JPH09215328A

JPH09215328A - スイッチング電源装置

Info

Publication number: JPH09215328A
Application number: JP3261496A
Authority: JP
Inventors: Seiichi Yasuzawa; 精一安沢
Original assignee: Japan Radio Co Ltd; Nagano Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Japan Radio Co Ltd; Nagano Japan Radio Co Ltd
Priority date: 1996-01-26
Filing date: 1996-01-26
Publication date: 1997-08-15

Abstract

(57)【要約】【課題】装置の小型化および低コスト化を図ることが
でき、かつ変換効率を向上させることができるスイッチ
ング電源装置を提供することを主目的とする。【解決手段】入力交流をスイッチングすることにより
交流および直流のいずれかに変換する電力変換手段３
と、入力交流の電圧が所定電圧よりも低いときに電力変
換手段にエネルギーを供給するエネルギー供給手段５と
を備えているスイッチング電源装置１において、入力交
流の電圧値および入力交流に基づいて生成される比較電
圧の少なくとも一方が基準電圧を超えたかを判別する電
圧値判別手段４と、電圧値判別手段４によって超えてい
ると判別された期間内にエネルギー供給手段に対して入
力交流によってエネルギーを蓄積させると共に、電圧値
判別手段４によって低下したと判別されたときにエネル
ギー供給手段に蓄積されているエネルギーを電力変換手
段に供給させる蓄積供給制御手段６とを備えている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、入力された入力交
流をスイッチングすることにより交流および直流のいず
れかに変換する電力変換手段を備えているスイッチング
電源装置に関し、詳しくは、入力交流の電圧値および入
力交流に基づいて生成される比較電圧の少なくとも一方
が基準電圧よりも低いときにエネルギー供給手段に蓄積
されているエネルギーを電力変換手段に供給するスイッ
チング電源装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、スイッチング電源装置における入
力力率（つまり、実効電流／平均電流）の改善を図るた
めに種々の方式が採用されており、例えば、特開平５−
１０３４６８号公報に記載されているものが従来から知
られている。このスイッチング電源装置１０１は、図１
０に示すように、ダイオードブリッジＤ_B 、インバータ
トランスＴ１、トランジスタＱ１１、コンデンサＣ₁ お
よびダイオードＤ₂ ，Ｄ₃ などを備えている。

【０００３】このスイッチング電源装置１０１では、交
流電源Ｖ_ACの電圧を全波整流したダイオードブリッジＤ
_B の正極端子の脈流交流電圧がコンデンサＣ₁ の端子間
電圧よりも高い期間においては、交流電源Ｖ_ACからの電
流ｉ₁ が、インバータトランスＴ₁ の一次巻線Ｎ₁ を流
れてインバータトランスＴ₁ の二次巻線に電力を供給す
る。また、この期間においては、一次巻線Ｎ₃ からコン
デンサＣ₁ に充電電流ｉ₂ が流れてコンデンサＣ₁ を充
電する。一方、ダイオードブリッジＤ_B の正極端子の電
圧がコンデンサＣ₁ の端子間電圧よりも低い期間におい
ては、コンデンサＣ₁ からの放電電流ｉ₃ が一次巻線Ｎ
₁ を介してダイオードＤ₂ に流れるため、コンデンサＣ
₁ に蓄積されているエネルギーによってインバータトラ
ンスＴ₁の二次側に配設されているコンバータ回路に電
力が供給される。このように、このスイッチング電源装
置１０１は、一次巻線Ｎ₁ に電流が流れる期間をできる
だけ長くすることにより、コンデンサインプット形整流
回路方式などと比較して入力力率を向上させている。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ところが、この従来の
スイッチング電源装置１０１には、以下の問題点があ
る。すなわち、このスイッチング電源装置１０１は、本
来的には、コンデンサＣ₁の充電電圧をコンバータ回路
の動作保証最低電圧Ｖａにし、かつ、脈流交流電圧がコ
ンバータ回路の動作保証最低電圧Ｖａよりも低下したと
きから放電を開始させ、脈流交流電圧が動作保証最低電
圧Ｖａまで復帰したときに放電を停止させるように構成
することが好ましい。ところが、コンデンサＣ₁ の端子
間電圧は放電中に徐々に低下する。このため、脈流交流
電圧が最大値Ｖｐから動作保証電圧Ｖａに低下するまで
の間、コンデンサＣ₁ が端子間電圧を電圧Ｖａ以上に保
持するためには、放電開始時の端子間電圧が、その時の
脈流交流電圧と等しい電圧であって電圧Ｖａよりも高い
電圧Ｖ１であることが必要となる。この結果、コンデン
サＣ₁ は、脈流交流の電力で十分コンバータ動作が可能
な動作保証最低電圧Ｖａよりも高い電圧Ｖ１のときから
放電する分だけ余分なエネルギーを蓄積させておかなけ
ればならないという問題点がある。

【０００５】また、コンデンサＣ₁ の充電電圧である電
圧Ｖ１を高い電圧にすると、コンデンサＣ₁ に蓄積され
るエネルギーは大きくなるが、余分に放出するエネルギ
ーも大きくなる。したがって、この場合には、大容量の
コンデンサを必要とする。一方、電圧Ｖ１を低い電圧に
すると、同容量のコンデンサに蓄積されるエネルギー量
は少なくなる。つまり、コンデンサＣ₁ に蓄積されるエ
ネルギー量Ｅは、以下の式、Ｅ＝ＣＶ² ／２で表されるが、この場合のＶが端子間電圧に相当するた
め、端子間電圧の値が小さいと、その値の２乗に比例し
て少ないエネルギー量しか蓄積できないことになる。こ
のため、コンバータ回路の出力電圧の低下を防止するた
めに必要なエネルギー量をコンデンサＣ₁ に蓄積させる
ためには、大容量のコンデンサを用いなければならな
い。このように、従来のスイッチング電源装置１０１
は、充電電圧Ｖ₁ の高低に拘わらず大容量を必要とする
ために、装置の大型化やコストアップを招くという問題
点がある。

【０００６】さらに、コンデンサＣ₁ の蓄積エネルギー
は、インバータトランスＴ₁ の一次巻線Ｎ₁ に流れて、
再度コンデンサＣ₁ に蓄積されるという循環を繰り返す
ために、エネルギーの損失が大きく、このため、スイッ
チング電源装置全体として変換効率が低下してしまうと
いう問題点がある。

【０００７】本発明は、かかる問題点を解決すべくなさ
れたものであり、装置の小型化および低コスト化を図る
ことができると共に変換効率を向上させることができる
スイッチング電源装置を提供することを主目的とする。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成すべく請
求項１記載のスイッチング電源装置は、入力された入力
交流をスイッチングすることにより交流および直流のい
ずれかに変換する電力変換手段と、入力交流の電圧が所
定電圧よりも低いときに電力変換手段にエネルギーを供
給するエネルギー供給手段とを備えているスイッチング
電源装置において、入力交流の電圧値および入力交流に
基づいて生成される比較電圧の少なくとも一方が基準電
圧を超えたか低下したかを判別する電圧値判別手段と、
電圧値判別手段によって超えていると判別された期間内
にエネルギー供給手段に対して入力交流によってエネル
ギーを蓄積させると共に、電圧値判別手段によって低下
したと判別されたときにエネルギー供給手段に蓄積され
ているエネルギーを電力変換手段に供給させる蓄積供給
制御手段とを備えていることを特徴とする。なお、この
場合、入力交流の電圧値および入力交流に基づいて生成
される比較電圧とは、入力交流の電圧値をＡとした場
合、一般式として、（ｋ・Ａ±ｌ）で表される電圧値で
示される。ただし、ｋおよびｌは、それぞれ比例定数お
よび重畳電圧を示す。また、基準電圧には、予め設定し
た固定的な基準電圧を含むのは勿論のこと、入力交流の
電圧値に比例して変動するような基準電圧をも含む。

【０００９】このスイッチング電源装置では、蓄積供給
手段が、電圧値判別手段によって入力交流の電圧値およ
び入力交流に基づいて生成される比較電圧の少なくとも
一方が基準電圧を超えたと判別された期間内でエネルギ
ー供給手段にエネルギーを蓄積させるため、エネルギー
供給手段に蓄積されるエネルギーは、入力交流の電圧値
の最大値まで蓄積が可能になる。この場合、例えば、エ
ネルギー供給手段としてコンデンサを使用するとしたと
きには、蓄積エネルギー量は、コンデンサの端子間電圧
の２乗に比例して大きくなるため、十分に大きなエネル
ギーを蓄積することができる。この結果、小容量のコン
デンサを使用することができる。また、エネルギー供給
手段は、必要なときにのみ蓄積エネルギーを電力変換手
段に供給するため、余分なエネルギーを蓄積する必要が
なく、より小容量のコンデンサなどを使用することがで
きる。さらに、入力交流を直接エネルギー供給手段に蓄
積することにより、エネルギーの循環が防止される結
果、さらに小容量のコンデンサなどを使用することがで
きる。

【００１０】請求項２記載のスイッチング電源装置は、
請求項１記載のスイッチング電源装置において、電力変
換手段は、スイッチング用トランスを備え、蓄積供給制
御手段は、スイッチング用トランスの巻線を介してエネ
ルギー供給手段にエネルギーを蓄積させることを特徴と
する。なお、この場合のトランスとは、例えば、フォワ
ード方式の場合に用いられるいわゆるスイッチングトラ
ンスを含むのは勿論のこと、いわゆるフライバック方式
の場合に用いられるインダクタンスとして機能するトラ
ンスも含まれる概念である。

【００１１】請求項３記載のスイッチング電源装置は、
請求項２記載のスイッチング電源装置において、エネル
ギーは、入力交流の電圧にスイッチング用トランスの巻
線電圧を重畳させた電圧に基づくエネルギーであること
を特徴とする。

【００１２】請求項２および３記載のスイッチング電源
装置では、スイッチング用トランスの巻線を介してエネ
ルギー供給手段にエネルギーを蓄積させる。この場合、
入力交流の電圧に巻線電圧を重畳させた電圧に基づくエ
ネルギーをエネルギー供給手段に蓄積させれば、例え
ば、エネルギー供給手段としてコンデンサを使用した場
合には、その端子間電圧の値をより大きくすることがで
きる結果、さらに大きなエネルギーを蓄積させることが
可能になる。

【００１３】請求項４記載のスイッチング電源装置は、
請求項２または３に記載のスイッチング電源装置におい
て、スイッチング用トランスは、蓄積供給制御手段に制
御用電力を供給するための補助巻線を備えていることを
特徴とする。

【００１４】このスイッチング電源装置では、スイッチ
ング用トランスに通常備えられている補助巻線に蓄積さ
れたエネルギーが蓄積供給制御手段の制御用電源に利用
される。このため、コストアップを招くことなく、蓄積
供給制御手段の制御用電源を構成することができる。

【００１５】請求項５記載のスイッチング電源装置は、
請求項１から４のいずれかに記載のスイッチング電源装
置において、蓄積供給制御手段は、電源投入時における
エネルギー供給手段への突入電流を阻止するための突入
電流阻止手段を備えていることを特徴とする。

【００１６】このスイッチング電源装置では、例えば、
エネルギー供給手段としてコンデンサを使用した場合に
は、電源投入時においてコンデンサに突入電流が流れる
が、突入電流阻止手段が、突入電流を阻止する。このた
め、例えば、スイッチング電源装置のメイン電源ライン
に突入電流阻止用手段を設ける必要がなくなる。また、
この場合、コンデンサの容量を小さくすることができる
ため、突入電流阻止手段として、大電流の突入電流を阻
止させる必要がないので、簡易な構成で突入電流を阻止
することが可能になる。

【００１７】請求項６記載のスイッチング電源装置は、
請求項１から５のいずれかに記載のスイッチング電源装
置において、蓄積供給制御手段は、トライアックを備
え、トライアックを作動させることにより、エネルギー
供給手段にエネルギーを蓄積させると共にエネルギー供
給手段に蓄積されているエネルギーを電力変換手段に供
給させることを特徴とする。

【００１８】このスイッチング電源装置では、蓄積供給
手段は、トライアックによって、エネルギー供給手段へ
のエネルギーの蓄積、およびエネルギー供給手段から電
力変換手段へのエネルギーの供給を共に制御する。した
がって、１つの素子でエネルギーの蓄積および供給の両
者を行うことができるため、装置のコストダウンを図る
ことができる。

【００１９】

【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して、本発
明に係るスイッチング電源装置の好適な実施の形態につ
いて説明する。

【００２０】最初に、本発明に係るスイッチング電源装
置の動作原理について、図１を参照して説明する。同図
に示すように、スイッチング電源装置１は、整流手段
２、電力変換手段３、電圧値判別手段４、エネルギー供
給手段５および蓄積供給制御手段６を備えている。な
お、以下、同図におけるエネルギー供給手段５としてコ
ンデンサを用いた例について説明する。

【００２１】このスイッチング電源装置１では、例えば
ダイオードブリッジなどによって構成した整流手段２
が、交流入力を全波整流することによって、図２に示す
ような最大電圧値がＶ_p である脈流交流（本発明におけ
る入力交流に相当する）Ｖ_ripを生成する。一方、電圧
値判別手段４には、基準電圧Ｖｒ（同図参照）が設定さ
れており、電圧値判別手段４は、脈流交流Ｖ_rip の電圧
値と基準電圧Ｖｒの電圧値とを比較して脈流交流Ｖ_rip
が基準電圧Ｖｒを超えたか低下したかを判別する。具体
的には、図３に示すように、時間ａ１〜ａ２，ａ３〜ａ
４，ａ５〜ａ６，ａ７〜ａ８の時は、電圧値判別部４
は、脈流交流Ｖ_rip が基準電圧Ｖｒを超えていると判別
する。この期間では、蓄積供給制御手段６は、脈流交流
Ｖ_rip をエネルギー供給手段５に充電することによって
エネルギーを蓄積させる。この場合、エネルギー供給手
段５は、図４（ａ）に示すように、脈流交流Ｖ_rip が最
大値Ｖｐに達したときに充電電圧が最大になるために、
時間ａ１〜ｂ１，ａ３〜ｂ２，ａ５〜ｂ３，ａ７〜ｂ４
の時にのみ充電される。この期間（時間ａ１〜ａ２，ａ
３〜ａ４，ａ５〜ａ６，ａ７〜ａ８）のコンデンサの両
端電圧は、同図（ｂ）に示す波形になる。なお、この期
間では、電力変換手段３は、整流手段２からの脈流交流
Ｖ_rip を入力してスイッチングすることにより直流また
は交流に電力変換する。

【００２２】一方、時間ａ２〜ａ３，ａ４〜ａ５，ａ６
〜ａ７の時は、電圧値判別手段４は、脈流交流Ｖ_rip が
基準電圧Ｖｒよりも低下していると判別し、電圧低下信
号Ｓ１を蓄積供給制御手段６に出力する。蓄積供給制御
手段６は、電圧低下信号Ｓ１を入力したときは、エネル
ギー供給手段５に蓄積されているエネルギーを電力変換
手段３に供給する。この結果、電力変換手段３の入力電
圧は、同図（ｃ）に示すような波形になる。この場合、
電力変換手段３における入力電圧の変動許容範囲は基準
電圧Ｖｒ〜Ｖｐ（またはＶｐ以上）に設定されており、
これにより、電圧変換手段３は、脈流交流Ｖ_rip の１周
期の全期間において、電力出力値を所定値に安定化する
ことができる。

【００２３】以上のように、この実施形態では、脈流電
流Ｖ_rip が電力変換手段３の変動許容範囲の最低電圧を
超えたときにエネルギー供給手段５にエネルギーが蓄積
され、この間、エネルギー供給手段５からはエネルギー
が放出されない。したがって、エネルギー供給手段５と
して、例えば、コンデンサを使用する場合、コンデンサ
に蓄積されるエネルギー（電荷）に基づく電圧は、脈流
電流Ｖ_rip の最大値Ｖｐに達するため、前述したエネル
ギー量の式におけるＶの値が従来のスイッチング電源装
置１０１よりも大きくなる結果、そのエネルギー量も大
きくなる。このため、小容量のコンデンサに効率よくエ
ネルギーが蓄積されるので、装置の小型化やコストダウ
ンを図ることができる。また、エネルギー供給手段５が
電力変換手段３にエネルギーを供給するのは電力変換手
段３の変動許容範囲の最低電圧以下の期間だけであるた
め、余分な蓄積エネルギーを必要とせず、より小容量の
コンデンサを用いることができる。さらに、コンデンサ
に蓄積させるエネルギー量が必要最小限度でよいため、
エネルギーを蓄積させるための充電電流も少なくてよ
い。

【００２４】また、従来のスイッチング電源装置と異な
り、電力変換手段３に供給したエネルギーをエネルギー
供給手段５に再度供給するというエネルギーの循環がな
いため、例えば電力変換手段５にスイッチング用トラン
スを使用する場合、電力変換手段３としてのスイッチン
グ素子およびスイッチング用トランスの容量を少なくす
ることができると共に、装置全体における電力の変換効
率を向上させることができる。さらに、エネルギーの循
環がないために、エネルギー供給手段５としてコンデン
サを使用する場合、より小容量のタイプのものを用いる
ことができる。ただし、本発明においては、エネルギー
の循環を阻止するのは要件ではなく、循環があったとし
ても、エネルギー供給手段５に蓄積させるエネルギー量
を少なくすることができるし、装置の小型化やコストダ
ウンを図ることができる。

【００２５】次に、本発明におけるスイッチング電源装
置の具体的な構成について説明する。

【００２６】（実施例１）図６は、図１におけるスイッ
チング電源装置１をいわゆるフライバックコンバータ形
電源装置として構成したものである。最初に、両図にお
ける構成要素の対応関係を以下に示す。図６に示すよう
に、ダイオードブリッジ１１およびダイオード１２，１
３が、整流手段２に相当し、抵抗１４，１５およびＦＥ
Ｔ１６が電圧値判別手段４に相当する。また、ＦＥＴ２
１、トランジスタ２２、抵抗２３，２４、ダイオード２
５およびコンデンサ２６が蓄積供給制御手段６に相当
し、コンデンサ３０がエネルギー供給手段５に相当し、
トランス３１、スイッチング回路３２、ダイオード３３
およびコンデンサ３４が電力変換手段３に相当する。

【００２７】このスイッチング電源装置１では、スイッ
チング回路３２などの電力変換手段３における入力電圧
の変動許容範囲は基準電圧Ｖｒ〜Ｖｐ（またはＶｐ以
上）に設定されている。このような条件下において、外
部の交流電源４１から交流が入力されると、ダイオード
ブリッジ１１およびダイオード１２，１３が、交流を全
波整流することによって、図２に示すような最大電圧値
がＶ_p である脈流交流をそれぞれ生成する。一方、ＦＥ
Ｔ１６は、脈流交流の電圧値が基準電圧Ｖｒのときに、
脈流交流を抵抗１４および１５によって抵抗分割した電
圧値で作動してドレイン電流を流す。

【００２８】ＦＥＴ１６が作動している状態、つまり脈
流交流が基準電圧Ｖｒよりも高い電圧値のときは、トラ
ンジスタ２２が作動することによってＦＥＴ２１のソー
スとゲートとが同電位となり、これによりＦＥＴ２１が
オフ状態になっている。この状態では、ＦＥＴ２１は、
内部の寄生ダイオードの存在によって、等価的に、ソー
スからドレインに向かって順方向電流が流れるダイオー
ドを構成している。このため、ＦＥＴ２１は、脈流交流
をコンデンサ３０に流し込むとにより、コンデンサ３０
を脈流交流の最大値Ｖｐまで充電させると共に、放電を
防止してコンデンサ３０の端子間電圧を最大値Ｖｐに保
持させる。一方、スイッチング回路３２は、例えば、５
０ＫＨｚでスイッチングしてトランス３１の一次側コイ
ル３１ａに脈流交流を流し込み、これにより、二次側コ
イル３１ｂでは、スイッチング回路３２のスイッチング
がオフのときに電流Ｉ₁₁を流すことにより、負荷Ｒ_L に
所定電圧に安定化した直流電流を供給する。また、スイ
ッチングがオフのときには、トランス３１に蓄積されて
いるエネルギーが端子３１ｃを介してダイオード２５の
アノード側に出力され、ダイオード２５およびコンデン
サ２６により整流されて制御用電源となる。

【００２９】ＦＥＴ１６が作動していない状態、つまり
脈流交流が基準電圧Ｖｒよりも低下しているときは、ト
ランジスタ２２が作動停止することによってＦＥＴ２１
のゲートにコンデンサ２６からの制御用電源が印加さ
れ、ＦＥＴ２１が作動状態になる。この状態では、ＦＥ
Ｔ２１は、ソースとドレイン間が導通状態になるため、
コンデンサ３０に蓄積されている電荷を、スイッチング
回路３２のスイッチングに応じてトランス３１の一次コ
イル３１ａに供給する。

【００３０】このように、この実施例におけるスイッチ
ング電源装置１では、脈流交流の電圧値が基準電圧Ｖｒ
よりも高いときには、ダイオードブリッジ１１からの脈
流交流をトランス３１に供給すると共にコンデンサ３０
に充電させ、脈流交流の電圧値が基準電圧Ｖｒよりも低
下したときには、コンデンサ３０に蓄積されている電荷
をトランス３１に供給させる。このため、交流電源４１
の１周期において電力変換手段３が所定電圧値に安定化
した直流電力を負荷Ｒ_L に供給することができる。ま
た、コンデンサ３０は、脈流交流の最大値Ｖｐまで充電
されて保持するため、極めて大きいエネルギー量を蓄積
できる結果、小容量のコンデンサを使用することができ
る。

【００３１】具体的に、数値で表すと、例えば、交流電
源４１がＡＣ９０Ｖ〜１１０Ｖの５０Ｈｚ正弦波であっ
て、電力変換手段３を、出力可能な直流電力が２０Ｗ
で、かつ動作保証最低電圧（基準電圧Ｖｒ）が５０Ｖで
各部の損失がないとした場合、スイッチング電源装置１
（下記の表にはタイプＡとして示す）、コンデンサイン
プット形のスイッチング電源装置（下記の表にはタイプ
Ｂとして示す）、およびスイッチング電源装置１０１
（下記の表には、電圧Ｖ１を１２１Ｖ、１１０Ｖおよび
６４Ｖとした場合のタイプをそれぞれＣ、ＤおよびＥと
してそれぞれ示す）の性能を下記の表に示す。

【００３２】タイプＡタイプＢタイプＣタイプＤタイプＥ・エネルギー供給手段としてのコンデンサ容量 7.5 μF 18μF 18μF 19μF 76μF ・コンデンサからの供給時間（半サイクル） 2.58mS 6.29mS 5.29mS 4.62mS 2.96mS ・コンデンサからの供給量（半サイクル） 52mJ 120mJ 106mJ 92mJ 59mJ ・循環電力 0W 0W 10.6W 9.2W 5.9W

【００３３】上記の表に示すように、スイッチング電源
装置１は、従来のコンデンサインプット形のスイッチン
グ電源装置やスイッチング電源装置１０１と比較して、
コンデンサ３０に小容量タイプのものを用いることがで
き、その場合であって、コンデンサ３０から大きなエネ
ルギーを放電させることができる。なお、充電電圧を高
めることができる結果、コンデンサ３０はスイッチング
電源装置１０１と比較して高い耐圧のタイプのものを使
用しなければならない。しかし、耐圧アップに起因する
コンデンサ３０の価格アップや外形の大型化は、蓄積可
能なエネルギーが充電電圧Ｖの２乗に比例することを考
慮すれば、従来のスイッチング電源装置１０１に使用す
るコンデンサと比べて比較してはるかに小さい。なお、
上記表では電力変換手段３の出力電力を２０Ｗとしてい
るが、出力電力がより大きくなれば、スイッチング電源
装置１による装置の小型化やコストダウンがより顕著に
なるのは勿論である。

【００３４】なお、同図に示すように、トランス３１の
一次巻線の中間タップ３１ｄとコンデンサ３０のプラス
側との間にダイオード２７を配設してもよい。この場合
には、コンデンサ３０に充電される電圧は、図５に示す
ように、脈流交流の最大値Ｖｐに対して、一次コイル３
１ａによって昇圧された電圧値ΔＶ分だけ高くなる。こ
のため、コンデンサ３０は、より大きなエネルギーを蓄
積することができるので、より小型化することができ
る。なお、この場合には、コンデンサ３０からトランス
３１の一次コイル３１ａを介してコンデンサ３０にエネ
ルギーが蓄積されるというエネルギーの循環が起きる
が、かかる場合であっても、従来のスイッチング電源装
置１０１と比較してコンデンサ３０の小型化を図ること
ができる。

【００３５】また、この実施例では、抵抗１４，１５で
脈流交流を抵抗分割しているために、脈流交流の電圧値
が基準電圧Ｖｒよりも低いときにでもＦＥＴ１６のゲー
トに若干の電圧が印加される。このため、ＦＥＴ１６の
オン／オフを確実に制御しきれないことがある。かかる
場合には、ダイオード１２，１３の両カソードの接続点
と、抵抗１４との間にツェナーダイオードを配置するこ
とによって、ＦＥＴ１６のオン／オフを確実に制御する
ことができる。また、ＦＥＴ１６およびトランジスタ２
２によって、ＦＥＴ２１のオン／オフを制御している
が、この場合には、ＦＥＴ１６に高耐圧のタイプのもの
を使用する必要がある。かかる点を改善するために、Ｆ
ＥＴ１６の代わりにホトカップラのホトダイオードを使
用すると共に、ホトトランジスタをＦＥＴ２１のゲート
電圧の制御に用いれば、高耐圧用素子を使用しないで、
ＦＥＴ２１のオン／オフを確実に制御することができ
る。

【００３６】（実施例２）次に、図７を参照して、第２
の実施例について説明する。このスイッチング電源装置
５１が第１の実施例におけるスイッチング電源装置１と
異なるのは、蓄積供給制御手段６の電源をトランス５２
の補助巻線から得ると共に、脈流交流の瞬時電圧値から
所定電圧値だけ低下した電圧値を基準電圧Ｖｒとしてい
る点である。なお、同図は、図６におけるダイオードブ
リッジ１１の出力端子からトランス３１の一次コイルま
でに相当する構成を示しており、また、図７に示す構成
要素と図６における構成要素で同一のものは同一の符号
を使用し、その詳細説明を省略する。

【００３７】このスイッチング電源装置５１では、スイ
ッチング回路３２のスイッチングがオンのときにトラン
ス５１の補助コイル５２ｂに蓄積されたエネルギーが、
スイッチングがオフのときに放出され、ダイオード２５
およびコンデンサ２６によって、蓄積供給制御手段６と
してのＦＥＴ２１やトランジスタ５３の制御用電源とな
る。なお、補助コイル５２ｂは、スイッチング用トラン
スに通常備えられており、補助コイル５２ｂの採用によ
るコストアップを招くことはない。

【００３８】スイッチング電源装置５１は、初期状態で
は、コンデンサ３０，５４に電荷が蓄積されていないた
め、脈流交流が入力されると、ＦＥＴ２１の寄生ダイオ
ードを介してコンデンサ３０，５４に脈流交流が流れ
て、コンデンサ３０，５４は、脈流交流の最大値Ｖｐま
で充電される。一方、脈流交流の電圧が最大値Ｖｐより
も低下すると、ＦＥＴ２１は、そのドレイン−ソース間
が逆バイアスされてオフになる。また、ツェナーダイオ
ード５６のツェナー電圧を所定電圧値に設定しておくこ
とにより、トランジスタ５３がオフ状態を維持する結
果、抵抗５７を介してもＦＥＴ２１にゲート電圧が印加
されない。この状態になると、コンデンサ３０，５４
は、その充電電圧を保持する。

【００３９】一方、脈流交流の瞬時値が最大値から所定
電圧値だけ低下すると（図２において、脈流交流の瞬時
電圧値が基準電圧Ｖｒになった場合に相当する）、トラ
ンジスタ５３のベース電流が、ツェナーダイオード５６
を介してコンデンサ５４に至る経路と、ツェナーダイオ
ード５６およびダイオード５５を介してコンデンサ３０
に至る経路とで流れる。このため、トランジスタ５３が
作動し、ＦＥＴ２１のゲートにゲート電圧が印加され
て、ＦＥＴ２１が作動状態になる。この結果、コンデン
サ３０に蓄積された電荷が同図に示す電流Ｉ₁₂として流
れ、トランス５２の一次コイル５２ａに供給される。こ
れにより、図６におけるスイッチング電源装置１と同様
な効果を発揮する。

【００４０】（実施例３）次に、図８を参照して、第３
の実施例について説明する。このスイッチング電源装置
６１が第１および第２の実施例におけるスイッチング電
源装置１，５１と基本的に異なるのは、蓄積供給制御手
段６にトライアックを使用すると共に電源投入時におけ
るコンデンサ３０への突入電流を阻止している点であ
る。なお、同図は、図６におけるダイオードブリッジ１
１の出力端子からトランス３１の一次コイルまでに相当
する構成を示しており、また、図８に示す構成要素と図
７における構成要素で同一のものは同一の符号を使用
し、その詳細説明を省略する。

【００４１】このスイッチング電源装置６１では、コン
デンサ３０への初期充電時においては、コンデンサ３
０、ダイオード６２および抵抗６３を介して０Ｖライン
に脈流交流が流れるため、抵抗６３によって初期の電流
の突入が阻止されると共に、コンデンサ３０に電荷があ
る程度蓄積される。この状態で、スイッチング回路３２
によるスイッチング動作が開始されてトランス５２の巻
線５２ｂに電圧が発生すると、抵抗６３の両端に発生し
ている電圧によってトランジスタ６４が作動することに
より、トランジスタ５３も作動する。この結果、トラン
ジスタ５３のエミッタ電流が流れてトライアック６５の
ゲートに電圧が印加される。次いで、トライアック６５
が導通し、コンデンサ３０に充電電流が流れ、コンデン
サ３０は、脈流交流の最大値Ｖｐまで充電されて保持さ
れる。一方、コンデンサ３０が最大値Ｖｐまで充電され
ると、コンデンサ３０を介しての電流がトライアック６
５に流れなくなる結果、トライアック６５は自動的に非
導通状態になる。

【００４２】次いで、脈流交流の瞬時電圧値が基準電圧
Ｖｒよりも低下すると、トランジスタ５３のベース電流
が、抵抗６５、ダイオード６６およびツェナーダイオー
ド５６を介してコンデンサ３０に流れ込む。これによ
り、トランジスタ５３のエミッタおよび抵抗５７を介し
てトライアック６５のゲートにゲート電圧が印加され、
トライアック６５が導通状態になる。この結果、コンデ
ンサ３０に蓄積された電荷が同図に示す電流Ｉ₁₃として
流れ、トランス５２の一次コイル５２ａに供給される。
これにより、図６におけるスイッチング電源装置１と同
様な効果を発揮する。

【００４３】このように、この実施例では、安価なトラ
イアック６５を使用することにより、低価格でありなが
ら、コンデンサ３０への充電および放電を共に制御する
ことができる。また、抵抗６３の抵抗値を選択すること
によって、突入電流の値を自由に設定することができ
る。

【００４４】（実施例４）次に、図９を参照して、第４
の実施例について説明する。このスイッチング電源装置
７１が第３の実施例におけるスイッチング電源装置６１
と基本的に異なるのは、電源投入時におけるコンデンサ
３０への突入電流の阻止機能を削除して簡易な構成にし
ている点である。なお、同図は、図８における構成要素
で同一のものは同一の符号を使用し、その詳細説明を省
略する。

【００４５】このスイッチング電源装置７１では、電源
投入時において、脈流交流が、コンデンサ３０、ダイオ
ード６２および抵抗６３を介してトライアック６５のゲ
ートに印加されるため、トライアック６５が導通状態に
なる。このため、コンデンサ３０を介してトライアック
６５に流れ込み充電が行われる。放電時においては、図
８における電流₁₃と同じ経路で電流₁₄が流れることによ
り、トランス５２の一次コイルにエネルギーを供給す
る。

【００４６】このように、この実施例では、非常に簡易
な構成で、コンデンサ３０の充放電を制御することがで
きる。また、コンデンサ３０への電荷の蓄積放出のため
の制御回路を簡易にしたので、制御用に用いられる電力
を少なくすることができる結果、装置の変換効率を向上
させることができる。

【００４７】なお、上記第１〜第４の実施例では、コン
デンサ３０への充電を制御するためにＦＥＴまたはトラ
イアックを使用しているが、これに限らず、本発明にお
ける蓄積供給制御手段として、トランジスタやサイリス
タなどのスイッチ素子を使用することができる。さら
に、上記実施例ではフライバック形スイッチング電源装
置の構成を説明したが、これに限らず、本発明は、フォ
ワード形スイッチング電源装置にも適用することができ
る。また、電力変換手段３は、定電圧電源、定電流電源
および定電力電源として構成することができる。

【００４８】なお、以上の実施例では、脈流交流の電圧
値と基準値とを比較することによって、コンデンサ３０
の充放電を制御する例について説明したが、これに限定
されず、脈流交流の電圧値および脈流交流に基づいて生
成される比較電圧のいずれか一方または両方と基準値と
を比較することによって充放電を制御することができ
る。この場合の比較電圧として、脈流交流の電圧値をＡ
とした場合、一般式として、（ｋ・Ａ±ｌ）で表される
電圧を用いることができる（ただし、ｋおよびｌは、そ
れぞれ比例定数および重畳電圧を示す）。具体的には、
電圧値（ｋ・Ａ）は、脈流交流をｋ倍昇圧した電圧を意
味し、電圧（ｋ・Ａ＋ｌ）は、脈流交流をｋ倍昇圧した
電圧に電圧ｌを重畳した電圧を意味する。また、基準電
圧には、予め設定した固定的な基準電圧を含むのは勿論
のこと、脈流交流の電圧値に比例して変動するような基
準電圧をも含む。具体的には、比較電圧（ｋ・Ａ）を電
圧（ｋ₁ ・Ａ）（ただし、ｋ₁ は比例定数を意味する）
と比較するような場合が該当する。

【００４９】

【発明の効果】以上のように請求項１記載のスイッチン
グ電源装置によれば、例えば、エネルギー供給手段とし
てコンデンサを使用するとしたときには、蓄積エネルギ
ー量は、コンデンサの端子間電圧の２乗に比例して大き
くなるため、十分に大きなエネルギーを蓄積することが
できる結果、小容量のコンデンサを使用することができ
る。また、エネルギー供給手段は、余分なエネルギーを
蓄積することがなく、より小容量のコンデンサなどを使
用することができる。さらに、入力交流を直接エネルギ
ー供給手段に蓄積することにより、エネルギーの循環が
防止される結果、さらに小容量のコンデンサを使用する
ことができる。

【００５０】さらに、請求項２および３記載のスイッチ
ング電源装置によれば、入力交流の電圧に巻線電圧を重
畳させた電圧に基づくエネルギーをエネルギー供給手段
に蓄積させれば、例えば、エネルギー供給手段としてコ
ンデンサを使用した場合には、その端子間電圧の値をよ
り大きくすることができる結果、さらに大きなエネルギ
ーを蓄積させることが可能になると共に小容量のコンデ
ンサを使用することができる。

【００５１】また、請求項４記載のスイッチング電源装
置によれば、コストアップを招くことなく、蓄積供給制
御手段の制御用電源を構成することができる。

【００５２】また、請求項５記載のスイッチング電源装
置によれば、スイッチング電源装置のメイン電源ライン
に通常設ける突入電流阻止用手段を不要にすることがで
きる。また、この場合、コンデンサの容量を小さくする
ことができるため、簡易な構成で突入電流を阻止するこ
とが可能になる。

【００５３】さらに請求項６記載のスイッチング電源装
置によれば、安価なトライアックによって、エネルギー
の蓄積供給を共に制御することができるため、装置のコ
ストダウンを図ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装
置のブロック図である。

【図２】本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装
置において生成された脈流交流の信号波形図である。

【図３】（ａ）は本実施形態におけるエネルギー供給手
段へのエネルギーの蓄積および供給を説明するための脈
流交流の信号波形図であり、（ｂ）は電圧低下信号の信
号波形図である。

【図４】（ａ）は本実施形態におけるエネルギー供給手
段としてのコンデンサに充電する期間を説明するための
信号波形図であり、（ｂ）はコンデンサの端子間電圧の
信号波形図であり、（ｃ）は電力変換手段に供給される
電力の信号波形図である。

【図５】第１実施例の変更実施例におけるトランスに供
給される電力の信号波形図である。

【図６】第１実施例に係るスイッチング電源装置の回路
図である。

【図７】第２実施例に係るスイッチング電源装置の回路
図である。

【図８】第３の実施例に係るスイッチング電源装置の回
路図である。

【図９】第４の実施例に係るスイッチング電源装置の回
路図である。

【図１０】従来のスイッチング電源装置の回路図であ
る。

【図１１】従来のスイッチング電源装置におけるコンデ
ンサの端子間電圧の信号波形図である。

【符号の説明】

１スイッチング電源装置３電力変換手段４電圧値判別手段５エネルギー供給手段６蓄積供給制御手段１６ＦＥＴ２１ＦＥＴ２２トランジスタ３０コンデンサ３１トランス５１スイッチング電源装置５２ｂ補助コイル５３トランジスタ６１スイッチング電源装置６３抵抗６５トライアック

─────────────────────────────────────────────────────

【手続補正書】

【提出日】平成９年２月７日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】全文

【補正方法】変更

【補正内容】

【書類名】明細書

【発明の名称】スイッチング電源装置

【特許請求の範囲】

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【０００２】

【従来の技術】近年、スイッチング電源装置における入
力力率（つまり、実効電流／平均電流）の改善を図るた
めに種々の方式が採用されており、例えば、特開平５−
１０３４６８号公報に記載されているものが従来から知
られている。このスイッチング電源装置１０１は、図９
に示すように、ダイオードブリッジＤ_B 、インバータト
ランスＴ１、トランジスタＱ１１、コンデンサＣ₁ およ
びダイオードＤ₂ ，Ｄ₃などを備えている。

【０００３】このスイッチング電源装置１０１では、交
流電源Ｖ_ACの電圧を全波整流したダイオードブリッジＤ
_B の正極端子の脈流電圧がコンデンサＣ₁ の端子間電圧
よりも高い期間においては、交流電源Ｖ_ACからの電流ｉ
₁ が、インバータトランスＴ₁ の一次巻線Ｎ₁ を流れて
インバータトランスＴ₁ の二次巻線に電力を供給する。
また、この期間においては、一次巻線Ｎ₃ からコンデン
サＣ₁ に充電電流ｉ₂が流れてコンデンサＣ₁ を充電す
る。一方、ダイオードブリッジＤ_B の正極端子の電圧が
コンデンサＣ₁ の端子間電圧よりも低い期間において
は、コンデンサＣ₁ からの放電電流ｉ₃ が一次巻線Ｎ₁
を介してダイオードＤ₂ に流れるため、コンデンサＣ₁
に蓄積されているエネルギーによってインバータトラン
スＴ₁ の二次側に配設されているコンバータ回路に電力
が供給される。この結果、コンデンサＣ₁の端子間電圧
は、図１０に示すように、動作保証最低電圧Ｖａから所
定の電圧Ｖ₁の間で変動する。このように、このスイッ
チング電源装置１０１は、一次巻線Ｎ₁ に電流が流れる
期間をできるだけ長くすることにより、コンデンサイン
プット形整流回路方式などと比較して入力力率を向上さ
せている。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ところが、この従来の
スイッチング電源装置１０１には、以下の問題点があ
る。すなわち、このスイッチング電源装置１０１は、本
来的には、コンデンサＣ₁の充電電圧をコンバータ回路
の動作保証最低電圧Ｖａにし、かつ、脈流電圧がコンバ
ータ回路の動作保証最低電圧Ｖａよりも低下したときか
ら放電を開始させ、脈流電圧が動作保証最低電圧Ｖａま
で復帰したときに放電を停止させるように構成すること
が好ましい。ところが、コンデンサＣ₁ の端子間電圧は
放電中に徐々に低下する。このため、脈流電圧が最大値
Ｖｐから動作保証最低電圧Ｖａに低下するまでの間、コ
ンデンサＣ₁ が端子間電圧を電圧Ｖａ以上に保持するた
めには、放電開始時の端子間電圧が、その時の脈流電圧
と等しい電圧であって電圧Ｖａよりも高い電圧Ｖ１であ
ることが必要となる。この結果、コンデンサＣ₁ は、脈
流の電力で十分コンバータ動作が可能な動作保証最低電
圧Ｖａよりも高い電圧Ｖ１のときから放電する分だけ余
分なエネルギーを蓄積させておかなければならないとい
う問題点がある。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成すべく請
求項１記載のスイッチング電源装置は、入力された入力
交流をスイッチングすることにより交流および直流のい
ずれかに変換する電力変換手段と、入力交流の電圧が所
定電圧よりも低いときに電力変換手段にエネルギーを供
給するエネルギー供給手段とを備えているスイッチング
電源装置において、入力交流の電圧値および入力交流に
基づいて生成される比較電圧の少なくとも一方が基準電
圧を超えたか低下したかを判別する電圧値判別手段と、
電圧値判別手段によって超えていると判別された期間内
にエネルギー供給手段に対して入力交流によってエネル
ギーを蓄積させると共に、電圧値判別手段によって低下
したと判別されたときにエネルギー供給手段に蓄積され
ているエネルギーを電力変換手段に供給させる蓄積供給
制御手段とを備えていることを特徴とする。なお、この
場合、入力交流の電圧値および入力交流に基づいて生成
される比較電圧とは、入力交流の電圧値をＡとした場
合、一般式として、（ｋ・Ａ±ｌ）で表される電圧値で
示される。ただし、ｋおよびｌは、それぞれ比例定数お
よび重畳電圧を示す。また、基準電圧には、予め設定し
た固定的な基準電圧を含むのは勿論のこと、入力交流の
電圧値に比例して変動するような基準電圧をも含む。ま
た、本発明における入力交流とは、一般的な交流を含む
のは勿論、一般的には直流として定義されることがある
脈流も含む概念である。

【００１９】

【００２１】このスイッチング電源装置１では、例えば
ダイオードブリッジなどによって構成した整流手段２
が、交流入力を全波整流することによって、図２に示す
ような最大電圧値がＶ_p である脈流（本発明における入
力交流に相当する）Ｖ_rip を生成する。一方、電圧値判
別手段４には、基準電圧Ｖｒ（同図参照）が設定されて
おり、電圧値判別手段４は、脈流Ｖ_rip の電圧値と基準
電圧Ｖｒの電圧値とを比較して脈流Ｖ_rip が基準電圧Ｖ
ｒを超えたか低下したかを判別する。具体的には、図３
に示すように、時間ａ１〜ａ２，ａ３〜ａ４，ａ５〜ａ
６，ａ７〜ａ８の時は、電圧値判別部４は、脈流Ｖ_rip
が基準電圧Ｖｒを超えていると判別する。この期間で
は、蓄積供給制御手段６は、脈流Ｖ_rip をエネルギー供
給手段５に充電することによってエネルギーを蓄積させ
る。この場合、エネルギー供給手段５は、図４（ａ）に
示すように、脈流Ｖ_rip が最大値Ｖｐに達したときに充
電電圧が最大になるために、時間ａ１〜ｂ１，ａ３〜ｂ
２，ａ５〜ｂ３，ａ７〜ｂ４の時にのみ充電される。こ
の期間（時間ａ１〜ａ２，ａ３〜ａ４，ａ５〜ａ６，ａ
７〜ａ８）のコンデンサの両端電圧は、同図（ｂ）に示
す波形になる。なお、この期間では、電力変換手段３
は、整流手段２からの脈流Ｖ_rip を入力してスイッチン
グすることにより直流または交流に電力変換する。

【００２２】一方、時間ａ２〜ａ３，ａ４〜ａ５，ａ６
〜ａ７の時は、電圧値判別手段４は、脈流Ｖ_rip が基準
電圧Ｖｒよりも低下していると判別し、電圧低下信号Ｓ
１を蓄積供給制御手段６に出力する。蓄積供給制御手段
６は、電圧低下信号Ｓ１を入力したときは、エネルギー
供給手段５に蓄積されているエネルギーを電力変換手段
３に供給する。この結果、電力変換手段３の入力電圧
は、同図（ｃ）に示すような波形になる。この場合、電
力変換手段３における入力電圧の変動許容範囲は基準電
圧Ｖｒ〜Ｖｐ（またはＶｐ以上）に設定されており、こ
れにより、電圧変換手段３は、脈流Ｖ_rip の１周期の全
期間において、電力出力値を所定値に安定化することが
できる。

【００２７】このスイッチング電源装置１では、スイッ
チング回路３２などの電力変換手段３における入力電圧
の変動許容範囲は基準電圧Ｖｒ〜Ｖｐ（またはＶｐ以
上）に設定されている。このような条件下において、外
部の交流電源４１から交流が入力されると、ダイオード
ブリッジ１１およびダイオード１２，１３が、交流を全
波整流することによって、図２に示すような最大電圧値
がＶ_p である脈流をそれぞれ生成する。一方、ＦＥＴ１
６は、脈流の電圧値が基準電圧Ｖｒのときに、脈流を抵
抗１４および１５によって抵抗分割した電圧値で作動し
てドレイン電流を流す。

【００２８】ＦＥＴ１６が作動している状態、つまり脈
流が基準電圧Ｖｒよりも高い電圧値のときは、トランジ
スタ２２が作動することによってＦＥＴ２１のソースと
ゲートとが同電位となり、これによりＦＥＴ２１がオフ
状態になっている。この状態では、ＦＥＴ２１は、内部
の寄生ダイオードの存在によって、等価的に、ソースか
らドレインに向かって順方向電流が流れるダイオードを
構成している。このため、ＦＥＴ２１は、脈流をコンデ
ンサ３０に流し込むとにより、コンデンサ３０を脈流の
最大値Ｖｐまで充電させると共に、放電を防止してコン
デンサ３０の端子間電圧を最大値Ｖｐに保持させる。一
方、スイッチング回路３２は、例えば、５０ＫＨｚでス
イッチングしてトランス３１の一次側コイル３１ａに脈
流を流し込み、これにより、二次側コイル３１ｂでは、
スイッチング回路３２のスイッチングがオフのときに電
流Ｉ₁₁を流すことにより、負荷Ｒ_L に所定電圧に安定化
した直流電流を供給する。また、スイッチングがオフの
ときには、トランス３１に蓄積されているエネルギーが
端子３１ｃを介してダイオード２５のアノード側に出力
され、ダイオード２５およびコンデンサ２６により整流
されて制御用電源となる。

【００２９】ＦＥＴ１６が作動していない状態、つまり
脈流が基準電圧Ｖｒよりも低下しているときは、トラン
ジスタ２２が作動停止することによってＦＥＴ２１のゲ
ートにコンデンサ２６からの制御用電源が印加され、Ｆ
ＥＴ２１が作動状態になる。この状態では、ＦＥＴ２１
は、ソースとドレイン間が導通状態になるため、コンデ
ンサ３０に蓄積されている電荷を、スイッチング回路３
２のスイッチングに応じてトランス３１の一次コイル３
１ａに供給する。

【００３０】このように、この実施例におけるスイッチ
ング電源装置１では、脈流の電圧値が基準電圧Ｖｒより
も高いときには、ダイオードブリッジ１１からの脈流を
トランス３１に供給すると共にコンデンサ３０に充電さ
せ、脈流の電圧値が基準電圧Ｖｒよりも低下したときに
は、コンデンサ３０に蓄積されている電荷をトランス３
１に供給させる。このため、交流電源４１の１周期にお
いて電力変換手段３が所定電圧値に安定化した直流電力
を負荷Ｒ_L に供給することができる。また、コンデンサ
３０は、脈流の最大値Ｖｐまで充電されて保持するた
め、極めて大きいエネルギー量を蓄積できる結果、小容
量のコンデンサを使用することができる。

【００３４】なお、同図に示すように、トランス３１の
一次巻線の中間タップ３１ｄとコンデンサ３０のプラス
側との間にダイオード２７を配設してもよい。この場合
には、コンデンサ３０に充電される電圧は、図５に示す
ように、脈流の最大値Ｖｐに対して、一次コイル３１ａ
によって昇圧された電圧値ΔＶ分だけ高くなる。このた
め、コンデンサ３０は、より大きなエネルギーを蓄積す
ることができるので、より小型化することができる。な
お、この場合には、コンデンサ３０からトランス３１の
一次コイル３１ａを介してコンデンサ３０にエネルギー
が蓄積されるというエネルギーの循環が起きるが、かか
る場合であっても、従来のスイッチング電源装置１０１
と比較してコンデンサ３０の小型化を図ることができ
る。

【００３５】また、この実施例では、抵抗１４，１５で
脈流を抵抗分割しているために、脈流の電圧値が基準電
圧Ｖｒよりも低いときにでもＦＥＴ１６のゲートに若干
の電圧が印加される。このため、ＦＥＴ１６のオン／オ
フを確実に制御しきれないことがある。かかる場合に
は、ダイオード１２，１３の両カソードの接続点と、抵
抗１４との間にツェナーダイオードを配置することによ
って、ＦＥＴ１６のオン／オフを確実に制御することが
できる。また、ＦＥＴ１６およびトランジスタ２２によ
って、ＦＥＴ２１のオン／オフを制御しているが、この
場合には、ＦＥＴ１６に高耐圧のタイプのものを使用す
る必要がある。かかる点を改善するために、ＦＥＴ１６
の代わりにホトカップラのホトダイオードを使用すると
共に、ホトトランジスタをＦＥＴ２１のゲート電圧の制
御に用いれば、高耐圧用素子を使用しないで、ＦＥＴ２
１のオン／オフを確実に制御することができる。

【００３６】（実施例２）次に、図７を参照して、第２
の実施例について説明する。このスイッチング電源装置
６１は、第１の実施例におけるスイッチング電源装置１
とは、蓄積供給制御手段６の電源をトランス５２の補助
巻線から得ると共に、脈流の瞬時電圧値から所定電圧値
だけ低下した電圧値を基準電圧Ｖｒとしている点、およ
び蓄積供給制御手段６にトライアックを使用すると共に
電源投入時におけるコンデンサ３０への突入電流を阻止
している点が基本的に異なっている。なお、同図は、図
６におけるダイオードブリッジ１１の出力端子からトラ
ンス３１の一次コイルまでに相当する構成を示してい
る。

【００３７】このスイッチング電源装置６１では、スイ
ッチング回路３２のスイッチングがオンのときにトラン
ス５２の補助コイル５２ｂに蓄積されたエネルギーが、
スイッチングがオフのときに放出され、ダイオード２５
およびコンデンサ２６によって、蓄積供給制御手段６と
してのトライアック６５やトランジスタ５３の制御用電
源となる。なお、補助コイル５２ｂは、スイッチング用
トランスに通常備えられており、補助コイル５２ｂの採
用によるコストアップを招くことはない。

【００３８】スイッチング電源装置６１では、コンデン
サ３０への初期充電時においては、コンデンサ３０、ダ
イオード６２および抵抗６３を介して０Ｖラインに脈流
が流れるため、抵抗６３によって初期の電流の突入が阻
止されると共に、コンデンサ３０に電荷がある程度蓄積
される。この状態で、スイッチング回路３２によるスイ
ッチング動作が開始されてトランス５２の巻線５２ｂに
電圧が発生すると、抵抗６３の両端に発生している電圧
によってトランジスタ６４が作動することにより、トラ
ンジスタ５３も作動する。この結果、トランジスタ５３
のエミッタ電流が流れてトライアック６５のゲートに電
圧が印加される。次いで、トライアック６５が導通し、
コンデンサ３０に充電電流が流れ、コンデンサ３０は、
脈流の最大値Ｖｐまで充電されて保持される。一方、コ
ンデンサ３０が最大値Ｖｐまで充電されると、コンデン
サ３０を介しての電流がトライアック６５に流れなくな
る結果、トライアック６５は自動的に非導通状態にな
る。

【００３９】次いで、脈流の瞬時電圧値が基準電圧Ｖｒ
よりも低下すると、トランジスタ５３のベース電流が、
抵抗６５、ダイオード６６およびツェナーダイオード５
６を介してコンデンサ３０に流れ込む。これにより、ト
ランジスタ５３のエミッタおよび抵抗５７を介してトラ
イアック６５のゲートにゲート電圧が印加され、トライ
アック６５が導通状態になる。この結果、コンデンサ３
０に蓄積された電荷が同図に示す電流Ｉ₁₃として流れ、
トランス５２の一次コイル５２ａに供給される。これに
より、図６におけるスイッチング電源装置１と同様な効
果を発揮する。

【００４０】このように、この実施例では、安価なトラ
イアック６５を使用することにより、低価格でありなが
ら、コンデンサ３０への充電および放電を共に制御する
ことができる。また、抵抗６３の抵抗値を選択すること
によって、突入電流の値を自由に設定することができ
る。

【００４１】（実施例３）次に、図８を参照して、第３
の実施例について説明する。このスイッチング電源装置
７１が第２の実施例におけるスイッチング電源装置６１
と基本的に異なるのは、電源投入時におけるコンデンサ
３０への突入電流の阻止機能を削除して簡易な構成にし
ている点である。なお、同図は、図７における構成要素
で同一のものは同一の符号を使用し、その詳細説明を省
略する。

【００４２】このスイッチング電源装置７１では、電源
投入時において、脈流が、コンデンサ３０、ダイオード
６２および抵抗６３を介してトライアック６５のゲート
に印加されるため、トライアック６５が導通状態にな
る。このため、コンデンサ３０を介してトライアック６
５に流れ込み充電が行われる。放電時においては、図７
における電流₁₃と同じ経路で電流₁₄が流れることによ
り、トランス５２の一次コイルにエネルギーを供給す
る。

【００４３】このように、この実施例では、非常に簡易
な構成で、コンデンサ３０の充放電を制御することがで
きる。また、コンデンサ３０への電荷の蓄積放出のため
の制御回路を簡易にしたので、制御用に用いられる電力
を少なくすることができる結果、装置の変換効率を向上
させることができる。

【００４４】なお、上記第１〜第３の実施例では、コン
デンサ３０への充電を制御するためにＦＥＴまたはトラ
イアックを使用しているが、これに限らず、本発明にお
ける蓄積供給制御手段として、トランジスタやサイリス
タなどのスイッチ素子を使用することができる。さら
に、上記実施例ではフライバック形スイッチング電源装
置の構成を説明したが、これに限らず、本発明は、フォ
ワード形スイッチング電源装置にも適用することができ
る。また、電力変換手段３は、定電圧電源、定電流電源
および定電力電源として構成することができる。

【００４５】なお、以上の実施例では、脈流の電圧値と
基準値とを比較することによって、コンデンサ３０の充
放電を制御する例について説明したが、これに限定され
ず、脈流の電圧値および脈流に基づいて生成される比較
電圧のいずれか一方または両方と基準値とを比較するこ
とによって充放電を制御することができる。この場合の
比較電圧として、脈流の電圧値をＡとした場合、一般式
として、（ｋ・Ａ±ｌ）で表される電圧を用いることが
できる（ただし、ｋおよびｌは、それぞれ比例定数およ
び重畳電圧を示す）。具体的には、電圧値（ｋ・Ａ）
は、脈流をｋ倍昇圧した電圧を意味し、電圧（ｋ・Ａ＋
ｌ）は、脈流をｋ倍昇圧した電圧に電圧ｌを重畳した電
圧を意味する。また、基準電圧には、予め設定した固定
的な基準電圧を含むのは勿論のこと、脈流の電圧値に比
例して変動するような基準電圧をも含む。具体的には、
比較電圧（ｋ・Ａ）を電圧（ｋ₁ ・Ａ）（ただし、ｋ₁
は比例定数を意味する）と比較するような場合が該当す
る。

【００４６】

【００４７】さらに、請求項２および３記載のスイッチ
ング電源装置によれば、入力交流の電圧に巻線電圧を重
畳させた電圧に基づくエネルギーをエネルギー供給手段
に蓄積させれば、例えば、エネルギー供給手段としてコ
ンデンサを使用した場合には、その端子間電圧の値をよ
り大きくすることができる結果、さらに大きなエネルギ
ーを蓄積させることが可能になると共に小容量のコンデ
ンサを使用することができる。

【００４８】また、請求項４記載のスイッチング電源装
置によれば、コストアップを招くことなく、蓄積供給制
御手段の制御用電源を構成することができる。

【００４９】また、請求項５記載のスイッチング電源装
置によれば、スイッチング電源装置のメイン電源ライン
に通常設ける突入電流阻止用手段を不要にすることがで
きる。また、この場合、コンデンサの容量を小さくする
ことができるため、簡易な構成で突入電流を阻止するこ
とが可能になる。

【００５０】さらに請求項６記載のスイッチング電源装
置によれば、安価なトライアックによって、エネルギー
の蓄積供給を共に制御することができるため、装置のコ
ストダウンを図ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図２】本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装
置において生成された脈流の信号波形図である。

【図３】（ａ）は本実施形態におけるエネルギー供給手
段へのエネルギーの蓄積および供給を説明するための脈
流の信号波形図であり、（ｂ）は電圧低下信号の信号波
形図である。

【図７】第２の実施例に係るスイッチング電源装置の回
路図である。

【図９】従来のスイッチング電源装置の回路図である。

【図１０】従来のスイッチング電源装置におけるコンデ
ンサの端子間電圧の信号波形図である。

【符号の説明】１スイッチング電源装置３電力変換手段４電圧値判別手段５エネルギー供給手段６蓄積供給制御手段１６ＦＥＴ２１ＦＥＴ２２トランジスタ３０コンデンサ３１トランス５２ｂ補助コイル５３トランジスタ６１スイッチング電源装置６３抵抗６５トライアック

【手続補正２】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図６

【補正方法】変更

【補正内容】

【図６】

【手続補正３】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図７

【補正方法】変更

【補正内容】

【図７】

【手続補正４】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図８

【補正方法】変更

【補正内容】

【図８】

【手続補正５】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図９

【補正方法】変更

【補正内容】

【図９】

【手続補正６】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図１０

【補正方法】変更

【補正内容】

【図１０】

【手続補正７】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図１１

【補正方法】削除

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力された入力交流をスイッチングする
ことにより交流および直流のいずれかに変換する電力変
換手段と、前記入力交流の電圧が所定電圧よりも低いと
きに前記電力変換手段にエネルギーを供給するエネルギ
ー供給手段とを備えているスイッチング電源装置におい
て、前記入力交流の電圧値および当該入力交流に基づいて生
成される比較電圧の少なくとも一方が基準電圧を超えた
か低下したかを判別する電圧値判別手段と、前記電圧値
判別手段によって超えていると判別された期間内に前記
エネルギー供給手段に対して前記入力交流によってエネ
ルギーを蓄積させると共に、前記電圧値判別手段によっ
て低下したと判別されたときに前記エネルギー供給手段
に蓄積されているエネルギーを前記電力変換手段に供給
させる蓄積供給制御手段とを備えていることを特徴とす
るスイッチング電源装置。
【請求項２】前記電力変換手段は、スイッチング用ト
ランスを備え、前記蓄積供給制御手段は、前記スイッチ
ング用トランスの巻線を介して前記エネルギー供給手段
にエネルギーを蓄積させることを特徴とする請求項１記
載のスイッチング電源装置。
【請求項３】前記エネルギーは、前記入力交流の電圧
に前記スイッチング用トランスの巻線電圧を重畳させた
電圧に基づくエネルギーであることを特徴とする請求項
２記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】前記スイッチング用トランスは、前記蓄
積供給制御手段に制御用電力を供給するための補助巻線
を備えていることを特徴とする請求項２または３に記載
のスイッチング電源装置。
【請求項５】前記蓄積供給制御手段は、電源投入時に
おける前記エネルギー供給手段への突入電流を阻止する
ための突入電流阻止手段を備えていることを特徴とする
請求項１から４のいずれかに記載のスイッチング電源装
置。
【請求項６】前記蓄積供給制御手段は、トライアック
を備え、当該トライアックを作動させることにより、前
記エネルギー供給手段にエネルギーを蓄積させると共に
当該エネルギー供給手段に蓄積されているエネルギーを
前記電力変換手段に供給させることを特徴とする請求項
１から５のいずれかに記載のスイッチング電源装置。