JPH0923646A - スイッチングレギュレータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 出力の変動が大きくても、その電源の入力電
流を常に高調波電流成分を抑えて、高力率を維持し続け
られるようにする。 【構成】 交流電源１の電力をダイオードブリッジ２と
平滑コンデンサ３により整流平滑し、この１次直流電力
をトランス９の１次巻線ＮＰに直列接続されたＦＥＴ１
１によりオンオフし、トランス９の２次巻線ＮＳ１，Ｎ
Ｓ２に誘起された電力をさらに整流平滑して２次直流電
力として出力し、その２次直流電力の出力電圧に応じて
ＦＥＴ１１のデューティ比を制御して出力電圧を安定化
するスイッチングレギュレータにおいて、交流電源１と
ダイオードブリッジ２との間に、小負荷時の高調波電流
抑制用のチョークコイル４ａと、これをバイパスするた
めの高負荷時の高調波電流抑制用のチョークコイル４ｂ
とトライアック５との直列回路とが並列接続となる回路
と、ＦＥＴ１１を流れる電流の平均値を検出する電流検
出回路１０とを設け、この電流検出回路１０が検出した
電流の平均値が所定値以下の時はトライアック５をオフ
し、所定値を越えた時はオンさせる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、例えば複写機、
プリンタ、ファクシミリのようなＯＡ機器に使用される
スイッチングレギュレータに関する。

【０００２】

【従来の技術】複写機、プリンタ、ファクシミリ等の画
像形成装置やその他のＯＡ機器用の直流電源装置とし
て、小型高効率で優れた電圧安定性を有するＤＣ−ＤＣ
コンバータを備えたスイッチングレギュレータが広く使
用されている。一方、これらＯＡ機器の発達は目覚まし
く、特に普通紙に画像を形成する画像形成装置、例えば
複写機においては高速化、多機能化に伴って、その直流
電源容量の増加が著しくなっている。例えば、駆動源で
あるモータは、その回転状態を正確に制御するためにＡ
ＣモータからＤＣモータに変わり、高圧電源の種類も増
えているから、従来１００ＶＡ程度であった直流電源の
容量が４００ＶＡ級から５００ＶＡ級になり、中には６
００ＶＡを越える機種も現われ、しかも厳しい電圧安定
性が要求されている。

【０００３】このような機器の電源としては、効率が落
として電圧を安定化させているドロッパ型電源が使用さ
れていたが、この形式の電源はサイズの大型化と大量の
発熱を伴うという問題があり、代ってそれらの問題点を
解決し、小型で発熱も少ない高効率のスイッチングレギ
ュレータが使用され始めている。

【０００４】しかしながら、スイッチングレギュレータ
のＤＣ−ＤＣコンバータに交流電源からの交流電力を整
流平滑化して直流電力を供給する整流平滑回路として、
例えば特開昭６４−４０８４９号公報に示されているよ
うに、交流電源をダイオードブリッジと平滑用コンデン
サで直流に変換して出力するコンデンサ入力型は、ダイ
オードブリッジの出力を大容量の平滑コンデンサで平滑
化するため、短時間に過大なピーク電流が流れ、そのた
め波形が著しく歪み、力率が低下してしまう。このよう
に、ＤＣ−ＤＣコンバータの効率が優れていても、組み
合わされる整流平滑回路の力率が悪いと、効率と力率の
積であるＶＡ効率（出力ＶＡ／入力ＶＡ）がよくならな
い。

【０００５】そこで、例えば特開昭６３−２３５６１号
公報に示されているように、平滑用のコンデンサを使用
せず、全波整流した直流を直接にＤＣ−ＤＣコンバータ
に入力して力率を改善することが提案されている。

【０００６】また、図８の回路図に示すように、交流電
源８１からの交流電力を整流するダイオードブリッジ８
２と、平滑用のコンデンサ８３そしてダイオードブリッ
ジ８２と平滑コンデンサ８３との間に接続されたチョー
クコイル８４とで構成されたチョークインプット型の整
流平滑回路を設け、この整流平滑回路で整流平滑化して
直流電圧にし、これをＤＣ−ＤＣコンバータ８５に供給
することもよく知られている。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前者の
提案は、平滑コンデンサを除いたことにより生じる整流
電力のゼロクロス付近のスイッチング動作不安定を解決
するために、別に補助の電源回路が必要となり、回路が
複雑で、部品点数が増大し、コストアップを招く等の問
題があった。

【０００８】また、後者のチョークインプット型の整流
平滑回路は、力率と電圧レギュレーションの点では優れ
ているが、５０Ｈｚや６０Ｈｚの商用電源周波数で作動
するため、５０ＫＨｚ〜２００ＫＨｚというような高周
波のスイッチング周波数で作動するＤＣ−ＤＣコンバー
タのトランス、チョークコイルに比べて遙かに大型で重
く、コストも高くなる欠点があり、無理に小型化しよう
とすれば発熱が増大して放熱板や冷却ファン等が必要と
なり、小型化が困難であった。

【０００９】この発明は、上述したような現状に鑑みて
なされたものであり、その目的は出力電力の変動が大き
くても、その電源の入力電流を常に高調波電流成分を抑
えて、高力率を維持し続けられるようにしたスイッチン
グレギュレータを比較的簡単な構成で、大型化を伴わず
提供することにある。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上述した目的を達成する
ため、第１の手段は、交流電源から入力された交流電力
を整流素子と平滑コンデンサにより整流平滑し、その整
流平滑された１次直流電力をトランスの１次巻線と直列
に接続されたスイッチング素子によりオンオフし、トラ
ンスの２次巻線に誘起された電力をさらに整流平滑して
得られた２次直流電力を出力するとともに、その２次直
流電力の出力電圧に応じてスイッチング素子のデューテ
ィ比を制御することにより出力電圧を安定化するスイッ
チングレギュレータにおいて、交流電源と整流素子との
間に、小負荷時の高調波電流抑制用の第１のチョークコ
イルと、これをバイパスするための高負荷時の高調波電
流抑制用の第２のチョークコイルと切り替えスイッチと
の直列回路とが並列接続となる回路と、スイッチング素
子を流れる電流の平均値を検出する電流検出手段とを設
け、この電流検出手段が検出した電流の平均値が所定値
以下の時は、切り替えスイッチをオフし、所定値を越え
た時はオンするように構成している。

【００１１】第２の手段は、上述の第１の手段における
第１のチョークコイルとこれに並列に接続された第２の
チョークコイルと切り替えスイッチの直列回路とを交流
電源の整流素子と平滑コンデンサの間に接続している。

【００１２】第３の手段は、上述の第１あるいは第２の
手段における電流検出手段をスイッチング素子がオン時
における電流の平均値を検出し、その平均値が所定値以
下の時は、切り替えスイッチをオフし、所定値を越えた
時はオンするように構成している。

【００１３】第４の手段は、上述の各構成において、切
り替えスイッチをリレーで構成している。

【００１４】第１の手段では、電流検出手段がスイッチ
ング素子を流れる電流の平均値の所定値以下（小負荷
時）の時は、切り替えスイッチがオフになっていて、こ
の状態ではスイッチングレギュレータの入力電流は高調
波電流抑制用の第１のチョークコイルを通って流れる。
この時の入力電流は小さいので、高調波電流を抑制する
にはかなりのインダクタンスが必要であるが、第１のチ
ョークコイルは高インダクタンス小電流という構成にな
っている。これにより、低出力時であっても高インピー
ダンスが配置できるので、高調波成分を抑えることがで
き、かつ高力率を可能にすることができる。また、動作
中に出力が増えて電流検出手段が検出した電流値が所定
値を超えた時は、切り替えスイッチがオンになり、この
状態ではスイッチングレギュレータの入力電流はより低
インダクタンス（低インピーダンス、低抵抗）である高
調波電流抑制用の第２のチョークコイルを通って流れ
る。この時の入力電流は大きいので、高調波電流を抑制
するには第１のチョークコイルと比較して、小さなイン
ダクタンスでよい。したがって第２のチョークコイルは
大電流のもので構成すれば、高出力時には低インピーダ
ンスが配置され、高調波成分を抑えることができる。

【００１５】第２の手段では、上記の第１の手段におけ
る第１および第２のチョークコイルと切り替えスイッチ
とを交流電源の整流素子と平滑コンデンサの間に接続し
ているが、その作用は上述の第１の手段と同じである。
この第２の手段により第１および第２のチョークコイル
は第１の手段とは異なる位置に配置することができ、ス
イッチング電源等のレイアウトに応じてこれらチョーク
コイルの配置位置を選択することができる。

【００１６】第３の手段では、上記の第１および第２の
手段における電流検出手段をスイッチング素子がオン時
における電流の平均値を検出するように構成している
が、これによっても出力電力の変動が大きい電源の入力
電流を常に高調波成分を抑えて高力率を維持し続けるこ
とができる。

【００１７】第４の手段では、切り替えスイッチをリレ
ーで構成しているので、このリレーの接点を１次回路の
切り替えスイッチ部に配置すれば、２次回路のみでリレ
ーを駆動でき、上記の第１および第２の手段より更に簡
略化、小型化がはかれ、コストを低減することができ
る。

【００１８】

【発明の実施の形態】以下、この発明のスイッチングレ
ギュレータの実施の形態を図面を参照して説明する。各
実施例を通して、この発明のスイッチングレギュレータ
を複写機に適用した場合を例にとって説明する。

【００１９】最初に図１および２により第１実施例を説
明する。図１はこの発明の第１実施例を示す回路図、図
２はその電流検出回路の一具体例を示す回路図である。
この第１実施例におけるスイッチングレギュレータは、
交流電源１からの交流電力を１次直流電力に変換するた
めの整流素子であるダイオードブリッジ２と平滑コンデ
ンサ３とで構成された整流平滑回路と、交流電源１とダ
イオードブリッジ２との間に設けられた高調波電流抑制
用の第１のチョークコイル４ａと、これをバイパスする
ための高調波電流抑制用の第２のチョークコイル４ｂと
切り替えスイッチであるトライアック５との直列回路が
並列になるように接続された回路と、４個のそれぞれ出
力電圧が異なる２次直流電力を出力するＤＣ−ＤＣコン
バータ６と、トライアック５とＤＣ−ＤＣコンバータ６
のＦＥＴ１１のオンオフを制御する制御回路７と、この
制御回路７が出力するオンオフ信号に応じてトライアッ
ク５をトリガするための発光ダイオード等で構成された
発光部８ａとホトトランジスタ等で構成された受光部８
ｂからなるホトカプラ８とを有している。

【００２０】ＤＣ−ＤＣコンバータ６は、１次巻線ＮＰ
と、４個の２次巻線ＮＳ１，ＮＳ２，ＮＳ３，ＮＳ４と
を有するトランス９と、電流検出回路１０とトランス９
の１次巻線ＮＰと直列回路を形成し平滑コンデンサ３か
ら入力された１次直流電力を制御回路７からの制御信号
に応じてオンオフするスイッチング素子である電界効果
トランジスタ（以下、ＦＥＴと称する）１１と、トラン
ス９の２次巻線ＮＳ１，ＮＳ２，ＮＳ３にそれぞれ接続
された整流平滑回路１２，１３，１４、および２次巻線
ＮＳ４に接続された整流回路１５とから構成されてい
る。整流平滑回路１２は、整流ダイオードＤ１と転流ダ
イオードＣＤ１とチョークコイルＬ１そして電解コンデ
ンサＣ１とから構成され、電解コンデンサＣ１に充電さ
れているほぼ安定化された直流電力を更に３端子レギュ
レータ１６によりＤＣ５Ｖに安定化し、制御用電源とし
てフューズＦＵ１を会して負荷ＬＤ１に供給するもので
ある。整流平滑回路１３は、整流ダイオードＤ２と転流
ダイオードＣＤ２とチョークコイルＬ２および電解コン
デンサＣ２とから構成されており、電解コンデンサＣ２
に充電されている直流電力をＤＣ２４Ｖの駆動電源とし
てフューズＦＵ２を介して負荷ＬＤ２に供給される。整
流平滑回路１３の出力電圧は、抵抗Ｒ１とＲ２とからな
る分圧器と、シャントレギュレータ１７とにより検出さ
れ、シャントレギュレータ１７の出力側と抵抗Ｒ３との
間に接続されたホトカプラ１８の発光ダイオード等で構
成された発光部１８ａを点灯させる。ホトカプラ１８の
ホトトランジスタ等で構成された受光部１８は制御回路
７に接続されており、これにより整流平滑回路１３の出
力電圧は制御回路７にフィードバックされる。整流回路
１４は、整流ダイオードＤ３と電解コンデンサＣ３とか
ら構成され、その出力は電解コンデンサＣ３に充電され
ているほぼ安定化された直流電力を制御回路７に供給す
るように接続されている。

【００２１】なお、平滑コンデンサ３に並列に接続され
た抵抗Ｒ５，Ｒ６からなる分圧器と、その分圧点と制御
回路７とを結ぶダイオードＤ５とは、このスイッチング
レギュレータの電源オン時に先ず制御回路７を起動し、
ＤＣ−ＤＣコンバータ６がスタートして整流平滑回路１
４が規定の電圧に達するまでの電力を供給するもので、
規定の電圧になればダイオードＤ５は逆流防止用として
作用する。

【００２２】制御回路７は、フィードバックされた出力
電圧信号に応じてＦＥＴ１１にデューティ比を変えた制
御信号を出力することにより、交流電源１の電圧や負荷
ＬＤ２に変動があっても、駆動用電源の出力電圧を２４
Ｖに安定化させるとともに、フィードバックされた出力
電流信号を検出して、出力電流が所定値以下の時はホト
カプラ８の発光部８ａは消灯のままとし、出力電流が所
定値を越えたら発光部８ａを点灯するように制御する。
交流電源１の入力電圧や駆動用負荷ＬＤ２の変動に応じ
てデューティ比が変化する制御信号によりＦＥＴ１１の
オン時間の変動で、電解コンデンサＣ１の端子間電圧は
若干変化するが、３端子レギュレータ１６により制御用
電源としての出力電圧は５Ｖに安定化される。

【００２３】整流回路１５は、整流ダイオードＤ４とリ
ミッタ抵抗Ｒ４ＪＷＹ構成され、整流ダイオードＤ４に
より整流された直流電流（ゲート電流）がリミッタ抵抗
Ｒ４とホトカプラ８の受光部８ｂを介してトライアック
５のゲート電極に供給されるように接続されている。

【００２４】ＦＥＴ１１のソース端子と平滑コンデンサ
３から供給される１次直流電力の−側ラインとの間に
は、電流検出手段である電流検出回路１０が設けられて
いる。この電流検出回路１０は、トランス９の１次巻線
ＮＰとＦＥＴ１１との直列回路を流れる電流を検出し
て、その電流検出値を制御回路７に出力するものであ
る。この電流検出回路１０は、図２に示すように、電流
検出用の抵抗Ｒｉと、この抵抗Ｒｉに並列に接続された
コンデンサＣ１１と抵抗Ｒ１１からなるローパスフィル
タとから構成されている。ＦＥＴ１１を流れる電流は、
抵抗Ｒｉを通過することにより電圧信号に変換され、ス
イッチング周波数でオンオフが繰り返されるその電圧信
号は、コンデンサＣ１１と抵抗Ｒ１１とのローパスフィ
ルタにより電流値とデューティ比との積である電流の平
均値（時間積分値）に対応する電圧信号すなわち電流検
出値に変換されて制御回路７に出力される。

【００２５】コピー動作中、直流出力として２００Ｗを
必要とするアナログ式の複写機の場合、制御用電源出力
は１０％かそれ以下で、出力のほとんどは駆動用電源で
ある。制御用電源出力は複写機の待機中またコピー動作
中には関係なくほぼ一定である。一方、駆動用電源出力
の場合、待機中の出力はコピー動作中の５％程度かそれ
以下である。具体的には、例えば駆動用電源が常時、約
１０Ｗ（５Ｖ×２Ａ＝１５Ｗ）、駆動用電源が待機時約
１０Ｗ、コピー動作時約１９０Ｗ（２４Ｖ×８Ａ＝１９
２Ｗ）程度である。このように、待機時は約２０Ｗであ
るものが、コピー動作中には約２００Ｗと負荷変動が極
めて大きいものである。

【００２６】このような状態から制御用および駆動用電
源を合わせた出力状態を性格に把握するには、スイッチ
ング素子であるＦＥＴ１１を流れる電流を検出するのが
最適であり、電流検出回路１０はＦＥＴ１１を流れる電
流を検出するように接続されている。

【００２７】一方、制御回路７は、その電流検出値が予
め設定された所定値以下の時、すなわちスイッチングレ
ギュレータの出力が比較的小さく、トランス９の１次側
電流の平均値も小さい時は、ホトカプラ８の発光部８ａ
を消灯のままとし、電流検出値が所定値を越えた時、す
なわちスイッチングレギュレータの出力が大きい時は発
光部８ａを点灯するように制御する。

【００２８】したがって、ホトカプラ８の発光部８ａが
消灯している間は、その受光部８ｂはオフであり、トラ
イアック５もオフのままである。この間のスイッチング
レギュレータの入力電流はインダクタンスの比較的大き
な（インピーダンス大）高調波電流抑制用の第１のチョ
ークコイル４ａを通って流れる。スイッチングレギュレ
ータの出力が増えた電流検出値が所定値を越えると、ホ
トカプラ８の発光部８ａが点灯し受光部８ｂはオンとな
ってゲート電流が流れ、トライアック５はトリガされて
オンとなる。このトライアック５と直列に配置された高
調波抑制用の第２のチョークコイル４ｂは、第１のチョ
ークコイル４ａと比較するとインダクタンスでは数分の
１程度かそれ以下で、電流定格では数倍の容量をもつよ
うに設定されている。言い換えると、第２のチョークコ
イル４ｂのほうがインピーダンスが圧倒的小さいので、
電流のほとんどが第２のチョークコイル４ｂを通して流
れる。

【００２９】スイッチングレギュレータの高調波電流を
チョークコイルにより制御して高調波電流既成をクリア
させようとする場合、スイッチングレギュレータの容量
（平滑用電解コンデンサ３の容量）にもよるが、一般的
には５〜６ｍＨのインダクタンスが必要といわれてい
る。この値はあくまでもスイッチングレギュレータの出
力が定格状態の時のインダクタンスであり、例えばアナ
ログ式の複写機の場合、コピー動作中のスイッチングレ
ギュレータが２００Ｗ必要としても、そのほとんどが駆
動用電源であり、制御用電源はその１０％かそれ以下で
あり。また制御用電源の負荷電流は待機時でもコピー動
作中でもほぼ変わらない。したがって、平滑用電解コン
デンサ３の容量は、そのスイッチングレギュレータの定
格出力容量により決められるので、このように待機状態
の電力は小さくても、高調波電流成分は大きく、この時
の高調波電流を抑えるには、数１０ｍＨものインダクタ
ンスが必要となる。

【００３０】一方、チョークコイルに電流を流すとその
端子間に電圧が発生する。コイル抵抗を無視すると、そ
の電圧は以下の式で表される。

【００３１】Ｖ＝ω・Ｌ・Ｉ ここで、ω：２×π×ｆ（ｆ：周波数Ｈｚ） Ｌ：インダクタンス（Ｈ） Ｉ：電流（Ａ） である。

【００３２】したがって、電源電圧１００Ｖ、周波数５
０Ｈｚ、待機時のスイッチング電源の入力５０Ｗ、力率
０．５として、第１のチョークコイル４ａに３０ｍＨを
配置した場合、このチョークコイル４ａの端子間の電圧
は９．４Ｖ（＝２×３．１４×５０Ｈｚ×０．０３Ｈ×
１Ａ）となる。この電圧は入力１００Ｖから引かれてス
イッチングレギュレータには約９０Ｖした入力されな
い。また、コピー動作中では、スイッチング電源の入力
２００Ｗ、力率０．５として、第２のチョークコイル４
ｂに５ｍＨを配置した場合、このチョークコイル４ｂの
端子間の電圧は６．３Ｖ（＝２×３．１４×５０Ｈｚ×
０．０３Ｈ×１Ａ）となる。

【００３３】一方、無負荷時すなわちＩ＝０Ａの時に
は、１００Ｖがそのまま入力されることになるので、実
質的にはスイッチング電源の入力電圧範囲が広くなった
ことになる。

【００３４】このようにスイッチングレギュレータの出
力電流が所定値以下すなわち負荷が軽い時は、高インダ
クタンス（小電流）に設定した第１のチョークコイル４
ａを通して、またスイッチングレギュレータの所定値を
超えると低インダクタンス（大電流）に設定した第２の
チョークコイル４ｂを通して、スイッチングレギュレー
タの入力電流が流れるので、平滑用コンデンサ３のキャ
パシタンスによって生じた入力電流の位相進みが第１お
よび第２のチョークコイル４ａ，４ｂのインダクタンス
によって補正され、平滑用コンデンサ３に流れる時間も
広がって、力率が改善される。

【００３５】一般に、制御用電源の負荷ＬＤ１は容量即
ち消費電流が小さく、その負荷変動も少ない。したがっ
て、整流平滑回路１２のドロッパ型安定化電源である３
端子レギュレータ１６により若干の電力損失や発熱が生
じても、このスイッチングレギュレータを設けた本体機
器、例えば複写機全体の消費電力に比べれば微々たるも
のである。

【００３６】反対に、駆動用電源の負荷ＬＤ２は、用紙
搬送用モータ、原稿走査系を駆動するスキャナモータ等
の各種モータやソレノイド、電磁クラッチ等から構成さ
れ、容量が大きくしかも刻々ダイナミックに変動する傾
向がある。したがって、整流平滑回路１３の出力電圧の
安定化をＤＣ−ＤＣコンバータ６によって行うことは総
合的な効率向上に有効である。

【００３７】図３は交流電源からの交流電力の電圧およ
び電流の一例を示す波形図で、（Ａ）は交流電源１から
入力する交流電力の電圧波形、（Ｂ）は従来例の一般的
なスイッチングレギュレータであるコンデンサ入力型の
平滑回路のままの場合の入力電流波形であり、短時間に
過大な充電電流が流れるため、そのピーク値は極めて大
きくなっている。これに対し、（Ｃ）は上述実施例のよ
うにチョークコイルを配置した場合の入力電流波形で、
充電時間が上記の（Ｂ）と比べると極めて長くなり、ピ
ーク値が抑制されていることが判る。

【００３８】ここでＡＤＦ（自動原稿給送装置）を備え
た複写機にスイッチングレギュレータを設けた場合にお
けるスイッチングレギュレータの駆動用直流電力の変動
の一例を説明する。図４は、ＡＤＦを備えた複写機に設
けられたスイッチングレギュレータの駆動用直流電力の
変動の一例を示すグラフである。図４において、縦軸は
出力電流を、横軸は時間を示す。

【００３９】時刻Ｔ１以前はスタンバイ状態であり、冷
却ファンモータ等の僅かな電流だけが流れている。制御
用電力は、既に説明したように、コピー動作中も殆ど変
化しないが、以下に説明するように、駆動用電流は大き
く変動する。すなわち、時刻Ｔ１でコピースタートスイ
ッチが押されると、原稿を急速に所定位置まで搬送させ
るために、原稿搬送用モータが高速回転するから駆動用
電源の出力電流が大きく上昇して、第１のピークＰ１を
形成する。時刻Ｔ２以降は、駆動用電源から昇圧して得
られる各チャージ等の高圧電源と、それぞれ暖速で移動
するスキャナフォワード、用紙搬送である出力電流は比
較的少なく、安定している。時刻Ｔ３になると露光が終
了し、用紙搬送は続行したままスキャナが高速リターン
するので、再び出力電流がアップして第２のピークＰ２
に入る。時刻Ｔ４になると原稿の急速排出のため、消費
電力は最高となって第３のピークＰ３を形成する。全て
の動作が終了した時刻Ｔ５以降は、時刻Ｔ１以前と同様
スタンバイ状態に戻る。

【００４０】この図４から明らかなように、スイッチン
グレギュレータの駆動用電力がピークを示すのは、時刻
Ｔ１〜Ｔ２および時速Ｔ３〜Ｔ５の短時間であり、スタ
ンバイの長い間欠使用は勿論のこと、スタンバイが短い
連続コピー動作中でも時刻Ｔ２〜Ｔ３の比較的消費電力
の少ない安定期間の方が第１から第３のピークＰ１，Ｐ
２，Ｐ３の合計時間より遙かに長い。

【００４１】そこで、消費電力の極めて少ないスタンバ
イ時および時刻Ｔ２〜Ｔ３間の比較的少ない安定時に
は、高インダクタンスで小電流の第１のチョークコイル
４ａで、そして消費電力が大きい時は低インダクタンス
で大電流の第２のチョークコイル４ｂで高調波電流を低
減させるようにしており、これにより出力電力が変動し
ても総合的には効率を落とさず、力率の向上をはかるこ
とができる。また、高インダクタンス小電流と低インダ
クタンス大電流との２つのチョークコイル４ａ，４ｂで
構成しているので、いずれも極めて小型のチョークコイ
ルが使用でき、大型のチョークコイルを使用しなくても
済み、電源の大型化を招くこともない。さらにまた、一
般にチョークコイルのインダクタンスと電流容量とを変
えないまま小型化しようとすると、損失が増えて発熱が
大きくなる傾向があるので、放熱板や場合によっては冷
却ファンが必要となって、小型化の目的に合わなくなっ
てくるが、小型のチョークコイルが使用できるので、こ
の欠点も解消することができる。

【００４２】また、チョークコイルは商用周波数である
５０〜６０Ｈｚの交流電力を対象とする場合、大型で重
く、コストも高くなるが、この実施例におけるＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ６のスイッチング周波数は数１０〜数１０
０ＫＨｚと高いので、トランス９およびその２次側に設
けたチョークコイルＬ１，Ｌ２は電力の割に極めて小型
のものが使用できる。このチョークコイルを小型化する
効果、および大電流時の力率を改善することによるピー
ク電流の現象により、ダイオードブリッジ２の耐逆電
圧、最大許容電流は小さくて済み、平滑用コンデンサ３
に流れる無効電力が減少して発熱を抑制することができ
る。

【００４３】次に、この発明の第２実施例を説明する。
図５は第２実施例を示す回路図であり、図１に示した構
成要素と実質的に同じ構成要素には同一参照番号を付し
て、その詳細な説明は省略する。

【００４４】この第２実施例が第１実施例と異なる点
は、第１実施例においては高調波電流抑制用の第１のチ
ョークコイル４ａと、これをバイパスするための高調波
電流抑制用の第２のチョークコイル４ｂと切り替えスイ
ッチ用のトライアック５とが並列となる回路を交流電源
１とダイオードブリッジ２の交流入力端子間に設けてい
るのに対し、第２実施例においてはトライアック５に代
えてトランジスタ２１で切り替えスイッチを構成すると
ともに、第１のチョークコイル４ａと、第２のチョーク
コイル４ｂとトランジスタ２１の直列回路とが並列とな
る回路をダイオードブリッジ２の直流出力端子と平滑用
コンデンサ３との間に設けていることである。これは、
ダイオードブリッジ２の前方は交流回路側であり、後方
は直流回路側であるから、第１実施例においては双方向
性のトライアック５が切り替えスイッチとして使用さ
れ、第２実施例においては単方向性のトランジスタ２１
が使用されている、なお、この切り替えスイッチである
トランジスタ２１は単方向性のサイリスタを用いてもよ
い。

【００４５】すなわち、２つのチョークコイルとその切
り替えスイッチとから構成される回路を交流電源１と平
滑用コンデンサ３との間に設けることにより上述第１実
施例で説明した効果を奏することができ、整流素子であ
るダイオードブリッジ２の前後はは問題ではない。この
ことはスイッチング電源のレイアウトを決定する上でチ
ョークコイルの取り付け位置に応じて選べるので有利で
ある。

【００４６】次に、上述した電流検出回路１０の他の具
体例を図６および７に示す回路図により説明する。

【００４７】図６に示す具体例においては、電流検出回
路２５の電流検出用の抵抗Ｒｉには、ダイオードＤ２
１、抵抗Ｒ２１そしてコンデンサＣ２１から構成される
ローパスフィルタの直列回路が並列に接続され、コンデ
ンサＣ２１にはリーク抵抗Ｒ２２が並列に接続されてい
る。このように構成された電流検出回路２５は、ＦＥＴ
１１がオフで抵抗Ｒｉの端子間電圧がゼロになっている
時は、ダイオードＤ２１が逆流防止用として作用するか
ら、コンデンサＣ２１の端子間にはスイッチング素子で
あるＦＥＴ１１がオンの時に流れる電流に対応する電圧
信号が発生し、その電圧信号が電流検出値として制御回
路７に出力される。なお、制御回路７の動作は上述した
第１実施例と同じであるので、その説明は省略する。

【００４８】図７に示す具体例においては、電流検出回
路２６の電流検出用の抵抗Ｒｉの端子間電圧を、この抵
抗Ｒｉに並列に接続された保護抵抗Ｒ３１を介して電流
検出値として制御回路７に出力するだけの最も簡単な構
成になっている。

【００４９】制御回路７は、ＦＥＴ１１がオンの間に電
流検出値を入力するが、ＦＥＴ１１のオンおよびオフの
時の過渡的な電流変化を避けるために、ＦＥＴ１１をオ
ンした時から一定のタイミングをとって電流がほぼ安定
した時の電流検出値を入力し、ホトカプラ８を介してト
ライアック５やトランジスタ２１のオンオフを制御す
る。

【００５０】更に、切り替えスイッチとしては、リレー
の接点により切り替えを行うようにしてもよい。この場
合は、上述第１および第２実施例におけるトランス９の
２次巻線ＮＳ３、整流回路１４、発光部８ａと受光部８
ｂとからなるホトカプラ８、およびトライアック５やト
ランジスタ２１の切り替えスイッチが不要となり、２次
回路のみでリレーを駆動でき、リレーの接点を１次回路
の切り替えスイッチ部に配置すればよい。このようにす
ることで、回路の簡素化、小型化がはかれコストを下げ
ることも可能となる。

【００５１】以上のように、この発明はスイッチング素
子を流れる電流のデューティ比の変化も含めた時間平均
値や、オン時にスイッチング素子を流れる電流をそれぞ
れ電流検出値として、そのレベルによって切り替えスイ
ッチのオンオフを行い、高インダクタンス小電流と低イ
ンダクタンス大電流とのふたつのチョークコイルを切り
替えて入力電流の高調波成分を抑えるように抑制してい
る。また、ＤＣ−ＤＣコンバータの外部負荷に出力する
電力の変化を入力側で検出して切り替えスイッチのオン
オフを制御しているから、スイッチングレギュレータが
単一出力であっても、多出力であってもよいが、特に多
出力であって複数の負荷が互いに独立して大きく変化す
るような場合にも、出力変化を１個所で検出して抑制す
ることができるから、構成および制御手段が簡単にな
る。更に、電流の変化値が出力変化をより正確捕らえる
点では、電流の平均値をとる方が優れているが、実際面
ではスイッチングレギュレータの目的すなわち使用され
る機器の仕様にもよるが、トライアック５をオンオフす
る出力の限界点はそれ程正確な必要はないから、スイッ
チング素子のオン時の電流をとってもよく、その場合は
図７に示したような簡単な電流検出回路を採用すること
ができる。

【００５２】上述した各実施例においては、スイッチン
グレギュレータを複写機に組み込んだ場合を例にして説
明したが、静電潜像技術により普通紙上に画像を形成す
る画像形成装置すなわちデジタル複写機、レーザプリン
タ、ファクシミリ等の電源装置にも適用できることは勿
論である。それ以外の機器でも、ピーク電力の消費時間
の割合が通常電力の消費時間に対して比較的短いような
機器の直流電源装置として使用することができる。

【００５３】

【発明の効果】以上説明したように、請求項１に記載の
発明は、交流電源と整流素子との間に、小負荷時の高調
波電流抑制用の第１のチョークコイルと、これをバイパ
スするための高負荷時の高調波電流抑制用の第２のチョ
ークコイルと切り替えスイッチとの直列回路とが並列接
続となる回路と、スイッチング素子を流れる電流の平均
値を検出する電流検出手段とを設け、この電流検出手段
が検出した電流の平均値が所定値以下すなわち小負荷の
時は、切り替えスイッチをオフし、大きいインダクタン
スではあるが電流容量は小さいチョークコイルに、ま
た、検出した電流の平均値が所定値を越えた時は、切り
替えスイッチをオンし、小さいインダクタンスではある
が大電流容量のチョークコイルに、交流入力電流が流れ
るようにしているので、出力電力の変動が大きくても、
その電源の入力電流を常に高調波電流成分を抑えて高力
率を維持し続けられるスイッチングレギュレータを比較
的簡単構成で、大型化を伴わずに提供することができ、
総合的にはＶＡ効率をも改善することができる。

【００５４】請求項２に記載の発明は、請求項１におけ
る第１のチョークコイルとこれに並列に接続された第２
のチョークコイルと切り替えスイッチの直列回路とを交
流電源の整流素子と平滑コンデンサの間に接続している
ので、上述した請求項１の効果である変動する負荷での
高調波電流の抑制および力率の改善を比較的簡単な構成
で電源装置の大型化を伴わずに図ることができ、総合的
にはＶＡ効率も改善できるという効果に加えて、チョー
クコイルの取付け可能位置に応じて請求項１の位置と選
択可能となり、レイアウトの自由度を増やすことができ
る。

【００５５】請求項３に記載の発明は、請求項１あるい
は２における電流検出手段をスイッチング素子がオン時
における電流の平均値を検出し、その平均値が所定値以
下の時は、切り替えスイッチをオフし、所定値を越えた
時はオンするようにしているので、回路構成が簡単とな
り、電流検出手段が上述請求項１や２に記載の構成と異
なっても、出力電力の変動が大きい電源の入力電流を常
に高調波成分を抑えて高力率を維持し続けることができ
るスイッチングレギュレータを比較的簡単構成で、大型
化を伴わずに提供することができる。

【００５６】請求項４に記載の発明は、請求項１ないし
３における切り替えスイッチをリレーで構成したので、
変動する負荷での高調波電流の抑制および力率の改善を
比較的簡単な構成で大型化することなく実施することが
できる。更に回路構成が請求項１ないし３記載の発明よ
り更に簡略化、小型化がはかれコストを下げることもで
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明のスイッチングレギュレータの第１実
施例を示す回路図である。

【図２】第１実施例の電流検出回路の具体的な構成の一
例を示す回路図である。

【図３】交流電源から入力する交流電力の電圧および電
流の一例を示す波形図である。

【図４】ＡＤＦ付複写機に設けられたスイッチングレギ
ュレータの駆動用直流電力の変動の一例を示すグラフで
ある。

【図５】この発明のスイッチングレギュレータの第２実
施例を示す回路図である。

【図６】電流検出回路の具体的な構成の他の例を示す回
路図である。

【図７】電流検出回路の具体的な構成の更に他の例を示
す回路図である。

【図８】従来のスイッチングレギュレータの一例を示す
回路図である。

【符号の説明】

１ 交流電源 ２ ダイオードブリッジ ３ 平滑用コンデンサ ４ａ 第１のチョークコイル ４ｂ 第２のチョークコイル ５ トライアック（切り替えスイッチ用） ６ ＤＣ−ＤＣコンバータ ７ 制御回路 ８ ホトカプラ ９ トランス １０，２５，２６ 電流検出回路 １１ ＦＥＴ（スイッチング素子） １２，１３，１４ 整流平滑回路 １５ 整流回路 １６ ３端子レギュレータ ２１ トランジスタ（切り替えスイッチ用） ＬＤ１，ＬＤ２ 負荷

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源から入力された交流電力を整流
   素子と平滑コンデンサにより整流平滑し、その整流平滑
   された１次直流電力をトランスの１次巻線と直列に接続
   されたスイッチング素子によりオンオフし、前記トラン
   スの２次巻線に誘起された電力をさらに整流平滑して得
   られた２次直流電力を出力するとともに、その２次直流
   電力の出力電圧に応じて前記スイッチング素子のデュー
   ティ比を制御することにより前記出力電圧を安定化する
   スイッチングレギュレータにおいて、 前記交流電源と前記整流素子との間に、小負荷時の高調
   波電流抑制用の第１のチョークコイルと、 これをバイパスするための高負荷時の高調波電流抑制用
   の第２のチョークコイルと切り替えスイッチとの直列回
   路とが並列接続となる回路と、 前記スイッチング素子を流れる電流の平均値を検出する
   電流検出手段と、を設け、この電流検出手段が検出した
   電流の平均値が所定値以下の時は、前記切り替えスイッ
   チをオフし、所定値を越えた時はオンするようにしたこ
   とを特徴とするスイッチングレギュレータ。
2. 【請求項２】 交流電源から入力された交流電力を整流
   素子と平滑コンデンサにより整流平滑し、その整流平滑
   された１次直流電力をトランスの１次巻線と直列に接続
   されたスイッチング素子によりオンオフし、前記トラン
   スの２次巻線に誘起された電力をさらに整流平滑して得
   られた２次直流電力を出力するとともに、その２次直流
   電力の出力電圧に応じて前記スイッチング素子のデュー
   ティ比を制御することにより前記出力電圧を安定化する
   スイッチングレギュレータにおいて、 前記交流電源と前記整流素子と前記平滑コンデンサの間
   に、小負荷時の高調波電流抑制用の第１のチョークコイ
   ルと、 これをバイパスするための高負荷時の高調波電流抑制用
   の第２のチョークコイルと切り替えスイッチとの直列回
   路とが並列接続となる回路と、 前記スイッチング素子を流れる電流の平均値を検出する
   電流検出手段と、を設け、この電流検出手段が検出した
   電流の平均値が所定値以下の時は、前記切り替えスイッ
   チをオフし、所定値を越えた時はオンするようにしたこ
   とを特徴とするスイッチングレギュレータ。
3. 【請求項３】 前記電流検出手段は前記スイッチング素
   子がオン時における電流の平均値を検出し、その平均値
   が所定値以下の時は、前記切り替えスイッチをオフし、
   所定値を越えた時はオンするようにしたことを特徴とす
   る請求項１または２に記載のスイッチングレギュレー
   タ。
4. 【請求項４】 前記切り替えスイッチはリレーで構成さ
   れていることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか
   １に記載のスイッチングレギュレータ。