JPH1014134A - 安定化電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】瞬断復帰時の充電電流を大きくすることなく最
大瞬断許容時間を大幅に伸ばせるようにする。 【解決手段】出力保持回路５０は充放電時間の異なる２
つの充放電回路５０Ａ，５０Ｂで構成される。瞬断が発
生するとコンデンサＣ１が放電を開始し、ダイオードＤ
の順方向降下電圧ＶＦまで出力電圧Ｖａが低下すると、
今度はコンデンサＣ２が放電を開始する。コンデンサＣ
２による放電を行うことによって瞬断開始から保証電圧
Ｖｘ以下になるまでの時間が長くなり、コンデンサＣ１
だけの場合よりも出力保持時間が長く、最大瞬断許容時
間が伸びる。充電時の瞬時インピーダンスは、第１の充
放電回路の方が第２の充放電回路よりも遥かに小さいの
で、充電時には最初にコンデンサＣ１が充電される。瞬
断復帰時の充電電流の値は従来よりも僅かに大きいだけ
なので前段のコンバータの素子は破壊されない。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、コンピュータ装
置などに適用できる安定化電源回路に関する。詳しく
は、ＡＣ−ＤＣコンバータの出力段に接続される出力保
持回路の出力保持時間を長くして交流瞬断による電源瞬
断を回避すると共に、出力保持回路に設けられた充放電
コンデンサへの充電電流を制限して、この充電電流によ
るＡＣ−ＤＣコンバータの破壊を防止できるようにした
ものである。

【０００２】

【従来の技術】コンピュータ装置などでは、これに供給
される交流電源が瞬断したときでも、コンピュータ装置
の駆動電圧が規定値以上の電圧となっているように、最
近では並列運転を行う安定化電源回路が使用されるよう
になってきている。

【０００３】図４はその一例を示す従来例であって、こ
の並列運転を行う電源回路１０は、通常リダンタント
（Redundant）安定化電源回路と呼ばれている。

【０００４】図４において、端子１１には交流電源（Ａ
Ｃ１００Ｖ）が接続され、これがＡＣフィルタ１２で混
入ノイズが除去されると共に、その後並列接続された一
対のコンバータ（本例ではＡＣ−ＤＣコンバータ）２０
Ａ，２０Ｂに交流電源が与えられて安定化された所定値
の出力電圧が得られる。コンバータ２０Ａと２０Ｂは均
等使用であって、それぞれの出力電流は電流加算器１３
（実際には使用されていない）で電流加算されて負荷１
５に供給される。

【０００５】このように並列運転させておけば、片方の
出力電圧が瞬断しても別の出力電圧で補うことができる
から、交流電源が復帰するまでの僅かな時間でも、負荷
１５に対する保証電圧を確保できる。

【０００６】コンバータ２０Ａ，２０Ｂとしては高調波
を規制できると共に、力率を改善するために、通常図５
に示すように直列２段のコンバータ構成が採用されてい
る。その初段のコンバータ３０はＡＣ−ＤＣコンバータ
であり、後段のコンバータ４０はＤＣ−ＤＣコンバータ
が使用される。

【０００７】そして、ＡＣ−ＤＣコンバータ３０の出力
電圧Ｖａが所定電圧まで上昇した段階でＤＣ−ＤＣコン
バータ４０が動作するように、ＡＣ−ＤＣコンバータ３
０ではイネーブル信号ＥＮが生成され、このイネーブル
信号ＥＮによってＤＣ−ＤＣコンバータ４０のＤＣ変換
動作が行われるようになされている。そのため、段間に
は充放電用コンデンサＣ１が接続され、蓄えられた出力
電圧ＶａをＤＣ−ＤＣコンバータ４０に与えるようにし
ている。

【０００８】ＡＣ−ＤＣコンバータ３０は高調波規制と
力率を改善するための回路構成となされている。図６は
その一例を示す系統図であって、同図はブーストアップ
コンバータとして構成されている。

【０００９】端子３１に供給された交流電源は整流回路
３２で全波整流され、その後ブースト回路３３で高調波
出力が抑制されると共に力率改善がなされる。そのた
め、入力電圧Ｖとブースト回路３３を流れる電流Ｉが制
御回路３４に供給され、高周波制御信号Ｓｃでブースト
回路３３のスイッチングトランジスタ（図示はしない）
が制御される。

【００１０】ブーストされた出力電圧は整流平滑機能を
持った保護回路３５を経て出力電圧Ｖａとなされる。こ
の出力電圧Ｖａは制御回路３４にフィードバックされ
る。制御回路３４では上述したイネーブル信号ＥＮも同
時に生成される。

【００１１】図６のようなＡＣ−ＤＣコンバータ３０と
ＤＣ−ＤＣコンバータ４０を組み合わせた図５に示す安
定化電源回路２０Ａ（２０Ｂ）の動作を図７以下を参照
して説明する。

【００１２】図７は電源立ち上げ時の動作であって、時
点ｔ１で電源がオンされると第１の出力電圧Ｖａ（ＡＣ
−ＤＣコンバータ３０の出力電圧）が上昇し始める。こ
の電圧ＶａがコンデンサＣ１に蓄えられる。本例では出
力電圧Ｖａは２５０ボルトＤＣとなるように１００ボル
トの交流電圧がコンバート（昇圧）される。

【００１３】この出力電圧ＶａはＤＣ−ＤＣコンバータ
４０の入力電圧となるが、このコンバータ４０では安定
化された第２の出力電圧Ｖｂが得られるように入力電圧
をダウンコンバートする。負荷１５としてコンピュータ
装置に設けられたＩＣ回路を示すと、第２の出力電圧Ｖ
ｂとしては５ボルトＤＣ程度が適当である。

【００１４】負荷１５を安定駆動するための電圧（許容
電圧）は５ボルトに対して±５％程度であるが、説明の
都合上この±５％の数値を無視すると、ＤＣ−ＤＣコン
バータ４０で常に安定した第２の出力電圧Ｖｂを得るに
は、ある値以上の入力電圧Ｖａでなければならない。こ
の保証電圧をＶｘとすれば、図５の場合１８０ボルト程
度までである。これ以上入力電圧Ｖａが低下すると安定
した第２の出力電圧Ｖｂを保証できなくなる。

【００１５】そのため、その入力電圧ＶａがＤＣ−ＤＣ
コンバータ４０の保証電圧Ｖｘ以上になったとき始めて
コンバート動作が実行されるようにイネーブル信号ＥＮ
（図７Ｂ）が生成される。同図のように時点ｔ２でイネ
ーブル信号ＥＮが得られると、安定化された第２の出力
電圧Ｖｂが得られる（図７Ｃ）。

【００１６】上述したコンデンサＣ１の働きで交流電源
が瞬断した場合でも出力電圧Ｖｂはゼロにはならない。
したがってコンデンサＣ１は出力保持手段として機能す
る。通常この出力保持時間としては２０ｍsec程度とな
るようにコンデンサＣ１の容量が設定されている場合が
多い。出力保持時間以上の瞬断があると、第２の出力電
圧Ｖｂはもはや保証範囲を超えた電圧値となってしま
う。

【００１７】図８はそのときの動作を示すもので、同図
Ａ，Ｂに示すように出力保持時間Ｔｂよりも長い時間Ｔ
ａの間、交流電源が瞬断した例である。時点ｔ３で交流
電源の瞬断が発生すると、その時点から第１の出力電圧
Ｖａが下がり始める。その時定数はほぼ出力電圧Ｖａと
コンデンサＣ１の値で決まる。

【００１８】第１の出力電圧Ｖａが保証電圧Ｖｘ以下に
なると（時点ｔ４）、イネーブル信号ＥＮがローレベル
となり（図８Ａ〜Ｃ）、ＤＣ−ＤＣコンバータ４０の動
作が停止し、第２の出力電圧Ｖｂは時点ｔ４からゼロと
なる（図８Ｄ）。その後交流電源が復帰し（時点ｔ
５）、ＡＣ−ＤＣコンバータ３０への入力電圧がＡＣ１
００ボルトに戻り、第１の出力電圧Ｖａが保証電圧Ｖｘ
を超えると第２の出力電圧Ｖｂも元の電圧に復帰する
（時点ｔ６）。

【００１９】このような瞬断状態のときのコンデンサＣ
１に対する充電電流Ｉ１に注目すると、図８Ｅのように
瞬断開始と同時にコンデンサＣ１への充電が停止して放
電状態となり、瞬断が止まるとコンデンサＣ１への充電
が再開される。上述したようにそのときの充電電流（シ
ョート電流若しくは突入電流）Ｉ１′は、瞬断停止時の
出力電圧ＶａとコンデンサＣ１の容量でほぼ決まる。し
たがって充電電流は比較的大きな値となるが、このよう
な充電電流Ｉ１′が流れたときでもＡＣ−ＤＣコンバー
タ３０の構成素子が破壊されるおそれのある電流Ｉmax
を超えないように出力電圧ＶａやコンデンサＣ１の容量
が選ばれている。

【００２０】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した電
源回路をコンピュータ装置の電源として使用する場合に
は僅かな電源瞬断でもデータの破壊につながるので許さ
れない。図５に示すコンピュータ２０Ａ，２０Ｂを用い
た電源回路１０では最大瞬断許容時間は大凡２０ｍsec
であるから、本来ならこの最大瞬断許容時間は２倍以上
であった方が好ましい。

【００２１】そうするためにはコンデンサＣ１の容量を
最大瞬断許容時間に見合って大きな値とすればよい。例
えば最大瞬断許容時間を５０ｍsec（＝Ｔａ′）とした
ときには、その容量（Ｃ１とする）をＣ１×２．５とす
ればよい。

【００２２】そうした場合には図９Ａ〜Ｃに示すように
瞬断時間Ｔａが、最大瞬断許容時間Ｔａ′以内であると
きには、第２の出力電圧Ｖｂの瞬断は発生しない（同図
Ｄ）。その反面、時点ｔ８として示す瞬断復帰時にコン
デンサＣ１を流れる充電電流Ｉ１′も大きくなる。単純
にコンデンサＣ１の容量が２．５倍になるのでその充電
電流Ｉ１′の値も図８Ｅの２．５倍以上になる。その結
果、ＡＣ−ＤＣコンバータ２０Ａの構成素子を破壊する
おそれがある電流Ｉmaxを遥かに超え（同図Ｅ）、ＡＣ
−ＤＣコンバータ２０Ａの破壊につながる。

【００２３】このような素子破壊はコンバータの構成が
ＡＣ−ＤＣコンバータ以外でも発生することは容易に理
解できる。もちろん並列運転構成ではなく、コンバータ
１個の電源回路でも発生する。

【００２４】そこで、この発明はこのような従来の課題
を解決したものであって、最大瞬断許容時間を従来より
も長くすると共に、そのときに発生する充電電流値を十
分抑圧できるような安定化電源回路を提案するものであ
る。

【００２５】

【課題を解決するための手段】上述の課題を解決するた
め、この発明に係る安定化電源回路では、ＡＣ−ＤＣコ
ンバータの出力段に出力保持回路が接続され、この出力
保持回路は充放電時間の異なる２つの充放電回路で構成
され、入力電圧が瞬断したとき上記充電時間の速い第１
の充放電回路によって、出力電圧が規定以上に保持され
ると共に、出力電圧が低下したときには充電時間の遅い
第２の充放電回路によって規定以上の出力電圧が保持さ
れるようになされたことを特徴とする。

【００２６】この発明では、瞬断が発生すると第１のコ
ンデンサＣ１が放電を開始し、ダイオードＤの順方向降
下電圧ＶＦまで第１の出力電圧Ｖａが低下すると、今度
は第２のコンデンサＣ２が放電を開始するから、第２の
コンデンサＣ２による放電を行うことによって瞬断開始
から保証電圧Ｖｘ以下になるまでの時間が長くなる。こ
れによって第１のコンデンサＣ１だけの場合よりも出力
保持時間が長くなり、最大瞬断許容時間が伸びる。

【００２７】一方、充電時の瞬時インピーダンスは、第
１の充放電回路の方が第２の充放電回路よりも遥かに小
さいので、充電時には最初に第１のコンデンサＣ１が充
電され、これよりも遅れて第２のコンデンサＣ２が充電
される。

【００２８】放電容量は（Ｃ１＋Ｃ２）となり、第１の
コンデンサＣ１の値を大きくする必要がなくなるから、
瞬断復帰時の充電電流Ｉ１′の値は従来よりも僅かに大
きくなるだけで、前段のコンバータの素子を破壊するよ
うなことはない。

【００２９】

【発明の実施の形態】続いて、この発明に係る安定化電
源回路の一実施形態を図面を参照して詳細に説明する。

【００３０】図１に示す実施態様は、図４に示した並列
運転されるリダンダント電源回路に適用した場合であ
り、また１つのコンバータ２０Ａ，２０Ｂはそれぞれ図
５に示すような高調波規制と力率を改善する回路構成が
採用され、縦続接続された一対のコンバータ３０，４０
を有するものに適用した場合である。

【００３１】したがってこの発明の一実施態様において
も、図１に示すようにＡＣ−ＤＣコンバータ３０とＤＣ
−ＤＣコンバータ４０との間には出力保持回路５０が設
けられる。この出力保持回路５０は第１の充放電回路５
０Ａと第２の充放電回路５０Ｂとで構成されている。

【００３２】第１の充放電回路５０Ａは従来と同じく充
放電用のコンデンサＣ１で構成され、第２の充放電回路
５０Ｂはこの第１の充放電回路５０Ａと並列接続され、
図のように抵抗器Ｒと第２のコンデンサＣ２の直列回路
を有すると共に、抵抗器Ｒの両端には放電タイミングを
制御するダイオードＤが第１のコンデンサＣ１に対して
逆極性となるように接続されて構成される。

【００３３】上述した最大瞬断許容時間を例えば従来の
２．５倍に設定したとすると、第１のコンデンサＣ１の
値は従来と同じ値（例えば４７０μＦ）である。第２の
コンデンサＣ２の値も第１のコンデンサＣ１よりも小さ
な値に選ばれると共に抵抗器Ｒの値は数１００Ωに選ば
れる。

【００３４】図１のように構成された安定化電源回路１
０の動作を図２を参照して説明すると、交流電源の瞬断
が図２の時点ｔ３からｔ４までとし、その時間間隔Ｔａ
が最大瞬断許容時間Ｔｂ′以下であるときには、瞬断が
復帰する時点ｔ４での第１の出力電圧Ｖａは保証電圧Ｖ
ｘ以下とはならない（図２Ａ，Ｂ）。そのため、ＤＣ−
ＤＣコンバータ４０は安定に動作し（同図Ｃ）、安定化
された第２の出力電圧Ｖｂが負荷１５に印加され、デー
タの破壊などを惹起することはない。

【００３５】これは次のように説明することができる。
第１と第２のコンデンサＣ１，Ｃ２を上述したように選
んだときには、両コンデンサの端子電圧は第１のコンデ
ンサＣ１側が高い。そのため、時点ｔ３で瞬断が発生す
ると第１のコンデンサＣ１が放電を開始し、ダイオード
Ｄの順方向降下電圧ＶＦまで第１の出力電圧Ｖａが低下
すると、今度は第２のコンデンサＣ２が放電を開始する
から、第２のコンデンサＣ２による放電を行うことによ
って瞬断開始から保証電圧Ｖｘ以下になるまでの時間が
長くなる。これによって第１のコンデンサＣ１だけの場
合よりも出力保持時間が長くなり、最大瞬断許容時間が
伸びる。

【００３６】このように放電容量が（Ｃ１＋Ｃ２）とな
るから、最大瞬断許容時間を長くするために第１のコン
デンサＣ１の容量を大きくする必要はない。

【００３７】一方、充電時の瞬時インピーダンスは、抵
抗器Ｒの関係で第１の充放電回路５０Ａの方が第２の充
放電回路５０Ｂよりも遥かに小さい。第１のコンデンサ
Ｃ１の瞬時インピーダンスは数ｍΩである。その結果、
充電時には最初に第１のコンデンサＣ１が充電され、こ
れよりも遅れて第２のコンデンサＣ２が充電される。

【００３８】第１のコンデンサＣ１の値は従来と同じ値
を採用できるから、時点ｔ４での瞬断復帰時の充電電流
Ｉ１′の値は図２Ｅに示すように従来よりも僅かに大き
くなるだけである。

【００３９】これは、時点ｔ４での第１の出力電圧Ｖａ
は保証電圧Ｖｘよりも高い値となっているからで、コン
デンサＣ１の値が同じでも従来例として示す図８Ｅ（Ｖ
ａ＜Ｖｘ）よりも僅かに大きな充電電流が流れることに
なる。この程度の充電電流では前段のコンバータ３０の
素子を破壊するようなことはない。

【００４０】このように図１のように出力保持回路５０
を構成することによって瞬断復帰時の充電電流を大きく
することなく最大瞬断許容時間を従来よりも大幅に伸ば
すことができる。

【００４１】図３はこの発明の他の実施態様を示すもの
で、図１と同一部分の説明は割愛する。

【００４２】この実施態様では、第１と第２の充放電回
路５０Ａ，５０Ｂとで出力保持回路５０が構成される
も、第２の充放電回路５０Ｂは図のようにダイオード
Ｄ、抵抗器Ｒ、第２のコンデンサＣ３がこの順序で直列
接続され、ダイオードＤにはＡＣ−ＤＣコンバータ３０
で発生させた第３の出力電圧Ｖｃが印加される。そし
て、抵抗器ＲとコンデンサＣ３の接続中点とＤＣ−ＤＣ
コンバータ４０の入力端との間にスイッチ５２が設けら
れて第２の充放電回路５０Ｂが構成される。

【００４３】第３の出力電圧Ｖｃは、ブースト回路３３
に設けられたトランス（図示はしない）の補助巻線を利
用して発生させることができる。この出力電圧Ｖｃとし
て、 Ｖｃ＝２Ｖａ のように選らんだときには、コンデンサＣ３の値を、 Ｃ３＝Ｃ１／２ のように選ぶことができる。

【００４４】このように構成した場合、瞬断が起き、第
１の出力電圧Ｖａが例えば保証電圧Ｖｘ近くまで降下し
たときにスイッチ５２をオンさせれば、今度は第２のコ
ンデンサＣ３の充電電圧がＤＣ−ＤＣコンバータ４０の
入力電圧として印加されるようになる。このときの放電
時定数は電圧ＶｃとコンデンサＣ３の値で決まるから、
上述したような関係に選んであるときには、第１のコン
デンサＣ１とほぼ同じような放電特性となる。その結
果、最大瞬断許容時間を従来のほぼ２倍まで伸ばすこと
ができる。

【００４５】上述した実施態様は図４に示す並列運転の
電源回路であって、図５のように一対のコンバータを有
するものに適用した。この発明はこれに限らず単一のＡ
Ｃ−ＤＣコンバータで構成された電源回路であって並列
運転構成のものにも、ＡＣ−ＤＣコンバータで構成され
た単一電源回路にも適用できる。

【００４６】

【発明の効果】以上説明したようにこの発明では、入力
電圧が瞬断したとき上記充電時間の速い第１の充放電回
路によって、出力電圧が規定以上に保持されると共に、
出力電圧が低下したときには充電時間の遅い第２の充放
電回路によって規定以上の出力電圧が保持されるように
したもである。

【００４７】これによれば、瞬断復帰時の充電電流を大
きくすることなく最大瞬断許容時間を従来よりも大幅に
伸ばすことができる。したがってこの発明はコンピュー
タ装置などの電源回路に適用して極めて好適である。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明に係る安定化電源回路の一実施態様を
示す要部の系統図である。

【図２】その動作説明図である。

【図３】この発明に係る安定化電源回路の他の実施態様
を示す要部の系統図である。

【図４】従来の並列運転構成の安定化電源回路の系統図
である。

【図５】それに使用されるコンバータの系統図である。

【図６】ＡＣ−ＤＣコンバータの具体例を示す系統図で
ある。

【図７】動作説明の波形図である。

【図８】動作説明の波形図である。

【図９】動作説明の波形図である。

【符号の説明】

１０・・・安定化電源回路、２０Ａ，２０Ｂ・・・コン
バータ、３０・・・ＡＣ−ＤＣコンバータ、４０・・・
ＤＣ−ＤＣコンバータ、５０・・・出力保持回路、５０
Ａ，５０Ｂ・・・充放電回路、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３・・・
充放電コンデンサ

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ＡＣ−ＤＣコンバータの出力段に出力保
   持回路が接続され、 この出力保持回路は充放電時間の異なる２つの充放電回
   路で構成され、 入力電圧が瞬断したとき上記充電時間の速い第１の充放
   電回路によって、出力電圧が規定以上に保持されると共
   に、 出力電圧が低下したときには充電時間の遅い第２の充放
   電回路によって規定以上の出力電圧が保持されるように
   なされたことを特徴とする安定化電源回路。
2. 【請求項２】 上記第１の充放電回路はコンデンサで構
   成され、第２の充放電回路はコンデンサと抵抗器の直列
   回路に対して、放電タイミングを制御するダイオードが
   接続されて構成されたことを特徴とする請求項１記載の
   安定化電源回路。
3. 【請求項３】 上記第２の充放電回路は、コンデンサと
   抵抗器とダイオードの直列回路で構成され、 そのコンデンサは上記第１の充放電回路を構成するコン
   デンサよりも小容量のコンデンサが使用されると共に、 上記第１の充放電回路に印加される電圧よりも高い電圧
   で充電されるようになされたことを特徴とする請求項１
   記載の安定化電源回路。
4. 【請求項４】 ＡＣ−ＤＣコンバータの後段にＤＣコン
   バータが接続され、 上記ＡＣ−ＤＣコンバータは高調波を規制すると共に、
   力率を改善する回路構成となされたことを特徴とする請
   求項１記載の安定化電源回路。
5. 【請求項５】 交流電源に対してＡＣ−ＤＣコンバータ
   が並列接続されて共通の負荷を駆動するようになされる
   と共に、 一対のＡＣ−ＤＣコンバータが並列運転されれるように
   なされ、 そのそれぞれに上記出力保持回路が接続されたことを特
   徴とする請求項１記載の安定化電源回路。