JPH09331673A - 電流共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
電流共振型ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
- Publication number
- JPH09331673A JPH09331673A JP14695896A JP14695896A JPH09331673A JP H09331673 A JPH09331673 A JP H09331673A JP 14695896 A JP14695896 A JP 14695896A JP 14695896 A JP14695896 A JP 14695896A JP H09331673 A JPH09331673 A JP H09331673A
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- current
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 スイッチング周波数を可聴周波数帯域以上に
して雑音発生を阻止し、正確な出力電圧の安定化制御を
行うとともに、コスト増を抑える。 【解決手段】 入力電圧Ｖｉｎ端と接地との間にコンデ
ンサＣ１が、出力電圧Ｖｏ端と接地との間にコンデンサ
Ｃ７が接続される。入力電圧Ｖｉｎ端と出力電圧Ｖｏ端
との間にスイッチング素子Ｄ５と共振用チョークコイル
Ｌ２及び電流が減少した際にインダクタンスが増加する
スイング型チョークコイルＬ３が直列接続され、共振用
チョークコイルＬ２とスイング型チョークコイルＬ３の
接続点と接地との間に共振用コンデンサＣ４及び整流用
ダイオードＤ６が並列接続される。制御回路８が出力電
圧Ｖｏの値に基づいてスイッチング素子Ｄ５のオン・オ
フ時間を制御し、共振用チョークコイルＬ２と共振用コ
ンデンサＣ４による共振電流の波形に対応したオン時間
にスイッチング素子Ｄ５を駆動制御する。
して雑音発生を阻止し、正確な出力電圧の安定化制御を
行うとともに、コスト増を抑える。 【解決手段】 入力電圧Ｖｉｎ端と接地との間にコンデ
ンサＣ１が、出力電圧Ｖｏ端と接地との間にコンデンサ
Ｃ７が接続される。入力電圧Ｖｉｎ端と出力電圧Ｖｏ端
との間にスイッチング素子Ｄ５と共振用チョークコイル
Ｌ２及び電流が減少した際にインダクタンスが増加する
スイング型チョークコイルＬ３が直列接続され、共振用
チョークコイルＬ２とスイング型チョークコイルＬ３の
接続点と接地との間に共振用コンデンサＣ４及び整流用
ダイオードＤ６が並列接続される。制御回路８が出力電
圧Ｖｏの値に基づいてスイッチング素子Ｄ５のオン・オ
フ時間を制御し、共振用チョークコイルＬ２と共振用コ
ンデンサＣ４による共振電流の波形に対応したオン時間
にスイッチング素子Ｄ５を駆動制御する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、負荷に流れる電流
変化に対応してスイッチング周波数をスイッチング素子
のオン・オフ時間可変制御する電流共振型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータに関する。
変化に対応してスイッチング周波数をスイッチング素子
のオン・オフ時間可変制御する電流共振型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】図４は従来の電流共振型ＤＣ−ＤＣコン
バータでの不連続波形の動作状態における波形図であ
り、図５は従来の電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータでの
連続波形の動作状態における波形図である。また、図６
はチョークコイルのインダクタンス対重畳電流特性図で
あり、図７は負荷電流に対するスイッチング周波数の特
性図である。
バータでの不連続波形の動作状態における波形図であ
り、図５は従来の電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータでの
連続波形の動作状態における波形図である。また、図６
はチョークコイルのインダクタンス対重畳電流特性図で
あり、図７は負荷電流に対するスイッチング周波数の特
性図である。
【０００３】図４から図７において、この従来例の負荷
電流の変化に対応してスイッチング周波数を可変制御す
る電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、その制御がス
イッチング素子のオン時間と共振周波数を対応させる固
定方式である。このため負荷電流の変化に応じて出力電
圧を安定させるためには、図４（ａ）、図５（ａ）に示
すようにスイッチング素子でのオフ時間を可変してい
る。すなわち、図６に示すように負荷電流に応じてスイ
ッチング周波数を変化させている。この場合のオフ時間
は、負荷電流が減少すると共振電流の全波形が正、負の
エネルギーを相殺する動作状態となる。このためオフ時
間の長さを、ある程度制限できる動作状態から、さら
に、負荷電流が減少すると共振電流の全波形はオフ時間
が長くなる動作状態に移行し、その出力電圧の安定化を
図るようにしている。
電流の変化に対応してスイッチング周波数を可変制御す
る電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、その制御がス
イッチング素子のオン時間と共振周波数を対応させる固
定方式である。このため負荷電流の変化に応じて出力電
圧を安定させるためには、図４（ａ）、図５（ａ）に示
すようにスイッチング素子でのオフ時間を可変してい
る。すなわち、図６に示すように負荷電流に応じてスイ
ッチング周波数を変化させている。この場合のオフ時間
は、負荷電流が減少すると共振電流の全波形が正、負の
エネルギーを相殺する動作状態となる。このためオフ時
間の長さを、ある程度制限できる動作状態から、さら
に、負荷電流が減少すると共振電流の全波形はオフ時間
が長くなる動作状態に移行し、その出力電圧の安定化を
図るようにしている。
【０００４】この場合、負荷電流が減少するとスイッチ
ング周波数が可聴周波数帯域の２０ｋＨｚ以下になって
しまうことがある。さらに、オフ時間の長さで出力電圧
を安定化できなくなり、出力電圧が上昇してしまうこと
がある。このような負荷電流が減少した際に生じる図４
（ｃ）、図５（ｃ）に示す共振電流への移行は、図７に
示すようにチョークコイルのインダクタンス（Ｌ）の値
と関係がある。負荷電流が減少した際にチョークコイル
のインダクタンスが小さい場合、チョークコイルに流れ
る電流が図４（ｂ）に示すように不連続波形の動作とな
り、図４（ａ）に示すようにスイッチング素子のオフ時
間が長くなる。この場合、このオフ時間が十分に長くな
いと、出力電圧が上昇する。
ング周波数が可聴周波数帯域の２０ｋＨｚ以下になって
しまうことがある。さらに、オフ時間の長さで出力電圧
を安定化できなくなり、出力電圧が上昇してしまうこと
がある。このような負荷電流が減少した際に生じる図４
（ｃ）、図５（ｃ）に示す共振電流への移行は、図７に
示すようにチョークコイルのインダクタンス（Ｌ）の値
と関係がある。負荷電流が減少した際にチョークコイル
のインダクタンスが小さい場合、チョークコイルに流れ
る電流が図４（ｂ）に示すように不連続波形の動作とな
り、図４（ａ）に示すようにスイッチング素子のオフ時
間が長くなる。この場合、このオフ時間が十分に長くな
いと、出力電圧が上昇する。
【０００５】したがって、チョークコイルが図５（ｂ）
に示すように連続波形で動作することによって、負荷電
流の減少時に共振電流は、全波形で正負を相殺する動作
となり、可聴帯域以外のスイッチング周波数で動作させ
ることが出来る。
に示すように連続波形で動作することによって、負荷電
流の減少時に共振電流は、全波形で正負を相殺する動作
となり、可聴帯域以外のスイッチング周波数で動作させ
ることが出来る。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、チョークコ
イルに流れる電流を連続波形で動作させるには、ブリー
ダ電流を流すことによって可能になるが、ブリーダ電流
の消費による効率低下が生じてしまうため、負荷電流が
減少するとスイッチング周波数が可聴周波数帯域である
２０ｋＨｚ以下になって、その雑音が発生し、オフ時間
の長さで出力電圧を安定化出来なくなり、出力電圧が上
昇して、正確な電圧制御が出来ないという欠点がある。
来の電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、チョークコ
イルに流れる電流を連続波形で動作させるには、ブリー
ダ電流を流すことによって可能になるが、ブリーダ電流
の消費による効率低下が生じてしまうため、負荷電流が
減少するとスイッチング周波数が可聴周波数帯域である
２０ｋＨｚ以下になって、その雑音が発生し、オフ時間
の長さで出力電圧を安定化出来なくなり、出力電圧が上
昇して、正確な電圧制御が出来ないという欠点がある。
【０００７】本発明は、このような従来の技術における
課題を解決するものであり、スイッチング周波数が可聴
周波数帯域以上になって、雑音発生を阻止し、かつ、出
力電圧の上昇をなくして、正確な出力電圧の安定化制御
が可能になるとともに、そのコスト増を抑えることが出
来る優れた電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供す
る。
課題を解決するものであり、スイッチング周波数が可聴
周波数帯域以上になって、雑音発生を阻止し、かつ、出
力電圧の上昇をなくして、正確な出力電圧の安定化制御
が可能になるとともに、そのコスト増を抑えることが出
来る優れた電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供す
る。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記課題を達成するため
に、本発明の電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータは、共振
用チョークコイルと共振用コンデンサによる共振電流の
波形に対応したオン時間にスイッチング素子を制御回路
が駆動制御する。この際、負荷の電流が減少した場合に
もスイング型チョークコイルが連続波形の電流で動作す
ることによって、スイッチング周波数を可聴周波数帯域
以上に設定して雑音発生を阻止し、かつ、出力電圧の上
昇をなくして、その正確な出力電圧の安定化制御が出来
るようになる。
に、本発明の電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータは、共振
用チョークコイルと共振用コンデンサによる共振電流の
波形に対応したオン時間にスイッチング素子を制御回路
が駆動制御する。この際、負荷の電流が減少した場合に
もスイング型チョークコイルが連続波形の電流で動作す
ることによって、スイッチング周波数を可聴周波数帯域
以上に設定して雑音発生を阻止し、かつ、出力電圧の上
昇をなくして、その正確な出力電圧の安定化制御が出来
るようになる。
【０００９】
【発明の実施の形態】本発明の請求項１に記載の発明
は、入力端と接地との間に接続された入力側平滑用コン
デンサと、出力端と接地との間に接続された出力側平滑
用コンデンサと、入力端と出力端との間に直列接続され
たスイッチング素子、共振用チョークコイル及び電流が
減少した際にインダクタンスが増加する特性のスイング
型チョークコイルと、共振用チョークコイルとスイング
型チョークコイルの接続点と接地間に接続された並列接
続の共振用コンデンサ及び整流素子と、出力電圧値に基
づいて前記スイッチング素子のオン・オフ時間を制御す
る制御回路とを備えたものである。
は、入力端と接地との間に接続された入力側平滑用コン
デンサと、出力端と接地との間に接続された出力側平滑
用コンデンサと、入力端と出力端との間に直列接続され
たスイッチング素子、共振用チョークコイル及び電流が
減少した際にインダクタンスが増加する特性のスイング
型チョークコイルと、共振用チョークコイルとスイング
型チョークコイルの接続点と接地間に接続された並列接
続の共振用コンデンサ及び整流素子と、出力電圧値に基
づいて前記スイッチング素子のオン・オフ時間を制御す
る制御回路とを備えたものである。
【００１０】以上により、共振用チョークコイルと共振
用コンデンサによる共振電流の波形に対応したオン時間
にスイッチング素子を制御回路が駆動制御しているの
で、ブリーダ電流を流すことなく、負荷の電流が減少し
た際にもスイング型チョークコイルが連続波形の電流で
動作し、スイッチング周波数を可聴周波数帯域以上に設
定して雑音発生を阻止できる。かつ、出力電圧の上昇を
なくして、その正確な出力電圧の安定化制御が可能にな
る。この場合のスイング型チョークコイルのインダクタ
ンスを大きい値に設定する際に、コアのギャップ幅を変
更するのみで可能になるため、コアを大型化する必要が
なくなって、そのコスト増を抑えることが出来るように
なる。
用コンデンサによる共振電流の波形に対応したオン時間
にスイッチング素子を制御回路が駆動制御しているの
で、ブリーダ電流を流すことなく、負荷の電流が減少し
た際にもスイング型チョークコイルが連続波形の電流で
動作し、スイッチング周波数を可聴周波数帯域以上に設
定して雑音発生を阻止できる。かつ、出力電圧の上昇を
なくして、その正確な出力電圧の安定化制御が可能にな
る。この場合のスイング型チョークコイルのインダクタ
ンスを大きい値に設定する際に、コアのギャップ幅を変
更するのみで可能になるため、コアを大型化する必要が
なくなって、そのコスト増を抑えることが出来るように
なる。
【００１１】次に、本発明の実施の形態について図面を
参照して詳細に説明する。 （実施の形態１）図１は本発明の一実施の形態における
電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図で
ある。図１において、この例は負荷に流れる電流変化に
対応してスイッチング周波数を可変制御する電流共振型
であり、入力電圧Ｖｉｎのリップルを除去するための入
力側平滑用コンデンサＣ１を有している。さらに、入力
電圧Ｖｉｎをオン・オフするスイッチング素子Ｄ５と、
このスイッチング素子Ｄ５に直列接続され、電流共振回
路を構成する共振用チョークコイルＬ２及び共振用コン
デンサＣ４とが設けられている。
参照して詳細に説明する。 （実施の形態１）図１は本発明の一実施の形態における
電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図で
ある。図１において、この例は負荷に流れる電流変化に
対応してスイッチング周波数を可変制御する電流共振型
であり、入力電圧Ｖｉｎのリップルを除去するための入
力側平滑用コンデンサＣ１を有している。さらに、入力
電圧Ｖｉｎをオン・オフするスイッチング素子Ｄ５と、
このスイッチング素子Ｄ５に直列接続され、電流共振回
路を構成する共振用チョークコイルＬ２及び共振用コン
デンサＣ４とが設けられている。
【００１２】また、流れる電流が減少した際にインダク
タンスが増加する特性のスイング型チョークコイルＬ３
と、共振用チョークコイルＬ２及び共振用コンデンサＣ
４からのスイッチング電圧を整流する整流用ダイオード
Ｄ６とを有している。さらに、スイッチング素子Ｄ５の
オン・オフ時間（スイッチング周波数）を制御する制御
回路８と、出力電圧Ｖｏのリップルを除去するための出
力側平滑用コンデンサＣ７と、この電流共振型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータに接続される負荷ＲＬとを有している。
タンスが増加する特性のスイング型チョークコイルＬ３
と、共振用チョークコイルＬ２及び共振用コンデンサＣ
４からのスイッチング電圧を整流する整流用ダイオード
Ｄ６とを有している。さらに、スイッチング素子Ｄ５の
オン・オフ時間（スイッチング周波数）を制御する制御
回路８と、出力電圧Ｖｏのリップルを除去するための出
力側平滑用コンデンサＣ７と、この電流共振型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータに接続される負荷ＲＬとを有している。
【００１３】次に、この実施形態の動作について説明す
る。スイッチング素子Ｄ５のオン時間は、共振用チョー
クコイルＬ２及び共振用コンデンサＣ４で構成される共
振電流Ｉｒの共振周波数に対応させて固定している。こ
の結果、負荷ＲＬに流れる電流ＩLに応じて出力電圧Ｖ
ｏを安定させるためには、スイッチング素子Ｄ５のオフ
時間を可変させる必要がある。しかし、負荷ＲＬに流れ
る電流が減少するとスイング型チョークコイルＬ３に流
れる電流ＩLが従前の図４に示したように不連続波形に
なる。したがって、出力電圧Ｖｏの安定化のために制御
回路８がスイッチング素子Ｄ５を制御する。この制御で
はオフ時間を長くしてスイッチング周波数を低下させ
る。ここでスイング型チョークコイルＬ３に流れる電流
ＩLが従前の図５に示したように、連続波形となる動作
条件は次式（１）で与えられる。
る。スイッチング素子Ｄ５のオン時間は、共振用チョー
クコイルＬ２及び共振用コンデンサＣ４で構成される共
振電流Ｉｒの共振周波数に対応させて固定している。こ
の結果、負荷ＲＬに流れる電流ＩLに応じて出力電圧Ｖ
ｏを安定させるためには、スイッチング素子Ｄ５のオフ
時間を可変させる必要がある。しかし、負荷ＲＬに流れ
る電流が減少するとスイング型チョークコイルＬ３に流
れる電流ＩLが従前の図４に示したように不連続波形に
なる。したがって、出力電圧Ｖｏの安定化のために制御
回路８がスイッチング素子Ｄ５を制御する。この制御で
はオフ時間を長くしてスイッチング周波数を低下させ
る。ここでスイング型チョークコイルＬ３に流れる電流
ＩLが従前の図５に示したように、連続波形となる動作
条件は次式（１）で与えられる。
【００１４】 Ｉｏ＞Ｖｏ×Ｔｏｆｆ／２Ｌ …（１） Ｉｏ：出力電流 Ｖｏ：出力電圧 Ｌ：スイング型チョークコイルＬ３のインダクタンス この（数１）から負荷ＲＬに流れる電流ＩLの減少時に
連続波形で動作させるためには、スイング型チョークコ
イルＬ３のインダクタンス値を大きくする必要がある。
連続波形で動作させるためには、スイング型チョークコ
イルＬ３のインダクタンス値を大きくする必要がある。
【００１５】このインダクタンス値を大きくすると通常
動作時でも未磁気飽和状態で使用することができず、コ
アサイズを大きくする必要がある。換言すれば、コスト
及び装置内への実装の点で不利となる。このため、この
実施形態では流れる電流が減少した際にインダクタンス
が増加する特性のスイング型チョークコイルＬ３を用い
ている。
動作時でも未磁気飽和状態で使用することができず、コ
アサイズを大きくする必要がある。換言すれば、コスト
及び装置内への実装の点で不利となる。このため、この
実施形態では流れる電流が減少した際にインダクタンス
が増加する特性のスイング型チョークコイルＬ３を用い
ている。
【００１６】図２はスイング型チョークコイルＬ３のイ
ンダクタンス対重畳電流特性図であり、図３は負荷ＲＬ
の電流に対するスイッチング周波数の特性図である。こ
の図２に示すようにスイング型チョークコイルＬ３は、
ここに流れる重畳電流（電流ＩL ）が減少した際にイン
ダクタンス（Ｌ）値が増加する特性を有しており、この
スイング型チョークコイルＬ３のコアのサイズを大型化
せずに負荷ＲＬの電流にかかわらず連続波形が得られる
動作となる。
ンダクタンス対重畳電流特性図であり、図３は負荷ＲＬ
の電流に対するスイッチング周波数の特性図である。こ
の図２に示すようにスイング型チョークコイルＬ３は、
ここに流れる重畳電流（電流ＩL ）が減少した際にイン
ダクタンス（Ｌ）値が増加する特性を有しており、この
スイング型チョークコイルＬ３のコアのサイズを大型化
せずに負荷ＲＬの電流にかかわらず連続波形が得られる
動作となる。
【００１７】したがって、負荷ＲＬへの電流の減少時に
も、スイング型チョークコイルＬ３に流れる電流ＩL が
連続波形となり、共振電流Ｉｒも、その共振電流Ｉｒで
相殺する動作となって、スイッチング素子Ｄ５のオフ時
間が制限される。この結果、スイッチング周波数が可聴
帯域以外になり、かつ、出力電圧Ｖｏが安定化される。
も、スイング型チョークコイルＬ３に流れる電流ＩL が
連続波形となり、共振電流Ｉｒも、その共振電流Ｉｒで
相殺する動作となって、スイッチング素子Ｄ５のオフ時
間が制限される。この結果、スイッチング周波数が可聴
帯域以外になり、かつ、出力電圧Ｖｏが安定化される。
【００１８】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
の電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータによれば、共振用チ
ョークコイルと共振用コンデンサによる共振電流の波形
に対応したオン時間にスイッチング素子を制御回路が駆
動制御し、負荷の電流が減少した場合にもスイング型チ
ョークコイルが連続波形の電流で動作するため、スイッ
チング周波数が可聴周波数帯域以上になって、その雑音
発生を阻止できるようになる。かつ、出力電圧が上昇し
なくなって、その正確な出力電圧の安定化制御が出来る
ようになる。
の電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータによれば、共振用チ
ョークコイルと共振用コンデンサによる共振電流の波形
に対応したオン時間にスイッチング素子を制御回路が駆
動制御し、負荷の電流が減少した場合にもスイング型チ
ョークコイルが連続波形の電流で動作するため、スイッ
チング周波数が可聴周波数帯域以上になって、その雑音
発生を阻止できるようになる。かつ、出力電圧が上昇し
なくなって、その正確な出力電圧の安定化制御が出来る
ようになる。
【図１】本発明の一実施の形態における電流共振型ＤＣ
−ＤＣコンバータの構成を示す回路図
−ＤＣコンバータの構成を示す回路図
【図２】同実施の形態におけるスイング型チョークコイ
ルのインダクタンス対重畳電流特性図
ルのインダクタンス対重畳電流特性図
【図３】同実施の形態における負荷電流に対するスイッ
チング周波数の特性図
チング周波数の特性図
【図４】従来例の電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータでの
不連続波形の動作状態における波形図
不連続波形の動作状態における波形図
【図５】従来例の電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータでの
連続波形の動作状態における波形図
連続波形の動作状態における波形図
【図６】従来例におけるチョークコイルのインダクタン
ス対重畳電流特性図
ス対重畳電流特性図
【図７】従来例における負荷電流に対するスイッチング
周波数の特性図
周波数の特性図
【符号の説明】 Ｃ１ 入力側平滑用コンデンサ Ｃ４ 共振用コンデンサ Ｃ７ 出力側平滑用コンデンサ Ｄ５ スイッチング素子 Ｄ６ 整流用ダイオード Ｌ２ 共振用チョークコイル Ｌ３ スイング型チョークコイル ＲＬ 負荷 ８ 制御回路
Claims (1)
- 【請求項１】 入力端と接地との間に接続された入力側
平滑用コンデンサと、出力端と接地との間に接続された
出力側平滑用コンデンサと、入力端と出力端との間に直
列接続されたスイッチング素子、共振用チョークコイル
及び電流が減少した際にインダクタンスが増加する特性
のスイング型チョークコイルと、共振用チョークコイル
とスイング型チョークコイルの接続点と接地間に接続さ
れた並列接続の共振用コンデンサ及び整流素子と、出力
電圧値に基づいて前記スイッチング素子のオン・オフ時
間を制御する制御回路とを備え、前記共振用チョークコ
イルと共振用コンデンサによる共振電流の波形に対応し
たオン時間に前記スイッチング素子を前記制御回路が駆
動制御することを特徴とする電流共振型ＤＣ−ＤＣコン
バータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14695896A JP3575169B2 (ja) | 1996-06-10 | 1996-06-10 | 電流共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14695896A JP3575169B2 (ja) | 1996-06-10 | 1996-06-10 | 電流共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09331673A true JPH09331673A (ja) | 1997-12-22 |
| JP3575169B2 JP3575169B2 (ja) | 2004-10-13 |
Family
ID=15419436
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14695896A Expired - Fee Related JP3575169B2 (ja) | 1996-06-10 | 1996-06-10 | 電流共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3575169B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005518177A (ja) * | 2002-02-14 | 2005-06-16 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | パワーコンバータの騒音低減 |
| JP2005295636A (ja) * | 2004-03-31 | 2005-10-20 | Furukawa Electric Co Ltd:The | スイッチング電源回路及びｄｃ−ｄｃコンバータ |
-
1996
- 1996-06-10 JP JP14695896A patent/JP3575169B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005518177A (ja) * | 2002-02-14 | 2005-06-16 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | パワーコンバータの騒音低減 |
| JP2005295636A (ja) * | 2004-03-31 | 2005-10-20 | Furukawa Electric Co Ltd:The | スイッチング電源回路及びｄｃ−ｄｃコンバータ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3575169B2 (ja) | 2004-10-13 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20040325 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040330 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040518 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20040615 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20040628 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20070716 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080716 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090716 Year of fee payment: 5 |
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| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |