JPH0956162A - コンバータのｐｗｍ制御装置 - Google Patents
コンバータのｐｗｍ制御装置Info
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- JPH0956162A JPH0956162A JP21154895A JP21154895A JPH0956162A JP H0956162 A JPH0956162 A JP H0956162A JP 21154895 A JP21154895 A JP 21154895A JP 21154895 A JP21154895 A JP 21154895A JP H0956162 A JPH0956162 A JP H0956162A
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- pulse
- phase
- converter
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Abstract
(57)【要約】
【構成】コンバータ２に電源とは非同期に一定周期で電
源位相に応じたパルスパターンを与えるパターン発生装
置１０を設け、電源電圧の極性が切り替わる点を事前に
推定し、その点が存在する周期期間とそれに続く周期期
間で、パルスパターンを電源電圧に対して等価的に同一
パターンとなるように極性切り替わり点を含む周期期間
に移行パルスを発生する手段１１０を設けた。 【効果】出力の脈動や跳躍は平滑回路が小さく設定され
ている様な安価システムでも最小限度に押さえ込むこと
ができる。
源位相に応じたパルスパターンを与えるパターン発生装
置１０を設け、電源電圧の極性が切り替わる点を事前に
推定し、その点が存在する周期期間とそれに続く周期期
間で、パルスパターンを電源電圧に対して等価的に同一
パターンとなるように極性切り替わり点を含む周期期間
に移行パルスを発生する手段１１０を設けた。 【効果】出力の脈動や跳躍は平滑回路が小さく設定され
ている様な安価システムでも最小限度に押さえ込むこと
ができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はコンバータのＰＷＭ制御
に係り、特に、交流電源とＰＷＭパルスパターンとの電
源同期処理を同滑に行いうるＰＷＭ制御装置に関する。
に係り、特に、交流電源とＰＷＭパルスパターンとの電
源同期処理を同滑に行いうるＰＷＭ制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、ＰＷＭコンバータのパルスパター
ンと電源電圧との同期処理は特許第1877122号，1878647
号にあるように、電源周波数あるいはその推定値の積分
値である交流位相値をゼロクロスからの経過時間で修正
して新たな位相値とし、電源とは非同期にこの位相値か
ら一定時間毎にパルスパターンを算出する時間遅れを伴
う非瞬時同期方式による電源同期手法や、ゼロクロスを
割り込みとして受け付け、瞬時に電源電圧位相に見合っ
たパルスパターンを最少パルス幅の確保（狭幅となる場
合には幅を広げる処理を行うなどして）を行いつつ実行
する瞬時同期手法等が提案されていた。
ンと電源電圧との同期処理は特許第1877122号，1878647
号にあるように、電源周波数あるいはその推定値の積分
値である交流位相値をゼロクロスからの経過時間で修正
して新たな位相値とし、電源とは非同期にこの位相値か
ら一定時間毎にパルスパターンを算出する時間遅れを伴
う非瞬時同期方式による電源同期手法や、ゼロクロスを
割り込みとして受け付け、瞬時に電源電圧位相に見合っ
たパルスパターンを最少パルス幅の確保（狭幅となる場
合には幅を広げる処理を行うなどして）を行いつつ実行
する瞬時同期手法等が提案されていた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上記第一の従来技術で
は本質的に瞬時同期ではないのでゼロクロス入力が最新
のパルス幅のスケジューリングの直後に発生した場合な
ど、ゼロクロス後の電源電圧関係に合致したパルスパタ
ーンの設定は次回のパルスパターン演算時まで待たされ
るので、ゼロクロス後の電源電圧の相関係とは合致しな
いＰＷＭパルスパターンが短い時間ながら出力され続け
ることとなり、電流の脈動を吸収する直流リアクトルや
コンデンサが十分挿入されていない安価なシステムでは
コンバータの出力が大きく脈動し、これがインバータを
通過して電動機に脈動電流として流入し、トルクショッ
クを発生させたり、騒音を発生させる問題点があった。
一方、第二の従来技術でも、パルス発生にマイコンを用
いるような場合、オペレーションシステムがゼロクロス
割り込みを認識して、実際に対応したパルスを発生させ
る処理プログラム先にジャンプし、処理を完了させるの
には数十マイクロ秒の遅れを伴ったり（いわゆるオーバ
ーヘッドの為）、最少パルス幅確保でさらにパルスが伸
ばされることなどの処理の悪影響のため出力が跳躍する
問題があり、やはり平滑手段が十分でない安価なシステ
ムではその出力の不連続性の悪影響は振動・騒音の点で
大きな問題であった。また、これらの問題はスイッチ素
子としてＧＴＯやパワートランジスタを用いたシステム
の場合、スイッチング周波数を高く設定できないという
理由によりパルス幅演算間隔を長くせざるを得ず、不適
当なパルスパターンが供給される上記した期間が長いこ
となどの理由により悪影響は一層顕在化する。
は本質的に瞬時同期ではないのでゼロクロス入力が最新
のパルス幅のスケジューリングの直後に発生した場合な
ど、ゼロクロス後の電源電圧関係に合致したパルスパタ
ーンの設定は次回のパルスパターン演算時まで待たされ
るので、ゼロクロス後の電源電圧の相関係とは合致しな
いＰＷＭパルスパターンが短い時間ながら出力され続け
ることとなり、電流の脈動を吸収する直流リアクトルや
コンデンサが十分挿入されていない安価なシステムでは
コンバータの出力が大きく脈動し、これがインバータを
通過して電動機に脈動電流として流入し、トルクショッ
クを発生させたり、騒音を発生させる問題点があった。
一方、第二の従来技術でも、パルス発生にマイコンを用
いるような場合、オペレーションシステムがゼロクロス
割り込みを認識して、実際に対応したパルスを発生させ
る処理プログラム先にジャンプし、処理を完了させるの
には数十マイクロ秒の遅れを伴ったり（いわゆるオーバ
ーヘッドの為）、最少パルス幅確保でさらにパルスが伸
ばされることなどの処理の悪影響のため出力が跳躍する
問題があり、やはり平滑手段が十分でない安価なシステ
ムではその出力の不連続性の悪影響は振動・騒音の点で
大きな問題であった。また、これらの問題はスイッチ素
子としてＧＴＯやパワートランジスタを用いたシステム
の場合、スイッチング周波数を高く設定できないという
理由によりパルス幅演算間隔を長くせざるを得ず、不適
当なパルスパターンが供給される上記した期間が長いこ
となどの理由により悪影響は一層顕在化する。
【０００４】本発明の目的は少ない容量の平滑装置を用
いた安価なシステムでも直流出力に電源同期に伴う脈動
を極力生じさせない電力変換器を提供することにある。
いた安価なシステムでも直流出力に電源同期に伴う脈動
を極力生じさせない電力変換器を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明はコンバータに電源とは非同期に一定周期で
電源位相に応じたパルスパターンを与えるパターン発生
装置を設け、電源電圧の極性が切り替わる点を事前に推
定し、その点が存在する周期期間とそれに続く次の周期
期間で、パルスパターンを電源電圧に対して等価的に同
一パターンとなるように前記極性切り替わり点を含む周
期期間に移行パルスを発生する手段を設けた。
に、本発明はコンバータに電源とは非同期に一定周期で
電源位相に応じたパルスパターンを与えるパターン発生
装置を設け、電源電圧の極性が切り替わる点を事前に推
定し、その点が存在する周期期間とそれに続く次の周期
期間で、パルスパターンを電源電圧に対して等価的に同
一パターンとなるように前記極性切り替わり点を含む周
期期間に移行パルスを発生する手段を設けた。
【０００６】
【作用】移行パルスは電源電圧の相関係に対して悪影響
を最小限にとどめる点弧信号となり、事後処理に基づく
無駄時間を伴った非瞬時同期パルス方式におけるパルス
パターンと電源電圧との間の不整合による問題や、瞬時
同期方式に伴う割り込み処理遅れや最少パルス幅を確保
するために理想状態からはずれたパルスによる問題もな
いので、出力の脈動や跳躍は平滑回路が小さく設定され
ている様な安価なシステムでも最小限度に押さえ込むこ
とができる。
を最小限にとどめる点弧信号となり、事後処理に基づく
無駄時間を伴った非瞬時同期パルス方式におけるパルス
パターンと電源電圧との間の不整合による問題や、瞬時
同期方式に伴う割り込み処理遅れや最少パルス幅を確保
するために理想状態からはずれたパルスによる問題もな
いので、出力の脈動や跳躍は平滑回路が小さく設定され
ている様な安価なシステムでも最小限度に押さえ込むこ
とができる。
【０００７】
【実施例】以下、本発明の一実施例を図面により説明す
る。
る。
【０００８】図１は本発明の電力変換装置の一実施例を
示す系統図である。まず、この全体構成について説明す
る。１はコンバータ２に電力を供給する３相交流電源
で、スイッチ素子２１から２６で構成されるコンバータ
２には負荷４が接続され、流れた電流は検出器３で検出
される。検出された電流ｉｆは帰還信号としてフィード
バックされ、電流指令の入力端子５から入力された直流
電流指令Ｉ＊と加算点６で比較され、偏差はパターン発
生装置１０に取り込まれる。また、総合位相作成手段１
２０では内部発生させた電源周波数指令ω＊(関東以東
ならば５０Ｈｚ)又は実際に検出した値を一定時間Δｔ
ごとに積分し、電源電圧の推定位相ＰＨ１＊を算出す
る。この電源電圧の推定位相ＰＨ１＊は電圧検出器７で
検出されておおむね６０度毎に発生するゼロクロス時に
パルスを発生する波形整形回路８と同期化装置９を介し
てパターン発生装置１０に取り込まれ、総合位相作成手
段１２０内の推定位相ＰＨ１＊に同期処理を施す。一
方、取り込まれた電流偏差Δｉはその大きさに応じて関
数発生手段１１０により第２の位相指令ＰＨ２＊と通流
率指令ＰＵ＊を発生する。総合位相作成手段１２０内で
は同期処理を施された推定位相ＰＨ１＊に第２の位相指
令ＰＨ２＊が加算されパルスパターン作成のおおもとと
なる総合位相指令θＴ＊が作成される。この総合位相指
令θＴ＊は領域判定手段１３０に入力され、総合位相指
令θＴ＊が０゜〜６０゜（Ｍ１），６０゜〜１２０゜
（Ｍ２），１２０゜〜１８０゜（Ｍ３），１８０゜〜２
４０゜（Ｍ４），２４０゜〜３００゜（Ｍ５），３００
゜〜３６０゜（Ｍ６）のどの６０゜区間に入っているか
と言う情報Ｍｏが求められ、さらに、総合位相指令θＴ
＊，通流率指令ＰＵ＊とともにどの素子にどのようなパ
ルスパターンを与えるべきかを決定する分配手段１４０
に入力される。そして、この分配手段の中で、電源がゼ
ロクロスとなる際に、パルスパターンとして、そのゼロ
クロス箇所を周期期間Δｔ内に含む専用のパルスパター
ンとして、その所定周期期間Δｔの直後に続くパルスパ
ターンと交流電源電圧との関係で等価的に出力電圧が同
一となるような移行パルスパターンを設定する処理を行
うことにより、電源割り込みとは非瞬時同期的ではある
が、出力の跳躍を防止するようなＰＷＭ制御が実現でき
る。
示す系統図である。まず、この全体構成について説明す
る。１はコンバータ２に電力を供給する３相交流電源
で、スイッチ素子２１から２６で構成されるコンバータ
２には負荷４が接続され、流れた電流は検出器３で検出
される。検出された電流ｉｆは帰還信号としてフィード
バックされ、電流指令の入力端子５から入力された直流
電流指令Ｉ＊と加算点６で比較され、偏差はパターン発
生装置１０に取り込まれる。また、総合位相作成手段１
２０では内部発生させた電源周波数指令ω＊(関東以東
ならば５０Ｈｚ)又は実際に検出した値を一定時間Δｔ
ごとに積分し、電源電圧の推定位相ＰＨ１＊を算出す
る。この電源電圧の推定位相ＰＨ１＊は電圧検出器７で
検出されておおむね６０度毎に発生するゼロクロス時に
パルスを発生する波形整形回路８と同期化装置９を介し
てパターン発生装置１０に取り込まれ、総合位相作成手
段１２０内の推定位相ＰＨ１＊に同期処理を施す。一
方、取り込まれた電流偏差Δｉはその大きさに応じて関
数発生手段１１０により第２の位相指令ＰＨ２＊と通流
率指令ＰＵ＊を発生する。総合位相作成手段１２０内で
は同期処理を施された推定位相ＰＨ１＊に第２の位相指
令ＰＨ２＊が加算されパルスパターン作成のおおもとと
なる総合位相指令θＴ＊が作成される。この総合位相指
令θＴ＊は領域判定手段１３０に入力され、総合位相指
令θＴ＊が０゜〜６０゜（Ｍ１），６０゜〜１２０゜
（Ｍ２），１２０゜〜１８０゜（Ｍ３），１８０゜〜２
４０゜（Ｍ４），２４０゜〜３００゜（Ｍ５），３００
゜〜３６０゜（Ｍ６）のどの６０゜区間に入っているか
と言う情報Ｍｏが求められ、さらに、総合位相指令θＴ
＊，通流率指令ＰＵ＊とともにどの素子にどのようなパ
ルスパターンを与えるべきかを決定する分配手段１４０
に入力される。そして、この分配手段の中で、電源がゼ
ロクロスとなる際に、パルスパターンとして、そのゼロ
クロス箇所を周期期間Δｔ内に含む専用のパルスパター
ンとして、その所定周期期間Δｔの直後に続くパルスパ
ターンと交流電源電圧との関係で等価的に出力電圧が同
一となるような移行パルスパターンを設定する処理を行
うことにより、電源割り込みとは非瞬時同期的ではある
が、出力の跳躍を防止するようなＰＷＭ制御が実現でき
る。
【０００９】次に、具体的に分配手段１４０内部の働き
をフローチャートを用いて示す。図２には基本的なパル
ス分配処理１４０を示している。この分配処理１４０は
所定時間Δｔごとに起動され、処理１４１００で総合位
相指令θＴ＊がどの６０゜区間に入っているかというモ
ード情報Ｍｏ，総合位相指令θＴ＊，通流率指令PU＊が
読み込まれ、処理１４２００で基準パルスＰｄ，Ｐｉ，
Ｐｓを総合位相指令θＴ＊や通流率指令ＰＵ＊などから
算出する。ここで、Ｐｄは位相の増加とともに次第にパ
ルスの幅が減少する相に与えるパルス、Ｐｉは次第にパ
ルスの幅が増加する相に与えるパルス、Ｐｓは、いわゆ
る、短絡相に与えるパルスなどの材料となるための基準
パルスである。そして、処理１４３００でゼロクロス直
前であるかの判定を行い、Ｙｅｓであれば、処理１４４
００で移行パルスの設定を行い、Ｎｏであれば、処理１
４５００で、ゼロクロス直後、つまり、移行パルス発生
直後であるかの判定を行い、Ｙｅｓであれば、処理１４
６００で移行直後パルスの設定を行い、Ｎｏであれば、
処理１４７００で通常パルスの設定を行い、所定時間Δ
ｔごとのパルス分配処理を完了する。図３に移行パルス
設定処理14400 の詳細フローチャートを示す。処理１４
４０１で(総合位相指令θＴ＊−３６０°）の絶対値が
所定値αよりも小さいか、つまり総合位相指令θＴ＊が
３６０°手前側から０°に近づいた付近のゼロクロスへ
の処理をしなければならないかどうかの判定を行い、Ｙ
ｅｓならば、処理１４４０２で減少相に対応する素子２
４を点弧させず、その素子２４用のパルス幅Ｐｄを増加
相に対応する素子２５の増加相パルス幅Ｐｉと短絡相に
対応する素子２６の短絡相パルス幅Ｐｓに２等分配して
いる。なお素子２３は転流をしない側のアーム（この６
０゜区間では＋側アーム)で所定時間Δｔの間点弧し続
ける素子である。以下同様に、６０゜手前の移行パルス
には処理１４４０４，１２０°手前の移行パルスには処
理１４４０６，１８０°手前の移行パルスには処理１４
４１０，２４０°手前の移行パルスには処理１４４１
１，３００°手前の移行パルスには処理１４４０８の各
パルスが移行パルスとして、ゼロクロスの発生に先立っ
てそれが存在するであろう所定区間Δｔにセットされ
る。この、移行パルスは次に図４に示す移行直後パルス
と電源電圧の相関係で、ゼロクロスをはさんで直流出電
圧の跳躍を発生させないパルスパターンを形成する。図
４に移行直後パルスの設定処理１４６００のフローチャ
ートを示す。処理１４６０１でモード情報ＭｏがＭ１、
つまり、総合位相指令θＴ＊が０°から６０°に入って
いるかどうかを調べ、Ｙｅｓであれば、処理１４６０２
で、Ｍ６からＭ１への移行パルスに引き続いた移行直後
パルスの発生処理を行う。具体的には素子２３に本来の
減少相用のパルス幅Ｐｄのほか増加相用のパルス幅Ｐｉ
の１／２を加算したものを与え、素子２２に短絡相用の
パルス幅Ｐｓのほか、やはり、増加相用のパルス幅Ｐｉ
の１／２を加算したものを与える。さらに、素子２５に
は転流しない側のアーム用として常時点弧としてΔｔを
与える。図３の処理１４４０２と図４の処理１４６０２
はパルスが与えられる素子が異なるし、転流アームも異
なる（図３では負側のアームが転流しているのに対し
て、図４では正側のアームが転流している）が、電源電
圧との関係はゼロクロスが所定区間Δｔの途中に生じて
も崩れないので、モード移行が円滑に行われる。なお、
ここではＭ６からＭ１へのゼロクロスを例に取り説明し
たが、処理１４６０４，処理１４６０６，処理１４６０
８，処理１４６０１０，処理14611も各６０゜ごとのゼ
ロクロスに対応して、図３の各移行パルスとの関係で同
様に移行直後パルス発生として動作する。さらに、図３
では処理１４４０１のようにゼロクロスの発生推定に総
合位相がｎ＊６０゜に近づいたことを用いて行う手法を
示したが、直接基準パルスのうちの減少相パルスＰｄの
幅が十分に狭くなったこととモード情報Ｍｏを用いて判
定しても良い。さらに加えるに、図３では減少相用のパ
ルス幅Ｐｄを増加相用パルス幅Ｐｉと短絡相用パルス幅
Ｐｓに２等分配する例を図４では増加相用のパルス幅Ｐ
ｉを減少相用パルス幅Ｐｄと短絡相用パルス幅Ｐｓに２
等分配する例を示したが、パワーリングという観点から
すべて短絡相用パルス幅Ｐｓでない側に加算しても同様
の跳躍抑制効果が得られる。この場合には除算処理が軽
減されマイコンの高速化には有利である。図５にゼロク
ロスから離れた区間の通常パルスパターンの設定処理１
４７００のフローチャートを示す。なおここでも、総合
位相指令θＴ＊が０゜から６０゜に入っている状況の例
で説明を行う。処理１４７０１で総合位相指令θＴ＊が
０°から６０°に入っているかどうかを調べ、Ｙｅｓで
あれば、処理１４７０２で、Ｍ１用の通常パルス、すな
わち、素子２３に減少相用パルスＰｄ，素子２１に増加
相用のパルスＰｉ，素子２２に短絡相用のパルスＰｓ，
転流をしない負側のアームの素子２５に所定区間Δｔ点
弧を続ける指令を発生する。他のモードでも、処理１４
７０４から１４７１１までの処理で各モードＭｏに応じ
たパルス出力がなされる。なおここで、素子２１に増加
相用のパルスＰｉが与えられても最少パルス幅の制約上
問題が生じないのは以下の理由による。たとえば、スイ
ッチング周波数を２.７ｋＨｚ（Δｔ＝３７０μｓ）と
仮定すると、６０゜区間にパルスが約９個入ることにな
り、移行直後パルスのセットがゼロクロス直後に設定さ
れた場合、移行直後パルスに引き続いて発生させられる
次の通常パルスセットのうち狭い幅となる増加相のパル
ス幅Ｐｉは約４０μｓ（＝３７０μｓ＊sin（６０゜／
９)）となり、スイッチ素子の制約を回避できる程度の
ものであることによる。
をフローチャートを用いて示す。図２には基本的なパル
ス分配処理１４０を示している。この分配処理１４０は
所定時間Δｔごとに起動され、処理１４１００で総合位
相指令θＴ＊がどの６０゜区間に入っているかというモ
ード情報Ｍｏ，総合位相指令θＴ＊，通流率指令PU＊が
読み込まれ、処理１４２００で基準パルスＰｄ，Ｐｉ，
Ｐｓを総合位相指令θＴ＊や通流率指令ＰＵ＊などから
算出する。ここで、Ｐｄは位相の増加とともに次第にパ
ルスの幅が減少する相に与えるパルス、Ｐｉは次第にパ
ルスの幅が増加する相に与えるパルス、Ｐｓは、いわゆ
る、短絡相に与えるパルスなどの材料となるための基準
パルスである。そして、処理１４３００でゼロクロス直
前であるかの判定を行い、Ｙｅｓであれば、処理１４４
００で移行パルスの設定を行い、Ｎｏであれば、処理１
４５００で、ゼロクロス直後、つまり、移行パルス発生
直後であるかの判定を行い、Ｙｅｓであれば、処理１４
６００で移行直後パルスの設定を行い、Ｎｏであれば、
処理１４７００で通常パルスの設定を行い、所定時間Δ
ｔごとのパルス分配処理を完了する。図３に移行パルス
設定処理14400 の詳細フローチャートを示す。処理１４
４０１で(総合位相指令θＴ＊−３６０°）の絶対値が
所定値αよりも小さいか、つまり総合位相指令θＴ＊が
３６０°手前側から０°に近づいた付近のゼロクロスへ
の処理をしなければならないかどうかの判定を行い、Ｙ
ｅｓならば、処理１４４０２で減少相に対応する素子２
４を点弧させず、その素子２４用のパルス幅Ｐｄを増加
相に対応する素子２５の増加相パルス幅Ｐｉと短絡相に
対応する素子２６の短絡相パルス幅Ｐｓに２等分配して
いる。なお素子２３は転流をしない側のアーム（この６
０゜区間では＋側アーム)で所定時間Δｔの間点弧し続
ける素子である。以下同様に、６０゜手前の移行パルス
には処理１４４０４，１２０°手前の移行パルスには処
理１４４０６，１８０°手前の移行パルスには処理１４
４１０，２４０°手前の移行パルスには処理１４４１
１，３００°手前の移行パルスには処理１４４０８の各
パルスが移行パルスとして、ゼロクロスの発生に先立っ
てそれが存在するであろう所定区間Δｔにセットされ
る。この、移行パルスは次に図４に示す移行直後パルス
と電源電圧の相関係で、ゼロクロスをはさんで直流出電
圧の跳躍を発生させないパルスパターンを形成する。図
４に移行直後パルスの設定処理１４６００のフローチャ
ートを示す。処理１４６０１でモード情報ＭｏがＭ１、
つまり、総合位相指令θＴ＊が０°から６０°に入って
いるかどうかを調べ、Ｙｅｓであれば、処理１４６０２
で、Ｍ６からＭ１への移行パルスに引き続いた移行直後
パルスの発生処理を行う。具体的には素子２３に本来の
減少相用のパルス幅Ｐｄのほか増加相用のパルス幅Ｐｉ
の１／２を加算したものを与え、素子２２に短絡相用の
パルス幅Ｐｓのほか、やはり、増加相用のパルス幅Ｐｉ
の１／２を加算したものを与える。さらに、素子２５に
は転流しない側のアーム用として常時点弧としてΔｔを
与える。図３の処理１４４０２と図４の処理１４６０２
はパルスが与えられる素子が異なるし、転流アームも異
なる（図３では負側のアームが転流しているのに対し
て、図４では正側のアームが転流している）が、電源電
圧との関係はゼロクロスが所定区間Δｔの途中に生じて
も崩れないので、モード移行が円滑に行われる。なお、
ここではＭ６からＭ１へのゼロクロスを例に取り説明し
たが、処理１４６０４，処理１４６０６，処理１４６０
８，処理１４６０１０，処理14611も各６０゜ごとのゼ
ロクロスに対応して、図３の各移行パルスとの関係で同
様に移行直後パルス発生として動作する。さらに、図３
では処理１４４０１のようにゼロクロスの発生推定に総
合位相がｎ＊６０゜に近づいたことを用いて行う手法を
示したが、直接基準パルスのうちの減少相パルスＰｄの
幅が十分に狭くなったこととモード情報Ｍｏを用いて判
定しても良い。さらに加えるに、図３では減少相用のパ
ルス幅Ｐｄを増加相用パルス幅Ｐｉと短絡相用パルス幅
Ｐｓに２等分配する例を図４では増加相用のパルス幅Ｐ
ｉを減少相用パルス幅Ｐｄと短絡相用パルス幅Ｐｓに２
等分配する例を示したが、パワーリングという観点から
すべて短絡相用パルス幅Ｐｓでない側に加算しても同様
の跳躍抑制効果が得られる。この場合には除算処理が軽
減されマイコンの高速化には有利である。図５にゼロク
ロスから離れた区間の通常パルスパターンの設定処理１
４７００のフローチャートを示す。なおここでも、総合
位相指令θＴ＊が０゜から６０゜に入っている状況の例
で説明を行う。処理１４７０１で総合位相指令θＴ＊が
０°から６０°に入っているかどうかを調べ、Ｙｅｓで
あれば、処理１４７０２で、Ｍ１用の通常パルス、すな
わち、素子２３に減少相用パルスＰｄ，素子２１に増加
相用のパルスＰｉ，素子２２に短絡相用のパルスＰｓ，
転流をしない負側のアームの素子２５に所定区間Δｔ点
弧を続ける指令を発生する。他のモードでも、処理１４
７０４から１４７１１までの処理で各モードＭｏに応じ
たパルス出力がなされる。なおここで、素子２１に増加
相用のパルスＰｉが与えられても最少パルス幅の制約上
問題が生じないのは以下の理由による。たとえば、スイ
ッチング周波数を２.７ｋＨｚ（Δｔ＝３７０μｓ）と
仮定すると、６０゜区間にパルスが約９個入ることにな
り、移行直後パルスのセットがゼロクロス直後に設定さ
れた場合、移行直後パルスに引き続いて発生させられる
次の通常パルスセットのうち狭い幅となる増加相のパル
ス幅Ｐｉは約４０μｓ（＝３７０μｓ＊sin（６０゜／
９)）となり、スイッチ素子の制約を回避できる程度の
ものであることによる。
【００１０】図６にコンバータの構成素子２１から２６
に与えるパルスパターンの例を示す。ここではＵ相が負
から正にゼロクロスする、つまりモード情報ＭＯがＭ６
からＭ１に移る領域で、かつ第２番目のΔｔ２の区間に
ゼロクロスが発生する例を用いて説明する。第１番目の
Δｔ１の区間はモード情報ＭＯがＭ６で通常のパルス設
定処理１４７００のうちＭ６用の処理１４７０８が動作
して２４，２５，２６が転流し、２３が常時点弧する。
ここではゼロクロスはまだ接近してないと判断されたた
め、通常のパルス出力となっており、パルス幅の計算や
パルス出力のスケジューリングはΔｔ１の区間に入る前
に先立って完了している。そして、次のΔｔ区間であ
る、Δｔ２に入る前に再び、パルス分配処理１４０が起
動される。ここではこの区間にゼロクロスが来ることが
予測されたので、通常のＭ６用のパルスパターンではな
く、移行パルス処理１４４００のうち処理１４４０２が
実行され、次に示す移行直後パルスと電源電圧との関係
でほぼ同一のパルスパターンとして、２３，２５，２６
がオンされるパターンが出力される演算と出力スケジュ
ールがゼロクロスに先立って実行される。なおここで、
２５と２３がオンする期間は次のＭ１区間でも電源電圧
との関係で問題を全く生じないパターンであるので、短
絡モード（２３と２６がオンするモード）に引き続いて
発生させる順とした。これはΔｔの長さをゼロクロスが
Δｔの後半に来るように伸縮制御する場合にはパターン
と電源電圧との整合の関係で有効である。次に、Δｔ３
区間に先立って、パルス分配処理１４０が起動される。
ここではこの区間はゼロクロスが来た直後のパルス出力
ゆえ、移行直後処理１４６００のうち１４６０２が実行
され、２２，２３，２５がオンされる処理が施される。
このパルスパターンは電源との関係でΔｔ２で用いられ
たパターンと同様のものである。そして、さらに時間が
経過し、Δｔ４区間に入る前に、再びパルス分配処理１
４０が起動される。ここではこの区間はゼロクロスが来
てしばらくののちのパルス出力ゆえ、通常処理１４７０
０のうち１４７０２が実行され、２１，２２，２３，２
５がオンされ一連のゼロクロス付近のパルス出力は完了
する。
に与えるパルスパターンの例を示す。ここではＵ相が負
から正にゼロクロスする、つまりモード情報ＭＯがＭ６
からＭ１に移る領域で、かつ第２番目のΔｔ２の区間に
ゼロクロスが発生する例を用いて説明する。第１番目の
Δｔ１の区間はモード情報ＭＯがＭ６で通常のパルス設
定処理１４７００のうちＭ６用の処理１４７０８が動作
して２４，２５，２６が転流し、２３が常時点弧する。
ここではゼロクロスはまだ接近してないと判断されたた
め、通常のパルス出力となっており、パルス幅の計算や
パルス出力のスケジューリングはΔｔ１の区間に入る前
に先立って完了している。そして、次のΔｔ区間であ
る、Δｔ２に入る前に再び、パルス分配処理１４０が起
動される。ここではこの区間にゼロクロスが来ることが
予測されたので、通常のＭ６用のパルスパターンではな
く、移行パルス処理１４４００のうち処理１４４０２が
実行され、次に示す移行直後パルスと電源電圧との関係
でほぼ同一のパルスパターンとして、２３，２５，２６
がオンされるパターンが出力される演算と出力スケジュ
ールがゼロクロスに先立って実行される。なおここで、
２５と２３がオンする期間は次のＭ１区間でも電源電圧
との関係で問題を全く生じないパターンであるので、短
絡モード（２３と２６がオンするモード）に引き続いて
発生させる順とした。これはΔｔの長さをゼロクロスが
Δｔの後半に来るように伸縮制御する場合にはパターン
と電源電圧との整合の関係で有効である。次に、Δｔ３
区間に先立って、パルス分配処理１４０が起動される。
ここではこの区間はゼロクロスが来た直後のパルス出力
ゆえ、移行直後処理１４６００のうち１４６０２が実行
され、２２，２３，２５がオンされる処理が施される。
このパルスパターンは電源との関係でΔｔ２で用いられ
たパターンと同様のものである。そして、さらに時間が
経過し、Δｔ４区間に入る前に、再びパルス分配処理１
４０が起動される。ここではこの区間はゼロクロスが来
てしばらくののちのパルス出力ゆえ、通常処理１４７０
０のうち１４７０２が実行され、２１，２２，２３，２
５がオンされ一連のゼロクロス付近のパルス出力は完了
する。
【００１１】図７に本発明の効果を示す一実施例を示
す。ここでは７０Ａの直流電流を定常的に流した状態で
その脈動成分のみを取り出して測定している。（ａ）は
従来制御を用いた時の直流電流波形であり、（ｂ）は本
発明の移行パルス，移行直後パルスを用いたときの直流
出力電流波形である。（ａ）では電源変動の少ない前半
部分は電流の落ち込みはやや大きいものの比較的同期処
理は安定しているが、後半は電源周波数が多少変動した
と思われる影響を大きく受けて、最適な電源電圧とパル
スパターンの関係が崩れ電流が跳躍しているのに対し
て、(ｂ)では６０°ごとの同期処理に基づく脈動電流成
分は良好に制御され、跳躍的な動きはほとんど発生して
いないことが分かる。このように本発明の実施例では従
来方式よりも電流の脈動を１／３以上低減できており、
振動騒音特性を大幅に改善できている。この効果は逆の
見方をすると、直流リアクトルなどの平滑回路を小形化
し、システムを安価にしたシステムとしてもトルク脈動
や騒音発生を従来レベルにとどめることができることを
示しており、原価低減の効果を発揮しうるものである。
このように本実施例によれば、電源角６０°ごとのゼロ
クロスに伴う電源同期処理を円滑に行うことができるの
で出力脈動の低減効果がある。
す。ここでは７０Ａの直流電流を定常的に流した状態で
その脈動成分のみを取り出して測定している。（ａ）は
従来制御を用いた時の直流電流波形であり、（ｂ）は本
発明の移行パルス，移行直後パルスを用いたときの直流
出力電流波形である。（ａ）では電源変動の少ない前半
部分は電流の落ち込みはやや大きいものの比較的同期処
理は安定しているが、後半は電源周波数が多少変動した
と思われる影響を大きく受けて、最適な電源電圧とパル
スパターンの関係が崩れ電流が跳躍しているのに対し
て、(ｂ)では６０°ごとの同期処理に基づく脈動電流成
分は良好に制御され、跳躍的な動きはほとんど発生して
いないことが分かる。このように本発明の実施例では従
来方式よりも電流の脈動を１／３以上低減できており、
振動騒音特性を大幅に改善できている。この効果は逆の
見方をすると、直流リアクトルなどの平滑回路を小形化
し、システムを安価にしたシステムとしてもトルク脈動
や騒音発生を従来レベルにとどめることができることを
示しており、原価低減の効果を発揮しうるものである。
このように本実施例によれば、電源角６０°ごとのゼロ
クロスに伴う電源同期処理を円滑に行うことができるの
で出力脈動の低減効果がある。
【００１２】
【発明の効果】本発明によれば、電気角６０゜ごとのゼ
ロクロスに伴う電源同期処理を円滑に行うことができる
ので出力脈動の低減が可能となる効果がある。また、直
流リアクトルなど平滑回路を簡便にできるので、原価低
減と装置据えつけ面積の削減効果も期待できる。
ロクロスに伴う電源同期処理を円滑に行うことができる
ので出力脈動の低減が可能となる効果がある。また、直
流リアクトルなど平滑回路を簡便にできるので、原価低
減と装置据えつけ面積の削減効果も期待できる。
【図１】本発明の一実施例の系統図。
【図２】本発明の一実施例の全体制御プログラムのフロ
ーチャート。
ーチャート。
【図３】本発明の一実施例の個別制御プログラムのフロ
ーチャート。
ーチャート。
【図４】本発明の第二実施例の個別制御プログラムのフ
ローチャート。
ローチャート。
【図５】本発明の第三実施例の個別制御プログラムのフ
ローチャート。
ローチャート。
【図６】本発明によるパルス出力の一例を示すタイミン
グチャート。
グチャート。
【図７】本発明の効果を示す実験結果図の特性図。
１…３相交流電源、２…コンバータ、３…電流検出器、
４…負荷、５…電流指令入力端子、６…加算点、７…電
圧検出器、８…波形整形回路、９…同期化装置、１０…
パターン発生装置、２１−２６…コンバータを構成する
スイッチ素子、１１０…関数発生手段、１２０…総合位
相作成手段、１３０…領域判定手段、１４０…分配手
段。
４…負荷、５…電流指令入力端子、６…加算点、７…電
圧検出器、８…波形整形回路、９…同期化装置、１０…
パターン発生装置、２１−２６…コンバータを構成する
スイッチ素子、１１０…関数発生手段、１２０…総合位
相作成手段、１３０…領域判定手段、１４０…分配手
段。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 有田 年男 東京都千代田区神田錦町一丁目６番地 株 式会社日立ビルシステムサービス内
Claims (10)
- 【請求項１】複数のスイッチング素子を備え交流電源と
直流との間で電力の授受を行う電力変換器と、上記交流
の半周期よりも十分に短い所定周期毎にその存在する交
流位相に応じて上記周期内に発生させる上記スイッチン
グ素子に与えるべきパルスの幅とオンオフすべきスイッ
チング素子とからパルスパターンを決定する手段とを備
えたＰＷＭ制御装置において、上記ＰＷＭ制御装置は、
上記所定周期のうち上記交流電源電圧の極性が変化する
点の到来に先立って、その箇所を上記周期内に含む期間
用のパルスパターンとして、その所定周期期間の直後に
続くパルスパターンと上記交流電源電圧との関係で等価
的にほぼ同一の移行パルスパターンを設定する手段を有
することを特徴とするコンバータのＰＷＭ制御装置。 - 【請求項２】請求項１で、上記電源電圧の極性変化点を
あらかじめ推定する手段を有するコンバータのＰＷＭ制
御装置。 - 【請求項３】請求項２で、上記極性変化点の推定手段
は、上記交流位相値が６０゜＊ｎ（ｎは整数）に接近し
たか否かの情報をもとにして、極性変化前にそれを推定
するコンバータのＰＷＭ制御装置。 - 【請求項４】請求項２で、上記極性変化点の推定手段
は、上記算出パルス幅が十分狭くなったか否かの情報を
もとにして、極性変化前にそれを推定するコンバータの
ＰＷＭ制御装置。 - 【請求項５】請求項１で、上記電力変換器は電流型であ
るコンバータのＰＷＭ制御装置。 - 【請求項６】請求項１で、上記移行パルスパターンは、
３相のうち短絡相対応のパルスの他、２相の給電相対応
のうち幅広側の相対応のパルスの計２組の２相変調パル
スで構成されるコンバータのＰＷＭ制御装置。 - 【請求項７】請求項６で、上記給電相のうち出力される
側のパルスはその幅が所定値以上であるコンバータのＰ
ＷＭ制御装置。 - 【請求項８】請求項６で、上記給電相のうち出力されな
い側のパルスは出力される給電相と短絡相に２等分配さ
れるコンバータのＰＷＭ制御装置。 - 【請求項９】請求項６で、上記給電相のうち出力されな
い側のパルスは出力される給電相にすべて分配されるコ
ンバータのＰＷＭ制御装置。 - 【請求項１０】請求項６で、所定周期内で上記移行パル
スパターンのうち短絡相対応のパルスが他の給電相対応
のパルスに先立って供給されるコンバータのＰＷＭ制御
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21154895A JPH0956162A (ja) | 1995-08-21 | 1995-08-21 | コンバータのｐｗｍ制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21154895A JPH0956162A (ja) | 1995-08-21 | 1995-08-21 | コンバータのｐｗｍ制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0956162A true JPH0956162A (ja) | 1997-02-25 |
Family
ID=16607649
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21154895A Pending JPH0956162A (ja) | 1995-08-21 | 1995-08-21 | コンバータのｐｗｍ制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0956162A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006042579A (ja) * | 2004-07-30 | 2006-02-09 | Daikin Ind Ltd | スイッチング制御方法、整流装置及び駆動システム |
| JP2006038432A (ja) * | 2004-07-30 | 2006-02-09 | Daikin Ind Ltd | 圧縮機制御方法及び冷媒圧縮装置並びに空気調和機及びその制御方法 |
| WO2010116706A1 (ja) * | 2009-04-08 | 2010-10-14 | パナソニック株式会社 | 直流電源装置およびインバータ駆動装置およびこれを用いた空気調和機 |
| US8729846B2 (en) | 2011-10-17 | 2014-05-20 | Panasonic Corporation | Motor drive system and control method thereof |
| US8773063B2 (en) | 2011-10-17 | 2014-07-08 | Panasonic Corporation | Motor drive system and control method thereof |
| JP2016522673A (ja) * | 2013-06-18 | 2016-07-28 | ルノー エス．ア．エス． | 電力コンバータを制御する方法及びその関連デバイス |
-
1995
- 1995-08-21 JP JP21154895A patent/JPH0956162A/ja active Pending
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006042579A (ja) * | 2004-07-30 | 2006-02-09 | Daikin Ind Ltd | スイッチング制御方法、整流装置及び駆動システム |
| JP2006038432A (ja) * | 2004-07-30 | 2006-02-09 | Daikin Ind Ltd | 圧縮機制御方法及び冷媒圧縮装置並びに空気調和機及びその制御方法 |
| JP4517762B2 (ja) * | 2004-07-30 | 2010-08-04 | ダイキン工業株式会社 | スイッチング制御方法、整流装置及び駆動システム |
| JP4682555B2 (ja) * | 2004-07-30 | 2011-05-11 | ダイキン工業株式会社 | 空気調和機及びその制御方法 |
| WO2010116706A1 (ja) * | 2009-04-08 | 2010-10-14 | パナソニック株式会社 | 直流電源装置およびインバータ駆動装置およびこれを用いた空気調和機 |
| US8729846B2 (en) | 2011-10-17 | 2014-05-20 | Panasonic Corporation | Motor drive system and control method thereof |
| US8773063B2 (en) | 2011-10-17 | 2014-07-08 | Panasonic Corporation | Motor drive system and control method thereof |
| JP2016522673A (ja) * | 2013-06-18 | 2016-07-28 | ルノー エス．ア．エス． | 電力コンバータを制御する方法及びその関連デバイス |
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