JPH09117131A - 直流−直流変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】本発明は、同期整流方式の降圧型直流−直流変
換装置において、過電圧による発煙及び発火を防止する
とともに、装置の小型化と変換効率の向上とを図ること
を課題とする。 【解決手段】同期整流方式の降圧型直流−直流変換装置
において、入力電圧の過電圧状態を検出する過電圧検出
手段と、入力電圧の過電圧状態が検出されたときに第１
のスイッチ素子と第２のスイッチ素子を短絡させる短絡
手段と、短絡によって発生する大電流によって入力経路
を遮断する遮断手段とを備えることを特徴とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、入力電圧及び出力
電圧の過電圧を防止する降圧型直流−直流変換装置（DC
-DC CONVERTER）に関する。

【０００２】

【従来の技術】ノート型パーソナルコンピュータ等の携
帯型電子機器は、装置用の電源として電池を搭載してい
る。携帯型電子機器に搭載される電池は、装置の動作を
安定させるために、一定の電圧を供給することができる
ものが望ましい。

【０００３】これに対し、一般の電池は、放電が進むに
つれて電圧が低下していく特性を有している。このた
め、携帯型電子機器は、電池の出力電圧を一定化する直
流−直流変換装置を備えている。

【０００４】また、携帯型電子機器の性能のひとつとし
て、電池によって有効に動作する時間（有効稼働時間）
が重要である。この有効稼働時間を長く保つためには、
携帯型電子機器の消費電力を減少させることは勿論のこ
と、直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）の変換効
率を向上させることが必要になる。なぜならば、直流−
直流変換装置（DC-DC CONVERTER）の変換効率が、電池
の電力消費率に直接反映するからである。

【０００５】直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）
の変換効率を向上させる方法として、同期整流方式の直
流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）を利用する方法
が一般的である。この同期整流方式の直流−直流変換装
置（DC-DC CONVERTER）によれば、従来型の直流−直流
変換装置（DC-DC CONVERTER）に比べて、変換効率を約
１０パーセント向上させることができる。

【０００６】また、直流−直流変換装置（DC-DC CONVER
TER）の変換効率は、直流−直流変換装置（DC-DC CONVE
RTER）のコンデンサの性能にも影響される。例えば、最
近の直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）は、変換
効率の向上と装置の小型化とを図るために、高い周波数
を発信するようになっている。このような直流−直流変
換装置（DC-DC CONVERTER）は、位相誤差を少なくする
ために、出力部に平滑用のコンデンサを必要とする。

【０００７】平滑用のコンデンサは、等価直列抵抗（Ｅ
ＳＲ）を備えており、この等価直列抵抗（ＥＳＲ）の抵
抗値が大きいと直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTE
R）の変換効率が悪化する。

【０００８】そこで、直流−直流変換装置（DC-DC CONV
ERTER）の変換効率を向上させるために、等価直列抵抗
（ＥＳＲ）の抵抗値が小さいコンデンサが必要になる。
等価直列抵抗（ＥＳＲ）の抵抗値が小さいコンデンサと
しては、有機コンデンサがある。

【０００９】平滑用のコンデンサとして有機コンデンサ
を用いた場合は、直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTE
R）の変換効率が向上するため、大電流を流しても発熱
が少なくなる。このため、有機コンデンサを用いた直流
−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）は、３アンペア〜
５アンペア程度の大電流対応の装置に用いられるように
なっている。

【００１０】平滑用のコンデンサとして有機コンデンサ
を用いた直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）を大
電流対応の装置に用いた場合、直流−直流変換装置（DC
-DC CONVERTER）には大電流が入力されることになり、
直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）の入力部に使
用されるコンデンサも、許容リプルが大きい有機コンデ
ンサを使用することが好ましい。

【００１１】ところで、有機コンデンサは、前述したよ
うに高周波特性と温度特性とに優れるという利点を有し
ているが、過電圧によって破壊されやすく、発煙発火の
原因になるという欠点を有している。

【００１２】このため、直流−直流変換装置（DC-DC CO
NVERTER）に有機コンデンサを用いる場合は、過電圧か
ら有機コンデンサを保護する機構が必要になる。直流−
直流変換装置（DC-DC CONVERTER）に過電圧が発生する
要因は、直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）内の
回路故障等によって出力部に過電圧が発生する場合と、
電池や充電器の故障、もしくは、不適当な電池や充電器
の使用等によって直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTE
R）に過電圧が入力される場合とが考えられる。

【００１３】まず、直流−直流変換装置（DC-DC CONVER
TER）の出力部に過電圧が発生した場合は、直流−直流
変換装置（DC-DC CONVERTER）の出力部に設けられた平
滑用のコンデンサを保護する必要がある。

【００１４】平滑用のコンデンサを保護する方法とし
て、直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）の出力部
にＺＥＮＥＲダイオードを設ける方法がある。この方法
において、直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）か
ら出力される電圧がＺＥＮＥＲダイオードの規格電圧を
超えると、ＺＥＮＥＲダイオードが焼損し、直流−直流
変換装置（DC-DC CONVERTER）と負荷との間が短絡され
る。

【００１５】この場合、直流−直流変換装置（DC-DC CO
NVERTER）と負荷との間が短絡されることにより電流の
流れが停止するので、有機コンデンサに過電圧が印加さ
れるのを防止することができる。

【００１６】また、直流−直流変換装置（DC-DC CONVER
TER）が過電圧を入力した場合は、直流−直流変換装置
（DC-DC CONVERTER）の入力部に設けられたコンデンサ
を保護する必要がある。

【００１７】しかし、従来では、直流−直流変換装置
（DC-DC CONVERTER）の入力部に設けられたコンデンサ
の保護は重要視されていない。なぜならば、直流−直流
変換装置（DC-DC CONVERTER）は、入力した電圧の経路
を切断する機構を有しているため、直流−直流変換装置
（DC-DC CONVERTER）の出力部に設けられた回路に直接
の影響を及ぼさないためである。

【００１８】ここで、直流−直流変換装置（DC-DC CONV
ERTER）の具体例について図１２に基づいて説明する。
図１２には示していないが、直流−直流変換装置（DC-D
C CONVERTER）は、電池と負荷との間に設けられてい
る。この直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）は、
メインスイッチングトランジスタＴｒ１、同期整流用ト
ランジスタＴｒ２、ダイオードＤ１、抵抗Ｒ１、コンデ
ンサＣ１、チョークコイルＬ１，及び制御回路ＣＴＬを
備えている。さらに、直流−直流変換装置（DC-DC CONV
ERTER）の出力部分には、ＺＥＮＥＲダイオードＤ２が
設けられている。

【００１９】メインスイッチングトランジスタＴｒ１
は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）であり、制御回路
ＣＴＬからの信号ＤＨによってオンとオフとが切り換え
られる。

【００２０】チョークコイルＬ１は、電圧変換用のコイ
ルである。ダイオードＤ１は、メインスイッチングトラ
ンジスタＴｒ１がオフ状態の間にチョークコイルＬ１に
蓄積されたエネルギーを出力側へ放出させるためのフリ
ーホイールダイオードである。

【００２１】同期整流用トランジスタＴｒ２は、ダイオ
ードＤ１と同様に、メインスイッチングトランジスタＴ
ｒ１がオフ状態の間にチョークコイルＬ１に蓄積された
エネルギーを出力側へ放出させるフリーホイール用のス
イッチ回路である。この同期制御用トランジスタＴｒ２
は、制御回路ＣＴＬからの信号ＤＬによってオンとオフ
とが切り替えれる電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）であ
る。

【００２２】例えば、同期整流用トランジスタＴｒ２
は、ダイオードＤ１に引加される電圧が順方向のときに
オン状態となり、逆方向のときにはオフ状態になる。抵
抗Ｒ１は、直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）か
ら負荷へ流れる電流値を測定するためのセンス抵抗Ｒ１
である。

【００２３】コンデンサＣ１は、センス抵抗Ｒ１から出
力される信号の交流成分を取り除く平滑用のコンデンサ
である。ＺＥＮＥＲダイオードＤ２は、コンデンサＣ１
によって交流成分を取り除かれた電圧が規格電圧以下で
あるか否か、すなわち、コンデンサＣ１によって交流成
分を取り除かれた電圧が過電圧であるか否かを監視する
保護回路である。

【００２４】このＺＥＮＥＲダイオードＤ２は、コンデ
ンサＣ１によって交流成分を除去された電圧が規格電圧
を超えると、オン状態になり直流−直流変換装置（DC-D
C CONVERTER）からの出力電圧を規格電圧にクランプす
る。さらに、過電圧が大きくなると、ＺＥＮＥＲダイオ
ードＤ２は、焼損して、直流−直流変換装置（DC-DCCON
VERTER）と負荷との間を短絡させる。

【００２５】制御回路ＣＴＬには、電池からの電圧、セ
ンス抵抗Ｒ１に入力される電圧ＣＳ、及び、センス抵抗
Ｒ１から出力される電圧ＦＢが入力される。さらに、制
御回路ＣＴＬには、外部からのオン指令値もしくはオフ
指令値と、目標電圧Ｖｒｅｆとが入力される。

【００２６】この制御回路ＣＴＬは、センス抵抗Ｒ１に
入力される電圧ＣＳとセンス抵抗Ｒ１から出力される電
圧ＦＢとの電位差を求め、直流−直流変換装置（DC-DC
CONVERTER）から出力される電流値を測定する。

【００２７】また、制御回路ＣＴＬは、抵抗Ｒ１からの
出力電圧ＦＢと外部からの目標電圧Ｖｒｅｆとを比較し
て、直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）の出力電
圧値が所定の電圧値となるように、メインスイッチング
トランジスタＴｒ１及び同期整流用トランジスタＴｒ２
のオンとオフとを切り換える。

【００２８】上記の直流−直流変換装置（DC-DC CONVER
TER）が正常に動作している場合は、直流−直流変換装
置（DC-DC CONVERTER）の出力電圧は、ＺＥＮＥＲダイ
オードＤ２の規格電圧より十分低いため、ＺＥＮＥＲダ
イオードＤ２はオフ状態になる。この場合、コンデンサ
Ｃ１によって交流成分を除去された電圧がそのまま負荷
に入力される。

【００２９】一方、直流−直流変換装置（DC-DC CONVER
TER）の出力電圧が過電圧になった場合、直流−直流変
換装置（DC-DC CONVERTER）の出力電圧値は、ＺＥＮＥ
ＲダイオードＤ２の規格電圧値より高くなる。出力電圧
が規格電圧より大きくなると、ＺＥＮＥＲダイオードＤ
２がオン状態になる。この場合、直流−直流変換装置
（DC-DC CONVERTER）の出力電圧は、ＺＥＮＥＲダイオ
ードＤ２の規格電圧にクランプされる。これにより、過
電圧が負荷に印加されることを防止することができる。

【００３０】さらに、上記の直流−直流変換装置（DC-D
C CONVERTER）は、ＺＥＮＥＲダイオードＤ２に流れる
電流を制限する機構を持たないので、過電圧が続くとＺ
ＥＮＥＲダイオードＤ２が焼損する。この場合、直流−
直流変換装置（DC-DC CONVERTER）と負荷との間は短絡
状態になる。これにより、平滑用コンデンサＣ１には電
流が流れなくなり、平滑用コンデンサＣ１の焼損を防止
することができる。

【００３１】また、直流−直流変換装置（DC-DC CONVER
TER）に過電圧状態が発生した場合に負荷短絡を発生さ
せる方法として、サイリスター（ＳＣＲ）を利用する方
法もあるが、装置の部品点数が増加して回路の大型化を
招くと共に、生産コストの上昇を招くという問題があっ
た。

【００３２】一方、直流−直流変換装置（DC-DC CONVER
TER）に過電圧を入力した場合は、制御回路ＣＴＬは、
メインスイッチングトランジスタをオフ状態にする。こ
の場合、直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）内に
は、電流が流れなくなるため、直流−直流変換装置（DC
-DC CONVERTER）の出力部の回路に影響を及ぼさないこ
とになる。このため、直流−直流変換装置（DC-DC CONV
ERTER）は、入力側の過電圧に対する保護機構を備えて
いない。

【００３３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、コンデンサ
を保護するためにＺＥＮＥＲダイオードを使用する場
合、ＺＥＮＥＲダイオードがショートモードで故障すれ
ば保護回路としての機能を果たすが、オープンモードで
故障すると保護回路としての機能を果たさない。ＺＥＮ
ＥＲダイオードがオープンモードで故障した場合には、
直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）の出力部に設
けられた有機コンデンサが焼損して発煙もしくは発火の
原因になるという問題がある。

【００３４】さらに、ＺＥＮＥＲダイオードがオープン
モードで故障するか、もしくは、ショートモードで故障
するかを特定することは不可能であるため、直流−直流
変換装置（DC-DC CONVERTER）の保護回路としてＺＥＮ
ＥＲダイオードを利用することは不適切である。

【００３５】一方、過電圧による有機コンデンサの焼損
を防止するために、高耐圧の有機コンデンサを使用する
方法も考えられるが、高耐圧の有機コンデンサは容量が
小さくなるため、所望の容量を得るためには複数の有機
コンデンサが必要になる。このため、回路が大型化して
しまうという問題がある。さらに、高耐圧の有機コンデ
ンサは等価直列抵抗（ＥＳＲ）の抵抗値が大きいため、
直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）の変換効率を
悪化させるという問題もある。

【００３６】これに対し、過電圧による有機コンデンサ
の焼損を防止するために、直流−直流変換装置（DC-DC
CONVERTER）に使用される有機コンデンサのそれぞれに
焼損防止用のフューズを設ける方法がある。しかし、こ
の方法では、直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）
の構成部品数が増加すると同時に、直流−直流変換装置
（DC-DC CONVERTER）の生産コストが増加するという問
題がある。さらに、有機コンデンサ毎にフューズを設け
た場合、フューズの抵抗によって直流−直流変換装置
（DC-DC CONVERTER）の変換効率が低下するという問題
がある。

【００３７】また、直流−直流変換装置（DC-DC CONVER
TER）の入力部には、有機コンデンサが使用されるよう
になってきているため、これらの有機コンデンサを保護
する必要もある。

【００３８】そこで、本発明は、前記問題点に鑑みてな
されたものであり、同期整流方式の降圧型直流−直流変
換装置（DC-DC CONVERTER）において、回路構成を複雑
にすることなく、入出力電圧の過電圧から直流−直流変
換装置（DC-DC CONVERTER）を保護する技術を提供する
ことにより、過電圧による発煙及び発火を防止するとと
もに、直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）の小型
化と変換効率の向上とを図ることを課題とする。

【００３９】

【課題を解決するための手段】本発明は、前記課題を解
決するために以下のような手段を採用した。本発明にか
かる第１の直流−直流変換装置は、電源からの電力を蓄
積する蓄積手段と、前記電源と蓄積手段とを接続する第
１の経路上に設けられて、前記第１の経路の接続と切断
を切り換える第１のスイッチ素子と、前記第１のスイッ
チ素子と前記蓄積手段とを接続する第２の経路上に設け
られて、前記第２の経路をグランドと接続もしくは切断
する第２のスイッチ素子と、前記第１のスイッチ素子及
び第２のスイッチ素子の接続と切断とを制御して、前記
蓄積手段からの出力電圧が一定値を保つようにする制御
手段とを備えた同期整流方式の直流−直流変換装置であ
り、前記電源からの電圧を監視して、前記電源からの電
圧が所定の電圧値を超えるとアラーム信号を出力する過
電圧検出手段と、前記過電圧検出手段からのアラーム信
号を入力したときに、前記第１のスイッチ素子及び第２
のスイッチ素子を接続状態にして、前記電源からの電圧
を短絡させる短絡手段と、前記短絡手段によって短絡さ
れた電力によって前記電源からの電力を遮断する遮断手
段と、を備えた直流−直流変換装置である（請求項１に
対応）。

【００４０】この場合、過電圧検出手段は、基準電圧を
発生する電源と、前記電源の基準電圧と前記電源からの
電圧とを比較して、前記電源からの電圧が前記基準電圧
より大きければアラーム信号を出力する電圧比較部とを
備えるようにしてもよい（請求項２に対応）。

【００４１】さらに、前記遮断手段は、前記短絡手段に
よって短絡された電力によって溶断されるフューズとし
てもよい（請求項３に対応）。本発明にかかる第２の直
流−直流変換装置は、電源からの電力を蓄積する蓄積手
段と、前記電源と蓄積手段とを接続する第１の経路上に
設けられて、前記第１の経路の接続と切断を切り換える
第１のスイッチ素子と、前記第１のスイッチ素子と前記
蓄積手段とを接続する第２の経路上に設けられて、前記
第２の経路とグランドとを接続もしくは切断する第２の
スイッチ素子と、前記第１のスイッチ素子及び第２のス
イッチ素子の接続と切断とを制御して、前記蓄積手段か
らの出力電圧が一定値を保つようにする制御手段とを備
えた同期整流方式の直流−直流変換装置であり、前記蓄
積手段からの出力電圧を監視して、前記出力電圧が所定
の電圧値を超えるとアラーム信号を出力する過電圧検出
手段と、前記過電圧検出手段からのアラーム信号を入力
したときに、前記第１のスイッチ素子を切断状態にする
と同時に前記第２のスイッチ素子を接続状態にして、前
記蓄積手段からの出力電圧をグランドレベルにクランプ
するクランプ手段と、を備える直流−直流変換装置であ
る（請求項４に対応）。

【００４２】この場合、過電圧検出手段は、基準電圧を
発生する電源と、前記電源から発生する基準電圧と、前
記蓄積手段からの出力電圧とを比較して、前記出力電圧
が前記基準電圧より大きくなるとアラーム信号を出力す
る電圧比較器とを備えるようにしてもよい（請求項５に
対応）。

【００４３】また、本発明の第３の直流−直流変換装置
は、電源からの電力を蓄積する蓄積手段と、前記電源と
蓄積手段とを接続する第１の経路上に設けられて、前記
第１の経路の接続と切断を切り換える第１のスイッチ素
子と、前記第１のスイッチ素子と前記蓄積手段とを接続
する第２の経路上に設けられて、前記第２の経路をグラ
ンドと接続もしくは切断する第２のスイッチ素子と、前
記第１のスイッチ素子及び第２のスイッチ素子の接続と
切断とを制御して、前記蓄積手段からの出力電圧が一定
値を保つようにする制御手段とを備えた同期整流方式の
直流−直流変換装置であり、前記第１のスイッチ素子が
短絡状態で故障したときに、前記第２のスイッチ素子を
接続状態にして、前記電源からの電圧を短絡させる短絡
手段と、前記短絡手段によって短絡された電力によって
前記電源からの電力を遮断する遮断手段とを備えた直流
−直流変換装置である（請求項６に対応）。

【００４４】この場合、遮断手段は、前記短絡手段によ
って短絡された電力によって溶断するフューズとしても
よい（請求項７に対応）。以下、本発明の作用について
述べる。

【００４５】本発明にかかる第１の直流−直流変換装置
は、過電圧検出手段によって電源からの電圧を監視す
る。そして、電源からの電圧が所定の電圧値を超える
と、過電圧検出手段は、アラーム信号を出力する。この
アラーム信号は、短絡手段に入力される。

【００４６】アラーム信号を入力した短絡手段は、第１
のスイッチ素子と第２のスイッチ素子とを接続状態にす
る。このとき、電源からの電圧は、第１の経路、第１の
スイッチ素子、第２の経路、及び、第２のスイッチ素子
によってグランドと短絡される。この結果、遮断手段
は、短絡によって発生する過大な電力を入力することに
なり、電源からの電力を遮断する。

【００４７】次に、本発明にかかる第２の直流−直流変
換装置は、過電圧検出手段によって、蓄積手段から出力
される電圧を監視する。そして、蓄積手段から出力され
る電圧が所定の電圧値を超えると、過電圧検出手段は、
アラーム信号を出力する。このアラーム信号は、クラン
プ手段に入力される。

【００４８】アラーム信号を入力したクランプ手段は、
第１のスイッチ素子を切断状態にすると同時に第２のス
イッチ素子を接続状態にする。このとき、蓄積手段は、
第２の経路及び第２のスイッチ素子を介してグランドに
接続することになるので、グランドレベルの電圧が蓄積
手段に入力されることになる。この結果、蓄積手段から
出力される電圧は、グランドレベルの電圧になる。

【００４９】本発明にかかる第３の直流−直流変換装置
の短絡手段は、第１のスイッチ素子が短絡状態で故障し
たときに、前記第２のスイッチ素子を接続状態にする。
このとき、電源からの電力は、第１の経路、第１のスイ
ッチ素子、第２の経路、及び、第２のスイッチ素子を介
してグランドと短絡される。

【００５０】この結果、遮断手段は、短絡によって発生
する過大な電力によって、第１の経路を遮断する。

【００５１】

【発明の実施の形態】本発明の実施の形態について図面
に基づいて説明する。 〈実施の形態１〉図１は、本発明の直流−直流変換装置
（DC-DC CONVERTER）の第１の実施の形態を示す図であ
る。尚、同図において、従来と同一の構成要素について
は同一の名称及び符号を付加している。

【００５２】直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）
は、図示していない電源としての電池と負荷との間に設
けられ、電池からの電圧を定電圧化して負荷へ供給する
装置である。

【００５３】（直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTE
R）の構成）本実施の形態１にかかる直流−直流変換装
置（DC-DC CONVERTER）は、フューズＦ１、制御回路Ｃ
ＴＬ、メインスイッチングトランジスタＴｒ１、同期整
流用トランジスタＴｒ２、ダイオードＤ１、チョークコ
イルＬ１、コンデンサＣ１、電圧比較器ＩＣ１、基準電
圧ｅ１を発生する電源ｅ１、コンデンサＣ２、及び、コ
ンデンサＣ３を備えている。

【００５４】（直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTE
R）を構成する回路の接続形態）ここで、上記の構成要
素の接続形態について述べる。フューズＦ１は、電池と
メインスイッチングトランジスタＴｒ１とを接続する信
号線１４の途中に設けられる。

【００５５】信号線１４を介して電池と接続されたメイ
ンスイッチングトランジスタＴｒ１は、信号線１を介し
てチョークコイルＬ１と接続されるとともに、信号線２
４を介して制御回路ＣＴＬと接続される。

【００５６】上記のメインスイッチングトランジスタＴ
ｒ１は、例えば、ソース端子、ドレイン端子、及び、ゲ
ート端子の３つの端子を有するＭＯＳ−ＦＥＴ（Metal
Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）であ
る。この場合、上記の信号線１４は、メインスイッチン
グトランジスタＴｒ１のドレイン端子に接続される。ま
た、上記の信号線１は、メインスイッチングトランジス
タＴｒ１のソース端子に接続される。さらに、上記の信
号線２４は、メインスイッチングトランジスタＴｒ１の
ゲート端子に接続される。

【００５７】メインスイッチングトランジスタＴｒ１と
信号線１を介して接続されたチョークコイルＬ１は、さ
らに信号線１５を介して図示しない負荷と接続される。
上記のフューズＦ１とメインスイッチングトランジスタ
Ｔｒ１とを接続する信号線１４の途中には、４本の信号
線３１、１７、１８、１９が接続される。

【００５８】上記の４本の信号線３１、１７、１８、１
９のうちのフューズＦ１寄りの信号線３１は、コンデン
サＣ３を介してグランドに接続される。上記の４本の信
号線３１、１７、１８、１９のうちの信号線１７は、電
圧比較器ＩＣ１に接続される。この電圧比較器ＩＣ１
は、例えば、非反転入力端子、反転入力端子、及び、出
力端子を有する。この場合、上記の信号線１７は、電圧
比較器ＩＣ１の非反転入力端子に接続される。また、電
圧比較器ＩＣ１の反転入力端子は、信号線２２を介して
電源ｅ１と接続される。さらに、電圧比較器ＩＣ１の出
力端子は、信号線２３を介して制御回路ＣＴＬに接続さ
れる。

【００５９】上記の４本の信号線３１、１７、１８、１
９のうちの信号線１８は、制御回路ＣＴＬに接続され
る。この信号線１８の途中には、信号線１８ａが接続さ
れている。この信号線１８ａは、コンデンサＣ２を介し
てグランドに接続される。

【００６０】上記の４本の信号線３１、１７、１８、１
９のうちのメインスイッチングトランジスタＴｒ１寄り
の信号線１９は、制御回路ＣＴＬに接続される。また、
メインスイッチングトランジスタＴｒ１とチョークコイ
ルＬ１とを接続する信号線１の途中には、２本の信号線
２、３が接続される。

【００６１】上記の２本の信号線２、３のうちメインス
イッチングトランジスタＴｒ１寄りの信号線２は、同期
整流用トランジスタＴｒ２に接続される。この同期整流
用トランジスタＴｒ２は、信号線２５を介して制御回路
ＣＴＬと接続されるとともに、信号線２６を介してグラ
ンドに接続される。

【００６２】上記の同期整流用トランジスタＴｒ２は、
例えば、ドレイン端子、ソース端子、ゲート端子の３つ
の端子を有するＭＯＳ−ＦＥＴ（Metal Oxide Semicond
uctor FET）である。この場合、上記の信号線２は、同
期整流用トランジスタＴｒ２のドレイン端子に接続され
る。また、上記の信号線２５は、同期整流用トランジス
タＴｒ２のゲート端子に接続される。さらに、上記の信
号線２６は、同期整流用トランジスタＴｒ２のソース端
子に接続される。

【００６３】また、上記の２本の信号線２、３のうちチ
ョークコイルＬ１寄りの信号線３は、ダイオードＤ１の
カソード端子に接続される。このダイオードＤ１のアノ
ード端子は、信号線２７を介してグランドに接続され
る。

【００６４】さらに、チョークコイルＬ１と負荷とを接
続する信号線１５の途中には、２本の信号線４、５が接
続される。上記の２本の信号線４、５のうち、チョーク
コイルＬ１寄りの信号線４は、制御回路ＣＴＬに接続さ
れる。この信号線４は、直流−直流変換装置（DC-DC CO
NVERTER）の出力電圧ＦＢを制御回路ＣＴＬにフィード
バックするための信号線である。

【００６５】上記の２本の信号線４、５のうち、負荷寄
りの信号線５は、コンデンサＣ１を介してグランドに接
続される。 （直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）を構成する
回路の機能）次に、上記の各構成要素の機能について述
べる。

【００６６】（コンデンサＣ３）コンデンサＣ３は、有
機コンデンサであり、直流−直流変換装置（DC-DC CONV
ERTER）に入力される電圧に含まれる脈動成分を除去す
る平滑用のコンデンサである。

【００６７】（電源ｅ１）電源ｅ１は、直流−直流変換
装置（DC-DC CONVERTER）が入力すべき電圧の基準電圧
ｅ１を発生する。

【００６８】（電圧比較器ＩＣ１）電圧比較器ＩＣ１
は、電池からの電圧Ｖｉと電源ｅ１からの基準電圧ｅ１
とを比較し、比較した結果を示す信号ＯＶを出力する。
電圧比較器ＩＣ１から出力された信号ＯＶは、信号線２
３を介して制御回路ＣＴＬに入力される。

【００６９】例えば、電圧比較器ＩＣ１は、上記の電圧
Ｖｉから基準電圧ｅ１を減算し、その減算結果が「０」
以下ならばＬｏｗレベルの信号を出力し、減算結果が正
の値ならばＨｉｇｈレベルの信号を出力する。

【００７０】（コンデンサＣ２）コンデンサＣ２は、メ
インスイッチングトランジスタＴｒ１及び同期整流用ト
ランジスタＴｒ２を非常時に駆動するための電力を蓄積
するものである。

【００７１】（メインスイッチングトランジスタＴｒ
１）メインスイッチングトランジスタＴｒ１は、制御回
路ＣＴＬからの制御信号ＤＨを入力し、入力した信号Ｄ
Ｈに従って信号線１４と信号線１との間を接続または切
断する。

【００７２】例えば、メインスイッチングトランジスタ
Ｔｒ１は、ゲート端子に制御回路ＣＴＬからの電圧が印
加されるとオン状態になり、ドレイン端子とソース端子
との間を接続して、信号線１４と信号線１との間を接続
する。

【００７３】また、メインスイッチングトランジスタＴ
ｒ１は、ゲート端子に制御回路ＣＴＬからの電圧が印加
されていなければオフ状態になり、ドレイン端子とソー
ス端子との間を切断して、信号線１４と信号線１との間
を切断する。

【００７４】（チョークコイルＬ１）チョークコイルＬ
１は、電圧変換用のコイルである。 （ダイオードＤ１）ダイオードＤ１は、メインスイッチ
ングトランジスタＴｒ１がオフ状態のときに、チョーク
コイルＬ１に蓄積されたエネルギーを出力側へ放出させ
るフリーホイールダイオードである。

【００７５】（同期整流用トランジスタＴｒ２）同期整
流用トランジスタＴｒ２は、制御回路ＣＴＬからの信号
ＤＬを入力し、入力した信号ＤＬに従って信号線２と信
号線２６との間を接続あるいは切断するスイッチ回路で
ある。

【００７６】例えば、同期整流用トランジスタＴｒ２
は、ゲート端子に制御回路ＣＴＬからの電圧が印加され
るとオン状態になり、ドレイン端子とソース端子との間
を接続して、信号線２と信号線２６との間を接続する。

【００７７】また、同期整流用トランジスタＴｒ２は、
ゲート端子に制御回路ＣＴＬからの電圧が印可されてい
なければオフ状態になり、ドレイン端子とソース端子と
の間を切断して、信号線２と信号線２６との間を切断す
る。

【００７８】本例において、同期整流用トランジスタＴ
ｒ２は、メインスイッチングトランジスタＴｒ１がオフ
状態のときにチョークコイルＬ１に蓄積されたエネルギ
ーを出力させるフリーホイール用のスイッチ回路であ
る。

【００７９】例えば、同期整流用トランジスタＴｒ２
は、ダイオードＤ１に印加される電圧が順方向のときに
オン状態（信号線２と信号線２６との間を接続した状
態）になり、ダイオードＤ１に印加される電圧が逆方向
のときにオフ状態（信号線２と信号線２６との間を切断
した状態）になる。このとき、ダイオードＤ１の電圧降
下は、低減されることになる。

【００８０】（コンデンサＣ１）コンデンサＣ１は、チ
ョークコイルＬ１から出力された電圧に含まれる脈動成
分を除去する平滑用のコンデンサである。

【００８１】（制御回路ＣＴＬ）制御回路ＣＴＬには、
前述した信号線４、１９、２３、１８、２４、２５の他
に、外部からのオン指令値あるいはオフ指令値と、外部
からの目標電圧Ｖｒｅｆとが入力される。外部からの目
標電圧Ｖｒｅｆは、直流−直流変換装置（DC-DCCONVERT
ER）が出力すべき電圧の基準電圧である。

【００８２】そして、制御回路ＣＴＬは、電圧比較器Ｉ
Ｃ１からの信号ＯＶと、信号線４を介して入力する出力
電圧ＦＢと、外部からの目標電圧Ｖｒｅｆとに従って、
メインスイッチングトランジスタＴｒ１及び同期整流用
トランジスタＴｒ２のオン状態とオフ状態とを切り換え
る。

【００８３】ここで、制御回路ＣＴＬの内部構成につい
て図２に基づいて説明する。 （制御回路ＣＴＬの構成）制御回路ＣＴＬは、図２に示
すように、パルス幅変調方式（ＰＷＭ方式）を採用する
回路であり、電源７、三角波発振器８、ＰＷＭ比較器
９、チャージポンプ回路１２、同期整流制御回路１３、
フリップフロップＦＦ、ドライブ−１（１０）、及び、
ドライブ−２（１１）を備えている。さらに、制御回路
ＣＴＬは、分割抵抗Ｒ２／Ｒ３、エラーアンプＥＲＡ
１、論理和回路ＯＲ１、論理和回路ＯＲ２を備えてい
る。

【００８４】（電源７）電源７は、外部からのオン指令
値を入力したときに、制御回路ＣＴＬを構成する回路へ
動作電力を供給する。また、電源７は、外部からのオフ
指令値を入力したときに、制御回路ＣＴＬを構成する回
路に対する動作電力の供給を停止する。

【００８５】（三角波発振器８）三角波発振器８は、電
圧をパルス幅に変換するための変換用三角波を、一定の
周波数で発振する。この三角波発振器８から発振された
三角波は、ＰＷＭ比較器９に入力される。

【００８６】（分割抵抗Ｒ２／Ｒ３）分割抵抗Ｒ２／Ｒ
３は、信号線４と接続されており、直流−直流変換装置
（DC-DC CONVERTER）の出力電圧ＦＢを入力するように
なっている。この分割抵抗Ｒ２／Ｒ３は、出力電圧ＦＢ
の電圧値をセンスするセンス抵抗である。

【００８７】分割抵抗Ｒ２／Ｒ３によってセンスされた
電圧値は、エラーアンプＥＲＡ１に入力される。 （エラーアンプＥＲＡ１）エラーアンプＥＲＡ１は、分
割抵抗Ｒ２／Ｒ３によってセンスされた電圧値ＦＢと、
外部からの目標電圧Ｖｒｅｆとを入力し、これら電圧値
ＦＢと目標電圧Ｖｒｅｆとの誤差を増幅する誤差増幅回
路である。このエラーアンプＥＲＡ１によって増幅され
た誤差は、ＰＷＭ比較器９の非反転入力端子に入力され
る。

【００８８】（ＰＷＭ比較器９）ＰＷＭ比較器９は、反
転入力端子と非反転入力端子とを有する電圧比較器であ
る。ＰＷＭ比較器９の反転入力端子は、三角波発振器８
から出力された変換用三角波を入力する。また、ＰＷＭ
比較器９の非反転入力端子は、エラーアンプＥＲＡから
出力される信号を入力する。

【００８９】そして、ＰＷＭ比較器９は、非反転入力端
子に入力された信号と反転入力端子に入力された信号と
を比較する。例えば、ＰＷＭ比較器９は、非反転入力端
子に入力された信号から反転入力端子に入力された信号
を減算する。そして、ＰＷＭ比較器９は、減算して得ら
れた値が負の値を示す間（三角波発振器８から出力され
た信号がエラーアンプＥＲＡ１から出力された信号より
も大きい間）は、Ｈｉｇｈレベルの信号を出力する。

【００９０】また、ＰＷＭ比較器９は、減算して得られ
た値が正の値を示す間（三角波発振器８から出力された
信号がエラーアンプＥＲＡ１から出力された信号よりも
小さい間）は、Ｌｏｗレベルの信号を出力する。

【００９１】ＰＷＭ比較器９から出力された信号（Ｈｉ
ｇｈレベルの信号、もしくは、Ｌｏｗレベルの信号）
は、論理和回路ＯＲ２と同期整流制御回路１３とに入力
される。

【００９２】（チャージポンプ回路１２）チャージポン
プ回路１２は、メインスイッチングトランジスタＴｒ１
を駆動する電圧をドライブ−１（１０）に供給し、同期
整流用トランジスタＴｒ２を駆動する電圧をドライブ−
２（１１）に供給する。

【００９３】（同期整流制御回路１３）同期整流制御回
路１３は、ＰＷＭ比較器９から出力される信号を入力す
る。そして、同期整流制御回路１３は、ＰＷＭ比較器９
からの信号に従って、同期整流用トランジスタＴｒ２の
オン状態とオフ状態とを切り換えて同期整流を行う。

【００９４】例えば、同期整流制御回路１３は、ＰＷＭ
比較器８からのＬｏｗレベルの信号を入力したとき、Ｈ
ｉｇｈレベルの信号を出力する。また、同期整流制御回
路１３は、ＰＷＭ比較器８からのＨｉｇｈレベルの信号
を入力したとき、Ｌｏｗレベルの信号を出力する。

【００９５】同期整流用制御回路１３から出力された信
号は、論理和回路ＯＲ１に入力される。 （フリップフロップＦＦ）フリップフロップＦＦは、セ
ット端子Ｓとリセット端子Ｒとの２つの入力端子、及
び、出力端子Ｑを有している。フリップフロップＦＦの
セット端子Ｓは、電圧比較器ＩＣ１から出力された信号
ＯＶを入力する。このとき、フリップフロップＦＦは、
セット端子Ｓに入力した信号を記憶する。

【００９６】また、フリップフロップＦＦのリセット端
子Ｒは、外部からのオン指令値もしくはオフ指令値を入
力する。リセット端子Ｒにオン指令値あるいはオフ指令
値が入力されると、フリップフロップＦＦに記憶されて
いる信号は、Ｌｏｗレベルの信号にリセットされる。

【００９７】さらに、フリップフロップＦＦの出力端子
Ｑは、論理和回路ＯＲ１、及び、論理和回路ＯＲ２に接
続される。この出力端子Ｑは、フリップフロップＦＦが
記憶している信号を出力する。

【００９８】例えば、直流−直流変換装置（DC-DC CONV
ERTER）の入力電圧Ｖｉが基準電圧ｅ１以下である場合
は、フリップフロップＦＦのセット端子Ｓは、電圧比較
器ＩＣ１からの信号ＯＶとしてＬｏｗレベルの信号を入
力する。この場合、フリップフロップＦＦがセット端子
Ｓに入力されたＬｏｗレベルの信号を記憶することにな
り、出力端子Ｑは、フリップフロップＦＦが記憶してい
るＬｏｗレベルの信号を出力することになる。

【００９９】また、直流−直流変換装置（DC-DC CONVER
TER）の入力電圧Ｖｉが基準電圧ｅ１を超えた場合（入
力電圧Ｖｉが過電圧になった場合）は、フリップフロッ
プＦＦのセット端子Ｓは、電圧比較器ＩＣ１からの信号
ＯＶとしてＨｉｇｈレベルの信号を入力する。この場
合、フリップフロップＦＦがセット端子Ｓに入力された
Ｈｉｇｈレベルの信号を記憶することになり、出力端子
Ｑは、フリップフロップＦＦが記憶しているＨｉｇｈレ
ベルの信号を出力することになる。

【０１００】（論理和回路ＯＲ２）論理和回路ＯＲ２
は、ＰＷＭ比較器９からの信号とフリップフロップＦＦ
からの信号との論理和演算を行い、その演算結果を示す
信号をドライブ−１（１０）に入力する。

【０１０１】例えば、直流−直流変換装置（DC-DC CONV
ERTER）の入力電圧Ｖｉが基準電圧ｅ１以下である場合
は、論理和回路ＯＲ２は、フリップフロップＦＦの出力
端子ＱからのＬｏｗレベルの信号を入力することにな
る。この場合、論理和回路ＯＲ２は、ＰＷＭ比較器９か
らの信号をそのまま出力することになる。この結果、直
流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）の入力電圧が基
準電圧ｅ１以下の場合は、ドライブ−１（１０）は、Ｐ
ＷＭ比較器９からの信号に従って動作することになる。

【０１０２】また、直流−直流変換装置（DC-DC CONVER
TER）の入力電圧が基準電圧ｅ１より大きくなった場合
（入力電圧が過電圧状態になった場合）は、論理和回路
ＯＲ２は、フリップフロップＦＦの出力端子ＱからのＨ
ｉｇｈレベルの信号を入力することになる。この場合、
論理和回路ＯＲ２は、ＰＷＭ比較器９からの信号に関係
なく、Ｈｉｇｈレベルの信号を出力することになる。こ
の結果、直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）の入
力電圧が過電圧状態になった場合は、ドライブ−１（１
０）は、ＰＷＭ比較器９からの信号に関わらず、フリッ
プフロップＦＦからの信号に従って動作することにな
る。

【０１０３】（論理和回路ＯＲ１）論理和回路ＯＲ１
は、同期整流制御回路１３から出力される信号と、フリ
ップフロップＦＦから出力される信号との論理和演算を
行い、その演算結果を示す信号を出力する。この論理和
回路ＯＲ１から出力された信号は、ドライブ−２（１
１）に入力される。

【０１０４】例えば、直流−直流変換装置（DC-DC CONV
ERTER）の入力電圧Ｖｉが基準電圧ｅ１以下の場合は、
論理和回路ＯＲ１は、フリップフロップＦＦからのＬｏ
ｗレベルの信号を入力することになる。この場合、論理
和回路ＯＲ１は、同期整流制御回路１３からの信号をそ
のまま出力することになる。この結果、入力電圧Ｖｉが
基準電圧ｅ１以下の場合は、ドライブ−１（１０）は、
同期整流制御回路１３からの信号に従って動作すること
になる。

【０１０５】また、直流−直流変換装置（DC-DC CONVER
TER）の入力電圧Ｖｉが基準電圧ｅ１より大きくなった
場合（入力電圧Ｖｉが過電圧になった場合）は、論理和
回路ＯＲ１は、フリップフロップＦＦからのＨｉｇｈレ
ベルの信号を入力することになる。この場合、論理和回
路ＯＲ１は、同期整流制御回路１３からの信号に関わら
ず、Ｈｉｇｈレベルの信号を出力することになる。この
結果、直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）の入力
電圧が過電圧になった場合は、ドライブ−２（１１）
は、同期整流制御回路１３からの信号に関わらず、フリ
ップフロップＦＦからのＨｉｇｈレベルの信号に従って
動作することになる。

【０１０６】（ドライブ−１（１０））ドライブ−１
（１０）は、論理和回路ＯＲ２からの信号に応じて、メ
インスイッチングトランジスタＴｒ１のオン状態とオフ
状態とを切り換える。

【０１０７】例えば、ドライブ−１（１０）は、論理和
回路ＯＲ２からのＨｉｇｈレベルの信号を入力したとき
に、チャージポンプ回路１２から供給された電力をメイ
ンスイッチングトランジスタＴｒ１に供給して、メイン
スイッチングトランジスタＴｒ１をオン状態にする。

【０１０８】また、ドライブ−１（１０）は、論理和回
路ＯＲ２からのＬｏｗレベルの信号を入力したときに、
メインスイッチングトランジスタＴｒ１に対する電力供
給を停止して、メインスイッチングトランジスタＴｒ１
をオフ状態にする。

【０１０９】（ドライブ−２（１１））ドライブ−２
（１１）は、論理和回路ＯＲ１からの信号に応じて、同
期整流用トランジスタＴｒ２のオン状態とオフ状態とを
切り換える。

【０１１０】例えば、ドライブ−２（１１）は、論理和
回路ＯＲ１からのＨｉｇｈレベルの信号を入力したとき
に、チャージポンプ回路１２から供給された電力を同期
整流用トランジスタＴｒ２に供給して、同期整流用トラ
ンジスタＴｒ２をオン状態にする。

【０１１１】また、ドライブ−２（１１）は、論理和回
路ＯＲ１からのＬｏｗレベルの信号を入力したときに、
同期整流用トランジスタＴｒ２に対する電力供給を停止
して、同期整流用トランジスタＴｒ２をオフ状態にす
る。

【０１１２】（実施の形態１の作用・効果）以下、本実
施の形態にかかる直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTE
R）の作用・効果について述べる。

【０１１３】（１）直流−直流変換装置（DC-DC CONVER
TER）が正常に動作している場合 直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）が正常に動作
している場合、すなわち、直流−直流変換装置（DC-DC
CONVERTER）の入力電圧Ｖｉが正常な電圧値を示してい
る場合は、入力電圧Ｖｉが基準電圧ｅ１よりも十分小さ
くなるので、電圧比較器ＩＣ１からの信号ＯＶは、Ｌｏ
ｗレベルを示す信号になる。

【０１１４】この場合、電圧比較器ＩＣ１から出力され
たＬｏｗレベルの信号は、制御回路ＣＴＬのフリップフ
ロップＦＦのセット端子Ｓに入力される。そして、フリ
ップフロップＦＦは、入力したＬｏｗレベルの信号を記
憶する。

【０１１５】フリップフロップＦＦがＬｏｗレベルの信
号を記憶すると、フリップフロップＦＦの出力端子Ｑ
は、Ｌｏｗレベルの信号を出力することになる。フリッ
プフロップＦＦの出力端子Ｑから出力されたＬｏｗレベ
ルの信号は、制御回路ＣＴＬの論理和回路ＯＲ２と論理
和回路ＯＲ１とに入力される。

【０１１６】また、制御回路ＣＴＬの分割抵抗Ｒ２／Ｒ
３は、信号線４を介して、直流−直流変換装置（DC-DC
CONVERTER）の出力電圧ＦＢを入力する。そして、分割
抵抗Ｒ２／Ｒ３は、入力した出力電圧ＦＢをセンスし、
センスした電圧値をエラーアンプＥＲＡ１に入力する。

【０１１７】分割抵抗Ｒ２／Ｒ３からの電圧値を入力し
たエラーアンプＥＲＡ１は、分割抵抗Ｒ２／Ｒ３からの
電圧値と外部からの目標電圧Ｖｒｅｆとの誤差を増幅し
て出力する。エラーアンプＥＲＡ１から出力された誤差
は、ＰＷＭ比較器９に入力される。

【０１１８】ＰＷＭ比較器９は、エラーアンプＥＲＡ１
からの誤差を入力する一方で、三角波発振器８からの変
換用三角波を入力する。そして、ＰＷＭ比較器９は、エ
ラーアンプＥＲＡ１からの誤差が三角波発振器８からの
変換用三角波よりも小さいと、Ｈｉｇｈレベルの信号を
出力する。

【０１１９】また、ＰＷＭ比較器９は、エラーアンプＥ
ＲＡ１からの誤差が三角波発振器８からの変換用三角波
よりも大きいと、Ｌｏｗレベルの信号を出力する。ＰＷ
Ｍ比較器９から出力された信号は、論理和回路ＯＲ２と
同期整流制御回路１３とに入力される。

【０１２０】ＰＷＭ比較器９からの信号を入力した同期
整流制御回路１３は、ＰＷＭ比較器９からの信号がＨｉ
ｇｈレベルの信号であるときＬｏｗレベルの信号を出力
する。一方、同期整流制御回路１３は、ＰＷＭ比較器９
からの信号がＬｏｗレベルの信号であるときＨｉｇｈレ
ベルの信号を出力する。この同期整流制御回路１３から
出力された信号は、論理和回路ＯＲ１に入力される。

【０１２１】このようにして、論理和回路ＯＲ２は、フ
リップフロップＦＦからのＬｏｗレベルの信号と、ＰＷ
Ｍ比較器９からの信号（Ｈｉｇｈレベルの信号、もしく
は、Ｌｏｗレベルの信号）とを入力することになり、論
理和回路ＯＲ１は、フリップフロップＦＦからのＬｏｗ
レベルの信号と、同期整流制御回路１３からの信号（Ｈ
ｉｇｈレベルの信号、もしくは、Ｌｏｗレベルの信号）
とを入力することになる。

【０１２２】論理和回路ＯＲ２は、フリップフロップＦ
ＦからのＬｏｗレベルの信号を入力しているので、ＰＷ
Ｍ比較器９からの信号をそのまま出力することになる。
例えば、論理和回路ＯＲ２は、ＰＷＭ比較器９からのＨ
ｉｇｈレベルの信号を入力すると、Ｈｉｇｈレベルの信
号を出力する。また、論理和回路ＯＲ２は、ＰＷＭ比較
器９からのＬｏｗレベルの信号を入力すると、Ｌｏｗレ
ベルの信号を出力する。

【０１２３】論理和回路ＯＲ２から出力された信号は、
ドライブ−１（１０）に入力される。論理和回路ＯＲ２
からの信号を入力したドライブ−１（１０）は、論理和
回路ＯＲ２からの信号がＬｏｗレベルの信号であれば、
メインスイッチングトランジスタＴｒ１に対する電力供
給を停止する。このとき、メインスイッチングトランジ
スタＴｒ１はオフ状態になり、信号線１４と信号線１と
の間を切断する。

【０１２４】また、ドライブ−１（１０）は、論理和回
路ＯＲ２からの信号がＨｉｇｈレベルの信号であれば、
チャージポンプ回路１２からの電力をメインスイッチン
グトランジスタＴｒ１に供給する。このとき、メインス
イッチングトランジスタＴｒ１はオン状態になり、信号
線１４と信号線１との間を接続する。

【０１２５】フリップフロップＦＦからのＬｏｗレベル
の信号と同期整流制御回路１３からの信号とを入力した
論理和回路ＯＲ１は、同期整流制御回路１３からの信号
（Ｈｉｇｈレベルの信号、もしくは、Ｌｏｗレベルの信
号）をそのまま出力することになる。

【０１２６】論理和回路ＯＲ１から出力された信号は、
ドライブ−２（１１）に入力される。論理和回路ＯＲ１
からの信号を入力したドライブ−２（１１）は、論理和
回路ＯＲ１からの信号がＬｏｗレベルの信号であれば、
同期整流用トランジスタＴｒ２に対する電力供給を停止
する。このとき、同期整流用トランジスタＴｒ２はオフ
状態になり、信号線２と信号線２６との間を切断する。

【０１２７】また、ドライブ−２（１１）は、論理和回
路ＯＲ１からの信号がＨｉｇｈレベルの信号であれば、
チャージポンプ回路１２からの電力を同期整流用トラン
ジスタＴｒ２に供給する。このとき、同期整流用トラン
ジスタＴｒ２はオン状態になり、信号線２と信号線２６
との間を接続する。

【０１２８】（２）直流−直流変換装置（DC-DC CONVER
TER）の入力電圧が過電圧状態になった場合 直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）に入力される
電圧が過電圧になった場合、入力電圧Ｖｉが基準電圧ｅ
１よりも大きくなるので、電圧比較器ＩＣ１からの信号
ＯＶは、Ｈｉｇｈレベルを示す信号になる。

【０１２９】電圧比較器ＩＣ１から出力されたＨｉｇｈ
レベルの信号は、制御回路ＣＴＬのフリップフロップＦ
Ｆのセット端子Ｓに入力される。このとき、フリップフ
ロップＦＦは、セット端子Ｓに入力されたＨｉｇｈレベ
ルの信号を記憶する。そして、フリップフロップＦＦ
は、記憶したＨｉｇｈレベルの信号を出力端子Ｑから出
力する。

【０１３０】フリップフロップＦＦから出力されたＨｉ
ｇｈレベルの信号は、制御回路ＣＴＬの論理和回路ＯＲ
２と論理和回路ＯＲ１とに入力される。また、制御回路
ＣＴＬの分割抵抗Ｒ２／Ｒ３は、信号線４を介して、直
流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）の出力電圧ＦＢ
を入力する。そして、分割抵抗Ｒ２／Ｒ３は、入力した
出力電圧ＦＢをセンスし、センスした電圧値をエラーア
ンプＥＲＡ１に入力する。

【０１３１】分割抵抗Ｒ２／Ｒ３からの電圧値を入力し
たエラーアンプＥＲＡ１は、分割抵抗Ｒ２／Ｒ３からの
電圧値と外部からの目標電圧Ｖｒｅｆとの誤差を増幅し
て出力する。エラーアンプＥＲＡ１から出力された誤差
は、ＰＷＭ比較器９に入力される。

【０１３２】ＰＷＭ比較器９は、エラーアンプＥＲＡ１
からの誤差を入力する一方で、三角波発振器８からの変
換用三角波を入力する。そして、ＰＷＭ比較器９は、エ
ラーアンプＥＲＡ１からの誤差が三角波発振器８からの
変換用三角波よりも小さいと、Ｈｉｇｈレベルの信号を
出力する。

【０１３３】また、ＰＷＭ比較器９は、エラーアンプＥ
ＲＡ１からの誤差が三角波発振器８からの変換用三角波
よりも大きいと、Ｌｏｗレベルの信号を出力する。ＰＷ
Ｍ比較器９から出力された信号は、論理和回路ＯＲ２と
同期整流制御回路１３とに入力される。

【０１３４】ＰＷＭ比較器９からの信号を入力した同期
整流制御回路１３は、ＰＷＭ比較器９からの信号がＨｉ
ｇｈレベルの信号であるときＬｏｗレベルの信号を出力
する。一方、ＰＷＭ比較器９からの信号がＬｏｗレベル
の信号であるとき、同期整流制御回路１３は、Ｈｉｇｈ
レベルの信号を出力する。この同期整流制御回路１３か
ら出力された信号は、論理和回路ＯＲ１に入力される。

【０１３５】このようにして、論理和回路ＯＲ２は、フ
リップフロップＦＦからのＨｉｇｈレベルの信号とＰＷ
Ｍ比較器９からの信号（Ｈｉｇｈレベルの信号、もしく
は、Ｌｏｗレベルの信号）とを入力することになる。ま
た、論理和回路ＯＲ１は、フリップフロップＦＦからの
Ｈｉｇｈレベルの信号と、同期整流制御回路１３からの
信号（Ｈｉｇｈレベルの信号、もしくは、Ｌｏｗレベル
の信号）とを入力することになる。

【０１３６】この場合、論理和回路ＯＲ２は、フリップ
フロップＦＦからのＨｉｇｈレベルの信号を入力してい
るので、ＰＷＭ比較器９からの信号に関係なくＨｉｇｈ
レベルの信号を出力する。

【０１３７】論理和回路ＯＲ２から出力されたＨｉｇｈ
レベルの信号は、ドライブ−１（１０）に入力される。
論理和回路ＯＲ２からのＨｉｇｈレベルの信号を入力し
たドライブ−１（１０）は、チャージポンプ回路１２か
らの電力をメインスイッチングトランジスタＴｒ１に供
給する。このとき、メインスイッチングトランジスタＴ
ｒ１はオン状態になり、信号線１４と信号線１との間を
接続する。

【０１３８】また、論理和回路ＯＲ１は、フリップフロ
ップＦＦからのＨｉｇｈレベルの信号を入力しているの
で、同期整流制御回路１３からの信号（Ｈｉｇｈレベル
の信号、もしくは、Ｌｏｗレベルの信号）に関係なくＨ
ｉｇｈレベルの信号を出力することになる。

【０１３９】論理和回路ＯＲ１から出力されたＨｉｇｈ
レベルの信号は、ドライブ−２（１１）に入力される。
論理和回路ＯＲ１からのＨｉｇｈレベルの信号を入力し
たドライブ−２（１１）は、チャージポンプ回路１２か
らの電力を同期整流用トランジスタＴｒ２に供給する。
このとき、同期整流用トランジスタＴｒ２はオン状態に
なり、信号線２と信号線２６との間を接続する。

【０１４０】メインスイッチングトランジスタＴｒ１と
同期整流用トランジスタＴｒ２とがオン状態になると、
電池からの電流は、フューズＦ１、信号線１４、メイン
スイッチングトランジスタＴｒ１、信号線１、信号線
２、同期整流用トランジスタＴｒ２、及び、信号線２６
を通ってグランドに流れる。このとき、過大な電流がフ
ューズＦ１を流れることになり、フューズＦ１が溶断さ
れる。

【０１４１】従って、フューズＦ１が溶断されることに
より、直流−直流変換装置（DC-DCCONVERTER）の構成要
素、特に、直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）の
入力部に設けられたコンデンサＣ３に過大な電圧が印加
されることを防止することができ、コンデンサＣ３の焼
損を防止することができる。

【０１４２】また、本実施の形態にかかる直流−直流変
換装置（DC-DC CONVERTER）は、制御回路ＣＴＬの電源
がメインスイッチングトランジスタＴｒ１及び同期整流
用トランジスタＴｒ２の駆動電力を発生できなくなった
場合に、コンデンサＣ２に蓄積された電力によってメイ
ンスイッチングトランジスタＴｒ１と同期整流用トラン
ジスタＴｒ２とを駆動する。これにより、直流−直流変
換装置（DC-DC CONVERTER）は、フューズＦ１が溶断す
るまでの間、メインスイッチングトランジスタＴｒ１及
び同期整流用トランジスタＴｒ２の動作を保証すること
ができる。

【０１４３】尚、メインスイッチングトランジスタＴｒ
１及び同期整流用トランジスタＴｒ２の駆動電源は、コ
ンデンサＣ２に限定されないことは勿論である。また、
本実施の形態にかかる直流−直流変換装置（DC-DC CONV
ERTER）によれば、コンデンサＣ３として高耐圧の有機
コンデンサを使用する必要がない上、焼損防止用のフュ
ーズが不要になり、構成部品数が削減される。

【０１４４】さらに、コンデンサＣ３の焼損防止用のフ
ューズが不要になったことにより、直流−直流変換装置
（DC-DC CONVERTER）内の抵抗が減少し、直流−直流変
換装置（DC-DC CONVERTER）の変換効率が向上する。

【０１４５】〈直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTE
R）の他の実施の形態〉実施の形態１にかかる直流−直
流変換装置（DC-DC CONVERTER）は、電圧比較器ＩＣ１
及び電源ｅ１を制御回路ＣＴＬとは別に設けているが、
図３、４に示すように、制御回路ＣＴＬ内に電圧比較器
ＩＣ１及び電源ｅ１を設けるようにしてもよい。

【０１４６】この場合、信号線１７は、制御回路ＣＴＬ
と直接接続されることになる。そして、制御回路ＣＴＬ
において、信号線１７を介して入力した電圧Ｖｉは、分
割抵抗Ｒ４／Ｒ５に入力される。

【０１４７】分割抵抗Ｒ４／Ｒ５は、信号線１７を介し
て入力した電圧Ｖｉをセンスする抵抗である。この分割
抵抗Ｒ４／Ｒ５によってセンスされた電圧Ｖｉは、電圧
比較器ＩＣ１の非反転入力端子に入力される。

【０１４８】また、電圧比較器ＩＣ１の反転入力端子
は、信号線２２を介して電源ｅ１と接続される。さら
に、電圧比較器ＩＣ１の出力端子は、信号線２３を介し
てフリップフロップＦＦのセット端子Ｓに接続される。

【０１４９】このように制御回路ＣＴＬを構成した場
合、電池からの電圧Ｖｉが過電圧状態になると、この過
電圧状態の電圧Ｖｉが制御回路ＣＴＬの分割抵抗Ｒ４／
Ｒ５に入力される。

【０１５０】分割抵抗Ｒ４／Ｒ５は、過電圧状態の電圧
Ｖｉの電圧値をセンスする。この分割抵抗Ｒ４／Ｒ５に
よってセンスされた電圧値は、電圧比較器ＩＣ１の非反
転入力端子に入力される。

【０１５１】電圧比較器ＩＣ１は、分割抵抗Ｒ４／Ｒ５
からの電圧値から電源ｅ１からの基準電圧を減算する。
このとき、分割抵抗Ｒ４／Ｒ５からの電圧値が基準電圧
より大きくなるので、電圧比較器ＩＣ１は、Ｈｉｇｈレ
ベルの信号を出力する。

【０１５２】この結果、電圧比較器ＩＣ１から出力され
たＨｉｇｈレベルの信号は、フリップフロップＦＦのセ
ット端子Ｓに入力される。このように、電圧比較器ＩＣ
１と電源ｅ１とを制御回路ＣＴＬに内蔵しても、前述の
実施の形態１と同様の効果を得ることができる。

【０１５３】また、図３、４の例では、制御回路ＣＴＬ
は、目標電圧Ｖｒｅｆを発生する電源ｅ２を内蔵してい
る。このように、図３、４に示すような構成を採用すれ
ば、前述の実施の形態１と同様の効果が得られるととも
に、直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）の回路構
成を簡略化することができる。 〈実施の形態２〉図５は、本発明の直流−直流変換装置
（DC-DC CONVERTER）の第２の実施の形態を示す図であ
る。尚、同図において、前述の実施の形態１と同一の構
成要素については同一の名称及び符号を付加している。

【０１５４】直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）
は、電源としての電池と負荷との間に設けられる。 （直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）の構成）本
実施の形態１にかかる直流−直流変換装置（DC-DC CONV
ERTER）は、制御回路ＣＴＬ、メインスイッチングトラ
ンジスタＴｒ１、同期整流用トランジスタＴｒ２、ダイ
オードＤ１、チョークコイルＬ１、コンデンサＣ１、電
圧比較器ＩＣ２、及び、基準電圧ｅ３を発生する電源ｅ
３を備えている。

【０１５５】（直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTE
R）を構成する回路の接続形態）先ず、上記の構成要素
の接続形態について述べる。メインスイッチングトラン
ジスタＴｒ１は信号線１４を介して電池と接続される。
このメインスイッチングトランジスタＴｒ１は、信号線
１を介してチョークコイルＬ１と接続されるとともに、
信号線２４を介して制御回路ＣＴＬと接続される。

【０１５６】メインスイッチングトランジスタＴｒ１と
信号線１を介して接続されたチョークコイルＬ１は、さ
らに信号線１５を介して抵抗Ｒ１と接続される。抵抗Ｒ
１は、信号線１６を介して負荷と接続される。

【０１５７】また、上記の信号線１４の途中には、信号
線１９が接続される。この信号線１９は、制御回路ＣＴ
Ｌに接続される。また、メインスイッチングトランジス
タＴｒ１とチョークコイルＬ１とを接続する信号線１の
途中には、２本の信号線２、３が接続される。

【０１５８】上記の２本の信号線２、３のうちメインス
イッチングトランジスタＴｒ１寄りの信号線２は、同期
整流用トランジスタＴｒ２に接続される。この同期整流
用トランジスタＴｒ２は、信号線２５を介して制御回路
ＣＴＬと接続されるとともに、信号線２６を介してグラ
ンドに接続される。

【０１５９】上記の２本の信号線２、３のうちチョーク
コイルＬ１寄りの信号線３は、ダイオードＤ１のカソー
ド端子に接続される。このダイオードＤ１のアノード端
子は、信号線２７を介してグランドに接続される。

【０１６０】さらに、チョークコイルＬ１と抵抗Ｒ１と
を接続する信号線１５の途中には、１本の信号線２０が
接続される。上記の信号線２０は、制御回路ＣＴＬと接
続されており、抵抗Ｒ１に入力される電圧値ＣＳを制御
回路ＣＴＬに入力するための信号線である。

【０１６１】また、抵抗Ｒ１と負荷とを接続する信号線
１６の途中には、３本の信号線４、５、２１が接続され
る。上記３本の信号線４、５、２１のうち、抵抗Ｒ１寄
りの信号線４は、制御回路ＣＴＬと接続される。この信
号線４は、直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）か
ら出力される電圧値ＦＢを制御回路ＣＴＬにフィードバ
ックするための信号線である。

【０１６２】上記３本の信号線４、５、２１のうち、真
ん中の信号線５は、平滑用のコンデンサＣ１を介してグ
ランドに接続される。上記３本の信号線４、５、２１の
うち、負荷寄りの信号線２１は、電圧比較器ＩＣ２に接
続される。この電圧比較器ＩＣ２は、例えば、非反転入
力端子と反転入力端子と出力端子とを有する電圧比較器
である。この場合、上記の信号線２１は、電圧比較器Ｉ
Ｃ２の非反転入力端子に接続される。また、上記の電圧
比較器ＩＣ２の反転入力端子は、信号線２８を介して電
源ｅ３に接続される。さらに、上記の電圧比較器ＩＣ２
の出力端子は、信号線２９を介して制御回路ＣＴＬに接
続される。

【０１６３】（直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTE
R）を構成する回路の機能）次に、上記の各構成要素の
機能について述べる。尚、前述の実施の形態１と同一の
構成要素については説明を省略する。

【０１６４】（抵抗Ｒ１）抵抗Ｒ１は、直流−直流変換
装置（DC-DC CONVERTER）の出力電流値をセンスするセ
ンス抵抗である。

【０１６５】（電源ｅ３）電源ｅ３は、直流−直流変換
装置（DC-DC CONVERTER）から出力される電圧の基準電
圧ｅ３を発生する。

【０１６６】（電圧比較器ＩＣ２）電圧比較器ＩＣ２
は、直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）の出力電
圧を信号線２１を介して入力すると同時に、電源ｅ３か
らの基準電圧ｅ３を入力する。そして、電圧比較器ＩＣ
２は、直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）の出力
電圧と電源ｅ３からの基準電圧ｅ３とを比較し、比較し
た結果を示す信号ＯＶを出力する。

【０１６７】例えば、電圧比較器ＩＣ２は、直流−直流
変換装置（DC-DC CONVERTER）の出力電圧から基準電圧
ｅ３を減算し、その減算結果が「０」以下ならばＬｏｗ
レベルの信号を出力し、減算結果が正の値ならばＨｉｇ
ｈレベルの信号を出力する。

【０１６８】（制御回路ＣＴＬ）制御回路ＣＴＬには、
前述した信号線１９、２４、２５、４、２０、２９の他
に、外部からのオン指令値あるいはオフ指令値と、外部
からの目標電圧Ｖｒｅｆとが入力される。外部からの目
標電圧Ｖｒｅｆは、直流−直流変換装置（DC-DCCONVERT
ER）が出力すべき電圧の基準電圧である。

【０１６９】そして、制御回路ＣＴＬは、電圧比較器Ｉ
Ｃ２からの信号ＯＶと、信号線４を介して入力する電圧
値ＦＢと、直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）か
ら出力すべき電圧の目標電圧Ｖｒｅｆとに従って、メイ
ンスイッチングトランジスタＴｒ１及び同期整流用トラ
ンジスタＴｒ２のオン状態とオフ状態とを切り換える。

【０１７０】ここで、制御回路ＣＴＬの内部構成につい
て述べる。 （制御回路ＣＴＬの構成）制御回路ＣＴＬは、図６に示
すように、パルス幅変調方式（ＰＷＭ方式）を採用する
回路であり、電源７、三角波発振器８、ＰＷＭ比較器
９、チャージポンプ回路１２、同期整流制御回路１３、
フリップフロップＦＦ、ドライブ−１（１０）、及び、
ドライブ−２（１１）を備えている。さらに、制御回路
ＣＴＬは、分割抵抗Ｒ２／Ｒ３、エラーアンプＥＲＡ
１、ＥＲＡ２、論理積回路ＡＮＤ１、及び、論理和回路
ＯＲ１を備えている。

【０１７１】（ＰＷＭ比較器９）ＰＷＭ比較器９は、反
転入力端子と非反転入力端子とを有する電圧比較器であ
る。ＰＷＭ比較器９の反転入力端子は、三角波発振器８
から出力された変換用三角波を入力する。また、ＰＷＭ
比較器９の非反転入力端子は、エラーアンプＥＲＡ１か
ら出力される信号を入力する。

【０１７２】そして、ＰＷＭ比較器９は、非反転入力端
子に入力された信号と反転入力端子に入力された信号と
を比較する。例えば、ＰＷＭ比較器９は、非反転入力端
子に入力された信号から反転入力端子に入力された信号
を減算する。そして、ＰＷＭ比較器９は、減算して得ら
れた値が負の値を示す間（三角波発振器８から出力され
た信号がエラーアンプＥＲＡ１から出力された信号より
も大きい間）は、Ｈｉｇｈレベルの信号を出力する。

【０１７３】また、ＰＷＭ比較器９は、減算して得られ
た値が正の値を示す間（三角波発振器８から出力された
信号がエラーアンプＥＲＡ１から出力された信号よりも
小さい間）は、Ｌｏｗレベルの信号を出力する。

【０１７４】このＰＷＭ比較器９から出力された信号
は、論理積回路ＡＮＤ１と同期整流制御回路１３とに入
力される。 （エラーアンプＥＲＡ２）エラーアンプＥＲＡ２は、直
流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）の出力電圧ＦＢ
を信号線４を介して入力すると同時に、抵抗Ｒ１に入力
される電圧値ＣＳを信号線２０を介して入力する。

【０１７５】このエラーアンプＥＲＡ２は、直流−直流
変換装置（DC-DC CONVERTER）の出力電圧ＦＢと電圧値
ＣＳとの電位差を求め、直流−直流変換装置（DC-DC CO
NVERTER）から出力される電流値を測定する誤差増幅回
路である。

【０１７６】エラーアンプＥＲＡ２から出力された電圧
値は、同期整流制御回路１３に入力される。 （同期整流制御回路１３）同期整流制御回路１３は、Ｐ
ＷＭ比較器９から出力された信号とエラーアンプＥＲＡ
２から出力された信号とを入力する。そして、同期整流
制御回路１３は、ＰＷＭ比較器９からの信号とエラーア
ンプＥＲＡ２からの信号とに従って同期整流用トランジ
スタＴｒ２のオン状態とオフ状態とを切り換えることに
よって、同期整流を行う回路である。

【０１７７】例えば、同期整流制御回路１３は、ＰＷＭ
比較器８からのＬｏｗレベルの信号を入力し、且つ、エ
ラーアンプＥＲＡ２からの信号が一定値以下であるとき
に限り、Ｈｉｇｈレベルの信号を出力する。

【０１７８】この同期整流用制御回路１３から出力され
た信号は、論理和回路ＯＲ１に入力される。 （フリップフロップＦＦ）フリップフロップＦＦは、セ
ット端子とリセット端子との２つの入力端子、及び、非
反転出力端子Ｑと反転出力端子＊Ｑとの２つの出力端子
を有している。

【０１７９】フリップフロップＦＦのセット端子Ｓは、
電圧比較器ＩＣ２からの信号ＯＶを入力する。このと
き、フリップフロップＦＦは、セット端子に入力した信
号を記憶する。

【０１８０】フリップフロップＦＦのリセット端子Ｒ
は、外部からのオン指令値もしくはオフ指令値を入力す
る。リセット端子にオン指令値あるいはオフ指令値が入
力されると、フリップフロップＦＦに記憶されている信
号は、Ｌｏｗレベルの信号にリセットされる。

【０１８１】フリップフロップＦＦの非反転出力端子Ｑ
は、論理和回路ＯＲ１に接続される。この出力端子Ｑ
は、フリップフロップＦＦが記憶している信号をそのま
ま出力する。

【０１８２】例えば、直流−直流変換装置（DC-DC CONV
ERTER）の出力電圧ＦＢが基準電圧ｅ３以下である場合
は、フリップフロップＦＦのセット端子Ｓは、電圧比較
器ＩＣ２からの信号ＯＶとしてＬｏｗレベルの信号を入
力する。この場合、フリップフロップＦＦがセット端子
Ｓに入力されたＬｏｗレベルの信号を記憶することにな
り、非反転出力端子Ｑは、フリップフロップＦＦが記憶
しているＬｏｗレベルの信号を出力することになる。

【０１８３】また、直流−直流変換装置（DC-DC CONVER
TER）の出力電圧ＦＢが基準電圧ｅ３を超えた場合（出
力電圧ＦＢが過電圧になった場合）は、フリップフロッ
プＦＦのセット端子Ｓは、電圧比較器ＩＣ２からの信号
ＯＶとしてＨｉｇｈレベルの信号を入力する。この場
合、フリップフロップＦＦがセット端子Ｓに入力された
Ｈｉｇｈレベルの信号を記憶することになり、非反転出
力端子Ｑは、フリップフロップＦＦが記憶しているＨｉ
ｇｈレベルの信号を出力することになる。

【０１８４】フリップフロップＦＦの反転出力端子＊Ｑ
は、論理積回路ＡＮＤ１に接続される。この反転出力端
子＊Ｑは、フリップフロップＦＦが記憶している信号値
を反転した値、つまりＬｏｗレベルとＨｉｇｈレベルと
を反転した信号を出力する。

【０１８５】例えば、反転出力端子＊Ｑは、フリップフ
ロップＦＦが記憶している信号ＯＶがＬｏｗレベルの信
号ならば（直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）の
出力電圧ＦＢが基準電圧ｅ３以下ならば）、Ｈｉｇｈレ
ベルの信号を出力することになる。また、反転出力端子
＊Ｑは、フリップフロップＦＦが記憶している信号ＯＶ
がＨｉｇｈレベルの信号ならば（直流−直流変換装置
（DC-DC CONVERTER）の出力電圧ＦＢが基準電圧ｅ３を
超えているならば）、Ｌｏｗレベルの信号を出力するこ
とになる。

【０１８６】（論理積回路ＡＮＤ１）論理積回路ＡＮＤ
１は、ＰＷＭ比較器９から出力される信号とフリップフ
ロップＦＦの反転出力端子＊Ｑから出力される信号とを
入力する。この論理積回路ＡＮＤ１は、ＰＷＭ比較器９
からの信号とフリップフロップＦＦからの信号との論理
積を演算し、その演算結果を示す信号を出力する。論理
積回路ＡＮＤ１から出力された信号は、ドライブ−１
（１０）に入力される。

【０１８７】例えば、直流−直流変換装置（DC-DC CONV
ERTER）の出力電圧ＦＢが基準電圧ｅ３以下の場合は、
論理積回路ＡＮＤ１は、フリップフロップＦＦの反転出
力端子＊ＱからのＨｉｇｈレベルの信号を入力すること
になる。この場合、論理積回路ＡＮＤ１は、ＰＷＭ比較
器９からの信号をそのまま出力することになる。この結
果、出力電圧ＦＢが基準電圧ｅ３以下の場合は、ドライ
ブ−１（１０）は、ＰＷＭ比較器９からの信号に従って
動作することになる。

【０１８８】また、直流−直流変換装置（DC-DC CONVER
TER）の出力電圧ＦＢが基準電圧ｅ３より大きくなった
場合（出力電圧ＦＢが過電圧になった場合）は、論理積
回路ＡＮＤ１は、フリップフロップＦＦの反転出力端子
＊ＱからのＬｏｗレベルの信号を入力することになる。
この場合、論理積回路ＡＮＤ１は、ＰＷＭ比較器９から
の信号に関わらず、Ｌｏｗレベルの信号を出力すること
になる。この結果、出力電圧ＦＢが過電圧になった場合
は、ドライブ−１（１０）は、ＰＷＭ比較器９からの信
号に関わらず、フリップフロップＦＦからのＬｏｗレベ
ルの信号に従って動作することになる。

【０１８９】（論理和回路ＯＲ１）論理和回路ＯＲ１
は、同期整流制御回路１３から出力される信号と、フリ
ップフロップＦＦの非反転出力端子Ｑから出力される信
号とを入力する。この論理和回路ＯＲ１は、同期整流制
御回路１３からの信号とフリップフロップＦＦからの信
号との論理和を演算し、その演算結果を示す信号を出力
する。論理和回路ＯＲ１から出力された信号は、ドライ
ブ−２（１１）に入力される。

【０１９０】例えば、直流−直流変換装置（DC-DC CONV
ERTER）の出力電圧ＦＢが基準電圧ｅ３以下の場合は、
論理和回路ＯＲ１は、フリップフロップＦＦの非反転出
力端子ＱからのＬｏｗレベルの信号を入力することにな
る。この場合、論理和回路ＯＲ１は、同期整流制御回路
１３からの信号をそのまま出力することになる。この結
果、出力電圧ＦＢが基準電圧ｅ３以下の場合は、ドライ
ブ−２（１１）は、同期整流制御回路１３からの信号に
従って動作することになる。

【０１９１】また、直流−直流変換装置（DC-DC CONVER
TER）の出力電圧ＦＢが基準電圧ｅ３より大きくなった
場合（出力電圧ＦＢが過電圧になった場合）は、論理和
回路ＯＲ１は、フリップフロップＦＦの非反転出力端子
ＱからのＨｉｇｈレベルの信号を入力することになる。
この場合、論理和回路ＯＲ１は、同期整流制御回路１３
からの信号に関わらず、Ｈｉｇｈレベルの信号を出力す
ることになる。この結果、出力電圧ＦＢが過電圧になっ
た場合は、ドライブ−２（１１）は、同期整流制御回路
１３からの信号に関わらず、フリップフロップＦＦから
のＨｉｇｈレベルの信号に従って動作することになる。

【０１９２】（ドライブ−１（１０））ドライブ−１
（１０）は、論理積回路ＡＮＤ１からの信号に応じて、
メインスイッチングトランジスタＴｒ１のオン状態とオ
フ状態とを切り換える。

【０１９３】例えば、ドライブ−１（１０）は、論理積
回路ＡＮＤ１からのＨｉｇｈレベルの信号を入力したと
きに、チャージポンプ回路１２から供給された電力をメ
インスイッチングトランジスタＴｒ１に供給して、メイ
ンスイッチングトランジスタＴｒ１をオン状態にする。

【０１９４】また、ドライブ−１（１０）は、論理積回
路ＡＮＤ１からのＬｏｗレベルの信号を入力したとき
に、メインスイッチングトランジスタＴｒ１に対する電
力供給を停止して、メインスイッチングトランジスタＴ
ｒ１をオフ状態にする。

【０１９５】（実施の形態２の作用・効果）以下、本実
施の形態にかかる直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTE
R）の作用・効果について述べる。

【０１９６】（１）直流−直流変換装置（DC-DC CONVER
TER）が正常に動作している場合 直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）が正常に動作
している場合、すなわち、直流−直流変換装置（DC-DC
CONVERTER）の出力電圧ＦＢが正常な電圧値を示してい
る場合は、出力電圧ＦＢが基準電圧ｅ３よりも十分小さ
くなるので、電圧比較器ＩＣ２は、Ｌｏｗレベルの信号
を出力することになる。

【０１９７】電圧比較器ＩＣ２から出力されたＬｏｗレ
ベルの信号は、制御回路ＣＴＬのフリップフロップＦＦ
のセット端子Ｓに入力される。そして、フリップフロッ
プＦＦは、入力したＬｏｗレベルの信号を記憶する。こ
のとき、フリップフロップＦＦの非反転出力端子Ｑは、
フリップフロップＦＦに記憶されているＬｏｗレベルの
信号を出力する。また、フリップフロップＦＦの反転出
力端子＊Ｑは、Ｈｉｇｈレベルの信号を出力する。

【０１９８】フリップフロップＦＦの非反転出力端子Ｑ
から出力されたＬｏｗレベルの信号は、論理和回路ＯＲ
１に入力される。この場合、論理和回路ＯＲ１は、同期
整流制御回路１３からの信号（Ｌｏｗレベルの信号、も
しくは、Ｈｉｇｈレベルの信号）をそのまま出力する。
論理和回路ＯＲ１から出力された信号は、ドライブ−２
（１１）に入力される。

【０１９９】ドライブ−２（１１）は、論理和回路ＯＲ
１からの信号、すなわち、同期整流制御回路１３からの
信号に従って同期整流用トランジスタＴｒ２のオン状態
とオフ状態とを切り換える。この結果、ドライブ−２
（１１）は、メインスイッチングトランジスタＴｒ１が
オフ状態にあり、且つ、ダイオードＤ１がチョークコイ
ルＬ１に蓄積されたエネルギーを出力側へ放出している
期間、同期整流用トランジスタＴｒ２をオン状態にする
ことができる。

【０２００】また、フリップフロップＦＦの反転出力端
子＊Ｑから出力されたＨｉｇｈレベルの信号は、論理積
回路ＡＮＤ１に入力される。この場合、論理積回路ＡＮ
Ｄ１は、ＰＷＭ比較器９からの信号（Ｌｏｗレベルの信
号、もしくは、Ｈｉｇｈレベルの信号）をそのまま出力
する。この論理積回路ＡＮＤ１から出力された信号は、
ドライブ−１（１０）に入力される。

【０２０１】ドライブ−１（１０）は、論理積回路ＡＮ
Ｄ１からの信号、すなわち、ＰＷＭ比較器９からの信号
に従ってメインスイッチングトランジスタＴｒ１のオン
状態とオフ状態とを切り換える。この結果、ドライブ−
１（１０）は、三角波発振器８からの三角波がエラーア
ンプＥＲＡ１からの電圧値よりも高いときにはメインス
イッチングトランジスタＴｒ１をオン状態にし、三角波
発振器８からの三角波がエラーアンプＥＲＡ１からの電
圧値よりも低いときにはメインスイッチングトランジス
タＴｒ１をオフ状態にすることができる。

【０２０２】（２）信号線４が断線状態になった場合 信号線４が断線状態になると、制御回路ＣＴＬは、直流
−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）の出力電圧ＦＢを
入力することができなくなる。このとき、制御回路ＣＴ
Ｌの分割抵抗Ｒ２／Ｒ３には、電圧が印加されなくな
る。この結果、分割抵抗Ｒ２／Ｒ３から出力される信号
の値は目標電圧Ｖｒｅｆよりも小さくなる。

【０２０３】分割抵抗Ｒ２／Ｒ３から出力される信号値
が目標電圧Ｖｒｅｆよりも小さくなると、エラーアンプ
ＥＲＡ１は、負の値を示す信号値を出力する。このと
き、エラーアンプＥＲＡ１から出力される値は、三角波
発振器８から発振された三角波よりも小さくなる。

【０２０４】エラーアンプＥＲＡ１からの信号値が三角
波発振器８からの三角波よりも小さくなると、ＰＷＭ比
較器９は、Ｈｉｇｈレベルの信号を出力する。ＰＷＭ比
較器９から出力されたＨｉｇｈレベルの信号は、論理積
回路ＡＮＤ１に入力される。一方、直流−直流変換装置
（DC-DC CONVERTER）の出力電圧は、電源ｅ３の基準電
圧ｅ３よりも十分小さいので、電圧比較器ＩＣ２は、Ｌ
ｏｗレベルの信号を出力する。

【０２０５】電圧比較器ＩＣ２から出力されたＬｏｗレ
ベルの信号は、制御回路ＣＴＬのフリップフロップＦＦ
のセット端子Ｓに入力される。このとき、電圧比較器Ｉ
Ｃ２の反転出力端子＊Ｑは、Ｈｉｇｈレベルの信号を出
力する。フリップフロップＦＦの反転出力端子＊Ｑから
出力されたＨｉｇｈレベルの信号は、論理積回路ＡＮＤ
１に入力される。

【０２０６】このようにして、論理積回路ＡＮＤ１は、
ＰＷＭ比較器９からのＨｉｇｈレベルの信号とフリップ
フロップＦＦからのＨｉｇｈレベルの信号とを入力する
ことになる。このとき、論理積回路ＡＮＤ１は、Ｈｉｇ
ｈレベルの信号を出力する。論理積回路ＡＮＤ１から出
力されたＨｉｇｈレベルの信号は、ドライブ−１（１
０）に入力される。

【０２０７】Ｈｉｇｈレベルの信号を入力したドライブ
−１（１０）は、チャージポンプ回路１２からの駆動電
力をメインスイッチングトランジスタＴｒ１に供給し
て、メインスイッチングトランジスタＴｒ１をオン状態
にする。

【０２０８】ところで、信号線４が断線状態になってい
るため、制御回路ＣＴＬは、直流−直流変換装置（DC-D
C CONVERTER）の出力電圧ＦＢを認識することができな
いまま、上記したような出力電圧ＦＢを増加させる制御
を続けることになる。この結果、直流−直流変換装置
（DC-DC CONVERTER）の実際の出力電圧が大きくなって
いき、過電圧状態が発生する虞がある。

【０２０９】直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）
の出力電圧が過電圧状態に陥ると、出力電圧が基準電圧
ｅ３よりも大きくなるため、電圧比較器ＩＣ２は、Ｈｉ
ｇｈレベルの信号を出力することになる。電圧比較器Ｉ
Ｃ２から出力されたＨｉｇｈレベルの信号は、制御回路
ＣＴＬのフリップフロップＦＦのセット端子Ｓに入力さ
れる。

【０２１０】フリップフロップＦＦは、セット端子Ｓに
入力されたＨｉｇｈレベルの信号を記憶する。このと
き、フリップフロップＦＦの非反転出力端子Ｑは、Ｈｉ
ｇｈレベルの信号を出力し、反転出力端子＊Ｑは、Ｌｏ
ｗレベルの信号を出力する。

【０２１１】フリップフロップＦＦの非反転出力端子Ｑ
から出力されたＨｉｇｈレベルの信号は、論理和回路Ｏ
Ｒ１に入力される。このとき、論理和回路ＯＲ１は、同
期生流制御回路１３からの信号にかかわらずＨｉｇｈレ
ベルの信号を出力することになる。論理和回路ＯＲ１か
ら出力されたＨｉｇｈレベルの信号は、ドライブ−２
（１１）に入力される。

【０２１２】Ｈｉｇｈレベルの信号を入力したドライブ
−２（１１）は、チャージポンプ回路１３からの駆動電
力を同期整流用トランジスタＴｒ２に供給して、同期整
流用トランジスタＴｒ２をオン状態にする。

【０２１３】また、フリップフロップＦＦの反転出力端
子＊Ｑから出力されたＬｏｗレベルの信号は、論理積回
路ＡＮＤ１に入力される。このとき、論理積回路ＡＮＤ
１は、ＰＷＭ比較器９からの信号にかかわらずＬｏｗレ
ベルの信号を出力することになる。この論理積回路ＡＮ
Ｄ１から出力されたＬｏｗレベルの信号は、ドライブ−
１（１０）に入力される。

【０２１４】Ｌｏｗレベルの信号を入力したドライブ−
１（１０）は、メインスイッチングトランジスタＴｒ１
に対する電力供給を停止して、メインスイッチングトラ
ンジスタＴｒ１をオフ状態にする。

【０２１５】このように、直流−直流変換装置（DC-DC
CONVERTER）の出力電圧が過電圧状態になると、メイン
スイッチングトランジスタＴｒ１が強制的にオフ状態に
なると同時に、同期整流用トランジスタＴｒ２が強制的
にオン状態になる。

【０２１６】この結果、信号線２６、同期整流用トラン
ジスタＴｒ２、信号線２、信号線１、チョークコイルＬ
１、信号線１５、抵抗Ｒ１、及び、信号線１６が接続さ
れることになり、直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTE
R）の出力電圧は、信号線２６に接続されたグランドの
電圧（０Ｖ）にクランプされる。

【０２１７】従って、直流−直流変換装置（DC-DC CONV
ERTER）の負荷に過電圧が印加されることを防止するこ
とができる。また、本実施の形態にかかる直流−直流変
換装置（DC-DC CONVERTER）によれば、平滑用のコンデ
ンサＣ１として高耐圧の有機コンデンサを使用する必要
がない上、焼損防止用のフューズが不要になり、構成部
品数が削減される。

【０２１８】さらに、コンデンサＣ１の焼損防止用のフ
ューズが不要になったことにより、直流−直流変換装置
（DC-DC CONVERTER）内の抵抗が減少し、直流−直流変
換装置（DC-DC CONVERTER）の変換効率が向上する。

【０２１９】（３）メインスイッチングトランジスタＴ
ｒ１が短絡故障を発生した場合 メインスイッチングトランジスタＴｒ１が短絡故障を起
こした場合、信号線１４と信号線１とが接続した状態に
なるため、直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）の
出力電圧が過電圧状態に陥る虞がある。

【０２２０】メインスイッチングトランジスタＴｒ１の
短絡故障によって出力電圧が過電圧状態に陥ると、出力
電圧が基準電圧ｅ３より大きくなるため、電圧比較器Ｉ
Ｃ２がＨｉｇｈレベルの信号を出力することになる。

【０２２１】このとき、制御回路ＣＴＬは、前述の
（２）で説明したように、同期整流用トランジスタＴｒ
２を強制的にオン状態にし、直流−直流変換装置（DC-D
C CONVERTER）の出力電圧をグランドレベルにクランプ
する。これにより、直流−直流変換装置（DC-DC CONVER
TER）の負荷に過電圧が印加されることを防止すること
ができる。

【０２２２】さらに、前述の実施の形態１に示しよう
に、信号線１４の途中にフューズを設けておけば、直流
−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）に印加された電圧
は、フューズ、信号線１４、メインスイッチングトラン
ジスタＴｒ１、信号線１、信号線２、及び、同期整流用
トランジスタＴｒ２を介して短絡される。このとき、フ
ューズは、短絡電流によって溶断される。

【０２２３】この結果、直流−直流変換装置（DC-DC CO
NVERTER）に印加される電圧が極短時間のうちに遮断さ
れることになり、直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTE
R）の負荷に過電圧が印加されることを早期に防止する
ことができる。

【０２２４】従って、本実施の形態にかかる直流−直流
変換装置（DC-DC CONVERTER）によれば、過電圧状態が
発生したときに、直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTE
R）の回路、及び、負荷を確実に保護することができ
る。

【０２２５】また、本実施の形態にかかる直流−直流変
換装置（DC-DC CONVERTER）によれば、平滑用のコンデ
ンサＣ１として高耐圧の有機コンデンサを使用する必要
がない上、焼損防止用のフューズが不要になり、構成部
品数が削減される。

【０２２６】さらに、平滑用のコンデンサＣ１の焼損防
止用のフューズが不要になったことにより、直流−直流
変換装置（DC-DC CONVERTER）内の抵抗が減少し、直流
−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）の変換効率が向上
する。

【０２２７】〈直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTE
R）の他の実施の形態〉本実施の形態にかかる直流−直
流変換装置（DC-DC CONVERTER）は、制御回路ＣＴＬと
は別に電圧比較器ＩＣ２及び電源ｅ３を備えているが、
これら電圧比較器ＩＣ２及び電源ｅ３を図７、８に示す
ように制御回路ＣＴＬ内に内蔵するようにしてもよい。

【０２２８】この場合、信号線２１は、図７に示すよう
に、制御回路ＣＴＬと直接接続される。さらに、制御回
路ＣＴＬは、図８に示すように、信号線２１に接続され
る分割抵抗Ｒ６／Ｒ７と、この分割抵抗Ｒ６／Ｒ７と接
続される電圧比較器ＩＣ２と、この電圧比較器ＩＣ２に
接続される電源ｅ３とを備える。

【０２２９】分割抵抗Ｒ６／Ｒ７は、信号線２１を介し
て入力した電圧をセンスする抵抗である。この分割抵抗
Ｒ６／Ｒ７によってセンスされた電圧は、電圧比較器Ｉ
Ｃ２の非反転入力端子に入力される。

【０２３０】また、電圧比較器ＩＣ２の反転入力端子
は、信号線２８を介して電源ｅ３と接続される。さら
に、電圧比較器ＩＣ２の出力端子は、信号線２９を介し
てフリップフロップＦＦのセット端子Ｓに接続される。

【０２３１】このように制御回路ＣＴＬを構成した場
合、直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）の出力電
圧が過電圧状態になると、過電圧状態の出力電圧が制御
回路ＣＴＬの分割抵抗Ｒ６／Ｒ７に入力される。

【０２３２】分割抵抗Ｒ６／Ｒ７は、過電圧状態の出力
電圧値をセンスする。この分割抵抗Ｒ６／Ｒ７によって
センスされた電圧値は、電圧比較器ＩＣ２の非反転入力
端子に入力される。

【０２３３】電圧比較器ＩＣ２は、分割抵抗Ｒ６／Ｒ７
からの電圧値から電源ｅ３からの基準電圧ｅ３を減算す
る。このとき、分割抵抗Ｒ６／Ｒ７からの電圧値が基準
電圧ｅ３より大きくなるので、電圧比較器ＩＣ２は、Ｈ
ｉｇｈレベルの信号を出力する。

【０２３４】電圧比較器ＩＣ２から出力されたＨｉｇｈ
レベルの信号は、フリップフロップＦＦのセット端子Ｓ
に入力される。この結果、制御回路ＣＴＬは、前述の実
施の形態と同様の制御を行うことができる。

【０２３５】従って、電圧比較器ＩＣ２と電源ｅ３とを
制御回路ＣＴＬに内蔵しても、前述の実施の形態２と同
様の効果を得ることができる。 〈実施の形態３〉図９は、本発明にかかる直流−直流変
換装置（DC-DC CONVERTER）の第３の実施の形態を示す
図である。尚、同図において、前述の実施の形態１及び
実施の形態２と同一の構成要素には同一の名称及び符号
を付している。

【０２３６】（直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTE
R）の構成）直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）
は、フューズＦ１、電圧比較器ＩＣ１、電源ｅ１、コン
デンサＣ３、コンデンサＣ２、論理和回路ＯＲ３、制御
回路ＣＴＬ、メインスイッチングトランジスタＴｒ１、
同期整流用トランジスタＴｒ２、ダイオードＤ１、チョ
ークコイルＬ１、抵抗Ｒ１、コンデンサＣ１、電圧比較
器ＩＣ２、及び、電源ｅ３を備えている。

【０２３７】（直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTE
R）を構成する回路の接続形態）ここで、上記の構成要
素の接続形態について述べる。フューズＦ１は、電池と
メインスイッチングトランジスタＴｒ１とを接続する信
号線１４の途中に設けられる。

【０２３８】信号線１４を介して電池と接続されたメイ
ンスイッチングトランジスタＴｒ１は、信号線１を介し
てチョークコイルＬ１と接続されると同時に、信号線２
４を介して制御回路ＣＴＬと接続される。

【０２３９】メインスイッチングトランジスタＴｒ１と
信号線１を介して接続されたチョークコイルＬ１は、さ
らに信号線１５を介して抵抗Ｒ１と接続される。チョー
クコイルＬ１と信号線１５を介して接続された抵抗Ｒ１
は、信号線１６を介して負荷と接続される。

【０２４０】また、上記のフューズＦ１とメインスイッ
チングトランジスタＴｒ１とを接続する信号線１４の途
中には、４本の信号線３１、１７、１８、１９が接続さ
れる。

【０２４１】上記の４本の信号線３１、１７、１８、１
９のうちのフューズＦ１寄りの信号線３１は、コンデン
サＣ３を介してグランドに接続される。上記の４本の信
号線３１、１７、１８、１９のうちの信号線１７は、電
圧比較器ＩＣ１に接続される。この電圧比較器ＩＣ１
は、例えば、非反転入力端子、反転入力端子、及び、出
力端子を有する。この場合、上記の信号線１７は、電圧
比較器ＩＣ１の非反転入力端子に接続される。また、電
圧比較器ＩＣ１の反転入力端子は、信号線２２を介して
電源ｅ１と接続される。さらに、電圧比較器ＩＣ１の出
力端子は、信号線２３を介して論理和回路ＯＲ３と接続
される。

【０２４２】上記の４本の信号線３１、１７、１８、１
９のうちの信号線１８は、制御回路ＣＴＬに接続され
る。この信号線１８の途中には、信号線１８ａが接続さ
れている。この信号線１８ａは、コンデンサＣ２を介し
てグランドに接続される。

【０２４３】上記の４本の信号線３１、１７、１８、１
９のうちのメインスイッチングトランジスタＴｒ１寄り
の信号線１９は、制御回路ＣＴＬに接続される。また、
メインスイッチングトランジスタＴｒ１とチョークコイ
ルＬ１とを接続する信号線１の途中には、２本の信号線
２、３が接続される。

【０２４４】上記の２本の信号線２、３のうちメインス
イッチングトランジスタＴｒ１寄りの信号線２は、同期
整流用トランジスタＴｒ２に接続される。この同期整流
用トランジスタＴｒ２は、信号線２５を介して制御回路
ＣＴＬと接続されると同時に、信号線２６を介してグラ
ンドに接続される。

【０２４５】上記の２本の信号線２、３のうちチョーク
コイルＬ１寄りの信号線３は、ダイオードＤ１のカソー
ド端子に接続される。このダイオードＤ１のアノード端
子は、信号線２７を介してグランドに接続される。

【０２４６】さらに、チョークコイルＬ１と抵抗Ｒ１と
を接続する信号線１５の途中には、１本の信号線２０が
接続される。上記の信号線２０は、制御回路ＣＴＬと接
続されており、直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTE
R）から出力される電圧値ＣＳを制御回路ＣＴＬに入力
するための信号線である。

【０２４７】また、抵抗Ｒ１と負荷とを接続する信号線
１６の途中には、３本の信号線４、５、２１が接続され
る。上記３本の信号線４、５、２１のうち、抵抗Ｒ１寄
りの信号線４は、制御回路ＣＴＬと接続される。この信
号線４は、直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）か
ら出力される電圧値ＦＢを制御回路ＣＴＬにフィードバ
ックするための信号線である。

【０２４８】上記３本の信号線４、５、２１のうち、真
ん中の信号線５は、平滑用のコンデンサＣ１を介してグ
ランドに接続される。上記３本の信号線４、５、２１の
うち、負荷寄りの信号線２１は、電圧比較器ＩＣ２に接
続される。この電圧比較器ＩＣ２は、例えば、非反転入
力端子と反転入力端子と出力端子とを有する電圧比較器
である。この場合、上記の信号線２１は、電圧比較器Ｉ
Ｃ２の非反転入力端子に接続される。また、上記の電圧
比較器ＩＣ２の反転入力端子は、信号線２８を介して電
源ｅ３に接続される。さらに、上記の電圧比較器ＩＣ２
の出力端子は、信号線２９を介して論理和回路ＯＲ３と
接続される。

【０２４９】さらに、論理和回路ＯＲ３は、上記したよ
うに、電圧比較器ＩＣ１と信号線２３を介して接続され
ると同時に、電圧比較器ＩＣ２と信号線２９を介して接
続される。この論理和回路ＯＲ３は、２つの入力端子と
１つの出力端子とを有する回路である。この場合、上記
の２つの入力端子には、上記の信号線２３と信号線２９
とが接続される。また、論理和回路ＯＲ３の出力端子
は、信号線３０を介して制御回路ＣＴＬと接続される。

【０２５０】また、制御回路ＣＴＬには、上記したよう
に、信号線３０、１８、１９、２４、２５、２０、４が
接続されていると同時に、外部からのオン指令値もしく
はオフ指令値と目標電圧Ｖｒｅｆとが入力されるように
なっている。

【０２５１】（直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTE
R）を構成する回路の機能）次に、上記の各構成要素の
機能について述べる。尚、前述の実施の形態１及び実施
の形態２で説明した構成要素については説明を省略す
る。

【０２５２】（論理和回路ＯＲ３）論理和回路ＯＲ３
は、電圧比較器ＩＣ１から出力される信号と電圧比較器
ＩＣ２から出力される信号とを入力する。そして、論理
和回路ＯＲ３は、電圧比較器ＩＣ１と電圧比較器ＩＣ２
との少なくとも一方からのＨｉｇｈレベルの信号を入力
したとき、すなわち、直流−直流変換装置（DC-DC CONV
ERTER）の入力電圧が基準電圧ｅ１より大きくなったと
き、もしくは、直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTE
R）の出力電圧が基準電圧ｅ３より大きくなったとき
に、過電圧状態が発生したことを示すＨｉｇｈレベルの
信号を出力する。

【０２５３】また、論理和回路ＯＲ３は、電圧比較器Ｉ
Ｃ１と電圧比較器ＩＣ２との双方の回路からＬｏｗレベ
ルの信号を入力したとき、すなわち、直流−直流変換装
置（DC-DC CONVERTER）の入力電圧が基準電圧ｅ１以下
であり、且つ、直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTE
R）の出力電圧が基準電圧ｅ３以下であるときは、Ｌｏ
ｗレベルの信号を出力する。

【０２５４】（実施の形態３の作用・効果）以下、本実
施の形態にかかる直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTE
R）の作用・効果について述べる。

【０２５５】（１）直流−直流変換装置（DC-DC CONVER
TER）が正常に動作している場合 直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）が正常に動作
している場合、すなわち、直流−直流変換装置（DC-DC
CONVERTER）の入力電圧が基準電圧ｅ１以下であり、且
つ、直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）の出力電
圧が基準電圧ｅ３以下である場合は、電圧比較器ＩＣ１
と電圧比較器ＩＣ２とはＬｏｗレベルの信号を出力する
ことになる。

【０２５６】電圧比較器ＩＣ１と電圧比較器ＩＣとから
出力されたＬｏｗレベルの信号は、論理和回路ＯＲ３に
入力される。この場合、論理和回路ＯＲ３は、Ｌｏｗレ
ベルの信号を出力する。

【０２５７】論理和回路ＯＲ３から出力されたＬｏｗレ
ベルの信号は、制御回路ＣＴＬのフリップフロップＦＦ
のセット端子Ｓに入力される。そして、フリップフロッ
プＦＦは、入力したＬｏｗレベルの信号を記憶する。こ
のとき、フリップフロップＦＦの出力端子Ｑは、フリッ
プフロップＦＦに記憶されているＬｏｗレベルの信号を
出力する。

【０２５８】フリップフロップＦＦの出力端子Ｑから出
力されたＬｏｗレベルの信号は、論理和回路ＯＲ１と論
理和回路ＯＲ２とに入力される。フリップフロップＦＦ
からのＬｏｗレベルの信号を入力した論理和回路ＯＲ１
は、同期整流制御回路１３からの信号（Ｌｏｗレベルの
信号、もしくは、Ｈｉｇｈレベルの信号）をそのまま出
力する。論理和回路ＯＲ１から出力された信号は、ドラ
イブ−２（１１）に入力される。

【０２５９】ドライブ−２（１１）は、論理和回路ＯＲ
１からの信号、すなわち、同期整流制御回路１３からの
信号に従って同期整流用トランジスタＴｒ２のオン状態
とオフ状態とを切り換える。この結果、ドライブ−２
（１１）は、メインスイッチングトランジスタＴｒ１が
オフ状態にあり、且つ、ダイオードＤ１がチョークコイ
ルＬ１に蓄積されたエネルギーを出力側へ放出している
期間、同期整流用トランジスタＴｒ２をオン状態にする
ことができる。

【０２６０】また、フリップフロップＦＦからのＬｏｗ
レベルの信号を入力した論理和回路ＯＲ２は、ＰＷＭ比
較器９からの信号（Ｌｏｗレベルの信号、もしくは、Ｈ
ｉｇｈレベルの信号）をそのまま出力する。論理和回路
ＯＲ２から出力された信号は、ドライブ−１（１０）に
入力される。

【０２６１】ドライブ−１（１０）は、論理和回路ＯＲ
２からの信号、すなわわち、ＰＷＭ比較器９からの信号
に従ってメインスイッチングトランジスタＴｒ１のオン
状態とオフ状態とを切り換える。この結果、ドライブ−
１（１０）は、三角波発振器８からの三角波がエラーア
ンプＥＲＡ１からの電圧値よりも高いときに、メインス
イッチングトランジスタＴｒ１をオン状態にし、三角波
発振器８からの三角波がエラーアンプＥＲＡ１からの電
圧値よりも低いときにメインスイッチングトランジスタ
Ｔｒ１をオフ状態にすることができる。

【０２６２】（２）直流−直流変換装置（DC-DC CONVER
TER）の入力電圧が過電圧状態に成った場合 直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）に入力される
電圧が過電圧になった場合、入力電圧が基準電圧ｅ１よ
りも大きくなるので、電圧比較器ＩＣ１から出力される
信号は、Ｈｉｇｈレベルを示す信号になる。電圧比較器
ＩＣ１から出力されたＨｉｇｈレベルの信号は、論理和
回路ＯＲ３に入力される。

【０２６３】一方、直流−直流変換装置（DC-DC CONVER
TER）の出力電圧は、基準電圧ｅ３よりも小さいので、
電圧比較器ＩＣ２から出力される信号は、Ｌｏｗレベル
の信号になる。この電圧比較器ＩＣ２から出力されたＬ
ｏｗレベルの信号は、論理和回路ＯＲ３に入力される。

【０２６４】このように、論理和回路ＯＲ３は、電圧比
較器ＩＣ１からのＨｉｇｈレベルの信号と、電圧比較器
ＩＣ２からのＬｏｗレベルの信号とを入力することにな
る。このとき、論理和回路ＯＲ３から出力される信号Ｏ
Ｖは、Ｈｉｇｈレベルの信号になる。論理和回路ＯＲ３
から出力されたＨｉｇｈレベルの信号は、制御回路ＣＴ
ＬのフリップフロップＦＦに入力される。

【０２６５】論理和回路ＯＲ３からのＨｉｇｈレベルの
信号を入力したフリップフロップＦＦは、入力したＨｉ
ｇｈレベルの信号を記憶することになる。そして、フリ
ップフロップＦＦの出力端子Ｑは、フリップフロップＦ
Ｆに記憶されているＨｉｇｈレベルの信号を出力する。

【０２６６】フリップフロップＦＦの出力端子Ｑから出
力されたＨｉｇｈレベルの信号は、論理和回路ＯＲ１及
び論理和回路ＯＲ２に入力される。フリップフロップＦ
ＦからのＨｉｇｈレベルの信号を入力した論理和回路Ｏ
Ｒ１は、同期整流制御回路１３からの信号にかかわら
ず、Ｈｉｇｈレベルの信号を出力する。論理和回路ＯＲ
１からのＨｉｇｈレベルの信号を入力したドライブ−２
（１１）は、チャージポンプ回路１２からの電力を同期
整流用トランジスタＴｒ２に供給する。このとき、同期
整流用トランジスタＴｒ２は、オン状態になり、信号線
２と信号線２６との間を接続する。

【０２６７】また、フリップフロップＦＦからのＨｉｇ
ｈレベルの信号を入力した論理和回路ＯＲ２は、ＰＷＭ
比較器９からの信号に関係なくＨｉｇｈレベルの信号を
出力する。

【０２６８】論理和回路ＯＲ２から出力されたＨｉｇｈ
レベルの信号は、ドライブ−１（１０）に入力される。
論理和回路ＯＲ２からのＨｉｇｈレベルの信号を入力し
たドライブ−１（１０）は、チャージポンプ回路１２か
らの電力をメインスイッチングトランジスタＴｒ１に供
給する。このとき、メインスイッチングトランジスタＴ
ｒ１はオン状態になり、信号線１４と信号線１との間を
接続する。

【０２６９】この結果、直流−直流変換装置（DC-DC CO
NVERTER）に入力される電圧は、フューズＦ１、信号線
１４、メインスイッチングトランジスタＴｒ１、信号線
１、信号線２、同期整流用トランジスタＴｒ２、及び、
信号線２６を通ってグランドに印加される。このとき、
過大な電流がフューズＦ１を流れることになり、フュー
ズＦ１が溶断される。

【０２７０】従って、フューズＦ１が溶断されることに
より、直流−直流変換装置（DC-DCCONVERTER）の構成要
素、特に、直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）の
入力部に設けられたコンデンサＣ３に過大な電圧が印加
されることを防止することができ、コンデンサＣ３の焼
損を防止することができる。

【０２７１】また、本実施の形態にかかる直流−直流変
換装置（DC-DC CONVERTER）によれば、コンデンサＣ３
として高耐圧の有機コンデンサを使用する必要がない
上、焼損防止用のフューズが不要になり、構成部品数が
削減される。

【０２７２】さらに、コンデンサＣ３の焼損防止用のフ
ューズが不要になったことにより、直流−直流変換装置
（DC-DC CONVERTER）内の抵抗が減少し、直流−直流変
換装置（DC-DC CONVERTER）の変換効率が向上する。

【０２７３】（３）直流−直流変換装置（DC-DC CONVER
TER）の出力電圧が過電圧状態になった場合 直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）の出力電圧が
過電圧状態になった場合、出力電圧が基準電圧ｅ３より
も大きくなるので、電圧比較器ＩＣ２は、Ｈｉｇｈレベ
ルの信号を出力することになる。電圧比較器ＩＣ２から
出力されたＨｉｇｈレベルの信号は、信号線２９を介し
て論理和回路ＯＲ３に入力される。

【０２７４】一方、直流−直流変換装置（DC-DC CONVER
TER）の入力電圧は、基準電圧ｅ１より小さいので、電
圧比較器ＩＣ１は、Ｌｏｗレベルの信号を出力すること
になる。電圧比較器ＩＣ１から出力されたＬｏｗレベル
の信号は、信号線２３を介して論理和回路ＯＲ３に入力
される。

【０２７５】電圧比較器ＩＣ１からのＬｏｗレベルの信
号と電圧比較器ＩＣ３からのＨｉｇｈレベルの信号とを
入力した論理和回路ＯＲ３は、Ｈｉｇｈレベルの信号を
出力する。この論理和回路ＯＲ３から出力されたＨｉｇ
ｈレベルの信号は、制御回路ＣＴＬに入力される。

【０２７６】このとき、制御回路ＣＴＬは、前述の
（１）で説明したように、メインスイッチングトランジ
スタＴｒ１と同期整流用トランジスタＴｒ２とを強制的
にオン状態にし、直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTE
R）の入力電圧を、フューズＦ１、信号線１４、メイン
スイッチングトランジスタＴｒ１、信号線１、信号線
２、同期整流用トランジスタＴｒ２、及び、信号線２６
を介してグランドへ導通する。このとき、過大な電流が
フューズＦ１を流れることになり、フューズＦ１が溶断
される。

【０２７７】この結果、直流−直流変換装置（DC-DC CO
NVERTER）に入力される電圧が遮断されることになり、
直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）の負荷に過電
圧が印加されることを防止することができる。

【０２７８】従って、本実施の形態にかかる直流−直流
変換装置（DC-DC CONVERTER）によれば、直流−直流変
換装置（DC-DC CONVERTER）の出力電圧が過電圧状態に
なった場合に、直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTE
R）の回路、及び、負荷を確実に保護することができ
る。

【０２７９】また、本実施の形態にかかる直流−直流変
換装置（DC-DC CONVERTER）によれば、平滑用のコンデ
ンサＣ１として高耐圧の有機コンデンサを使用する必要
がない上、焼損防止用のフューズが不要になり、構成部
品数が削減される。

【０２８０】さらに、平滑用のコンデンサＣ１の焼損防
止用のフューズが不要になったことにより、直流−直流
変換装置（DC-DC CONVERTER）内の抵抗が減少し、直流
−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）の変換効率が向上
する。 〈実施の形態４〉図１０は、本発明にかかる直流−直流
変換装置（DC-DC CONVERTER）の第４の実施の形態を示
す図である。尚、同図において、前述の実施の形態３と
同一の構成要素には同一の名称及び符号を付している。

【０２８１】（直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTE
R）の構成）直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）
は、フューズＦ１、電圧比較器ＩＣ１、電源ｅ１、コン
デンサＣ３、コンデンサＣ２、制御回路ＣＴＬ、メイン
スイッチングトランジスタＴｒ１、同期整流用トランジ
スタＴｒ２、ダイオードＤ１、チョークコイルＬ１、抵
抗Ｒ１、コンデンサＣ１、電圧比較器ＩＣ２、及び、電
源ｅ３を備えている。

【０２８２】（直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTE
R）を構成する回路の接続形態）ここで、上記の構成要
素の接続形態について述べる。尚、ここでは、前述の実
施の形態３と異なる接続形態についてのみ説明する。

【０２８３】電圧比較器ＩＣ１の出力端子は、信号線２
３を介して制御回路ＣＴＬと直接接続される。この場
合、電圧比較器ＩＣ１から出力される信号ＯＶ１は、信
号線２３を介して制御回路ＣＴＬに入力される。

【０２８４】また、電圧比較器ＩＣ２の出力端子は、信
号線２９を介して制御回路ＣＴＬと直接接続される。こ
の場合、電圧比較器ＩＣ２から出力される信号ＯＶ２
は、信号線２９を介して制御回路ＣＴＬに入力される。

【０２８５】その他の接続形態は、前述の実施の形態３
と同一である。 （直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）を構成する
回路の機能）次に、上記の各構成要素の機能について述
べる。尚、前述の実施の形態３と同一の構成要素につい
ては説明を省略する。

【０２８６】（制御回路ＣＴＬ）制御回路ＣＴＬは、電
圧比較器ＩＣ１の出力端子と信号線２３を介して接続さ
れており、電圧比較器ＩＣ１から出力される信号ＯＶ１
を入力する。

【０２８７】また、制御回路ＣＴＬは、電圧比較器ＩＣ
２の出力端子と信号線２９を介して接続されており、電
圧比較器ＩＣ２から出力される信号ＯＶ２を入力する。
この場合、制御回路ＣＴＬは、電圧比較器ＩＣ１からの
信号ＯＶ１として、直流−直流変換装置（DC-DC CONVER
TER）の入力電圧が過電圧状態にあることを示す信号
（Ｈｉｇｈレベルの信号）を入力すると、メインスイッ
チングトランジスタＴｒ１及び同期整流用トランジスタ
Ｔｒ２を強制的にオン状態にして、フューズＦ１が溶断
されるようにする。

【０２８８】また、制御回路ＣＴＬは、電圧比較器ＩＣ
２からの信号ＯＶ２として、直流−直流変換装置（DC-D
C CONVERTER）の出力電圧が過電圧状態にあることを示
す信号（Ｈｉｇｈレベルの信号）を入力すると、メイン
スイッチングトランジスタＴｒ１を強制的にオフ状態に
すると同時に、同期整流用トランジスタＴｒ２を強制的
にオン状態にして、直流−直流変換装置（DC-DC CONVER
TER）の出力電圧がグランドレベルにクランプされるよ
うにする。

【０２８９】ここで、上記の機能を実現する制御回路Ｃ
ＴＬの内部構成について述べる。 （制御回路ＣＴＬの構成）制御回路ＣＴＬは、図１１に
示すように、電源７、三角波発振器８、ＰＷＭ比較器
９、チャージポンプ回路１２、同期整流制御回路１３、
フリップフロップＦＦ１、フリップフロップＦＦ２、ド
ライブ−１（１０）、ドライブ−２（１１）、分割抵抗
Ｒ２／Ｒ３、エラーアンプＥＲＡ１、ＥＲＡ２、論理積
回路ＡＮＤ１、論理和回路ＯＲ１、論理和回路ＯＲ４、
及び、論理和回路ＯＲ５を備えている （フリップフロップＦＦ１）フリップフロップＦＦ１
は、セット端子Ｓとリセット端子Ｒとの２つの入力端
子、及び、出力端子Ｑを有している。

【０２９０】フリップフロップＦＦ１のセット端子Ｓ
は、電圧比較器ＩＣ１からの信号ＯＶ１を入力する。こ
のセット端子Ｓに信号ＯＶ１が入力されると、フリップ
フロップＦＦ１は、入力された信号ＯＶ１を記憶する。

【０２９１】また、フリップフロップＦＦ１のリセット
端子Ｒは、外部からのオン指令値もしくはオフ指令値を
入力する。このリセット端子Ｒにオン指令値あるいはオ
フ指令値が入力されると、フリップフロップＦＦ１は、
記憶内容をリセットして、Ｌｏｗレベルの信号を記憶す
る。

【０２９２】さらに、フリップフロップＦＦ１の出力端
子Ｑは、論理和回路ＯＲ１、及び、論理和回路ＯＲ４と
接続される。この出力端子Ｑは、フリップフロップＦＦ
１が記憶している信号を出力する。

【０２９３】例えば、直流−直流変換装置（DC-DC CONV
ERTER）の入力電圧が基準電圧ｅ１以下である場合は、
フリップフロップＦＦ１のセット端子Ｓは、電圧比較器
ＩＣ１からの信号ＯＶ１としてＬｏｗレベルの信号を入
力する。この場合、フリップフロップＦＦ１は、セット
端子Ｓに入力されたＬｏｗレベルの信号を記憶すること
になる。そして、フリップフロップＦＦ１の出力端子Ｑ
は、フリップフロップＦＦ１に記憶されたＬｏｗレベル
の信号を出力することになる。

【０２９４】また、直流−直流変換装置（DC-DC CONVER
TER）の入力電圧が基準電圧ｅ１を超えた場合（入力電
圧が過電圧になった場合）は、フリップフロップＦＦ１
のセット端子Ｓは、電圧比較器ＩＣ１からの信号ＯＶ１
としてＨｉｇｈレベルの信号を入力する。この場合、フ
リップフロップＦＦ１は、セット端子Ｓに入力されたＨ
ｉｇｈレベルの信号を記憶することになる。そして、フ
リップフロップＦＦ１の出力端子Ｑは、フリップフロッ
プＦＦ１に記憶されたＨｉｇｈレベルの信号を出力する
ことになる。

【０２９５】（フリップフロップＦＦ２）フリップフロ
ップＦＦ２は、セット端子とリセット端子との２つの入
力端子、及び、非反転出力端子Ｑと反転出力端子＊Ｑと
の２つの出力端子を有している。

【０２９６】フリップフロップＦＦ２のセット端子Ｓ
は、電圧比較器ＩＣ２からの信号ＯＶ２を入力する。フ
リップフロップＦＦ２のリセット端子Ｒは、外部からの
オン指令値もしくはオフ指令値を入力する。リセット端
子にオン指令値あるいはオフ指令値が入力されると、フ
リップフロップＦＦ２に記憶されている信号は、Ｌｏｗ
レベルの信号にリセットされる。

【０２９７】フリップフロップＦＦ２の非反転出力端子
Ｑは、論理和回路ＯＲ５に接続される。この出力端子Ｑ
は、フリップフロップＦＦ２が記憶している信号をその
まま出力する。

【０２９８】例えば、直流−直流変換装置（DC-DC CONV
ERTER）の出力電圧が基準電圧ｅ３以下である場合は、
フリップフロップＦＦ２のセット端子Ｓは、電圧比較器
ＩＣ２からの信号ＯＶ２としてＬｏｗレベルの信号を入
力する。この場合、フリップフロップＦＦ２がセット端
子Ｓに入力されたＬｏｗレベルの信号を記憶することに
なり、非反転出力端子Ｑは、フリップフロップＦＦ２が
記憶しているＬｏｗレベルの信号を出力することにな
る。

【０２９９】また、直流−直流変換装置（DC-DC CONVER
TER）の出力電圧が基準電圧ｅ３を超えた場合（出力電
圧が過電圧になった場合）は、フリップフロップＦＦ２
のセット端子Ｓは、電圧比較器ＩＣ２からの信号ＯＶ２
としてＨｉｇｈレベルの信号を入力する。この場合、フ
リップフロップＦＦ２がセット端子Ｓに入力されたＨｉ
ｇｈレベルの信号を記憶することになり、非反転出力端
子Ｑは、フリップフロップＦＦ２が記憶しているＨｉｇ
ｈレベルの信号を出力することになる。

【０３００】フリップフロップＦＦ２の反転出力端子＊
Ｑは、論理積回路ＡＮＤ１に接続される。この反転出力
端子＊Ｑは、フリップフロップＦＦ２が記憶している信
号値を反転した値、つまりＬｏｗレベルとＨｉｇｈレベ
ルとを反転した信号を出力する。

【０３０１】例えば、反転出力端子＊Ｑは、フリップフ
ロップＦＦ２が記憶している信号ＯＶ２がＬｏｗレベル
の信号ならば（直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTE
R）の出力電圧が基準電圧ｅ３以下ならば）、Ｈｉｇｈ
レベルの信号を出力することになる。また、反転出力端
子＊Ｑは、フリップフロップＦＦ２が記憶している信号
ＯＶ２がＨｉｇｈレベルの信号ならば（直流−直流変換
装置（DC-DC CONVERTER）の出力電圧が基準電圧ｅ３を
超えているならば）、Ｌｏｗレベルの信号を出力するこ
とになる。

【０３０２】（論理積回路ＡＮＤ１）論理積回路ＡＮＤ
１は、ＰＷＭ比較器９から出力される信号とフリップフ
ロップＦＦ２の反転出力端子＊Ｑから出力される信号と
を入力する。この論理積回路ＡＮＤ１は、ＰＷＭ比較器
９からの信号とフリップフロップＦＦ２からの信号との
論理積を演算し、その演算結果を示す信号を出力する。
論理積回路ＡＮＤ１から出力された信号は、論理和回路
ＯＲ４に入力される。

【０３０３】例えば、直流−直流変換装置（DC-DC CONV
ERTER）の出力電圧が基準電圧ｅ３以下の場合は、論理
積回路ＡＮＤ１は、ＰＷＭ比較器９からの信号と、フリ
ップフロップＦＦ２の反転出力端子＊ＱからのＨｉｇｈ
レベルの信号とを入力する。この場合、論理積回路ＡＮ
Ｄ１は、ＰＷＭ比較器９からの信号をそのまま出力する
ことになる。

【０３０４】また、直流−直流変換装置（DC-DC CONVER
TER）の出力電圧が基準電圧ｅ３より大きくなった場合
（出力電圧が過電圧になった場合）は、論理積回路ＡＮ
Ｄ１は、ＰＷＭ比較器９からの信号と、フリップフロッ
プＦＦ２の反転出力端子＊ＱからのＬｏｗレベルの信号
とを入力することになる。この場合、論理積回路ＡＮＤ
１は、ＰＷＭ比較器９からの信号に関係なく、Ｌｏｗレ
ベルの信号を出力する。

【０３０５】（論理和回路ＯＲ４）論理和回路ＯＲ４
は、論理積回路ＡＮＤ１から出力される信号と、フリッ
プフロップＦＦ１の出力端子Ｑから出力される信号とを
入力する。この論理和回路ＯＲ４は、論理積回路ＡＮＤ
１からの信号とフリップフロップＦＦ１の出力端子Ｑか
らの信号との論理和を演算し、その演算結果を示す信号
を出力する。論理和回路ＯＲ４から出力された信号は、
ドライブ−１（１０）に入力される。

【０３０６】例えば、直流−直流変換装置（DC-DC CONV
ERTER）の入力電圧が基準電圧ｅ１以下であり、且つ、
出力電圧が基準電圧ｅ３以下である場合は、論理和回路
ＯＲ４は、論理積回路ＡＮＤ１からの信号（ＰＷＭ比較
器９から出力された信号と同一の信号）と、フリップフ
ロップＦＦ１の出力端子ＱからのＬｏｗレベルの信号と
を入力することになる。この場合、論理和回路ＯＲ４
は、論理積回路ＡＮＤ１からの信号、すなわち、ＰＷＭ
比較器９からの信号をそのまま出力する。

【０３０７】直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）
の入力電圧が基準電圧ｅ１より大きくなり、且つ、出力
電圧が基準電圧ｅ３以下である場合は、論理和回路ＯＲ
４は、論理積回路ＡＮＤ１からの信号（ＰＷＭ比較器９
から出力された信号と同一の信号）と、フリップフロッ
プＦＦ１の出力端子ＱからのＨｉｇｈレベルの信号とを
入力することになる。この場合、論理和回路ＯＲ４は、
論理積回路ＡＮＤ１からの信号に関係なく、Ｈｉｇｈレ
ベルの信号を出力する。

【０３０８】直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）
の入力電圧が基準電圧ｅ１以下であり、且つ、出力電圧
が基準電圧ｅ３より大きくなった場合は、論理和回路Ｏ
Ｒ４は、論理積回路ＡＮＤ１からのＬｏｗ信号と、フリ
ップフロップＦＦ１からのＬｏｗレベルの信号とを入力
することになる。この場合、論理和回路ＯＲ４は、Ｌｏ
ｗレベルの信号を出力する。

【０３０９】（論理和回路ＯＲ１）論理和回路ＯＲ１
は、同期整流制御回路１３から出力される信号と、フリ
ップフロップＦＦ１の出力端子Ｑから出力される信号と
を入力する。そして、論理和回路ＯＲ１は、同期整流制
御回路１３からの信号とフリップフロップＦＦ１からの
信号との論理和を演算し、その演算結果を示す信号を出
力する。論理和回路ＯＲ１から出力された信号は、論理
和回路ＯＲ５に入力される。

【０３１０】例えば、直流−直流変換装置（DC-DC CONV
ERTER）の入力電圧が基準電圧ｅ１以下である場合は、
論理和回路ＯＲ１は、同期整流制御回路１３からの信号
と、フリップフロップＦＦ１からのＬｏｗレベルの信号
とを入力することになる。この場合、論理和回路ＯＲ１
は、同期整流制御回路１３からの信号をそのまま出力す
る。

【０３１１】直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）
の入力電圧が基準電圧ｅ１よりも大きくなった場合は、
論理和回路ＯＲ１は、同期整流制御回路１３からの信号
と、フリップフロップＦＦ１からのＨｉｇｈレベルの信
号とを入力することになる。この場合、論理和回路ＯＲ
１は、同期整流制御回路１３からの信号に関係なく、Ｈ
ｉｇｈレベルの信号を出力する。

【０３１２】（論理和回路ＯＲ５）論理和回路ＯＲ５
は、論理和回路ＯＲ１から出力された信号と、フリップ
フロップＦＦ２の出力端子Ｑから出力された信号とを入
力する。そして、論理和回路ＯＲ５は、論理和回路ＯＲ
１からの信号と、フリップフロップＦＦ２からの信号と
の論理和を演算し、その演算結果を出力する。この論理
和回路ＯＲ５から出力された信号は、ドライブ−２（１
１）に入力される。

【０３１３】例えば、直流−直流変換装置（DC-DC CONV
ERTER）の入力電圧が基準電圧ｅ１以下であり、且つ、
出力電圧が基準電圧ｅ３以下である場合は、論理和回路
ＯＲ５は、論理和回路ＯＲ１からのＨｉｇｈレベルの信
号と、フリップフロップＦＦ２の出力端子ＱからのＬｏ
ｗレベルの信号とを入力することになる。この場合、論
理和回路ＯＲ５は、Ｈｉｇｈレベルの信号を出力する。

【０３１４】直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）
の入力電圧が基準電圧ｅ１より大きく、且つ、出力電圧
が基準電圧ｅ３以下である場合は、論理和回路ＯＲ５
は、論理和回路ＯＲ１からのＨｉｇｈレベルの信号と、
フリップフロップＦＦ２の出力端子ＱからのＬｏｗレベ
ルの信号とを入力することになる。この場合、論理和回
路ＯＲ５は、Ｈｉｇｈレベルの信号を出力する。

【０３１５】直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）
の入力電圧が基準電圧ｅ１以下であり、且つ、出力電圧
が基準電圧ｅ３よりも大きくなった場合は、論理和回路
ＯＲ１からの信号（同期整流制御回路１３から出力され
た信号と同一の信号）と、フリップフロップＦＦ２から
のＨｉｇｈレベルの信号とを入力することになる。この
場合、論理和回路ＯＲ５は、論理和回路ＯＲ１からの信
号に関係なく、Ｈｉｇｈレベルの信号を出力する。

【０３１６】（ドライブ−１（１０））ドライブ−１
（１０）は、論理和回路ＯＲ４からの信号に応じて、メ
インスイッチングトランジスタＴｒ１のオン状態とオフ
状態とを切り換える。

【０３１７】例えば、ドライブ−１（１０）は、論理和
回路ＯＲ４からのＨｉｇｈレベルの信号を入力したとき
に、チャージポンプ回路１２から供給された電力をメイ
ンスイッチングトランジスタＴｒ１に供給して、メイン
スイッチングトランジスタＴｒ１をオン状態にする。

【０３１８】また、ドライブ−１（１０）は、論理積回
路ＡＮＤ１からのＬｏｗレベルの信号を入力したとき
に、メインスイッチングトランジスタＴｒ１に対する電
力供給を停止して、メインスイッチングトランジスタＴ
ｒ１をオフ状態にする。

【０３１９】（実施の形態４の作用・効果）以下、本実
施の形態にかかる直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTE
R）の作用・効果について述べる。

【０３２０】（１）直流−直流変換装置（DC-DC CONVER
TER）が正常に動作している場合 直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）が正常に動作
している場合、すなわち、直流−直流変換装置（DC-DC
CONVERTER）の入力電圧が基準電圧ｅ１以下であり、且
つ、直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）の出力電
圧が基準電圧ｅ３以下である場合は、電圧比較器ＩＣ１
と電圧比較器ＩＣ２とはＬｏｗレベルの信号を出力する
ことになる。

【０３２１】電圧比較器ＩＣ１から出力されたＬｏｗレ
ベルの信号は、制御回路ＣＴＬのフリップフロップＦＦ
１のセット端子Ｓに入力される。また、電圧比較器ＩＣ
２から出力されたＬｏｗレベルの信号は、制御回路ＣＴ
ＬのフリップフロップＦＦ２のセット端子Ｓに入力され
る。

【０３２２】電圧比較器ＩＣ１からのＬｏｗレベルの信
号を入力したフリップフロップＦＦ１は、入力したＬｏ
ｗレベルの信号を記憶する。そして、フリップフロップ
ＦＦ１の出力端子Ｑは、Ｌｏｗレベルの信号を出力す
る。フリップフロップＦＦ１の出力端子Ｑから出力され
たＬｏｗレベルの信号は、論理和回路ＯＲ４と論理和回
路ＯＲ１とに入力される。

【０３２３】また、電圧比較器ＩＣ２からのＬｏｗレベ
ルの信号を入力したフリップフロップＦＦ２は、入力し
たＬｏｗレベルの信号を記憶する。そして、フリップフ
ロップＦＦ２の出力端子Ｑは、Ｌｏｗレベルの信号を出
力し、出力端子＊Ｑは、Ｈｉｇｈレベルの信号を出力す
る。フリップフロップＦＦ２の出力端子Ｑから出力され
たＬｏｗレベルの信号は、論理和回路ＯＲ５に入力さ
れ、出力端子＊Ｑから出力されたＨｉｇｈレベルの信号
は、論理積回路ＡＮＤ１に入力される。

【０３２４】論理積回路ＡＮＤ１は、フリップフロップ
ＦＦ２の出力端子＊ＱからのＨｉｇｈレベルの信号を入
力する一方で、ＰＷＭ比較器９からの信号を入力する。
このとき、論理積回路ＡＮＤ１は、ＰＷＭ比較器９から
の信号をそのまま出力することになる。論理積回路ＡＮ
Ｄ１から出力された信号は、論理和回路ＯＲ４に入力さ
れる。

【０３２５】論理和回路ＯＲ４は、上記したように、フ
リップフロップＦＦ１の出力端子ＱからのＬｏｗレベル
の信号と、論理積回路ＡＮＤ１からの信号（ＰＷＭ比較
器９からの信号と同一の信号）とを入力する。この場
合、論理和回路ＯＲ４は、論理積回路ＡＮＤ１からの信
号、すなわち、ＰＷＭ比較器９からの信号をそのまま出
力することになる。

【０３２６】論理和回路ＯＲ４から出力された信号（Ｐ
ＷＭ比較器９から出力された信号と同一の信号）は、ド
ライブ−１（１０）に入力される。この結果、ドライブ
−１（１０）は、ＰＷＭ比較器９からの信号に応じてメ
インスイッチングトランジスタＴｒ１のオン状態とオフ
状態とを切り換えることができる。

【０３２７】また、フリップフロップＦＦ１の出力端子
ＱからのＬｏｗレベルの信号を入力した論理和回路ＯＲ
１は、同期整流制御回路１３からの信号も入力する。こ
の場合、論理和回路ＯＲ１は、同期整流制御回路１３か
らの信号をそのまま出力する。論理和回路ＯＲ１から出
力された信号（同期整流制御回路１３から出力された信
号と同一の信号）は、論理和回路ＯＲ５に入力される。

【０３２８】論理和回路ＯＲ５は、上記したように、論
理和回路ＯＲ１からの信号（同期整流制御回路１３から
出力された信号と同一の信号）と、フリップフロップＦ
Ｆ２の出力端子ＱからのＬｏｗレベルの信号とを入力す
る。このとき、論理和回路ＯＲ５は、論理和回路ＯＲ１
からの信号、すなわち、同期整流制御回路１３から出力
された信号と同一の信号を出力することになる。論理和
回路ＯＲ５から出力された信号（同期整流制御回路１３
から出力された信号と同一の信号）は、ドライブ−２
（１１）に入力される。この結果、ドライブ−２（１
１）は、同期整流制御回路１３からの信号に従って、同
期整流用トランジスタＴｒ２のオン状態とオフ状態とを
切り換えることができる。

【０３２９】（２）直流−直流変換装置（DC-DC CONVER
TER）の入力電圧が過電圧状態になった場合、 直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）に入力される
電圧が過電圧状態になった場合は、電圧比較器ＩＣ１
は、Ｈｉｇｈレベルの信号を出力する。また、直流−直
流変換装置（DC-DC CONVERTER）の出力電圧は基準電圧
ｅ３以下であるから、電圧比較器ＩＣ２は、Ｌｏｗレベ
ルの信号を出力する。

【０３３０】電圧比較器ＩＣ１から出力されたＨｉｇｈ
レベルの信号は、制御回路ＣＴＬのフリップフロップＦ
Ｆ１のセット端子Ｓに入力される。また、電圧比較器Ｉ
Ｃ２から出力されたＬｏｗレベルの信号は、制御回路Ｃ
ＴＬのフリップフロップＦＦ２のセット端子Ｓに入力さ
れる。

【０３３１】電圧比較器ＩＣ１からのＨｉｇｈレベルの
信号を入力したフリップフロップＦＦ１は、入力したＨ
ｉｇｈレベルの信号を記憶する。そして、フリップフロ
ップＦＦ１の出力端子Ｑは、Ｈｉｇｈレベルの信号を出
力する。フリップフロップＦＦ１の出力端子Ｑから出力
されたＨｉｇｈレベルの信号は、論理和回路ＯＲ４と論
理和回路ＯＲ１とに入力される。

【０３３２】また、電圧比較器ＩＣ２からのＬｏｗレベ
ルの信号を入力したフリップフロップＦＦ２は、入力し
たＬｏｗレベルの信号を記憶する。そして、フリップフ
ロップＦＦ２の出力端子ＱはＬｏｗレベルの信号を出力
し、出力端子＊ＱはＨｉｇｈレベルの信号を出力する。
フリップフロップＦＦ２の出力端子Ｑから出力されたＬ
ｏｗレベルの信号は論理和回路ＯＲ５に入力され、出力
端子＊Ｑから出力されたＨｉｇｈレベルの信号は論理積
回路ＡＮＤ１に入力される。

【０３３３】論理積回路ＡＮＤ１は、フリップフロップ
ＦＦ２の出力端子＊ＱからのＨｉｇｈレベルの信号を入
力する一方で、ＰＷＭ比較器９からの信号を入力してい
る。この場合、論理積回路ＡＮＤ１は、ＰＷＭ比較器９
からの信号をそのまま出力することになる。この論理積
回路ＡＮＤ１から出力された信号（ＰＷＭ比較器９から
出力された信号と同一の信号）は、論理和回路ＯＲ４に
入力される。

【０３３４】論理和回路ＯＲ４は、上記したように、論
理積回路ＡＮＤ１からの信号（ＰＷＭ比較器９から出力
された信号と同一の信号）と、フリップフロップＦＦ１
の出力端子ＱからのＨｉｇｈレベルの信号とを入力す
る。この場合、論理和回路ＯＲ４は、論理積回路ＡＮＤ
１からの信号（ＰＷＭ比較器９から出力された信号と同
一の信号）に関係なく、Ｈｉｇｈレベルの信号を出力す
ることになる。この結果、ドライブ−１（１０）は、Ｐ
ＷＭ比較器９から出力される信号に関係なく、メインス
イッチングトランジスタＴｒ１をオン状態にする。

【０３３５】また、論理和回路ＯＲ１は、フリップフロ
ップＦＦ１の出力端子ＱからのＨｉｇｈレベルの信号を
入力する一方で、同期整流制御回路１３からの信号を入
力する。この場合、論理和回路ＯＲ１は、同期整流制御
回路１３からの信号に関係なく、Ｈｉｇｈレベルの信号
を出力する。この論理和回路ＯＲ１から出力されたＨｉ
ｇｈレベルの信号は、論理和回路ＯＲ５に入力される。

【０３３６】論理和回路ＯＲ５は、上記したように、フ
リップフロップＦＦ２の出力端子ＱからのＬｏｗレベル
の信号と、論理和回路ＯＲ１からのＨｉｇｈレベルの信
号とを入力する。このとき、論理和回路ＯＲ５は、Ｈｉ
ｇｈレベルの信号を出力する。この結果、ドライブ−２
（１１）は、同期整流制御回路１３からの信号に関係な
く、同期整流用トランジスタＴｒ２をオン状態にする。

【０３３７】このように、直流−直流変換装置（DC-DC
CONVERTER）の入力電圧が過電圧状態になると、メイン
スイッチングトランジスタＴｒ１及び同期整流用トラン
ジスタＴｒ２は、強制的にオン状態になる。

【０３３８】この結果、直流−直流変換装置（DC-DC CO
NVERTER）に入力される電圧は、フューズＦ１、信号線
１４、メインスイッチングトランジスタＴｒ１、信号線
１、信号線２、同期整流用トランジスタＴｒ２、及び、
信号線２６を通ってグランドに印加される。このとき、
過大な電流がフューズＦ１を流れることになり、フュー
ズＦ１が溶断される。

【０３３９】従って、フューズＦ１が溶断されることに
より、直流−直流変換装置（DC-DCCONVERTER）の構成要
素、特に、直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）の
入力部に設けられたコンデンサＣ３に過大な電圧が印加
されることを防止することができ、コンデンサＣ３の焼
損を防止することができる。

【０３４０】さらに、本実施の形態にかかる直流−直流
変換装置（DC-DC CONVERTER）によれば、コンデンサＣ
３の焼損防止用フューズが不要になり、構成部品数が削
減される。

【０３４１】また、コンデンサＣ３の焼損防止用のフュ
ーズが不要になったことにより、直流−直流変換装置
（DC-DC CONVERTER）内の抵抗が減少し、直流−直流変
換装置（DC-DC CONVERTER）の変換効率が向上する。

【０３４２】（３）信号線４が断線状態になった場合 信号線４が断線状態になると、前述の実施の形態２で説
明したように、直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTE
R）の出力電圧は、過電圧状態に陥る虞がある。

【０３４３】直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）
の出力電圧が過電圧状態に陥ると、出力電圧が基準電圧
ｅ３よりも大きくなるため、電圧比較器ＩＣ２は、Ｈｉ
ｇｈレベルの信号を出力することになる。

【０３４４】一方、直流−直流変換装置（DC-DC CONVER
TER）の入力電圧は基準電圧ｅ１以下であるから、電圧
比較器ＩＣ１は、Ｌｏｗレベルの信号を出力する。電圧
比較器ＩＣ１から出力されたＬｏｗレベルの信号は、制
御回路ＣＴＬのフリップフロップＦＦ１のセット端子Ｓ
に入力される。また、電圧比較器ＩＣ２から出力された
Ｈｉｇｈレベルの信号は、制御回路ＣＴＬのフリップフ
ロップＦＦ２のセット端子Ｓに入力される。

【０３４５】電圧比較器ＩＣ１からのＬｏｗレベルの信
号を入力したフリップフロップＦＦ１は、入力したＬｏ
ｗレベルの信号を記憶する。そして、フリップフロップ
ＦＦ１の出力端子Ｑは、Ｌｏｗレベルの信号を出力す
る。フリップフロップＦＦ１の出力端子Ｑから出力され
たＬｏｗレベルの信号は、論理和回路ＯＲ４と論理和回
路ＯＲ１とに入力される。

【０３４６】また、電圧比較器ＩＣ２からのＨｉｇｈレ
ベルの信号を入力したフリップフロップＦＦ２は、入力
したＨｉｇｈレベルの信号を記憶する。そして、フリッ
プフロップＦＦ２の出力端子ＱはＨｉｇｈレベルの信号
を出力し、出力端子＊ＱはＬｏｗレベルの信号を出力す
る。フリップフロップＦＦ２の出力端子Ｑから出力され
たＨｉｇｈレベルの信号は論理和回路ＯＲ５に入力さ
れ、出力端子＊Ｑから出力されたＬｏｗレベルの信号は
論理積回路ＡＮＤ１に入力される。

【０３４７】論理積回路ＡＮＤ１は、フリップフロップ
ＦＦ２の出力端子＊ＱからのＬｏｗレベルの信号を入力
する一方で、ＰＷＭ比較器９からの信号を入力してい
る。この場合、論理積回路ＡＮＤ１は、ＰＷＭ比較器９
からの信号に関係なく、Ｌｏｗレベルの信号を出力する
ことになる。この論理積回路ＡＮＤ１から出力されたＬ
ｏｗレベルの信号は、論理和回路ＯＲ４に入力される。

【０３４８】論理和回路ＯＲ４は、上記したように、論
理積回路ＡＮＤ１からのＬｏｗレベルの信号と、フリッ
プフロップＦＦ１の出力端子ＱからのＬｏｗレベルの信
号とを入力する。この場合、論理和回路ＯＲ４は、Ｌｏ
ｗレベルの信号を出力することになる。この結果、ドラ
イブ−１（１０）は、ＰＷＭ比較器９から出力される信
号に関係なく、メインスイッチングトランジスタＴｒ１
をオフ状態にする。

【０３４９】また、論理和回路ＯＲ１は、フリップフロ
ップＦＦ１の出力端子ＱからのＬｏｗレベルの信号を入
力する一方で、同期整流制御回路１３からの信号を入力
する。この場合、論理和回路ＯＲ１は、同期整流制御回
路１３からの信号をそのまま出力することになる。この
論理和回路ＯＲ１から出力された信号（同期整流制御回
路１３から出力された信号と同一の信号）は、論理和回
路ＯＲ５に入力される。

【０３５０】論理和回路ＯＲ５は、上記したように、フ
リップフロップＦＦ２の出力端子ＱからのＨｉｇｈレベ
ルの信号と、論理和回路ＯＲ１からの信号（同期整流制
御回路１３から出力された信号と同一の信号）とを入力
する。このとき、論理和回路ＯＲ５は、論理和回路ＯＲ
１からの信号（同期整流制御回路１３から出力された信
号と同一の信号）に関係なく、Ｈｉｇｈレベルの信号を
出力する。この結果、ドライブ−２（１１）は、同期整
流制御回路１３からの信号に関係なく、同期整流用トラ
ンジスタＴｒ２をオン状態にする。

【０３５１】このように、直流−直流変換装置（DC-DC
CONVERTER）の出力電圧が過電圧状態になると、メイン
スイッチングトランジスタＴｒ１が強制的にオフ状態に
なると同時に、同期整流用トランジスタＴｒ２が強制的
にオン状態になる。

【０３５２】この結果、信号線２６、同期整流用トラン
ジスタＴｒ２、信号線２、信号線１、チョークコイルＬ
１、信号線１５、抵抗Ｒ１、及び、信号線１６が接続さ
れることになり、直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTE
R）の出力電圧は、信号線２６に接続されたグランドの
電圧（０Ｖ）にクランプされる。

【０３５３】従って、直流−直流変換装置（DC-DC CONV
ERTER）の負荷に過電圧が印加されることを防止するこ
とができると同時に、直流−直流変換装置（DC-DC CONV
ERTER）の構成要素、特に、平滑用のコンデンサＣ１に
過電圧が印加されることを防止することができる。

【０３５４】また、本実施の形態にかかる直流−直流変
換装置（DC-DC CONVERTER）によれば、平滑用のコンデ
ンサＣ１として高耐圧の有機コンデンサを使用する必要
がない上、焼損防止用のフューズが不要になり、構成部
品数が削減される。

【０３５５】また、コンデンサＣ１の焼損防止用のフュ
ーズが不要になったことにより、直流−直流変換装置
（DC-DC CONVERTER）内の抵抗が減少し、直流−直流変
換装置（DC-DC CONVERTER）の変換効率が向上する。

【０３５６】（４）メインスイッチングトランジスタＴ
ｒ１が短絡故障を発生した場合 メインスイッチングトランジスタＴｒ１が短絡故障を起
こした場合、信号線１４と信号線１とが接続した状態に
なるため、直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）の
出力電圧が過電圧状態に陥る虞がある。

【０３５７】メインスイッチングトランジスタＴｒ１の
短絡故障によって出力電圧が過電圧状態に陥ると、出力
電圧が基準電圧ｅ３より大きくなるため、電圧比較器Ｉ
Ｃ２がＨｉｇｈレベルの信号を出力することになる。

【０３５８】一方、直流−直流変換装置（DC-DC CONVER
TER）の入力電圧は基準電圧ｅ１以下であるから、電圧
比較器ＩＣ１から出力される信号ＯＶ１はＬｏｗレベル
の信号になる。

【０３５９】このとき、制御回路ＣＴＬは、前述の
（２）で説明したように、メインスイッチングトランジ
スタＴｒ１を強制的にオフ状態にすると同時に同期整流
用トランジスタＴｒ２を強制的にオン状態にする制御を
行う。但し、メインスイッチングトランジスタＴｒ１が
短絡故障しているので、直流−直流変換装置（DC-DC CO
NVERTER）に印加された電圧は、フューズＦ１、信号線
１４、メインスイッチングトランジスタＴｒ１、信号線
１、信号線２、及び、同期整流用トランジスタＴｒ２を
介して短絡される。このとき、フューズＦ１は、短絡電
流によって溶断される。

【０３６０】この結果、直流−直流変換装置（DC-DC CO
NVERTER）に印加される電圧が極短時間のうちに遮断さ
れることになり、直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTE
R）の負荷に過電圧が印加されることを防止することが
できると同時に、直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTE
R）の構成要素に過電圧が印加されることを防止するこ
とができる。

【０３６１】また、本実施の形態にかかる直流−直流変
換装置（DC-DC CONVERTER）によれば、平滑用のコンデ
ンサＣ１として高耐圧の有機コンデンサを使用する必要
がない上、焼損防止用のフューズが不要になり、構成部
品数が削減される。

【０３６２】さらに、平滑用のコンデンサＣ１の焼損防
止用のフューズが不要になったことにより、直流−直流
変換装置（DC-DC CONVERTER）内の抵抗が減少し、直流
−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）の変換効率が向上
する。

【０３６３】

【発明の効果】本発明にかかる直流−直流変換装置（DC
-DC CONVERTER）によれば、直流−直流変換装置の入出
力電圧が過電圧状態になった場合は、第１のスイッチ素
子と第２のスイッチ素子とを過電圧保護回路として使用
することにより、回路構成を複雑にすることなく、直流
−直流変換装置の構成要素、及び、直流−直流変換装置
の負荷に過電圧が印加されることを防止することができ
る。

【０３６４】この結果、直流−直流変換装置に使用され
る有機コンデンサの発煙及び発火を防止するとともに、
直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTER）の小型化と変
換効率の向上とを図ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明にかかる直流−直流変換装置（DC-DC CO
NVERTER）の実施の形態１の構成を示す図

【図２】実施の形態１にかかる制御回路ＣＴＬの内部構
成を示す図

【図３】本発明にかかる直流−直流変換装置（DC-DC CO
NVERTER）の他の実施の形態の構成を示す図

【図４】図３の直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTE
R）に対応する制御回路ＣＴＬの内部構成を示す図

【図５】本発明にかかる直流−直流変換装置（DC-DC CO
NVERTER）の実施の形態２の構成を示す図

【図６】実施の形態２にかかる制御回路ＣＴＬの内部構
成を示す図

【図７】本発明にかかる直流−直流変換装置（DC-DC CO
NVERTER）の他の実施の形態の構成を示す図

【図８】図７の直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTE
R）に対応する制御回路ＣＴＬの内部構成を示す図

【図９】本発明にかかる直流−直流変換装置（DC-DC CO
NVERTER）の実施の形態３の構成を示す図

【図10】本発明にかかる直流−直流変換装置（DC-DC CO
NVERTER）の実施の形態４の構成を示す図

【図11】実施の形態４にかかる制御回路ＣＴＬの内部構
成を示す図

【図12】従来の直流−直流変換装置（DC-DC CONVERTE
R）の構成を示す図

【符号の説明】

１・・・・信号線 ２・・・・信号線 １４・・・信号線 ＦＦ・・・フリップフロップ Ｔｒ１・・メインスイッチングトランジスタ Ｔｒ２・・同期整流用トランジスタ ＩＣ１・・電圧比較器 ＩＣ２・・電圧比較器 ＣＴＬ・・制御回路 Ｌ１・・・チョークコイル Ｆ１・・・フューズ ｅ１・・・電源 ｅ２・・・電源 Ｃ１・・・コンデンサ Ｃ２・・・コンデンサ

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 電源からの電力を蓄積する蓄積手段と、 前記電源と蓄積手段とを接続する第１の経路上に設けら
   れて、前記第１の経路の接続と切断を切り換える第１の
   スイッチ素子と、 前記第１のスイッチ素子と前記蓄積手段とを接続する第
   ２の経路上に設けられて、前記第２の経路をグランドと
   接続もしくは切断する第２のスイッチ素子と、 前記第１のスイッチ素子及び第２のスイッチ素子の接続
   と切断とを制御して、前記蓄積手段からの出力電圧が一
   定値を保つようにする制御手段とを備えた同期整流方式
   の直流−直流変換装置であり、 前記電源からの電圧を監視して、前記電源からの電圧が
   所定の電圧値を超えるとアラーム信号を出力する過電圧
   検出手段と、 前記過電圧検出手段からのアラーム信号を入力したとき
   に、前記第１のスイッチ素子及び第２のスイッチ素子を
   接続状態にして、前記電源からの電圧を短絡させる短絡
   手段と、 前記短絡手段によって短絡された電力によって前記第１
   の経路を遮断する遮断手段と、 を備えた直流−直流変換装置。
2. 【請求項２】 前記過電圧検出手段は、 基準電圧を発生する電源と、 前記電源の基準電圧と前記電源からの電圧とを比較し
   て、前記電源からの電圧が前記基準電圧より大きければ
   アラーム信号を出力する電圧比較部とを備える請求項１
   記載の直流−直流変換装置。
3. 【請求項３】 前記遮断手段は、前記短絡手段によって
   短絡された電力によって溶断されるフューズである請求
   項１記載の直流−直流変換装置。
4. 【請求項４】 電源からの電力を蓄積する蓄積手段と、 前記電源と蓄積手段とを接続する第１の経路上に設けら
   れて、前記第１の経路の接続と切断を切り換える第１の
   スイッチ素子と、 前記第１のスイッチ素子と前記蓄積手段とを接続する第
   ２の経路上に設けられて、前記第２の経路とグランドと
   を接続もしくは切断する第２のスイッチ素子と、 前記
   第１のスイッチ素子及び第２のスイッチ素子の接続と切
   断とを制御して、前記蓄積手段からの出力電圧が一定値
   を保つようにする制御手段とを備えた同期整流方式の直
   流−直流変換装置であり、 前記蓄積手段からの出力電圧を監視して、前記出力電圧
   が所定の電圧値を超えるとアラーム信号を出力する過電
   圧検出手段と、 前記過電圧検出手段からのアラーム信号を入力したとき
   に、前記第１のスイッチ素子を切断状態にすると同時に
   前記第２のスイッチ素子を接続状態にして、前記蓄積手
   段からの出力電圧をグランドレベルにクランプするクラ
   ンプ手段と、 を備える直流−直流変換装置。
5. 【請求項５】 前記過電圧検出手段は、 基準電圧を発生する電源と、 前記電源から発生する基準電圧と、前記蓄積手段からの
   出力電圧とを比較して、前記出力電圧が前記基準電圧よ
   り大きくなるとアラーム信号を出力する電圧比較器と、 を備える請求項４記載の直流−直流変換装置。
6. 【請求項６】 電源からの電力を蓄積する蓄積手段と、 前記電源と蓄積手段とを接続する第１の経路上に設けら
   れて、前記第１の経路の接続と切断を切り換える第１の
   スイッチ素子と、 前記第１のスイッチ素子と前記蓄積手段とを接続する第
   ２の経路上に設けられて、前記第２の経路をグランドと
   接続もしくは切断する第２のスイッチ素子と、 前記第１のスイッチ素子及び第２のスイッチ素子の接続
   と切断とを制御して、前記蓄積手段からの出力電圧が一
   定値を保つようにする制御手段とを備えた同期整流方式
   の直流−直流変換装置であり、 前記第１のスイッチ素子が短絡状態で故障したときに、
   前記第２のスイッチ素子を接続状態にして、前記電源か
   らの電圧を短絡させる短絡手段と、 前記短絡手段によって短絡された電力によって前記第１
   の経路を遮断する遮断手段と、 を備えた直流−直流変換装置
7. 【請求項７】 前記遮断手段は、前記短絡手段によって
   短絡された電力によって溶断するフューズである請求項
   ６記載の直流−直流変換装置。