JPH09163789A - モールススタート回路およびその制御方法 - Google Patents
モールススタート回路およびその制御方法Info
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- JPH09163789A JPH09163789A JP8243813A JP24381396A JPH09163789A JP H09163789 A JPH09163789 A JP H09163789A JP 8243813 A JP8243813 A JP 8243813A JP 24381396 A JP24381396 A JP 24381396A JP H09163789 A JPH09163789 A JP H09163789A
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 8
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims abstract description 6
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- 230000005284 excitation Effects 0.000 claims description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 15
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P1/00—Arrangements for starting electric motors or dynamo-electric converters
- H02P1/16—Arrangements for starting electric motors or dynamo-electric converters for starting dynamo-electric motors or dynamo-electric converters
- H02P1/18—Arrangements for starting electric motors or dynamo-electric converters for starting dynamo-electric motors or dynamo-electric converters for starting an individual dc motor
- H02P1/22—Arrangements for starting electric motors or dynamo-electric converters for starting dynamo-electric motors or dynamo-electric converters for starting an individual dc motor in either direction of rotation
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/20—Arrangements for starting
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/14—Electronic commutators
- H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
- H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
- H02P6/182—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements using back-emf in windings
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Protection Of Generators And Motors (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】 デッドポイント、ヘッドスティッキング、起
動トルク不足を解決し、モータ出力段に流れる大きい起
動電流を防止する。 【解決手段】 励磁電流を発生させる整流手段１０と、
モールススタートモードと一般的な起動モードとの間を
スイッチングしてモータ出力段を整流させるモード変換
手段２０と、モータの回転方向を検出するための信号を
発生するモデルリファレンスゼロ−クロス発生手段３０
と、モデルリファレンスゼロ−クロス信号とモータの回
転時に発生する実際ゼロ−クロス信号とを比較してモー
タの回転方向を検出するゼロ−クロス検出手段４０と、
モータの各相のコイルが励起されない場合、一回に一つ
の位相を選択する位相選択手段５０と、モータ起動失敗
時、励磁電流パルス幅を増減することで励磁電流を調節
する第１変調手段６０と、モータ起動失敗時、モータに
供給されるパワーのパワーオフ時間インターバルを調節
する第２変調手段７０とからなる。
動トルク不足を解決し、モータ出力段に流れる大きい起
動電流を防止する。 【解決手段】 励磁電流を発生させる整流手段１０と、
モールススタートモードと一般的な起動モードとの間を
スイッチングしてモータ出力段を整流させるモード変換
手段２０と、モータの回転方向を検出するための信号を
発生するモデルリファレンスゼロ−クロス発生手段３０
と、モデルリファレンスゼロ−クロス信号とモータの回
転時に発生する実際ゼロ−クロス信号とを比較してモー
タの回転方向を検出するゼロ−クロス検出手段４０と、
モータの各相のコイルが励起されない場合、一回に一つ
の位相を選択する位相選択手段５０と、モータ起動失敗
時、励磁電流パルス幅を増減することで励磁電流を調節
する第１変調手段６０と、モータ起動失敗時、モータに
供給されるパワーのパワーオフ時間インターバルを調節
する第２変調手段７０とからなる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はモールススタート回
路およびその制御方法に係り、より詳しくは、モータ駆
動において、初期に大きい起動トルクを発生させ確実な
ゼロ−クロスポイントを検出できるようにして、デッド
ポイント、ヘッドスティッキングおよび起動トルク不足
により発生され得る問題を解決し、さらには、モータ出
力段に流れる大きい起動電流を防止することにより、集
積回路の温度を低めることができるように設計されたモ
ールススタート回路およびその制御方法に関する。
路およびその制御方法に係り、より詳しくは、モータ駆
動において、初期に大きい起動トルクを発生させ確実な
ゼロ−クロスポイントを検出できるようにして、デッド
ポイント、ヘッドスティッキングおよび起動トルク不足
により発生され得る問題を解決し、さらには、モータ出
力段に流れる大きい起動電流を防止することにより、集
積回路の温度を低めることができるように設計されたモ
ールススタート回路およびその制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のセンサのないブラシレス永久磁石
型直流モータ駆動において、デッドポイント（モータト
ルクが０であるポイント）、ヘッドスティッキング（湿
気などによりディスクのヘッドがディスクの表面に粘り
着く現象）、低い起動トルクおよび回転子の位置に対す
る情報の不在はモータを正常に起動させ難くする要因に
なってきた。特に、ハードディスクドライブにおいて、
起動の失敗または起動の信頼性が低いと産業上非常に重
要な問題になる。
型直流モータ駆動において、デッドポイント（モータト
ルクが０であるポイント）、ヘッドスティッキング（湿
気などによりディスクのヘッドがディスクの表面に粘り
着く現象）、低い起動トルクおよび回転子の位置に対す
る情報の不在はモータを正常に起動させ難くする要因に
なってきた。特に、ハードディスクドライブにおいて、
起動の失敗または起動の信頼性が低いと産業上非常に重
要な問題になる。
【０００３】従って、上述の問題点を解決するため、モ
ータ起動方法については既に多くの提案が示されてい
る。例えば、回転子の位置に対する情報の不在によりモ
ータが正常に起動されない従来の問題点を解決するた
め、回転子の位置を検出するためのホールセンサに代わ
り電気的な角を用いる技術が米合衆国特許第５，２５
４，９１４の“ホールセンサを用いないブラシレスＤＣ
モータにおける位置検出器”において提示されたことが
ある。
ータ起動方法については既に多くの提案が示されてい
る。例えば、回転子の位置に対する情報の不在によりモ
ータが正常に起動されない従来の問題点を解決するた
め、回転子の位置を検出するためのホールセンサに代わ
り電気的な角を用いる技術が米合衆国特許第５，２５
４，９１４の“ホールセンサを用いないブラシレスＤＣ
モータにおける位置検出器”において提示されたことが
ある。
【０００４】しかしながら、上述の技術においては二つ
の解決すべき問題点がある。一つはモータ駆動回路にお
いて、特に高速回転する直流モータにおいて、電気的な
角の正確性の問題であり、また他の一つは電気的な角に
より回転子の位置がわかってもそれが大きい起動トルク
ばかりでなく信頼すべきモータ起動を保証できないとい
う点である。
の解決すべき問題点がある。一つはモータ駆動回路にお
いて、特に高速回転する直流モータにおいて、電気的な
角の正確性の問題であり、また他の一つは電気的な角に
より回転子の位置がわかってもそれが大きい起動トルク
ばかりでなく信頼すべきモータ起動を保証できないとい
う点である。
【０００５】また、前述したモータの起動時の諸問題点
を解決するため、回転子の位置情報を検出するため短い
電流信号をモータの各相に印加し、それに対する応答で
モータに誘導されるモータ電流を測定する高周波整流方
式を用いる技術が米合衆国特許第４，８７６，４９１の
“ブラシレスＤＣモータの速度制御装置および制御方
法”において提示されたことがある。
を解決するため、回転子の位置情報を検出するため短い
電流信号をモータの各相に印加し、それに対する応答で
モータに誘導されるモータ電流を測定する高周波整流方
式を用いる技術が米合衆国特許第４，８７６，４９１の
“ブラシレスＤＣモータの速度制御装置および制御方
法”において提示されたことがある。
【０００６】しかし、前記高周波整流方式はモータが起
動する間に適用させるにはよい方法とはいえない。その
理由は、モータの逆回転現象が発生しないように設計し
なければ多くの場合にモータが逆回転され得るためであ
る。なお、モータの正常回転速度時の周波数より低い周
波数でモータを回転させて起動し、その後にゼロ−クロ
スポイントを探し出すことが好ましい。
動する間に適用させるにはよい方法とはいえない。その
理由は、モータの逆回転現象が発生しないように設計し
なければ多くの場合にモータが逆回転され得るためであ
る。なお、モータの正常回転速度時の周波数より低い周
波数でモータを回転させて起動し、その後にゼロ−クロ
スポイントを探し出すことが好ましい。
【０００７】しかし、ここでゼロ−クロスポイントを探
し出しても、それが高い起動トルクを保証できないので
前述した同一の問題点が依然として残っている。たま
に、ゼロ−クロスポイントが正しく検出されてモータが
起動したといってもモータの初期起動トルクが不足であ
ると、モータの運転時に大きいトルクを出すことができ
ないので非常にゆっくりとしか回転しなかったり、回転
し難くなったりして、多くの場合モータを正常に運転で
きないという問題点が生じる。
し出しても、それが高い起動トルクを保証できないので
前述した同一の問題点が依然として残っている。たま
に、ゼロ−クロスポイントが正しく検出されてモータが
起動したといってもモータの初期起動トルクが不足であ
ると、モータの運転時に大きいトルクを出すことができ
ないので非常にゆっくりとしか回転しなかったり、回転
し難くなったりして、多くの場合モータを正常に運転で
きないという問題点が生じる。
【０００８】このため、ゼロ−クロスポイントが検出さ
れる前に大きい起動トルクを発生させることが重要で、
その後にゼロ−クロスポイントを探して制御する方法が
必要である。前述したモータ起動時の諸問題点を解決
し、大きい起動トルクを発生させるため、励磁電流の流
れを順方向から逆方向に変えてモータを起動させる技術
が米合衆国特許第５，３２３，０９４の“センサレス多
位相ＤＣモータの起動方法”で提示されたことがある。
れる前に大きい起動トルクを発生させることが重要で、
その後にゼロ−クロスポイントを探して制御する方法が
必要である。前述したモータ起動時の諸問題点を解決
し、大きい起動トルクを発生させるため、励磁電流の流
れを順方向から逆方向に変えてモータを起動させる技術
が米合衆国特許第５，３２３，０９４の“センサレス多
位相ＤＣモータの起動方法”で提示されたことがある。
【０００９】前記した電流方向を変える方法を用いて高
い起動トルクを得ても、モータの起動時にモータが同期
しない。このため、正確に同期されない状態における高
いトルクはモータの逆回転を起こしたり、トルクが解除
してしまう結果をもたらすという問題点がある。
い起動トルクを得ても、モータの起動時にモータが同期
しない。このため、正確に同期されない状態における高
いトルクはモータの逆回転を起こしたり、トルクが解除
してしまう結果をもたらすという問題点がある。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】従って、本発明は前記
のような従来の問題点を解決するためのものであって、
その目的は、モータの駆動において、モータの磁界内で
発生される飽和現象を除去し、次の段階のパワーオン動
作と整流の行いに必要な磁界内の初期条件を生成するた
め周期的な整流中断とパワーオフ時間を置くことによ
り、初期に大きい起動トルクを発生させ確実なゼロ−ク
ロスポイントを検出できるようにして、デッドポイン
ト、ヘッドスティッキングおよび起動トルクの不足によ
り発生され得る問題を解決し、さらには、モータ出力段
に流れる大きい起動電流を防止することにより、集積回
路の温度を低めることができるように設計されたモール
ススタート回路およびその制御方法を提供することにあ
る。
のような従来の問題点を解決するためのものであって、
その目的は、モータの駆動において、モータの磁界内で
発生される飽和現象を除去し、次の段階のパワーオン動
作と整流の行いに必要な磁界内の初期条件を生成するた
め周期的な整流中断とパワーオフ時間を置くことによ
り、初期に大きい起動トルクを発生させ確実なゼロ−ク
ロスポイントを検出できるようにして、デッドポイン
ト、ヘッドスティッキングおよび起動トルクの不足によ
り発生され得る問題を解決し、さらには、モータ出力段
に流れる大きい起動電流を防止することにより、集積回
路の温度を低めることができるように設計されたモール
ススタート回路およびその制御方法を提供することにあ
る。
【００１１】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
の本発明のモールススタート回路は、モータが起動する
間、整流クロック信号が入力されるごと励磁電流を発生
させる整流手段と；前記整流手段と連結されており、入
力されるモード制御信号を通じてモールススタートモー
ド（整流の行いと中断を同一のインターバルで繰り返す
モード）と一般的な起動モード（ＣＳＳモード）の間を
スイッチングしてモータ出力段を整流させることによ
り、大きい起動トルクでモータが起動できるように設計
されたモード変換手段と；モータが正方向に回転するか
逆方向に回転するかを検出できるようにモデルリファレ
ンスゼロ−クロス信号を発生させて出力するモデルリフ
ァレンスゼロ−クロス発生手段と；前記モデルリファレ
ンスゼロ−クロス発生手段から出力されるモデルリファ
レンスゼロ−クロス信号を入力され、モータの回転時に
発生する実際ゼロ−クロス（Ｄｙｎａｍｉｃ ｚｅｒｏ
−ｃｒｏｓｓ）信号と比較してモータが正方向に回転す
る場合、逆方向に回転する場合およびゼロ−クロス信号
が発生されない場合の三つの場合を検出するゼロ−クロ
ス検出手段と；モータの各相のコイルが励起されない場
合、一回に一つの位相を選択するように設計された位相
選択手段と；モータの成功的な起動のため初期にモータ
の起動が失敗した場合、励磁電流パルス幅を増加させる
か減少させる方法で励磁電流を調節する第１変調手段
と；前記第１変調手段と連結されており、モータの成功
的な起動のため初期にモータの起動が失敗した場合、モ
ータに供給されるパワーをオフさせて整流を中断し、前
記パワーのターンオフされる時間間隔を増加させるか減
少させる方法でパワーオフ時間インターバルを調節する
第２変調手段と；マイクロプロセッサが用いられる場
合、すべての動作状態がマイクロプロセッサによりリー
ド／ライトされ、制御がマイクロプロセッサにより行な
えるように外部のマイクロプロセッサと回路を連結する
マイクロプロセッサ直列ポートとからなる。
の本発明のモールススタート回路は、モータが起動する
間、整流クロック信号が入力されるごと励磁電流を発生
させる整流手段と；前記整流手段と連結されており、入
力されるモード制御信号を通じてモールススタートモー
ド（整流の行いと中断を同一のインターバルで繰り返す
モード）と一般的な起動モード（ＣＳＳモード）の間を
スイッチングしてモータ出力段を整流させることによ
り、大きい起動トルクでモータが起動できるように設計
されたモード変換手段と；モータが正方向に回転するか
逆方向に回転するかを検出できるようにモデルリファレ
ンスゼロ−クロス信号を発生させて出力するモデルリフ
ァレンスゼロ−クロス発生手段と；前記モデルリファレ
ンスゼロ−クロス発生手段から出力されるモデルリファ
レンスゼロ−クロス信号を入力され、モータの回転時に
発生する実際ゼロ−クロス（Ｄｙｎａｍｉｃ ｚｅｒｏ
−ｃｒｏｓｓ）信号と比較してモータが正方向に回転す
る場合、逆方向に回転する場合およびゼロ−クロス信号
が発生されない場合の三つの場合を検出するゼロ−クロ
ス検出手段と；モータの各相のコイルが励起されない場
合、一回に一つの位相を選択するように設計された位相
選択手段と；モータの成功的な起動のため初期にモータ
の起動が失敗した場合、励磁電流パルス幅を増加させる
か減少させる方法で励磁電流を調節する第１変調手段
と；前記第１変調手段と連結されており、モータの成功
的な起動のため初期にモータの起動が失敗した場合、モ
ータに供給されるパワーをオフさせて整流を中断し、前
記パワーのターンオフされる時間間隔を増加させるか減
少させる方法でパワーオフ時間インターバルを調節する
第２変調手段と；マイクロプロセッサが用いられる場
合、すべての動作状態がマイクロプロセッサによりリー
ド／ライトされ、制御がマイクロプロセッサにより行な
えるように外部のマイクロプロセッサと回路を連結する
マイクロプロセッサ直列ポートとからなる。
【００１２】さらに、本発明のモールススタート回路の
制御方法は、起動失敗回数をチェックするための変数、
起動失敗回数、励磁電流パルス幅およびパワーオフ時間
を初期化させる段階と；モータの初期起動の際モールス
スタートモードで整流する段階と；ゼロ−クロス信号が
検出されたかどうかを判断する段階と；ゼロ−クロス信
号が検出されたとき、モータが逆回転されたかどうかを
判断する段階と；モータが逆回転しているとき、パワー
をターンオフさせ整流を中断した後、前記モールススタ
ートモードで整流を行なう段階にもどる段階と；モータ
が正回転しているとき、一般的な起動モード（ＣＳＳ）
で整流を行なう段階と；ゼロ−クロス信号が検出されな
かったとき、励磁電流パルス幅を変調させる段階と；パ
ワーオフ時間を変調させる段階と；起動失敗回数のチェ
ックのための変数を増加させる段階と；起動失敗回数が
既に設定された特定回数と比較して同一であると作業を
完全に中止し、起動失敗回数が既に設定された特定回数
より小さいと前記パワーをターンオフさせ整流を中断す
る段階にもどる段階とからなる。
制御方法は、起動失敗回数をチェックするための変数、
起動失敗回数、励磁電流パルス幅およびパワーオフ時間
を初期化させる段階と；モータの初期起動の際モールス
スタートモードで整流する段階と；ゼロ−クロス信号が
検出されたかどうかを判断する段階と；ゼロ−クロス信
号が検出されたとき、モータが逆回転されたかどうかを
判断する段階と；モータが逆回転しているとき、パワー
をターンオフさせ整流を中断した後、前記モールススタ
ートモードで整流を行なう段階にもどる段階と；モータ
が正回転しているとき、一般的な起動モード（ＣＳＳ）
で整流を行なう段階と；ゼロ−クロス信号が検出されな
かったとき、励磁電流パルス幅を変調させる段階と；パ
ワーオフ時間を変調させる段階と；起動失敗回数のチェ
ックのための変数を増加させる段階と；起動失敗回数が
既に設定された特定回数と比較して同一であると作業を
完全に中止し、起動失敗回数が既に設定された特定回数
より小さいと前記パワーをターンオフさせ整流を中断す
る段階にもどる段階とからなる。
【００１３】
【発明の実施の形態】以下、本発明の好ましい実施の形
態を添付図面に基づいて詳細に説明する。図１は本発明
の実施の形態に従うモールススタート回路の構成図であ
る。図１に示すモールススタート回路の全体構成は、モ
ータが起動する間、整流クロック信号が入力されるごと
に励磁電流を発生させる整流回路１０と；整流回路１０
に連結されており、入力されるモード制御信号に応答し
てモールススタートモードと一般的な起動モード（ＣＳ
Ｓモード）との間をスイッチングしてモータ出力段を整
流させることにより、大きい起動トルクでモータが起動
できるように設計されたモード変換器２０と；モータが
正方向に回転するか逆方向に回転するかを検出できるよ
うにモデルリファレンスゼロ−クロス信号を発生させて
出力するモデルリファレンスゼロ−クロス発生器３０
と；モデルリファレンスゼロ−クロス発生器３０から出
力されるモデルリファレンスゼロ−クロス信号を入力と
し、モータの回転時に発生する実際ゼロ−クロス信号と
比較してモータが正方向に回転する場合、逆方向に回転
する場合およびゼロ−クロス信号が発生されない場合の
三つの場合を検出するゼロ−クロス検出器４０と；モー
タの各相のコイルが励起されない場合、一回に一つの位
相を選択するように設計された位相選択器５０と；初期
にモータの起動が失敗した場合、励磁電流パルス幅を増
加させるか減少させるかいずれかの方法で励磁電流を調
節する励磁電流パルス幅変調器６０と；励磁電流パルス
幅変調器６０と連結され、初期にモータの起動が失敗し
た場合、モータに供給されるパワーをオフさせて整流を
中断し、パワーのターンオフされる時間間隔を増加させ
るかまたは減少させるかいずれかの方法でパワーオフ時
間インターバルを調節する整流−中断およびパワーオフ
時間変調器７０と；マイクロプロセッサが用いられる場
合、すべての動作状態がマイクロプロセッサによりリー
ド／ライトされ、制御がマイクロプロセッサにより行な
えるように外部のマイクロプロセッサと回路を連結する
マイクロプロセッサ直列ポート８０とからなる。
態を添付図面に基づいて詳細に説明する。図１は本発明
の実施の形態に従うモールススタート回路の構成図であ
る。図１に示すモールススタート回路の全体構成は、モ
ータが起動する間、整流クロック信号が入力されるごと
に励磁電流を発生させる整流回路１０と；整流回路１０
に連結されており、入力されるモード制御信号に応答し
てモールススタートモードと一般的な起動モード（ＣＳ
Ｓモード）との間をスイッチングしてモータ出力段を整
流させることにより、大きい起動トルクでモータが起動
できるように設計されたモード変換器２０と；モータが
正方向に回転するか逆方向に回転するかを検出できるよ
うにモデルリファレンスゼロ−クロス信号を発生させて
出力するモデルリファレンスゼロ−クロス発生器３０
と；モデルリファレンスゼロ−クロス発生器３０から出
力されるモデルリファレンスゼロ−クロス信号を入力と
し、モータの回転時に発生する実際ゼロ−クロス信号と
比較してモータが正方向に回転する場合、逆方向に回転
する場合およびゼロ−クロス信号が発生されない場合の
三つの場合を検出するゼロ−クロス検出器４０と；モー
タの各相のコイルが励起されない場合、一回に一つの位
相を選択するように設計された位相選択器５０と；初期
にモータの起動が失敗した場合、励磁電流パルス幅を増
加させるか減少させるかいずれかの方法で励磁電流を調
節する励磁電流パルス幅変調器６０と；励磁電流パルス
幅変調器６０と連結され、初期にモータの起動が失敗し
た場合、モータに供給されるパワーをオフさせて整流を
中断し、パワーのターンオフされる時間間隔を増加させ
るかまたは減少させるかいずれかの方法でパワーオフ時
間インターバルを調節する整流−中断およびパワーオフ
時間変調器７０と；マイクロプロセッサが用いられる場
合、すべての動作状態がマイクロプロセッサによりリー
ド／ライトされ、制御がマイクロプロセッサにより行な
えるように外部のマイクロプロセッサと回路を連結する
マイクロプロセッサ直列ポート８０とからなる。
【００１４】図２及び図３は本発明の実施の形態に従う
整流回路１０及びモード変換器２０の詳細回路図をそれ
ぞれ示したものである。図３に示すように、モード変換
器２０の構成は、図２に詳細に示す整流回路１０から出
力される整流信号（ｑ０とｑ５／，ｑ２とｑ１／，ｑ４
とｑ３／）を入力されゼロ−クロス検出器４０から出力
されるモード制御信号（ｅｙ，ｅｙ／）を入力されて、
モールススタートモード時と一般的な起動モード（ＣＳ
Ｓ）時において、それぞれモータ出力段の上位レベルス
イッチング素子を制御するための制御信号を発生させる
上位レベル制御部２１と；整流回路１０から出力される
整流信号（ｑ１とｑ４，ｑ３とｑ０，ｑ５とｑ２）を入
力され、ゼロ−クロス検出器４０から出力されるモード
制御信号（ｅｙ，ｅｙ／）を入力されて、モールススタ
ートモード時と一般的な起動モード（ＣＳＳ）時におい
て、それぞれモータ出力段の下位レベルスイッチング素
子を制御するための制御信号を発生させる下位レベル制
御部２２とからなる。
整流回路１０及びモード変換器２０の詳細回路図をそれ
ぞれ示したものである。図３に示すように、モード変換
器２０の構成は、図２に詳細に示す整流回路１０から出
力される整流信号（ｑ０とｑ５／，ｑ２とｑ１／，ｑ４
とｑ３／）を入力されゼロ−クロス検出器４０から出力
されるモード制御信号（ｅｙ，ｅｙ／）を入力されて、
モールススタートモード時と一般的な起動モード（ＣＳ
Ｓ）時において、それぞれモータ出力段の上位レベルス
イッチング素子を制御するための制御信号を発生させる
上位レベル制御部２１と；整流回路１０から出力される
整流信号（ｑ１とｑ４，ｑ３とｑ０，ｑ５とｑ２）を入
力され、ゼロ−クロス検出器４０から出力されるモード
制御信号（ｅｙ，ｅｙ／）を入力されて、モールススタ
ートモード時と一般的な起動モード（ＣＳＳ）時におい
て、それぞれモータ出力段の下位レベルスイッチング素
子を制御するための制御信号を発生させる下位レベル制
御部２２とからなる。
【００１５】上位レベル制御部２１の構成は、整流回路
１０から出力される整流信号（ｑ０とｑ５／，ｑ２とｑ
１／，ｑ４とｑ３／）をそれぞれ２入力として論理積を
行なうＡＮＤゲート９１，９２，９３と；モード制御信
号ｅｙ／をそれぞれ１入力とし、整流信号（ｑ０，ｑ
２，ｑ４）をそれぞれ他の１入力として論理積を行なう
ＡＮＤゲート９４，９５，９６と；モード制御信号ｅｙ
をそれぞれ１入力とし、ＡＮＤゲート９１，９２，９３
の出力信号をそれぞれ他の１入力として論理積を行なう
ＡＮＤゲート９７，９８，９９と；ＡＮＤゲート（９４
と９７，９５と９８，９６と９９）の出力信号をそれぞ
れ２入力として否定論理和を行い上位レベルスイッチン
グ素子の制御信号（ｄｐ０，ｄｐ２，ｄｐ４）を発生さ
せて出力するＮＯＲゲート１００，１０１，１０２とか
らなる。
１０から出力される整流信号（ｑ０とｑ５／，ｑ２とｑ
１／，ｑ４とｑ３／）をそれぞれ２入力として論理積を
行なうＡＮＤゲート９１，９２，９３と；モード制御信
号ｅｙ／をそれぞれ１入力とし、整流信号（ｑ０，ｑ
２，ｑ４）をそれぞれ他の１入力として論理積を行なう
ＡＮＤゲート９４，９５，９６と；モード制御信号ｅｙ
をそれぞれ１入力とし、ＡＮＤゲート９１，９２，９３
の出力信号をそれぞれ他の１入力として論理積を行なう
ＡＮＤゲート９７，９８，９９と；ＡＮＤゲート（９４
と９７，９５と９８，９６と９９）の出力信号をそれぞ
れ２入力として否定論理和を行い上位レベルスイッチン
グ素子の制御信号（ｄｐ０，ｄｐ２，ｄｐ４）を発生さ
せて出力するＮＯＲゲート１００，１０１，１０２とか
らなる。
【００１６】下位レベル制御部２２の構成は、整流回路
１０から出力される整流信号（ｑ１とｑ４，ｑ３とｑ
０，ｑ５とｑ２）をそれぞれ２入力として論理積を行な
うＡＮＤゲート１０３，１０４，１０５と；モード制御
信号ｅｙ／をそれぞれ１入力とし、整流信号（ｑ１，ｑ
３，ｑ５）をそれぞれ他の１入力として論理積を行なう
ＡＮＤゲート１０６，１０７，１０８と；モード制御信
号ｅｙをそれぞれ１入力とし、ＡＮＤゲート１０３，１
０４，１０５の出力信号をそれぞれ他の１入力として論
理積を行なうＡＮＤゲート１０９，１１０，１１１と；
ＡＮＤゲート（１０６と１０９，１０７と１１０，１０
８と１１１）の出力信号をそれぞれ２入力として論理和
を行い下位レベルスイッチング素子の制御信号（ｄｑ
１，ｄｑ３，ｄｑ５）を発生させて出力するＯＲゲート
１１２，１１３，１１４とからなる。
１０から出力される整流信号（ｑ１とｑ４，ｑ３とｑ
０，ｑ５とｑ２）をそれぞれ２入力として論理積を行な
うＡＮＤゲート１０３，１０４，１０５と；モード制御
信号ｅｙ／をそれぞれ１入力とし、整流信号（ｑ１，ｑ
３，ｑ５）をそれぞれ他の１入力として論理積を行なう
ＡＮＤゲート１０６，１０７，１０８と；モード制御信
号ｅｙをそれぞれ１入力とし、ＡＮＤゲート１０３，１
０４，１０５の出力信号をそれぞれ他の１入力として論
理積を行なうＡＮＤゲート１０９，１１０，１１１と；
ＡＮＤゲート（１０６と１０９，１０７と１１０，１０
８と１１１）の出力信号をそれぞれ２入力として論理和
を行い下位レベルスイッチング素子の制御信号（ｄｑ
１，ｄｑ３，ｄｑ５）を発生させて出力するＯＲゲート
１１２，１１３，１１４とからなる。
【００１７】図４は本発明の実施の形態に従うモデルリ
ファレンスゼロ−クロス発生器３０の詳細回路図であ
る。図４に示すように、モデルリファレンスゼロ−クロ
ス発生器３０の構成は、整流回路１０から発生される整
流信号（ｑ３とｑ０，ｑ５とｑ２，ｑ１とｑ４）をそれ
ぞれ２入力として論理積を行いそれぞれゼロ−クロス信
号（ｚ１，ｚ２，ｚ３）を発生させるＡＮＤゲート３
１，３２，３３と；ＡＮＤゲート３１，３２，３３の出
力信号（ｚ１，ｚ２，ｚ３）を入力され、排他−論理和
してモデルリファレンスゼロ−クロス信号ＭＺを発生さ
せるＥＸ−ＯＲゲート３４とからなる。
ファレンスゼロ−クロス発生器３０の詳細回路図であ
る。図４に示すように、モデルリファレンスゼロ−クロ
ス発生器３０の構成は、整流回路１０から発生される整
流信号（ｑ３とｑ０，ｑ５とｑ２，ｑ１とｑ４）をそれ
ぞれ２入力として論理積を行いそれぞれゼロ−クロス信
号（ｚ１，ｚ２，ｚ３）を発生させるＡＮＤゲート３
１，３２，３３と；ＡＮＤゲート３１，３２，３３の出
力信号（ｚ１，ｚ２，ｚ３）を入力され、排他−論理和
してモデルリファレンスゼロ−クロス信号ＭＺを発生さ
せるＥＸ−ＯＲゲート３４とからなる。
【００１８】図５はゼロ−クロス検出器４０の詳細回路
図である。図５に示すように、ゼロ−クロス検出器４０
の構成は、図４に示されているモデルリファレンスゼロ
−クロス発生器３０から出力されるモデルリファレンス
ゼロ−クロス信号ＭＺをデータ入力端子Ｄ１に入力さ
れ、モータの回転時に発生される実際ゼロ−クロス信号
Ｚ０をクロック入力端子ＣＫ１に入力されて、入力され
るモデルリファレンスゼロ−クロス信号ＭＺと実際ゼロ
−クロス信号Ｚ０とのタイミングを比較し、その結果信
号ｘを出力するＤフリップフロップ４１と；モデルリフ
ァレンスゼロ−クロス発生器３０から出力されるモデル
リファレンスゼロ−クロス信号ＭＺをクロック入力端子
ＣＫ２に入力され、モータの回転時に発生される実際ゼ
ロ−クロス信号Ｚ０をデータ入力端子Ｄ２に入力され
て、入力されるモデルリファレンスゼロ−クロス信号Ｍ
Ｚと実際ゼロ−クロス信号Ｚ０とのタイミングを比較
し、その結果信号ｙを出力するＤフリップフロップ４２
と；結果信号ｘ，ｙを否定論理和して出力するＮＯＲゲ
ート４３と；結果信号ｘとＮＯＲゲート４３の出力信号
とを論理和して出力するＯＲゲート４４と；結果信号ｙ
とＯＲゲート４４の出力信号とを論理積してモード制御
信号ｅｙを発生させるＡＮＤゲート４５とからなる。
図である。図５に示すように、ゼロ−クロス検出器４０
の構成は、図４に示されているモデルリファレンスゼロ
−クロス発生器３０から出力されるモデルリファレンス
ゼロ−クロス信号ＭＺをデータ入力端子Ｄ１に入力さ
れ、モータの回転時に発生される実際ゼロ−クロス信号
Ｚ０をクロック入力端子ＣＫ１に入力されて、入力され
るモデルリファレンスゼロ−クロス信号ＭＺと実際ゼロ
−クロス信号Ｚ０とのタイミングを比較し、その結果信
号ｘを出力するＤフリップフロップ４１と；モデルリフ
ァレンスゼロ−クロス発生器３０から出力されるモデル
リファレンスゼロ−クロス信号ＭＺをクロック入力端子
ＣＫ２に入力され、モータの回転時に発生される実際ゼ
ロ−クロス信号Ｚ０をデータ入力端子Ｄ２に入力され
て、入力されるモデルリファレンスゼロ−クロス信号Ｍ
Ｚと実際ゼロ−クロス信号Ｚ０とのタイミングを比較
し、その結果信号ｙを出力するＤフリップフロップ４２
と；結果信号ｘ，ｙを否定論理和して出力するＮＯＲゲ
ート４３と；結果信号ｘとＮＯＲゲート４３の出力信号
とを論理和して出力するＯＲゲート４４と；結果信号ｙ
とＯＲゲート４４の出力信号とを論理積してモード制御
信号ｅｙを発生させるＡＮＤゲート４５とからなる。
【００１９】図６は位相選択器５０の詳細回路図であ
る。図６に示すように、位相選択器５０の構成は、整流
回路１０から発生される整流信号（ｑ０とｑ１，ｑ２と
ｑ３，ｑ４とｑ５）をそれぞれ２入力として、否定論理
和を行い位相選択信号を出力するＮＯＲゲート５１，５
２，５３とからなる。
る。図６に示すように、位相選択器５０の構成は、整流
回路１０から発生される整流信号（ｑ０とｑ１，ｑ２と
ｑ３，ｑ４とｑ５）をそれぞれ２入力として、否定論理
和を行い位相選択信号を出力するＮＯＲゲート５１，５
２，５３とからなる。
【００２０】図７は励磁電流パルス幅変調器６０の詳細
回路図である。図７に示すように、励磁電流パルス幅変
調器６０の構成は、四つのＤフリップフロップＤＦＦ０
〜ＤＦＦ３で構成されており、システム周波数ｃｌｏｃ
ｋ１をクロック入力とし、入力されるクロック信号を
２，４，８，１６分周する機能を行なう周波数分周器６
１と；スタートカウンティング、ストップカウンティン
グを制御する信号ｃｌｏｃｋ２とアップカウンティン
グ、ダウンカウンティングを制御する信号ｃｌｏｃｋ３
の論理和された信号をクロック入力とし、カウント機能
を行い周波数分周器６１を通じてそれぞれの分周された
周波数を選択できるように選択制御信号を出力する２ビ
ットカウンタ６２と；２ビットカウンタ６２から出力さ
れる選択制御信号を通じて前記分周された周波数を選択
することにより、励磁電流パルス幅を増加または減少さ
せる方法で変調する機能を持つ選択論理回路６３とから
なる。
回路図である。図７に示すように、励磁電流パルス幅変
調器６０の構成は、四つのＤフリップフロップＤＦＦ０
〜ＤＦＦ３で構成されており、システム周波数ｃｌｏｃ
ｋ１をクロック入力とし、入力されるクロック信号を
２，４，８，１６分周する機能を行なう周波数分周器６
１と；スタートカウンティング、ストップカウンティン
グを制御する信号ｃｌｏｃｋ２とアップカウンティン
グ、ダウンカウンティングを制御する信号ｃｌｏｃｋ３
の論理和された信号をクロック入力とし、カウント機能
を行い周波数分周器６１を通じてそれぞれの分周された
周波数を選択できるように選択制御信号を出力する２ビ
ットカウンタ６２と；２ビットカウンタ６２から出力さ
れる選択制御信号を通じて前記分周された周波数を選択
することにより、励磁電流パルス幅を増加または減少さ
せる方法で変調する機能を持つ選択論理回路６３とから
なる。
【００２１】つぎに前述のように構成されている本発明
のモールススタート回路の動作を説明する。まず、図２
に示すような、一般的な整流回路１０はモータが起動す
る区間の間整流クロック信号が入力されるごとに励磁電
流を発生させる。一般的な起動モード（ＣＳＳモード）
の際の励磁電流状態を表１に示す。表１において、励磁
電流信号（ｄ０，ｄ２，ｄ４）はモータ出力段にある上
位レベルスイッチング素子を制御するための信号であ
り、励磁電流信号（ｄ１，ｄ３，ｄ５）はモータ出力段
にある下位レベルスイッチング素子を制御するための信
号である。
のモールススタート回路の動作を説明する。まず、図２
に示すような、一般的な整流回路１０はモータが起動す
る区間の間整流クロック信号が入力されるごとに励磁電
流を発生させる。一般的な起動モード（ＣＳＳモード）
の際の励磁電流状態を表１に示す。表１において、励磁
電流信号（ｄ０，ｄ２，ｄ４）はモータ出力段にある上
位レベルスイッチング素子を制御するための信号であ
り、励磁電流信号（ｄ１，ｄ３，ｄ５）はモータ出力段
にある下位レベルスイッチング素子を制御するための信
号である。
【００２２】
【表１】
【００２３】図８、図９はスイッチング素子制御信号
（ｄ０〜ｄ５）が一般的な起動モード（ＣＳＳモード）
時の整流信号（励磁電流）タイミング図を示したもので
ある。図８、図９に示されている一般的な起動モード時
の励磁電流はモータコイル（ｕｖ，ｕｗ，ｖｗ，ｖｕ，
ｗｕ，ｗｖ）を順次に励起させる。ここで、みられるよ
うに、各相のモータコイル（ｕ，ｖ，ｗ）のうち、常に
二つのコイルのみが“ハイ”で励起され、残り一つのコ
イルは“ロー”状態を有する。
（ｄ０〜ｄ５）が一般的な起動モード（ＣＳＳモード）
時の整流信号（励磁電流）タイミング図を示したもので
ある。図８、図９に示されている一般的な起動モード時
の励磁電流はモータコイル（ｕｖ，ｕｗ，ｖｗ，ｖｕ，
ｗｕ，ｗｖ）を順次に励起させる。ここで、みられるよ
うに、各相のモータコイル（ｕ，ｖ，ｗ）のうち、常に
二つのコイルのみが“ハイ”で励起され、残り一つのコ
イルは“ロー”状態を有する。
【００２４】しかしながら、図３に示されている本発明
の実施の形態に従うモード変換器２０は、整流状態を一
般的な起動モード（ＣＳＳモード）からモールススター
トモード状態に変換させるかあるいはその逆に変換させ
てモータ出力段を駆動できるように設計された論理回路
である。
の実施の形態に従うモード変換器２０は、整流状態を一
般的な起動モード（ＣＳＳモード）からモールススター
トモード状態に変換させるかあるいはその逆に変換させ
てモータ出力段を駆動できるように設計された論理回路
である。
【００２５】ここで、モード制御信号（ｅｙ，ｅｙ／）
は一般的な起動モードとモールススタートモードとの間
にモード変換を制御する信号である。そして、前記モー
ド制御信号としてゼロ−クロス信号または速度誤差信号
が用いられる。もし、モード制御信号として確実なゼロ
−クロス信号が用いられると、それは確実なゼロ−クロ
ス信号が検出されるときモールススタートモードを一般
的な起動モードに変換させることを意味する。もし、速
度誤差信号がモード制御信号として用いられると、それ
は速度誤差値が予め設定された値に到達したときモール
ススタートモードを一般的な起動モードに変換させるこ
とを意味する。前記モールススタートモードの際励磁電
流の状態を表２に示す。
は一般的な起動モードとモールススタートモードとの間
にモード変換を制御する信号である。そして、前記モー
ド制御信号としてゼロ−クロス信号または速度誤差信号
が用いられる。もし、モード制御信号として確実なゼロ
−クロス信号が用いられると、それは確実なゼロ−クロ
ス信号が検出されるときモールススタートモードを一般
的な起動モードに変換させることを意味する。もし、速
度誤差信号がモード制御信号として用いられると、それ
は速度誤差値が予め設定された値に到達したときモール
ススタートモードを一般的な起動モードに変換させるこ
とを意味する。前記モールススタートモードの際励磁電
流の状態を表２に示す。
【００２６】
【表２】
【００２７】表２からみられるように、各相のモータコ
イルは３回のステップにおいてのみ整流され、残り３回
のステップにおいては整流が中断される過程を繰り返す
ことにより、モータを起動させる。前述のように、スイ
ッチング素子がターンオフされるため、モータコイルを
通じた電流は流れないようになる。モールススタートモ
ードの際整流信号の波形がモールススタートモード時の
整流信号（励磁電流）タイミング図、図８、図９に示さ
れている。
イルは３回のステップにおいてのみ整流され、残り３回
のステップにおいては整流が中断される過程を繰り返す
ことにより、モータを起動させる。前述のように、スイ
ッチング素子がターンオフされるため、モータコイルを
通じた電流は流れないようになる。モールススタートモ
ードの際整流信号の波形がモールススタートモード時の
整流信号（励磁電流）タイミング図、図８、図９に示さ
れている。
【００２８】前述のように動作する本発明の実施の形態
に従うモード変換器２０はある形態の電力電子装置が用
いられるかに従い他の方法で具現できる。しかしなが
ら、各相のモータコイルに対して３回は整流させ３回は
整流を中断してモータを停止させるという基本的な原理
は同一である。そして、前述した動作過程において旧型
の電信幾のような音を立てるため、全体回路をいわゆる
“モールススタート”回路という。
に従うモード変換器２０はある形態の電力電子装置が用
いられるかに従い他の方法で具現できる。しかしなが
ら、各相のモータコイルに対して３回は整流させ３回は
整流を中断してモータを停止させるという基本的な原理
は同一である。そして、前述した動作過程において旧型
の電信幾のような音を立てるため、全体回路をいわゆる
“モールススタート”回路という。
【００２９】本発明の実施の形態に従うモード変換器２
０はより効果的かつ能率的に機能を行なうため、平常時
に整流回路１０と連結されている。さらに、図示してい
ないが、パワーラインとモータ出力段との間にパワーオ
ン／オフスイッチが連結されていて、外部のマイコンや
特定論理回路からパワーオフ命令が入力されるとき瞬間
的にパワーラインを遮断できるように構成される。
０はより効果的かつ能率的に機能を行なうため、平常時
に整流回路１０と連結されている。さらに、図示してい
ないが、パワーラインとモータ出力段との間にパワーオ
ン／オフスイッチが連結されていて、外部のマイコンや
特定論理回路からパワーオフ命令が入力されるとき瞬間
的にパワーラインを遮断できるように構成される。
【００３０】図４には本発明の実施の形態に従うモデル
リファレンスゼロ−クロス発生器３０が示されている。
整流クロック信号が発生された後、整流回路１０はモー
タコイルの励磁電流ばかりでなく逆起電力のゼロ−クロ
ス信号と解釈され得る６状態の整流信号を発生させる。
リファレンスゼロ−クロス発生器３０が示されている。
整流クロック信号が発生された後、整流回路１０はモー
タコイルの励磁電流ばかりでなく逆起電力のゼロ−クロ
ス信号と解釈され得る６状態の整流信号を発生させる。
【００３１】もし、モータが正方向に回転していると、
モデルリファレンスゼロ−クロス発生器３０から発生さ
れるモデルリファレンスゼロ−クロス信号ＭＺはモータ
の電気的常数であるＬ／Ｒ（Ｌ：インダクタンス、Ｒ：
抵抗）のため、モータコイルから発生される逆起電力の
実際ゼロ−クロス信号より速くなる（ｌｅａｄ）。しか
し、もしモータが逆回転していると、モデルリファレン
スゼロ−クロス信号は実際逆起電力ゼロ−クロス信号よ
り遅くなる（ｌａｇ）。従って、これを検出するためモ
デルリファレンスゼロ−クロス信号ＭＺは図５に示され
ているゼロ−クロス検出器４０に送られる。
モデルリファレンスゼロ−クロス発生器３０から発生さ
れるモデルリファレンスゼロ−クロス信号ＭＺはモータ
の電気的常数であるＬ／Ｒ（Ｌ：インダクタンス、Ｒ：
抵抗）のため、モータコイルから発生される逆起電力の
実際ゼロ−クロス信号より速くなる（ｌｅａｄ）。しか
し、もしモータが逆回転していると、モデルリファレン
スゼロ−クロス信号は実際逆起電力ゼロ−クロス信号よ
り遅くなる（ｌａｇ）。従って、これを検出するためモ
デルリファレンスゼロ−クロス信号ＭＺは図５に示され
ているゼロ−クロス検出器４０に送られる。
【００３２】図５に示されているゼロ−クロス検出器４
０はその機能的な表現で逆回転検出器ともいう。ゼロ−
クロス検出器４０には三つの異なる場合、すなわちモー
タの正回転、逆回転およびゼロ−クロス信号の未発生の
場合を検出できるように設計された二つのＤフリップフ
ロップ４１，４２がある。一つのＤフリップフロップ４
１においては、クロック端子ＣＫ１から逆起電力ゼロ−
クロス信号Ｚ０が入力される間データ端子Ｄ１からモデ
ルリファレンスゼロ−クロス信号ＭＺが入力される。従
って、Ｄフリップフロップ４１は逆起電力ゼロ−クロス
信号Ｚ０とモデルリファレンスゼロ−クロス信号ＭＺの
タイミングを比較することにより、モータが正回転する
かどうかを検出できるようになる。もし、Ｄフリップフ
ロップ４１の出力端子Ｑ１信号が論理的“ハイ”である
と、これはモータが正方向に回転していることを示す。
０はその機能的な表現で逆回転検出器ともいう。ゼロ−
クロス検出器４０には三つの異なる場合、すなわちモー
タの正回転、逆回転およびゼロ−クロス信号の未発生の
場合を検出できるように設計された二つのＤフリップフ
ロップ４１，４２がある。一つのＤフリップフロップ４
１においては、クロック端子ＣＫ１から逆起電力ゼロ−
クロス信号Ｚ０が入力される間データ端子Ｄ１からモデ
ルリファレンスゼロ−クロス信号ＭＺが入力される。従
って、Ｄフリップフロップ４１は逆起電力ゼロ−クロス
信号Ｚ０とモデルリファレンスゼロ−クロス信号ＭＺの
タイミングを比較することにより、モータが正回転する
かどうかを検出できるようになる。もし、Ｄフリップフ
ロップ４１の出力端子Ｑ１信号が論理的“ハイ”である
と、これはモータが正方向に回転していることを示す。
【００３３】また他の一つのＤフリップフロップ４２に
おいては、クロック端子ＣＫ２からモデルリファレンス
ゼロ−クロス信号ＭＺが入力される間データ端子Ｄ２か
ら逆起電力のゼロ−クロス信号Ｚ０が入力される。従っ
て、もし、Ｄフリップフロップ４２の出力端子Ｑ２信号
が論理的“ハイ”であると、これはモータが逆方向に回
転していることを示す。しかし、もし、Ｄフリップフロ
ップ４１，４２の出力端子Ｑ１，Ｑ２信号がすべてゼロ
であると、これはゼロ−クロス信号がまだ発生されなか
ったことを意味する。モータが回転しないとゼロ−クロ
ス信号は発生せず、モータが回転しているときのみゼロ
−クロス信号が発生されるためである。ゼロ−クロス検
出器４０の真理値表を表３に示す。
おいては、クロック端子ＣＫ２からモデルリファレンス
ゼロ−クロス信号ＭＺが入力される間データ端子Ｄ２か
ら逆起電力のゼロ−クロス信号Ｚ０が入力される。従っ
て、もし、Ｄフリップフロップ４２の出力端子Ｑ２信号
が論理的“ハイ”であると、これはモータが逆方向に回
転していることを示す。しかし、もし、Ｄフリップフロ
ップ４１，４２の出力端子Ｑ１，Ｑ２信号がすべてゼロ
であると、これはゼロ−クロス信号がまだ発生されなか
ったことを意味する。モータが回転しないとゼロ−クロ
ス信号は発生せず、モータが回転しているときのみゼロ
−クロス信号が発生されるためである。ゼロ−クロス検
出器４０の真理値表を表３に示す。
【００３４】
【表３】
【００３５】上記三つの場合のうち、もしゼロ−クロス
が検出されない場合、モールススタート回路はゼロ−ク
ロス信号が検出されるまで動作され続ける。また、上記
三つの場合のうち、モータが正方向に回転されているこ
とが検出される場合には、モールススタート回路は一般
的な起動モード状態に変換される。ここで、モールスス
タート回路はモータ速度が一定のレベルに到達した後に
前記変換を行なう。しかし、もし、モータが逆方向に回
転されていることが検出されるとモールススタート回路
の動作は直ちに中止される。パワーラインがターンオフ
されなければならないし、整流回路１０も再起動される
前に初期状態にリセットされなければならない。
が検出されない場合、モールススタート回路はゼロ−ク
ロス信号が検出されるまで動作され続ける。また、上記
三つの場合のうち、モータが正方向に回転されているこ
とが検出される場合には、モールススタート回路は一般
的な起動モード状態に変換される。ここで、モールスス
タート回路はモータ速度が一定のレベルに到達した後に
前記変換を行なう。しかし、もし、モータが逆方向に回
転されていることが検出されるとモールススタート回路
の動作は直ちに中止される。パワーラインがターンオフ
されなければならないし、整流回路１０も再起動される
前に初期状態にリセットされなければならない。
【００３６】図６は本発明の実施の形態に従う位相選択
器５０の詳細回路図であり、位相選択器５０はモータの
位相コイルが励起されなかったとき１回に一つの位相を
選択する機能を有し、位相選択器５０の出力信号はモデ
ル追従型ディジタルマスキング回路で入力される。
器５０の詳細回路図であり、位相選択器５０はモータの
位相コイルが励起されなかったとき１回に一つの位相を
選択する機能を有し、位相選択器５０の出力信号はモデ
ル追従型ディジタルマスキング回路で入力される。
【００３７】図７には本発明の実施の形態に従う励磁電
流パルス幅変調器６０が示されている。励磁電流パルス
幅変調器６０において二つのＤフリップフロップＤＦＦ
４，ＤＦＦ５で構成された２ビットカウンタ６２は二つ
の制御信号ｃｌｏｃｋ２，ｃｌｏｃｋ３を通じて制御さ
れるが、一つは２ビットカウンタ６２のスタートカウン
ティングとストップカウンティングとを制御するクロッ
ク信号であり、他の一つはアップカウンティングとダウ
ンカウンティングとを制御する信号である。
流パルス幅変調器６０が示されている。励磁電流パルス
幅変調器６０において二つのＤフリップフロップＤＦＦ
４，ＤＦＦ５で構成された２ビットカウンタ６２は二つ
の制御信号ｃｌｏｃｋ２，ｃｌｏｃｋ３を通じて制御さ
れるが、一つは２ビットカウンタ６２のスタートカウン
ティングとストップカウンティングとを制御するクロッ
ク信号であり、他の一つはアップカウンティングとダウ
ンカウンティングとを制御する信号である。
【００３８】さらに、四つのＤフリップフロップＤＦＦ
０〜ＤＦＦ３で構成された周波数分周器６１は、システ
ムクロック周波数ｃｌｏｃｋ１を入力されて２，４，
８，１６分周する機能を有する。周波数分周器６１を通
じてそれぞれの分周された周波数は、２ビットカウンタ
６２から出力される選択制御信号を通じて制御される選
択論理回路６３により選択される。２ビットカウンタ６
２がアップ／ダウンカウンティング機能を有するので、
選択論理回路６３の各選択端ｓｅｌｅ１，ｓｅｌｅ２，
ｓｅｌｅ３，ｓｅｌｅ４は両方向に選択されることが可
能になる。２ビットカウンタ６２、周波数分周器６１お
よび選択論理回路６３は励磁電流のパルス幅を増加させ
るか減少させるかの方法で変調する機能を行なう。本発
明の実施の形態に従う励磁電流パルス幅変調器６０の出
力信号は、ディジタルカウンタを用いて整流クロック信
号を発生させる整流遅延回路（またはモデル追従型ディ
ジタル角遅延回路）に入力されてディジタルカウンタの
クロック信号で用いられる。ディジタルカウンタのクロ
ックは変調されることができ、これはディジタルカウン
タのカウンティング時間が変化されることを意味する。
結果的に、ディジタルカウンタのカウンティング時間に
より決まる整流クロック信号も変調される。
０〜ＤＦＦ３で構成された周波数分周器６１は、システ
ムクロック周波数ｃｌｏｃｋ１を入力されて２，４，
８，１６分周する機能を有する。周波数分周器６１を通
じてそれぞれの分周された周波数は、２ビットカウンタ
６２から出力される選択制御信号を通じて制御される選
択論理回路６３により選択される。２ビットカウンタ６
２がアップ／ダウンカウンティング機能を有するので、
選択論理回路６３の各選択端ｓｅｌｅ１，ｓｅｌｅ２，
ｓｅｌｅ３，ｓｅｌｅ４は両方向に選択されることが可
能になる。２ビットカウンタ６２、周波数分周器６１お
よび選択論理回路６３は励磁電流のパルス幅を増加させ
るか減少させるかの方法で変調する機能を行なう。本発
明の実施の形態に従う励磁電流パルス幅変調器６０の出
力信号は、ディジタルカウンタを用いて整流クロック信
号を発生させる整流遅延回路（またはモデル追従型ディ
ジタル角遅延回路）に入力されてディジタルカウンタの
クロック信号で用いられる。ディジタルカウンタのクロ
ックは変調されることができ、これはディジタルカウン
タのカウンティング時間が変化されることを意味する。
結果的に、ディジタルカウンタのカウンティング時間に
より決まる整流クロック信号も変調される。
【００３９】次に、図１に示されている整流−中断およ
びパワーオフ変調器７０は励磁電流パルス幅変調器６０
と連結されている。表１および表２に示しているよう
に、整流−中断時間インターバル（ｃｏｍｍｕｔａｔｉ
ｏｎ ｓｔｏｐ ｔｉｍｅ ｉｎｔｅｒｖａｌ）は整流
される時間、すなわち励磁電流パルス幅と直接的に関連
される。これは、整流時間インターバルが変調されると
整流−中断時間インターバルも変調されるためである。
びパワーオフ変調器７０は励磁電流パルス幅変調器６０
と連結されている。表１および表２に示しているよう
に、整流−中断時間インターバル（ｃｏｍｍｕｔａｔｉ
ｏｎ ｓｔｏｐ ｔｉｍｅ ｉｎｔｅｒｖａｌ）は整流
される時間、すなわち励磁電流パルス幅と直接的に関連
される。これは、整流時間インターバルが変調されると
整流−中断時間インターバルも変調されるためである。
【００４０】整流−中断の長所は、モータコイルの飽和
および磁界の飽和状態から回復可能にし、周期的にモー
タが起動する間に流入される過電流を遮断することによ
り、チップが過熱されすぎることを防止できる点にあ
る。
および磁界の飽和状態から回復可能にし、周期的にモー
タが起動する間に流入される過電流を遮断することによ
り、チップが過熱されすぎることを防止できる点にあ
る。
【００４１】励磁電流がモータコイルに印加されると磁
束と逆起電力が生成され励起された磁束はモータの起動
トルクを作り出す永久磁石の磁束と反対方向の力で作用
するようになる。逆起電力はモータ回転速度を発生させ
る電圧源になり得る。そして、逆起電力と励磁電流によ
り発生された磁束すべてはゼロ−クロス信号の形態を形
成させることができる。ゼロ−クロス信号はゼロ−クロ
ス検出器４０により検出される。
束と逆起電力が生成され励起された磁束はモータの起動
トルクを作り出す永久磁石の磁束と反対方向の力で作用
するようになる。逆起電力はモータ回転速度を発生させ
る電圧源になり得る。そして、逆起電力と励磁電流によ
り発生された磁束すべてはゼロ−クロス信号の形態を形
成させることができる。ゼロ−クロス信号はゼロ−クロ
ス検出器４０により検出される。
【００４２】整流−中断時間インターバルとパワーオフ
時間インターバルとは基本的に電気的、機械的常数およ
びモータの負荷に依存している。しかし、整流−中断時
間インターバルとパワーオフ時間インターバルとはモー
ルススタート回路内部のディジタル回路により設定され
るか、マイクロコンピュータが用いられる場合マイクロ
プロセッサ直列ポート８０を通じてプログラムされるこ
ともできる。整流−中断時間とパワーオフ時間とが終わ
ると励磁電流は再びモータコイルに印加される。
時間インターバルとは基本的に電気的、機械的常数およ
びモータの負荷に依存している。しかし、整流−中断時
間インターバルとパワーオフ時間インターバルとはモー
ルススタート回路内部のディジタル回路により設定され
るか、マイクロコンピュータが用いられる場合マイクロ
プロセッサ直列ポート８０を通じてプログラムされるこ
ともできる。整流−中断時間とパワーオフ時間とが終わ
ると励磁電流は再びモータコイルに印加される。
【００４３】もし、モータが起動するに際して１回失敗
して再起動が求められると、励磁電流パルス幅と次のパ
ワーオフ時間インターバルとは増加されるか減少される
かの方法で調整されなければならない。これは、先に印
加された励磁電流パルス幅とパワーオフ時間インターバ
ルとがある面で最適のものでないこともあるためであ
る。
して再起動が求められると、励磁電流パルス幅と次のパ
ワーオフ時間インターバルとは増加されるか減少される
かの方法で調整されなければならない。これは、先に印
加された励磁電流パルス幅とパワーオフ時間インターバ
ルとがある面で最適のものでないこともあるためであ
る。
【００４４】正常状態下において、次のパワーオン動作
と直ぐ直前のパワーオフ動作とはほとんどモータ回転子
と同じ位置上で発生される。これは、励磁電流が印加さ
れる場合にもモータの慣性が常に回転方向と同じ方向に
回転しようとするためである。モータが回転しようとす
るにもかかわらずモータ出力段のパワーが瞬間的にター
ンオフされるので、回転子は連続的にエネルギーを得る
か、回転するに十分な逆起電力を得ないようになる。し
かし、これは動作界（ｍｏｔｉｏｎ ｆｉｅｌｄ）ばか
りでなく磁界の反発力（ｒｅｐｅｌｌｅｎｔ ｆｏｒｃ
ｅ）を可能にする。その理由は、次のようである。パワ
ーがターンオフされるか整流が中断された後に、飽和さ
れた磁界はもとの状態にもどる。そして、バイアス磁界
はモータコイルと固定子に蓄積された位置エネルギ（ｐ
ｏｔｅｎｔｉａｌ ｅｎｅｒｇｙ）として考えられる。
前述したように、飽和された磁束エネルギはモータの慣
性により、蓄積された機械的エネルギに変換される。さ
らに、前記パワーオフ時間インターバルまたは整流中断
時間インターバルはモータの再起動の際非常に重要な意
味を有する。これは、パワーがターンオフされ励磁電流
の供給が中断された後にも次のモータの再起動の際磁束
はゼロにならないである程度残っているためである。
と直ぐ直前のパワーオフ動作とはほとんどモータ回転子
と同じ位置上で発生される。これは、励磁電流が印加さ
れる場合にもモータの慣性が常に回転方向と同じ方向に
回転しようとするためである。モータが回転しようとす
るにもかかわらずモータ出力段のパワーが瞬間的にター
ンオフされるので、回転子は連続的にエネルギーを得る
か、回転するに十分な逆起電力を得ないようになる。し
かし、これは動作界（ｍｏｔｉｏｎ ｆｉｅｌｄ）ばか
りでなく磁界の反発力（ｒｅｐｅｌｌｅｎｔ ｆｏｒｃ
ｅ）を可能にする。その理由は、次のようである。パワ
ーがターンオフされるか整流が中断された後に、飽和さ
れた磁界はもとの状態にもどる。そして、バイアス磁界
はモータコイルと固定子に蓄積された位置エネルギ（ｐ
ｏｔｅｎｔｉａｌ ｅｎｅｒｇｙ）として考えられる。
前述したように、飽和された磁束エネルギはモータの慣
性により、蓄積された機械的エネルギに変換される。さ
らに、前記パワーオフ時間インターバルまたは整流中断
時間インターバルはモータの再起動の際非常に重要な意
味を有する。これは、パワーがターンオフされ励磁電流
の供給が中断された後にも次のモータの再起動の際磁束
はゼロにならないである程度残っているためである。
【００４５】次に、パワーがターンオンされるとモータ
のコイルと固定子に蓄積されたバイアス磁界のエネルギ
とある程度残っている磁束は励磁電流をつくる初期磁束
としての役割をする。さらに、初期起動の際発生する力
の方向と二番目の再起動の際発生する力の方向とは反対
である。すなわち、電源が遮断される瞬間モータの慣性
により蓄積されたエネルギは最初の動作方向と反対方向
に動作しようとする傾向に変わることになる。
のコイルと固定子に蓄積されたバイアス磁界のエネルギ
とある程度残っている磁束は励磁電流をつくる初期磁束
としての役割をする。さらに、初期起動の際発生する力
の方向と二番目の再起動の際発生する力の方向とは反対
である。すなわち、電源が遮断される瞬間モータの慣性
により蓄積されたエネルギは最初の動作方向と反対方向
に動作しようとする傾向に変わることになる。
【００４６】かかる電磁気的、そして機械的エネルギは
次に電源が再供給されたとき、正方向回転に２倍の力に
なる起動トルクを得られる結果をもたらす。結果的に、
従来のモータ起動方法よりもっと大きい起動トルクを得
られる。
次に電源が再供給されたとき、正方向回転に２倍の力に
なる起動トルクを得られる結果をもたらす。結果的に、
従来のモータ起動方法よりもっと大きい起動トルクを得
られる。
【００４７】図１０は本発明の実施の形態に従うモール
ススタート回路の制御方法を示す制御フローチャートで
ある。図１０に示されているように、まず、起動失敗回
数のチェックのための変数Ｎ、起動失敗回数ｎ、励磁電
流パルス幅Ｔおよびパワーオフ時間ｔを初期化させる
（Ｓ１０）。そして、モータの初期の起動の際モールス
スタートモードで整流を始める（Ｓ２０）。次に、ゼロ
−クロス信号が検出されたかどうかを判断し（Ｓ３
０）、ゼロ−クロス信号が検出されたとき再びモータが
逆回転するか判断する（Ｓ４０）。モータが逆回転して
いるとき、パワーをターンオフさせ整流を中断した後、
前記モールススタートモードで整流を行なう段階にもど
る（Ｓ５０）。もし、モータが正回転していると、一般
的な起動モードで整流を行なう（Ｓ６０）。もし、前記
段階（Ｓ３０）において、ゼロ−クロス信号が検出され
なかったとき、励磁電流パルス幅Ｔを変調させ（Ｓ７
０）、パワーオフ時間ｔを変調させた後（Ｓ８０）、起
動失敗回数のチェックのための変数Ｎを増加させる（Ｓ
９０）。次に、実際起動失敗回数Ｎが既に設定された特
定起動失敗回数ｎと比較して大きい場合には作業を完全
に中止し、起動失敗回数Ｎが既に設定された特定起動失
敗回数ｎより小さいとパワーをターンオフさせ整流を中
断する段階（Ｓ５０）にもどる（Ｓ１００）。
ススタート回路の制御方法を示す制御フローチャートで
ある。図１０に示されているように、まず、起動失敗回
数のチェックのための変数Ｎ、起動失敗回数ｎ、励磁電
流パルス幅Ｔおよびパワーオフ時間ｔを初期化させる
（Ｓ１０）。そして、モータの初期の起動の際モールス
スタートモードで整流を始める（Ｓ２０）。次に、ゼロ
−クロス信号が検出されたかどうかを判断し（Ｓ３
０）、ゼロ−クロス信号が検出されたとき再びモータが
逆回転するか判断する（Ｓ４０）。モータが逆回転して
いるとき、パワーをターンオフさせ整流を中断した後、
前記モールススタートモードで整流を行なう段階にもど
る（Ｓ５０）。もし、モータが正回転していると、一般
的な起動モードで整流を行なう（Ｓ６０）。もし、前記
段階（Ｓ３０）において、ゼロ−クロス信号が検出され
なかったとき、励磁電流パルス幅Ｔを変調させ（Ｓ７
０）、パワーオフ時間ｔを変調させた後（Ｓ８０）、起
動失敗回数のチェックのための変数Ｎを増加させる（Ｓ
９０）。次に、実際起動失敗回数Ｎが既に設定された特
定起動失敗回数ｎと比較して大きい場合には作業を完全
に中止し、起動失敗回数Ｎが既に設定された特定起動失
敗回数ｎより小さいとパワーをターンオフさせ整流を中
断する段階（Ｓ５０）にもどる（Ｓ１００）。
【００４８】
【発明の効果】以上説明したように、本発明では、モー
タ駆動において、モータの磁界内で発生される飽和現象
を除去し次の段階のパワーオン動作と整流に必要な磁界
内の初期条件を生成するため周期的な整流中断とパワー
オフ時間を置いている。従って初期に大きい起動トルク
を発生させ確実なゼロ−クロスポイントを検出できるよ
うにして、デッドポイント、ヘッドスティッキングおよ
び起動トルクの不足により発生され得る問題を解決し、
さらには、モータ出力段に流れる大きい起動電流を防止
することにより、集積回路の温度を低下させることがで
きる。
タ駆動において、モータの磁界内で発生される飽和現象
を除去し次の段階のパワーオン動作と整流に必要な磁界
内の初期条件を生成するため周期的な整流中断とパワー
オフ時間を置いている。従って初期に大きい起動トルク
を発生させ確実なゼロ−クロスポイントを検出できるよ
うにして、デッドポイント、ヘッドスティッキングおよ
び起動トルクの不足により発生され得る問題を解決し、
さらには、モータ出力段に流れる大きい起動電流を防止
することにより、集積回路の温度を低下させることがで
きる。
【図１】本発明の実施の形態に従うモールススタート回
路の構成図。
路の構成図。
【図２】一般的な整流回路の詳細回路図。
【図３】本発明の実施の形態に従うモード変換器の詳細
回路図。
回路図。
【図４】本発明の実施の形態に従うモデルリファレンス
ゼロ−クロス発生器の詳細回路図。
ゼロ−クロス発生器の詳細回路図。
【図５】本発明の実施の形態に従うゼロ−クロス検出器
の詳細回路図。
の詳細回路図。
【図６】本発明の実施の形態に従う位相選択器の詳細回
路図。
路図。
【図７】本発明の実施の形態に従う励磁電流パルス幅変
調器の詳細回路図。
調器の詳細回路図。
【図８】本発明の実施の形態に従うモールススタート回
路においてモールススタートモードと一般的な起動モー
ド（ＣＳＳ；Ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎａｌ Ｓｔｅｐ Ｓ
ｔａｒｔ）時の整流信号タイミング図（その１）。
路においてモールススタートモードと一般的な起動モー
ド（ＣＳＳ；Ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎａｌ Ｓｔｅｐ Ｓ
ｔａｒｔ）時の整流信号タイミング図（その１）。
【図９】本発明の実施の形態に従うモールススタート回
路においてモールススタートモードと一般的な起動モー
ド（ＣＳＳ；Ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎａｌ Ｓｔｅｐ Ｓ
ｔａｒｔ）時の整流信号タイミング図（その２）。
路においてモールススタートモードと一般的な起動モー
ド（ＣＳＳ；Ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎａｌ Ｓｔｅｐ Ｓ
ｔａｒｔ）時の整流信号タイミング図（その２）。
【図１０】本発明の実施の形態に従うモールススタート
回路の制御方法を示す制御フローチャート。
回路の制御方法を示す制御フローチャート。
１０ 整流回路 ２０ モード変換器 ３０ モデルリファレンスゼロ−クロス発生器 ４０ ゼロ−クロス検出器 ５０ 位相選択器 ６０ 励磁電流パルス幅変調器 ７０ 整流−中断およびパワーオフ時間変調器 ８０ 直列ポート
Claims (9)
- 【請求項１】 モータが起動する間、整流クロック信号
の入力に応答して励磁電流を発生させる整流手段と；前
記整流手段と連結され、入力されるモード制御信号に応
じてモールススタートモードと一般的な起動モードとの
間をスイッチングしてモータ出力段を整流させることに
より大きい起動トルクでモータが起動できるように設計
されたモード変換手段と；モータが正方向に回転するか
逆方向に回転するかを検出できるようにモデルリファレ
ンスゼロ−クロス信号を発生させて出力するモデルリフ
ァレンスゼロ−クロス発生手段と；前記モデルリファレ
ンスゼロ−クロス発生手段から出力されるモデルリファ
レンスゼロ−クロス信号と、モータの回転時に発生する
実際ゼロ−クロス（Ｄｙｎａｍｉｃ ｚｅｒｏ−ｃｒｏ
ｓｓ）信号と比較してモータが正方向に回転する場合、
逆方向に回転する場合およびゼロ−クロス信号が発生さ
れない場合の三つの場合を検出するゼロ−クロス検出手
段と；モータの各相のコイルが励起されない場合、一回
に一つの位相を選択するように設計された位相選択手段
と；初期にモータの起動が失敗した場合、励磁電流パル
ス幅を増加させるか減少させるかの方法で励磁電流を調
節する第１変調手段と；前記第１変調手段と連結されて
おり、初期にモータの起動が失敗した場合、モータに供
給されるパワーをオフさせて整流を中断し、前記パワー
のターンオフされる時間間隔を増加させるか減少させる
かの方法でパワーオフ時間インターバルを調節する第２
変調手段とを含んでなることを特徴とするモールススタ
ート回路。 - 【請求項２】 前記モード変換手段は、 前記整流手段から出力される整流信号（ｑ０とｑ５／，
ｑ２とｑ１／，ｑ４とｑ３／）を入力され前記ゼロ−ク
ロス検出手段から出力されるモード制御信号（ｅｙ，ｅ
ｙ／）を入力され、モールススタートモード時と一般的
な起動モード時とにおいてそれぞれモータ出力段の上位
レベルスイッチング素子を制御するための制御信号を発
生させる上位レベル制御部と；前記整流手段から出力さ
れる整流信号（ｑ１とｑ４，ｑ３とｑ０，ｑ５とｑ２）
を入力され前記ゼロ−クロス検出手段から出力されるモ
ード制御信号（ｅｙ，ｅｙ／）を入力され、モールスス
タートモード時と一般的な起動モード時とにおいてそれ
ぞれモータ出力段の下位レベルスイッチング素子を制御
するための制御信号を発生させる下位レベル制御部とを
含んでなることを特徴とする請求項１に記載のモールス
スタート回路。 - 【請求項３】 前記上位レベル制御部は、 前記整流手段から出力される整流信号（ｑ０とｑ５／，
ｑ２とｑ１／，ｑ４とｑ３／）をそれぞれ２入力として
論理積を行なう第１ないし第３論理積手段と；前記モー
ド制御信号ｅｙ／をそれぞれ１入力とし前記整流信号
（ｑ０，ｑ２，ｑ４）をそれぞれ他の１入力として論理
積を行なう第４ないし第６論理積手段と；前記モード制
御信号ｅｙをそれぞれ１入力とし前記第１ないし第３論
理積手段の出力信号をそれぞれ他の１入力として論理積
を行なう第７ないし第９論理積手段と；前記第４と第７
論理積手段、第５と第８論理積手段および第６と第９論
理積手段の出力信号をそれぞれ２入力として否定論理和
を行い上位レベルスイッチング素子の制御信号を発生さ
せて出力する第１ないし第３否定論理和手段とを含んで
なることを特徴とする請求項２に記載のモールススター
ト回路。 - 【請求項４】 前記下位レベル制御部は、 前記整流手段から出力される整流信号（ｑ１とｑ４，ｑ
３とｑ０，ｑ５とｑ２）をそれぞれ２入力として論理積
を行なう第１ないし第３論理積手段と；前記モード制御
信号ｅｙ／をそれぞれ１入力とし前記整流信号（ｑ１，
ｑ３，ｑ５）をそれぞれ他の１入力として論理積を行な
う第４ないし第６論理積手段と；前記モード制御信号ｅ
ｙをそれぞれ１入力とし前記第１ないし第３論理積手段
の出力信号をそれぞれ他の１入力として論理積を行なう
第７ないし第９論理積手段と；前記第４と第７論理積手
段、第５と第８論理積手段および第６と第９論理積手段
の出力信号をそれぞれ２入力として論理和を行い下位レ
ベルスイッチング素子の制御信号を発生させて出力する
第１ないし第３論理和手段とを含んでなることを特徴と
する請求項２に記載のモールススタート回路。 - 【請求項５】 前記モデルリファレンスゼロ−クロス発
生手段は、 前記整流手段から発生される整流信号（ｑ３とｑ０，ｑ
５とｑ２，ｑ１とｑ４）をそれぞれ２入力として論理積
を行いそれぞれゼロ−クロス信号を発生させる第１ない
し第３論理積手段と；前記第１ないし第３論理積手段の
出力信号を入力され、排他−論理和してモデルリファレ
ンスゼロ−クロス信号を発生させる排他−論理和手段と
を含んでなることを特徴とする請求項１に記載のモール
ススタート回路。 - 【請求項６】 前記ゼロ−クロス検出手段は、 前記モデルリファレンスゼロ−クロス発生手段から出力
されるモデルリファレンスゼロ−クロス信号をデータ入
力とし、モータの回転時に発生される実際ゼロ−クロス
信号をクロック入力とし、入力されるモデルリファレン
スゼロ−クロス信号と実際ゼロ−クロス信号とのタイミ
ングを比較してモータが正方向に回転するかどうかを検
出する正方向回転検出手段と；前記モデルリファレンス
ゼロ−クロス発生手段から出力されるモデルリファレン
スゼロ−クロス信号をクロック入力とし、モータの回転
時に発生される実際ゼロ−クロス信号をデータ入力と
し、入力されるモデルリファレンスゼロ−クロス信号と
実際ゼロ−クロス信号とのタイミングを比較してモータ
が逆方向に回転するかどうかを検出する逆方向回転検出
手段と；前記正方向回転検出手段の出力信号と逆方向回
転検出手段の出力信号とを否定論理和して出力する否定
論理和手段と；前記正方向回転検出手段の出力信号と前
記否定論理和手段の出力信号とを論理和する論理和手段
と；前記逆方向回転検出手段の出力信号と前記論理和手
段の出力信号とを論理積してモード制御信号を発生させ
る論理積手段とを含んでなることを特徴とする請求項１
に記載のモールススタート回路。 - 【請求項７】 前記正方向回転検出手段および逆方向回
転検出手段はＤフリップフロップからなることを特徴と
する請求項６に記載のモールススタート回路。 - 【請求項８】 マイクロプロセッサが用いられる場合、
すべての動作状態がマイクロプロセッサによりリード／
ライトされ、制御がマイクロプロセッサにより行なえる
ように外部のマイクロプロセッサと回路を連結するマイ
クロプロセッサ直列ポートがさらに含まれることを特徴
とする請求項１に記載のモールススタート回路。 - 【請求項９】 起動失敗回数をチェックするための変
数、起動失敗回数、励磁電流パルス幅およびパワーオフ
時間を初期化させる段階と；モータの初期起動の際モー
ルススタートモードで整流する段階と；ゼロ−クロス信
号が検出されたかどうかを判断する段階と；ゼロ−クロ
ス信号が検出されたとき、モータが逆回転されたかどう
かを判断する段階と；モータが逆回転しているとき、パ
ワーをターンオフさせ整流を中断した後、前記モールス
スタートモードで整流を行なう段階にもどる段階と；モ
ータが正回転しているとき、一般的な起動モードで整流
を行なう段階と；ゼロ−クロス信号が検出されなかった
とき、励磁電流パルス幅を変調させる段階と；パワーオ
フ時間を変調させる段階と；起動失敗回数のチェックの
ための変数を増加させる段階と；起動失敗回数が既に設
定された特定回数と比較して同一であると作業を完全に
中止し、起動失敗回数が既に設定された特定回数より小
さいと前記パワーをターンオフさせ整流を中断する段階
にもどる段階とからなることを特徴とするモールススタ
ート回路の制御方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1019950044291A KR0158614B1 (ko) | 1995-11-28 | 1995-11-28 | 모오스-스타트 회로 및 그 제어 방법 |
| KR1995P-44291 | 1995-11-28 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09163789A true JPH09163789A (ja) | 1997-06-20 |
| JP3600894B2 JP3600894B2 (ja) | 2004-12-15 |
Family
ID=19436076
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24381396A Expired - Fee Related JP3600894B2 (ja) | 1995-11-28 | 1996-09-13 | モールススタート回路およびその制御方法 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5717298A (ja) |
| JP (1) | JP3600894B2 (ja) |
| KR (1) | KR0158614B1 (ja) |
| DE (1) | DE19622049B4 (ja) |
| FR (1) | FR2741758B1 (ja) |
| GB (1) | GB2307805B (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US5982571A (en) * | 1997-06-30 | 1999-11-09 | Quantum Corporation | Disk drive with closed loop commutator and actuator oscillator |
| US5838129A (en) * | 1997-08-13 | 1998-11-17 | Luh; Yih-Ping | Driving method for multiple-pole motors with optimum driving waveform |
| JP3204644B2 (ja) * | 1998-07-07 | 2001-09-04 | 松下電器産業株式会社 | 電動機の駆動装置および駆動方法 |
| GB2345204B (en) | 1999-04-14 | 2000-11-15 | Penny & Giles Drives Technolog | Motor control |
| US6023141A (en) * | 1999-05-13 | 2000-02-08 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for electronically commutating an electric motor |
| JP3673964B2 (ja) | 2000-03-29 | 2005-07-20 | 株式会社ルネサステクノロジ | ブラシレスモータ駆動制御用半導体集積回路およびブラシレスモータ駆動制御装置 |
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