはや保証範囲を超えた電圧値となってしま
う。
が瞬断した場合でも出力電圧Vbはゼロにはならない。
したがってコンデンサC1は出力保持手段として機能す
る。通常この出力保持時間としては20msec程度とな
るようにコンデンサC1の容量が設定されている場合が
多い。出力保持時間以上の瞬断があると、第2の出力電
圧Vbはもはや保証範囲を超えた電圧値となってしま
う。
【0017】図8はそのときの動作を示すもので、同図
A,Bに示すように出力保持時間Tbよりも長い時間T
aの間、交流電源が瞬断した例である。時点t3で交流
電源の瞬断が発生すると、その時点から第1の出力電圧
Vaが下がり始める。その時定数はほぼ出力電圧Vaと
コンデンサC1の値で決まる。
A,Bに示すように出力保持時間Tbよりも長い時間T
aの間、交流電源が瞬断した例である。時点t3で交流
電源の瞬断が発生すると、その時点から第1の出力電圧
Vaが下がり始める。その時定数はほぼ出力電圧Vaと
コンデンサC1の値で決まる。
【0018】第1の出力電圧Vaが保証電圧Vx以下に
なると(時点t4)、イネーブル信号ENがローレベル
となり(図8A〜C)、DC−DCコンバータ40の動
作が停止し、第2の出力電圧Vbは時点t4からゼロと
なる(図8D)。その後交流電源が復帰し(時点t
5)、AC−DCコンバータ30への入力電圧がAC1
00ボルトに戻り、第1の出力電圧Vaが保証電圧Vx
を超えると第2の出力電圧Vbも元の電圧に復帰する
(時点t6)。
なると(時点t4)、イネーブル信号ENがローレベル
となり(図8A〜C)、DC−DCコンバータ40の動
作が停止し、第2の出力電圧Vbは時点t4からゼロと
なる(図8D)。その後交流電源が復帰し(時点t
5)、AC−DCコンバータ30への入力電圧がAC1
00ボルトに戻り、第1の出力電圧Vaが保証電圧Vx
を超えると第2の出力電圧Vbも元の電圧に復帰する
(時点t6)。
【0019】このような瞬断状態のときのコンデンサC
1に対する充電電流I1に注目すると、図8Eのように
瞬断開始と同時にコンデンサC1への充電が停止して放
電状態となり、瞬断が止まるとコンデンサC1への充電
が再開される。上述したようにそのときの充電電流(シ
ョート電流若しくは突入電流)I1′は、瞬断停止時の
出力電圧VaとコンデンサC1の容量でほぼ決まる。し
たがって充電電流は比較的大きな値となるが、このよう
な充電電流I1′が流れたときでもAC−DCコンバー
タ30の構成素子が破壊されるおそれのある電流Imax
を超えないように出力電圧VaやコンデンサC1の容量
が選ばれている。
1に対する充電電流I1に注目すると、図8Eのように
瞬断開始と同時にコンデンサC1への充電が停止して放
電状態となり、瞬断が止まるとコンデンサC1への充電
が再開される。上述したようにそのときの充電電流(シ
ョート電流若しくは突入電流)I1′は、瞬断停止時の
出力電圧VaとコンデンサC1の容量でほぼ決まる。し
たがって充電電流は比較的大きな値となるが、このよう
な充電電流I1′が流れたときでもAC−DCコンバー
タ30の構成素子が破壊されるおそれのある電流Imax
を超えないように出力電圧VaやコンデンサC1の容量
が選ばれている。
【0020】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した電
源回路をコンピュータ装置の電源として使用する場合に
は僅かな電源瞬断でもデータの破壊につながるので許さ
れない。図5に示すコンピュータ20A,20Bを用い
た電源回路10では最大瞬断許容時間は大凡20msec
であるから、本来ならこの最大瞬断許容時間は2倍以上
であった方が好ましい。
源回路をコンピュータ装置の電源として使用する場合に
は僅かな電源瞬断でもデータの破壊につながるので許さ
れない。図5に示すコンピュータ20A,20Bを用い
た電源回路10では最大瞬断許容時間は大凡20msec
であるから、本来ならこの最大瞬断許容時間は2倍以上
であった方が好ましい。
【0021】そうするためにはコンデンサC1の容量を
最大瞬断許容時間に見合って大きな値とすればよい。例
えば最大瞬断許容時間を50msec(=Ta′)とした
ときには、その容量(C1とする)をC1×2.5とす
ればよい。
最大瞬断許容時間に見合って大きな値とすればよい。例
えば最大瞬断許容時間を50msec(=Ta′)とした
ときには、その容量(C1とする)をC1×2.5とす
ればよい。
【0022】そうした場合には図9A〜Cに示すように
瞬断時間Taが、最大瞬断許容時間Ta′以内であると
きには、第2の出力電圧Vbの瞬断は発生しない(同図
D)。その反面、時点t8として示す瞬断復帰時にコン
デンサC1を流れる充電電流I1′も大きくなる。単純
にコンデンサC1の容量が2.5倍になるのでその充電
電流I1′の値も図8Eの2.5倍以上になる。その結
果、AC−DCコンバータ20Aの構成素子を破壊する
おそれがある電流Imaxを遥かに超え(同図E)、AC
−DCコンバータ20Aの破壊につながる。
瞬断時間Taが、最大瞬断許容時間Ta′以内であると
きには、第2の出力電圧Vbの瞬断は発生しない(同図
D)。その反面、時点t8として示す瞬断復帰時にコン
デンサC1を流れる充電電流I1′も大きくなる。単純
にコンデンサC1の容量が2.5倍になるのでその充電
電流I1′の値も図8Eの2.5倍以上になる。その結
果、AC−DCコンバータ20Aの構成素子を破壊する
おそれがある電流Imaxを遥かに超え(同図E)、AC
−DCコンバータ20Aの破壊につながる。
【0023】このような素子破壊はコンバータの構成が
AC−DCコンバータ以外でも発生することは容易に理
解できる。もちろん並列運転構成ではなく、コンバータ
1個の電源回路でも発生する。
AC−DCコンバータ以外でも発生することは容易に理
解できる。もちろん並列運転構成ではなく、コンバータ
1個の電源回路でも発生する。
【0024】そこで、この発明はこのような従来の課題
を解決したものであって、最大瞬断許容時間を従来より
も長くすると共に、そのときに発生する充電電流値を十
分抑圧できるような安定化電源回路を提案するものであ
る。
を解決したものであって、最大瞬断許容時間を従来より
も長くすると共に、そのときに発生する充電電流値を十
分抑圧できるような安定化電源回路を提案するものであ
る。
【0025】
【課題を解決するための手段】上述の課題を解決するた
め、この発明に係る安定化電源回路では、AC−DCコ
ンバータの出力段に出力保持回路が接続され、この出力
保持回路は充放電時間の異なる2つの充放電回路で構成
され、入力電圧が瞬断したとき上記充電時間の速い第1
の充放電回路によって、出力電圧が規定以上に保持され
ると共に、出力電圧が低下したときには充電時間の遅い
第2の充放電回路によって規定以上の出力電圧が保持さ
れるようになされたことを特徴とする。
め、この発明に係る安定化電源回路では、AC−DCコ
ンバータの出力段に出力保持回路が接続され、この出力
保持回路は充放電時間の異なる2つの充放電回路で構成
され、入力電圧が瞬断したとき上記充電時間の速い第1
の充放電回路によって、出力電圧が規定以上に保持され
ると共に、出力電圧が低下したときには充電時間の遅い
第2の充放電回路によって規定以上の出力電圧が保持さ
れるようになされたことを特徴とする。
【0026】この発明では、瞬断が発生すると第1のコ
ンデンサC1が放電を開始し、ダイオードDの順方向降
下電圧VFまで第1の出力電圧Vaが低下すると、今度
は第2のコンデンサC2が放電を開始するから、第2の
コンデンサC2による放電を行うことによって瞬断開始
から保証電圧Vx以下になるまでの時間が長くなる。こ
れによって第1のコンデンサC1だけの場合よりも出力
保持時間が長くなり、最大瞬断許容時間が伸びる。
ンデンサC1が放電を開始し、ダイオードDの順方向降
下電圧VFまで第1の出力電圧Vaが低下すると、今度
は第2のコンデンサC2が放電を開始するから、第2の
コンデンサC2による放電を行うことによって瞬断開始
から保証電圧Vx以下になるまでの時間が長くなる。こ
れによって第1のコンデンサC1だけの場合よりも出力
保持時間が長くなり、最大瞬断許容時間が伸びる。
【0027】一方、充電時の瞬時インピーダンスは、第
1の充放電回路の方が第2の充放電回路よりも遥かに小
さいので、充電時には最初に第1のコンデンサC1が充
電され、これよりも遅れて第2のコンデンサC2が充電
される。
1の充放電回路の方が第2の充放電回路よりも遥かに小
さいので、充電時には最初に第1のコンデンサC1が充
電され、これよりも遅れて第2のコンデンサC2が充電
される。
【0028】放電容量は(C1+C2)となり、第1の
コンデンサC1の値を大きくする必要がなくなるから、
瞬断復帰時の充電電流I1′の値は従来よりも僅かに大
きくなるだけで、前段のコンバータの素子を破壊するよ
うなことはない。
コンデンサC1の値を大きくする必要がなくなるから、
瞬断復帰時の充電電流I1′の値は従来よりも僅かに大
きくなるだけで、前段のコンバータの素子を破壊するよ
うなことはない。
【0029】
【発明の実施の形態】続いて、この発明に係る安定化電
源回路の一実施形態を図面を参照して詳細に説明する。
源回路の一実施形態を図面を参照して詳細に説明する。
【0030】図1に示す実施態様は、図4に示した並列
運転されるリダンダント電源回路に適用した場合であ
り、また1つのコンバータ20A,20Bはそれぞれ図
5に示すような高調波規制と力率を改善する回路構成が
採用され、縦続接続された一対のコンバータ30,40
を有するものに適用した場合である。
運転されるリダンダント電源回路に適用した場合であ
り、また1つのコンバータ20A,20Bはそれぞれ図
5に示すような高調波規制と力率を改善する回路構成が
採用され、縦続接続された一対のコンバータ30,40
を有するものに適用した場合である。
【0031】したがってこの発明の一実施態様において
も、図1に示すようにAC−DCコンバータ30とDC
−DCコンバータ40との間には出力保持回路50が設
けられる。この出力保持回路50は第1の充放電回路5
0Aと第2の充放電回路50Bとで構成されている。
も、図1に示すようにAC−DCコンバータ30とDC
−DCコンバータ40との間には出力保持回路50が設
けられる。この出力保持回路50は第1の充放電回路5
0Aと第2の充放電回路50Bとで構成されている。
【0032】第1の充放電回路50Aは従来と同じく充
放電用のコンデンサC1で構成され、第2の充放電回路
50Bはこの第1の充放電回路50Aと並列接続され、
図のように抵抗器Rと第2のコンデンサC2の直列回路
を有すると共に、抵抗器Rの両端には放電タイミングを
制御するダイオードDが第1のコンデンサC1に対して
逆極性となるように接続されて構成される。
放電用のコンデンサC1で構成され、第2の充放電回路
50Bはこの第1の充放電回路50Aと並列接続され、
図のように抵抗器Rと第2のコンデンサC2の直列回路
を有すると共に、抵抗器Rの両端には放電タイミングを
制御するダイオードDが第1のコンデンサC1に対して
逆極性となるように接続されて構成される。
【0033】上述した最大瞬断許容時間を例えば従来の
2.5倍に設定したとすると、第1のコンデンサC1の
値は従来と同じ値(例えば470μF)である。第2の
コンデンサC2の値も第1のコンデンサC1よりも小さ
な値に選ばれると共に抵抗器Rの値は数100Ωに選ば
れる。
2.5倍に設定したとすると、第1のコンデンサC1の
値は従来と同じ値(例えば470μF)である。第2の
コンデンサC2の値も第1のコンデンサC1よりも小さ
な値に選ばれると共に抵抗器Rの値は数100Ωに選ば
れる。
【0034】図1のように構成された安定化電源回路1
0の動作を図2を参照して説明すると、交流電源の瞬断
が図2の時点t3からt4までとし、その時間間隔Ta
が最大瞬断許容時間Tb′以下であるときには、瞬断が
復帰する時点t4での第1の出力電圧Vaは保証電圧V
x以下とはならない(図2A,B)。そのため、DC−
DCコンバータ40は安定に動作し(同図C)、安定化
された第2の出力電圧Vbが負荷15に印加され、デー
タの破壊などを惹起することはない。
0の動作を図2を参照して説明すると、交流電源の瞬断
が図2の時点t3からt4までとし、その時間間隔Ta
が最大瞬断許容時間Tb′以下であるときには、瞬断が
復帰する時点t4での第1の出力電圧Vaは保証電圧V
x以下とはならない(図2A,B)。そのため、DC−
DCコンバータ40は安定に動作し(同図C)、安定化
された第2の出力電圧Vbが負荷15に印加され、デー
タの破壊などを惹起することはない。
【0035】これは次のように説明することができる。
第1と第2のコンデンサC1,C2を上述したように選
んだときには、両コンデンサの端子電圧は第1のコンデ
ンサC1側が高い。そのため、時点t3で瞬断が発生す
ると第1のコンデンサC1が放電を開始し、ダイオード
Dの順方向降下電圧VFまで第1の出力電圧Vaが低下
すると、今度は第2のコンデンサC2が放電を開始する
から、第2のコンデンサC2による放電を行うことによ
って瞬断開始から保証電圧Vx以下になるまでの時間が
長くなる。これによって第1のコンデンサC1だけの場
合よりも出力保持時間が長くなり、最大瞬断許容時間が
伸びる。
第1と第2のコンデンサC1,C2を上述したように選
んだときには、両コンデンサの端子電圧は第1のコンデ
ンサC1側が高い。そのため、時点t3で瞬断が発生す
ると第1のコンデンサC1が放電を開始し、ダイオード
Dの順方向降下電圧VFまで第1の出力電圧Vaが低下
すると、今度は第2のコンデンサC2が放電を開始する
から、第2のコンデンサC2による放電を行うことによ
って瞬断開始から保証電圧Vx以下になるまでの時間が
長くなる。これによって第1のコンデンサC1だけの場
合よりも出力保持時間が長くなり、最大瞬断許容時間が
伸びる。
【0036】このように放電容量が(C1+C2)とな
るから、最大瞬断許容時間を長くするために第1のコン
デンサC1の容量を大きくする必要はない。
るから、最大瞬断許容時間を長くするために第1のコン
デンサC1の容量を大きくする必要はない。
【0037】一方、充電時の瞬時インピーダンスは、抵
抗器Rの関係で第1の充放電回路50Aの方が第2の充
放電回路50Bよりも遥かに小さい。第1のコンデンサ
C1の瞬時インピーダンスは数mΩである。その結果、
充電時には最初に第1のコンデンサC1が充電され、こ
れよりも遅れて第2のコンデンサC2が充電される。
抗器Rの関係で第1の充放電回路50Aの方が第2の充
放電回路50Bよりも遥かに小さい。第1のコンデンサ
C1の瞬時インピーダンスは数mΩである。その結果、
充電時には最初に第1のコンデンサC1が充電され、こ
れよりも遅れて第2のコンデンサC2が充電される。
【0038】第1のコンデンサC1の値は従来と同じ値
を採用できるから、時点t4での瞬断復帰時の充電電流
I1′の値は図2Eに示すように従来よりも僅かに大き
くなるだけである。
を採用できるから、時点t4での瞬断復帰時の充電電流
I1′の値は図2Eに示すように従来よりも僅かに大き
くなるだけである。
【0039】これは、時点t4での第1の出力電圧Va
は保証電圧Vxよりも高い値となっているからで、コン
デンサC1の値が同じでも従来例として示す図8E(V
a<Vx)よりも僅かに大きな充電電流が流れることに
なる。この程度の充電電流では前段のコンバータ30の
素子を破壊するようなことはない。
は保証電圧Vxよりも高い値となっているからで、コン
デンサC1の値が同じでも従来例として示す図8E(V
a<Vx)よりも僅かに大きな充電電流が流れることに
なる。この程度の充電電流では前段のコンバータ30の
素子を破壊するようなことはない。
【0040】このように図1のように出力保持回路50
を構成することによって瞬断復帰時の充電電流を大きく
することなく最大瞬断許容時間を従来よりも大幅に伸ば
すことができる。
を構成することによって瞬断復帰時の充電電流を大きく
することなく最大瞬断許容時間を従来よりも大幅に伸ば
すことができる。
【0041】図3はこの発明の他の実施態様を示すもの
で、図1と同一部分の説明は割愛する。
で、図1と同一部分の説明は割愛する。
【0042】この実施態様では、第1と第2の充放電回
路50A,50Bとで出力保持回路50が構成される
も、第2の充放電回路50Bは図のようにダイオード
D、抵抗器R、第2のコンデンサC3がこの順序で直列
接続され、ダイオードDにはAC−DCコンバータ30
で発生させた第3の出力電圧Vcが印加される。そし
て、抵抗器RとコンデンサC3の接続中点とDC−DC
コンバータ40の入力端との間にスイッチ52が設けら
れて第2の充放電回路50Bが構成される。
路50A,50Bとで出力保持回路50が構成される
も、第2の充放電回路50Bは図のようにダイオード
D、抵抗器R、第2のコンデンサC3がこの順序で直列
接続され、ダイオードDにはAC−DCコンバータ30
で発生させた第3の出力電圧Vcが印加される。そし
て、抵抗器RとコンデンサC3の接続中点とDC−DC
コンバータ40の入力端との間にスイッチ52が設けら
れて第2の充放電回路50Bが構成される。
【0043】第3の出力電圧Vcは、ブースト回路33
に設けられたトランス(図示はしない)の補助巻線を利
用して発生させることができる。この出力電圧Vcとし
て、 Vc=2Va のように選らんだときには、コンデンサC3の値を、 C3=C1/2 のように選ぶことができる。
に設けられたトランス(図示はしない)の補助巻線を利
用して発生させることができる。この出力電圧Vcとし
て、 Vc=2Va のように選らんだときには、コンデンサC3の値を、 C3=C1/2 のように選ぶことができる。
【0044】このように構成した場合、瞬断が起き、第
1の出力電圧Vaが例えば保証電圧Vx近くまで降下し
たときにスイッチ52をオンさせれば、今度は第2のコ
ンデンサC3の充電電圧がDC−DCコンバータ40の
入力電圧として印加されるようになる。このときの放電
時定数は電圧VcとコンデンサC3の値で決まるから、
上述したような関係に選んであるときには、第1のコン
デンサC1とほぼ同じような放電特性となる。その結
果、最大瞬断許容時間を従来のほぼ2倍まで伸ばすこと
ができる。
1の出力電圧Vaが例えば保証電圧Vx近くまで降下し
たときにスイッチ52をオンさせれば、今度は第2のコ
ンデンサC3の充電電圧がDC−DCコンバータ40の
入力電圧として印加されるようになる。このときの放電
時定数は電圧VcとコンデンサC3の値で決まるから、
上述したような関係に選んであるときには、第1のコン
デンサC1とほぼ同じような放電特性となる。その結
果、最大瞬断許容時間を従来のほぼ2倍まで伸ばすこと
ができる。
【0045】上述した実施態様は図4に示す並列運転の
電源回路であって、図5のように一対のコンバータを有
するものに適用した。この発明はこれに限らず単一のA
C−DCコンバータで構成された電源回路であって並列
運転構成のものにも、AC−DCコンバータで構成され
た単一電源回路にも適用できる。
電源回路であって、図5のように一対のコンバータを有
するものに適用した。この発明はこれに限らず単一のA
C−DCコンバータで構成された電源回路であって並列
運転構成のものにも、AC−DCコンバータで構成され
た単一電源回路にも適用できる。
【0046】
【発明の効果】以上説明したようにこの発明では、入力
電圧が瞬断したとき上記充電時間の速い第1の充放電回
路によって、出力電圧が規定以上に保持されると共に、
出力電圧が低下したときには充電時間の遅い第2の充放
電回路によって規定以上の出力電圧が保持されるように
したもである。
電圧が瞬断したとき上記充電時間の速い第1の充放電回
路によって、出力電圧が規定以上に保持されると共に、
出力電圧が低下したときには充電時間の遅い第2の充放
電回路によって規定以上の出力電圧が保持されるように
したもである。
【0047】これによれば、瞬断復帰時の充電電流を大
きくすることなく最大瞬断許容時間を従来よりも大幅に
伸ばすことができる。したがってこの発明はコンピュー
タ装置などの電源回路に適用して極めて好適である。
きくすることなく最大瞬断許容時間を従来よりも大幅に
伸ばすことができる。したがってこの発明はコンピュー
タ装置などの電源回路に適用して極めて好適である。
【図1】この発明に係る安定化電源回路の一実施態様を
示す要部の系統図である。
示す要部の系統図である。
【図2】その動作説明図である。
【図3】この発明に係る安定化電源回路の他の実施態様
を示す要部の系統図である。
を示す要部の系統図である。
【図4】従来の並列運転構成の安定化電源回路の系統図
である。
である。
【図5】それに使用されるコンバータの系統図である。
【図6】AC−DCコンバータの具体例を示す系統図で
ある。
ある。
【図7】動作説明の波形図である。
【図8】動作説明の波形図である。
【図9】動作説明の波形図である。
10・・・安定化電源回路、20A,20B・・・コン
バータ、30・・・AC−DCコンバータ、40・・・
DC−DCコンバータ、50・・・出力保持回路、50
A,50B・・・充放電回路、C1,C2,C3・・・
充放電コンデンサ
バータ、30・・・AC−DCコンバータ、40・・・
DC−DCコンバータ、50・・・出力保持回路、50
A,50B・・・充放電回路、C1,C2,C3・・・
充放電コンデンサ
Claims (5)
- 【請求項1】 AC−DCコンバータの出力段に出力保
持回路が接続され、 この出力保持回路は充放電時間の異なる2つの充放電回
路で構成され、 入力電圧が瞬断したとき上記充電時間の速い第1の充放
電回路によって、出力電圧が規定以上に保持されると共
に、 出力電圧が低下したときには充電時間の遅い第2の充放
電回路によって規定以上の出力電圧が保持されるように
なされたことを特徴とする安定化電源回路。 - 【請求項2】 上記第1の充放電回路はコンデンサで構
成され、第2の充放電回路はコンデンサと抵抗器の直列
回路に対して、放電タイミングを制御するダイオードが
接続されて構成されたことを特徴とする請求項1記載の
安定化電源回路。 - 【請求項3】 上記第2の充放電回路は、コンデンサと
抵抗器とダイオードの直列回路で構成され、 そのコンデンサは上記第1の充放電回路を構成するコン
デンサよりも小容量のコンデンサが使用されると共に、 上記第1の充放電回路に印加される電圧よりも高い電圧
で充電されるようになされたことを特徴とする請求項1
記載の安定化電源回路。 - 【請求項4】 AC−DCコンバータの後段にDCコン
バータが接続され、 上記AC−DCコンバータは高調波を規制すると共に、
力率を改善する回路構成となされたことを特徴とする請
求項1記載の安定化電源回路。 - 【請求項5】 交流電源に対してAC−DCコンバータ
が並列接続されて共通の負荷を駆動するようになされる
と共に、 一対のAC−DCコンバータが並列運転されれるように
なされ、 そのそれぞれに上記出力保持回路が接続されたことを特
徴とする請求項1記載の安定化電源回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP8160062A JPH1014134A (ja) | 1996-06-20 | 1996-06-20 | 安定化電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP8160062A JPH1014134A (ja) | 1996-06-20 | 1996-06-20 | 安定化電源回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH1014134A true JPH1014134A (ja) | 1998-01-16 |
Family
ID=15707083
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP8160062A Pending JPH1014134A (ja) | 1996-06-20 | 1996-06-20 | 安定化電源回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH1014134A (ja) |
Cited By (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2006051843A1 (ja) * | 2004-11-12 | 2006-05-18 | Shinji Kudo | 電源装置 |
CN1300911C (zh) * | 2002-12-05 | 2007-02-14 | 华为技术有限公司 | 抗直流电源电压跌落的电路 |
JP2007053853A (ja) * | 2005-08-18 | 2007-03-01 | Fuji Electric Holdings Co Ltd | 瞬低バックアップ装置 |
JP2010193590A (ja) * | 2009-02-17 | 2010-09-02 | Nec Computertechno Ltd | 電源瞬断対策回路、スイッチング電源装置、及び、コンデンサ充電制御方法 |
JP5478762B1 (ja) * | 2013-09-12 | 2014-04-23 | サンエー電機株式会社 | Led点灯用電源装置 |
JP2016194878A (ja) * | 2015-04-01 | 2016-11-17 | 富士電機株式会社 | 電源制御装置 |
WO2017149702A1 (ja) * | 2016-03-02 | 2017-09-08 | 株式会社東芝 | 電力変換装置 |
-
1996
- 1996-06-20 JP JP8160062A patent/JPH1014134A/ja active Pending
Cited By (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN1300911C (zh) * | 2002-12-05 | 2007-02-14 | 华为技术有限公司 | 抗直流电源电压跌落的电路 |
WO2006051843A1 (ja) * | 2004-11-12 | 2006-05-18 | Shinji Kudo | 電源装置 |
JP2007053853A (ja) * | 2005-08-18 | 2007-03-01 | Fuji Electric Holdings Co Ltd | 瞬低バックアップ装置 |
JP2010193590A (ja) * | 2009-02-17 | 2010-09-02 | Nec Computertechno Ltd | 電源瞬断対策回路、スイッチング電源装置、及び、コンデンサ充電制御方法 |
JP5478762B1 (ja) * | 2013-09-12 | 2014-04-23 | サンエー電機株式会社 | Led点灯用電源装置 |
JP2016194878A (ja) * | 2015-04-01 | 2016-11-17 | 富士電機株式会社 | 電源制御装置 |
WO2017149702A1 (ja) * | 2016-03-02 | 2017-09-08 | 株式会社東芝 | 電力変換装置 |
JPWO2017149702A1 (ja) * | 2016-03-02 | 2018-06-14 | 株式会社東芝 | 電力変換装置 |
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