JP3459245B2 - 直流−直流変換装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は降圧型直流―直流変
換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）を過電圧か
ら保護する技術、特に出力側の過電圧から直流―直流変
換装置を保護、又は出力側の過電圧を防止する技術に関
する。又は潮流―直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶ
ＥＲＴＥＲ）の回路及び負荷を、過電圧が発生したとき
に保護する技術に関する。

【０００２】

【従来の技術】ノート型パーソナルコンピュータ等の携
帯型電子機器は、装置用の電源として電池を搭載してい
る。携帯型電子機器に搭載される電池は、装置の動作を
安定させるために、一定の電圧を供給することができる
ものが望ましい。

【０００３】これに対し、一般の電池は、放電が進むに
つれて電圧が低下していく特性を有している。このた
め、携帯型電子機器は、電池の出力電圧を一定化する直
流−直流変換装置を備えている。

【０００４】また、携帯型電子機器の性能のひとつとし
て、電池によって有効に動作する時間（有効稼働時間）
が重要である。この有効稼働時間を長く保つためには、
携帯型電子機器の消費電力を減少させることは勿論のこ
と、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴ
ＥＲ）の変換効率を向上させることが必要になる。なぜ
ならば、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥ
ＲＴＥＲ）の変換効率が、電池の電力消費率に直接反映
するからである。

【０００５】直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮ
ＶＥＲＴＥＲ）の変換効率を向上させる方法として、同
期整流方式の直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮ
ＶＥＲＴＥＲ）を利用する方法が一般的である。この同
期整流方式の直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮ
ＶＥＲＴＥＲ）によれば、従来型の直流−直流変換装置
（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）に比べて、変換効
率を約１０パーセント向上させることができる。

【０００６】また、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の変換効率は、直流−直流変換装
置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）のコンデンサの
性能にも影響される。例えば、最近の直流−直流変換装
置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）は、変換効率の
向上と装置の小型化とを図るために、高い周波数を発信
するようになっている。このような直流−直流変換装置
（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）は、位相誤差を少
なくするために、出力部に平滑用のコンデンサを必要と
する。

【０００７】平滑用のコンデンサは、等価直列抵抗（Ｅ
ＳＲ）を備えており、この等価直列抵抗（ＥＳＲ）の抵
抗値が大きいと直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯ
ＮＶＥＲＴＥＲ）の変換効率が悪化する。

【０００８】そこで、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の変換効率を向上させるため
に、等価直列抵抗（ＥＳＲ）の抵抗値が小さいコンデン
サが必要になる。

【０００９】等価直列抵抗（ＥＳＲ）の抵抗値が小さい
コンデンサとしては、有機コンデンサがある。平滑用の
コンデンサとして有機コンデンサを用いた場合は、直流
−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の
変換効率が向上するため、大電流を流しても発熱が少な
くなる。このため、有機コンデンサを用いた直流−直流
変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）は、３ア
ンペア〜５アンペア程度の大電流対応の装置に用いられ
るようになっている。

【００１０】平滑用のコンデンサとして有機コンデンサ
を用いた直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥ
ＲＴＥＲ）を大電流対応の装置に用いた場合、直流−直
流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）には大
電流が入力されることになり、直流−直流変換装置（Ｄ
Ｃ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の入力部に使用される
コンデンサも、許容リプルが大きい有機コンデンサを使
用することが好ましい。

【００１１】ところで、有機コンデンサは、前述したよ
うに高周波特性と温度特性とに優れるという利点を有し
ているが、過電圧によって破壊されやすく、発煙発火の
原因になるという欠点を有している。

【００１２】このため、直流−直流変換装置（ＤＣ−Ｄ
Ｃ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）に有機コンデンサを用いる場
合は、過電圧から有機コンデンサを保護する機構が必要
になる。

【００１３】直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮ
ＶＥＲＴＥＲ）に過電圧が発生する要因は、直流−直流
変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）内の回路
故障等によって出力部に過電圧が発生する場合と、電池
や充電器の故障、もしくは、不適当な電池や充電器の使
用等によって直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮ
ＶＥＲＴＥＲ）に過電圧が入力される場合とが考えられ
る。

【００１４】まず、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の出力部に過電圧が発生した場合
は、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴ
ＥＲ）の出力部に設けられた平滑用のコンデンサを保護
する必要がある。

【００１５】平滑用のコンデンサを保護する方法とし
て、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣＣＯＮＶＥＲＴＥ
Ｒ）の出力部にＺＥＮＥＲダイオードを設ける方法があ
る。この方法において、直流−直流変換装置（ＤＣ−Ｄ
Ｃ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）から出力される電圧がＺＥＮ
ＥＲダイオードの規格電圧を超えると、ＺＥＮＥＲダイ
オードが焼損し、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ Ｃ
ＯＮＶＥＲＴＥＲ）と負荷との間が短絡される。

【００１６】この場合、直流−直流変換装置（ＤＣ−Ｄ
Ｃ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）と負荷との間が短絡されるこ
とにより電流の流れが停止するので、有機コンデンサに
過電圧が印加されるのを防止することができる。

【００１７】また、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）が過電圧を入力した場合は、直流
−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の
入力部に設けられたコンデンサを保護する必要がある。

【００１８】しかし、従来では、直流−直流変換装置
（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の入力部に設けら
れたコンデンサの保護は重要視されていない。なぜなら
ば、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴ
ＥＲ）は、入力した電圧の経路を切断する機構を有して
いるため、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶ
ＥＲＴＥＲ）の出力部に設けられた回路に直接の影響を
及ぼさないためである。

【００１９】ここで、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の具体例について図１２に基づ
いて説明する。図１２には示していないが、直流−直流
変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）は、電池
と負荷との間に設けられている。この直流−直流変換装
置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）は、メインスイ
ッチングトランジスタＴｒ１、同期整流用トランジスタ
Ｔｒ２、ダイオードＤ１、抵抗Ｒ１、コンデンサＣ１、
チョークコイルＬ１，及び制御回路ＣＴＬを備えてい
る。さらに、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮ
ＶＥＲＴＥＲ）の出力部分には、ＺＥＮＥＲダイオード
Ｄ２が設けられている。

【００２０】メインスイッチングトランジスタＴｒ１
は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）であり、制御回路
ＣＴＬからの信号ＤＨによってオンとオフとが切り換え
られる。

【００２１】チョークコイルＬ１は、電圧変換用のコイ
ルである。ダイオードＤ１は、メインスイッチングトラ
ンジスタＴｒ１がオフ状態の間にチョークコイルＬ１に
蓄積されたエネルギーを出力側へ放出させるためのフリ
ーホイールダイオードである。

【００２２】同期整流用トランジスタＴｒ２は、ダイオ
ードＤ１と同様に、メインスイッチングトランジスタＴ
ｒ１がオフ状態の間にチョークコイルＬ１に蓄積された
エネルギーを出力側へ放出させるフリーホイール用のス
イッチ回路である。この同期制御用トランジスタＴｒ２
は、制御回路ＣＴＬからの信号ＤＬによってオンとオフ
とが切り替えれる電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）であ
る。

【００２３】例えば、同期整流用トランジスタＴｒ２
は、ダイオードＤ１に引加される電圧が順方向のときに
オン状態となり、逆方向のときにはオフ状態になる。抵
抗Ｒ１は、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶ
ＥＲＴＥＲ）から負荷へ流れる電流値を測定するための
センス抵抗Ｒ１である。

【００２４】コンデンサＣ１は、センス抵抗Ｒ１から出
力される信号の交流成分を取り除く平滑用のコンデンサ
である。ＺＥＮＥＲダイオードＤ２は、コンデンサＣ１
によって交流成分を取り除かれた電圧が規格電圧以下で
あるか否か、すなわち、コンデンサＣ１によって交流成
分を取り除かれた電圧が過電圧であるか否かを監視する
保護回路である。

【００２５】このＺＥＮＥＲダイオードＤ２は、コンデ
ンサＣ１によって交流成分を除去された電圧が規格電圧
を超えると、オン状態になり直流−直流変換装置（ＤＣ
−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）からの出力電圧を規格電
圧にクランプする。さらに、過電圧が大きくなると、Ｚ
ＥＮＥＲダイオードＤ２は、焼損して、直流−直流変換
装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）と負荷との間
を短絡させる。

【００２６】制御回路ＣＴＬには、電池からの電圧、セ
ンス抵抗Ｒ１に入力される電圧ＣＳ、及び、センス抵抗
Ｒ１から出力される電圧ＦＢが入力される。さらに、制
御回路ＣＴＬには、外部からのオン指令値もしくはオフ
指令値と、目標電圧Ｖｒｅｆとが入力される。

【００２７】この制御回路ＣＴＬは、センス抵抗Ｒ１に
入力される電圧ＣＳとセンス抵抗Ｒ１から出力される電
圧ＦＢとの電位差を求め、直流−直流変換装置（ＤＣ−
ＤＣＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）から出力される電流値を測定
する。

【００２８】また、制御回路ＣＴＬは、抵抗Ｒ１からの
出力電圧ＦＢと外部からの目標電圧Ｖｒｅｆとを比較し
て、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴ
ＥＲ）の出力電圧値が所定の電圧値となるように、メイ
ンスイッチングトランジスタＴｒ１及び同期整流用トラ
ンジスタＴｒ２のオンとオフとを切り換える。

【００２９】上記の直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）が正常に動作している場合は、直
流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）
の出力電圧は、ＺＥＮＥＲダイオードＤ２の規格電圧よ
り十分低いため、ＺＥＮＥＲダイオードＤ２はオフ状態
になる。この場合、コンデンサＣ１によって交流成分を
除去された電圧がそのまま負荷に入力される。

【００３０】一方、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の出力電圧が過電圧になった場
合、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴ
ＥＲ）の出力電圧値は、ＺＥＮＥＲダイオードＤ２の規
格電圧値より高くなる。出力電圧が規格電圧より大きく
なると、ＺＥＮＥＲダイオードＤ２がオン状態になる。
この場合、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶ
ＥＲＴＥＲ）の出力電圧は、ＺＥＮＥＲダイオードＤ２
の規格電圧にクランプされる。これにより、過電圧が負
荷に印加されることを防止することができる。

【００３１】さらに、上記の直流−直流変換装置（ＤＣ
−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）は、ＺＥＮＥＲダイオー
ドＤ２に流れる電流を制限する機構を持たないので、過
電圧が続くとＺＥＮＥＲダイオードＤ２が焼損する。こ
の場合、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥ
ＲＴＥＲ）と負荷との間は短絡状態になる。これによ
り、平滑用コンデンサＣ１には電流が流れなくなり、平
滑用コンデンサＣ１の焼損を防止することができる。

【００３２】また、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）に過電圧状態が発生した場合に負
荷短絡を発生させる方法として、サイリスター（ＳＣ
Ｒ）を利用する方法もあるが、装置の部品点数が増加し
て回路の大型化を招くと共に、生産コストの上昇を招く
という問題があった。

【００３３】一方、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）に過電圧を入力した場合は、制御
回路ＣＴＬは、メインスイッチングトランジスタをオフ
状態にする。この場合、直流−直流変換装置（ＤＣ−Ｄ
Ｃ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）内には、電流が流れなくなる
ため、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲ
ＴＥＲ）の出力部の回路に影響を及ぼさないことにな
る。このため、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯ
ＮＶＥＲＴＥＲ）は、入力側の過電圧に対する保護機構
を備えていない。

【００３４】

【発明が解決しようとする課題】ところで、コンデンサ
を保護するためにＺＥＮＥＲダイオードを使用する場
合、ＺＥＮＥＲダイオードがショートモードで故障すれ
ば保護回路としての機能を果たすが、オープンモードで
故障すると保護回路としての機能を果たさない。ＺＥＮ
ＥＲダイオードがオープンモードで故障した場合には、
直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥ
Ｒ）の出力部に設けられた有機コンデンサが焼損して発
煙もしくは発火の原因になるという問題がある。

【００３５】さらに、ＺＥＮＥＲダイオードがオープン
モードで故障するか、もしくは、ショートモードで故障
するかを特定することは不可能であるため、直流−直流
変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の保護回
路としてＺＥＮＥＲダイオードを利用することは不適切
である。

【００３６】一方、過電圧による有機コンデンサの焼損
を防止するために、高耐圧の有機コンデンサを使用する
方法も考えられるが、高耐圧の有機コンデンサは容量が
小さくなるため、所望の容量を得るためには複数の有機
コンデンサが必要になる。このため、回路が大型化して
しまうという問題がある。さらに、高耐圧の有機コンデ
ンサは等価直列抵抗（ＥＳＲ）の抵抗値が大きいため、
直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥ
Ｒ）の変換効率を悪化させるという問題もある。

【００３７】これに対し、過電圧による有機コンデンサ
の焼損を防止するために、直流−直流変換装置（ＤＣ−
ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）に使用される有機コンデン
サのそれぞれに焼損防止用のフューズを設ける方法があ
る。しかし、この方法では、直流−直流変換装置（ＤＣ
−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の構成部品数が増加する
と同時に、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶ
ＥＲＴＥＲ）の生産コストが増加するという問題があ
る。さらに、有機コンデンサ毎にフューズを設けた場
合、フューズの抵抗によって直流−直流変換装置（ＤＣ
−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の変換効率が低下すると
いう問題がある。

【００３８】また、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の入力部には、有機コンデンサが
使用されるようになってきているため、これらの有機コ
ンデンサを保護する必要もある。

【００３９】そこで、本発明は、前記問題点に鑑みてな
されたものであり、同期整流方式の降圧型直流−直流変
換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）において、
回路構成を複雑にすることなく、出力電圧の過電圧から
直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥ
Ｒ）を保護する技術を提供することにより、過電圧によ
る発煙及び発火を防止することをはかることを課題とす
る。また、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶ
ＥＲＴＥＲ）の小型化と変換効率の向上とを図ることを
課題とする。また、回路構成を複雑にすることなく、直
流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）
の負荷に過電圧が印加されることなくを防止することを
課題とする。また、本発明は、前記問題点に鑑みてなさ
れたものであり、同期整流方式の降圧型直流−直流変換
装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）において、回
路を複雑化することなく出力電圧の過電圧を防止させる
技術を提供し、装置の小型化及び信頼性の向上に寄与す
ることを課題とする。

【００４０】

【課題を解決するための手段】本発明は、前記課題を解
決するために以下のような手段を採用した。まず、第１
の発明は、電源からの電力を蓄積する蓄積手段と、前記
電源と前記蓄積手段の接続と切断とを切り換える第１の
スイッチ素子と、前記蓄積手段とグランドとの間に設け
られ、前記蓄積手段とグランドの接続と切断とを切り換
える第２のスイッチ素子と、前記第１のスイッチ素子及
び第２のスイッチ素子の接続と切断とを制御して、前記
蓄積手段からの出力電圧が一定値を保つようにする制御
手段とを備えた同期整流方式の直流−直流変換装置であ
り、前記蓄積手段からの出力電圧を監視して、前記出力
電圧が所定の電圧値を超えたときに信号を出力する過電
圧検出手段と、前記過電圧検出手段からの信号を入力し
たときに、前記第１のスイッチ素子に対して切断状態に
するよう制御するとともに前記第２のスイッチ素子に対
して接続状態にするよう制御して、前記蓄積手段からの
出力電圧をグランドレベルにクランプするクランプ手段
とを備えた同期整流方式の直流−直流変換装置である。

【００４１】前記した過電圧検出手段は、基準電圧を発
生する基準電圧発生手段と、前記基準電圧と前記蓄積手
段からの出力電圧とを比較して、前記出力電圧が前記基
準電圧より大きくなったときに前記信号を出力する電圧
比較手段とを備えるようにしてもよい。

【００４２】また、第１の発明に係る直流−直流変換装
置は、前記第１のスイッチ素子が短絡状態で故障したと
きに、前記第２のスイッチ素子を接続状態にして、前記
電源からの電圧を短絡させる短絡手段を更に備えるよう
にしてもよく、前記した短絡手段に加えて、短絡手段に
より短絡された電力によって電源からの入力を遮断する
遮断手段を更に備えるようにしてもよい。遮断手段とし
ては、短絡手段により短絡された電力によって溶断され
るフューズを例示することができる。

【００４３】また、第１の発明に係る直流−直流変換装
置は、電源と第１のスイッチ素子との間に設けられて、
電源からの入力を遮断する遮断手段を更に備えるように
してもよい。

【００４４】その際、クランプ手段は、第１のスイッチ
素子が故障すると、第２のスイッチ素子を接続状態にす
ることにより電源からの電力を短絡させ、その短絡され
た電力によって遮断手段が電源からの入力を遮断するよ
うにしてもよい。

【００４５】次に、第２の発明は、電源からの電力を蓄
積する蓄積手段と、前記電源と前記蓄積手段の接続と切
断とを切り換える第１のスイッチと、前記蓄積手段とグ
ランドとの間に配置され、前記蓄積手段とグランドの接
続と切断とを切り換える第２スイッチと、前記第１及び
第２のスイッチの接続と切断とを制御して、前記蓄積手
段からの出力電圧が一定値を保つようにする制御手段
と、前記蓄積手段の出力電圧が所定の電圧値を越えたこ
とを検出する検出手段と、前記検出手段の検出に応じ
て、前記第１のスイッチに対して切断状態にするよう制
御するとともに、前記第２のスイッチに対して接続状態
にするよう制御するクランプ手段と、を備える同期整流
方式の直流−直流変換装置である。

【００４６】前記した検出手段は、例えば、基準電圧を
発生する基準電圧発生手段と、基準電圧と蓄積手段の出
力電圧とを比較し、蓄積手段の出力電圧が基準電圧より
大きくなったときに信号を出力する電圧比較手段とを備
えるようにしてもよい。

【００４７】また、第２の発明に係る直流−直流変換装
置は、第１のスイッチが短絡状態で故障したときに、第
２のスイッチを強制的に接続状態にすることにより、電
源からの電力を短絡させる短絡手段を更に備えるように
してもよく、前記した短絡手段に加え、電源からの入力
を遮断する遮断手段を更に備えるようにしてもよい。遮
断手段としては、フューズを例示することができる。

【００４８】また、第２の発明に係る直流−直流変換装
置は、電源と第１のスイッチ素子との間に設けられ、電
源からの入力を遮断する遮断手段を更に傭えるようにし
てもよい。その際、クランプ手段は、第１のスイッチが
故障すると、第２のスイッチを接続状態にすることによ
って電源からの電力を短絡させ、その短絡された電力を
利用して遮断手段が電源からの入力を遮断するようにし
てもよい。

【００４９】次に、第３の発明は、電源からの電力を蓄
積する蓄積手段と、電源と蓄積手段の接続と切断とを切
り換える第１のスイッチ素子と、蓄積手段とグランドと
の間に設けられて蓄積手段とグランドの接続と切断とを
切り換える第２のスイッチ素子と、第１のスイッチ素子
及び第２のスイッチ素子の接続と切断とを制御して蓄積
手段からの出力電圧が一定値を保つようにする第１の制
御手段と、を備えた同期整流方式の直流−直流変換装置
のための制御回路であり、前記蓄積手段からの出力電圧
を監視して、前記出力電圧が所定電圧値を越えたことを
検出する過電圧検出手段と、前記過電圧検出手段が前記
出力電圧が所定電圧値を超えたことを検出した場合に、
前記第１のスイッチ素子に対して切断状態にするよう制
御するとともに前記第２のスイッチ素子に対して接続状
態にするよう制御して、前記蓄積手段からの出力電圧を
グランドレベルにする第２の制御手段と、を備える制御
回路である。

【００５０】前記した過電圧検出手段は、基準電圧を発
生する基準電圧発生手段と、前記基準電圧と蓄積手段か
らの出力電圧とを比較して、前記蓄積手段からの出力電
圧が前記基準電圧より大きくなったときに信号を出力す
る電圧比較手段とを備えるようにしてもよい。

【００５１】次に、第４の発明は、電源からの電力を蓄
積する蓄積手段と、前記電源と前記蓄積手段の接続と切
断とを切り換える第１のスイッチ素子と、前記蓄積手段
とグランドとの間に設けられて前記蓄積手段とグランド
の接続と切断とを切り換える第２のスイッチ素子と、前
記第１のスイッチ素子及び前記第２のスイッチ素子の接
続と切断とを制御して前記蓄積手段からの出力電圧が一
定値を保つようにする第１の制御手段と、を備えた同期
整流方式の直流−直流変換装置のための制御回路であ
り、前記蓄積手段からの出力電圧を監視して、前記出力
電圧が所定電圧値を越えたことを検出する検出手段と、
前記検出手段の検出に応じて、前記第１のスイッチ素子
に対して切断状態にするよう制御するとともに前記第２
のスイッチ素子に対して接続状態にするよう制御する第
２の制御手段と、を備える制御回路である。

【００５２】前記した検出手段は、基準電圧を発生する
基準電圧発生手段と、前記基準電圧と蓄積手段からの出
力電圧とを比較して前記蓄積手段の出力電圧が前記基準
電圧より大きくなったときに信号を出力する電圧比較手
段とを備えるようにしてもよい。

【００５３】次に、第５の発明は、同期整流方式の直流
−直流変換装置において、メインスイッチと、同期整流
用スイッチと、前記直流−直流変換装置の出力電圧が過
電圧であることを検出する過電圧検出手段と、前記過電
圧検出手段が過電圧を検出したときに、前記メインスイ
ッチをオフにするための第１の制御信号及び前記同期整
流用スイッチをオンにするための第２の制御信号を出力
する制御手段と、を備える同期整流方式の直流−直流変
換装置である。

【００５４】また、第５の発明に係る直流−直流変換装
置は、メインスイッチに接続されたインダクターと、こ
のインダクターに接続され該インダクターからの出力電
圧を平滑するコンデンサとを更に備えるようにしても良
い。

【００５５】また、第５の発明に係る直流−直流変換装
置は、直流−直流変換装置の出力電圧を一定に保つべ
く、メインスイッチ及び同期整流用スイッチをフィード
バック制御するフィードバック手段を更に備えるように
してもよい。

【００５６】また、第５の発明に係る直流−直流変換装
置は、メインスイッチと電源との間に設けられ、前記電
源からの入力を遮断する遮断手段を更に備えるようにし
てもよい。

【００５７】次に、第６の発明は、同期整流方式の直流
−直流変換装置において、メインスイッチと、同期整流
用スイッチと、前記直流−直流変換装置の出力電圧が過
電圧であることを検出する過電圧検出手段と、前記過電
圧検出手段が過電圧を検出したときに、前記メインスイ
ッチを強制的にオフにするよう制御するとともに、前記
同期整流用スイッチを強制的にオンにするよう制御する
制御手段と、を備える同期整流方式の直流−直流変換装
置である。

【００５８】第６の発明に係る直流−直流変換装置は、
メインスイッチに接続されたインダクターと、このイン
ダクターに接続され該インダクターからの出力電圧を平
滑するコンデンサとを更に備えるようにしても良い。

【００５９】第６の発明に係る直流−直流変換装置にお
いて、過電圧検出手段は、例えば、前記直流−直流変換
装置の出力電圧が過電圧であることを検出したときに、
検出信号を出力するようにしてもよい。

【００６０】これに対応して、制御手段は、過電圧検出
手段から検出信号が出力されると、その検出信号を記憶
するとともに、前記メインスイッチをオフにするための
第１の制御信号と同期整流用スイッチをオンにするため
の第２の制御信号とを出力するメモリ回路を備えるよう
にしてもよい。

【００６１】そして、制御手段は、メインスイッチが短
絡状態で故障したときに、同期整流用スイッチをオンに
するために第２の制御信号を出力することにより、電源
からの入力を短絡させるようにしてもよい。

【００６２】また、第６の発明に係る直流−直流変換装
置は、直流−直流変換装置の出力電圧を一定に保つべ
く、メインスイッチ及び同期整流用スイッチをフィード
バック制御するフィードバック手段を更に備えるように
してもよい。また、第６の発明に係る直流−直流変換装
置は、メインスイッチと電源との間に設けられ、前記電
源からの入力を遮断する遮断手段を更に備えるようにし
てもよい。

【００６３】次に、第７の発明は、メインスイッチと同
期整流用スイッチとを備えた同期整流方式の直流−直流
変換装置を制御するための制御回路であって、直流−直
流変換装置の出力電圧が過電圧であることを検出する過
電圧検出手段と、前記過電圧検出手段が過電圧を検出し
たときに、前記メインスイッチをオフにするための第１
の制御信号及び前記同期整流用スイッチをオンにするた
めの第２の制御信号を出力する制御手段と、を備える。

【００６４】また、第８の発明は、メインスイッチと、
同期整流用スイッチと、前記メインスイッチに接続され
たインダクターと、前記インダクターに接続され該イン
ダクターからの出力電圧を平滑するコンデンサと、を備
えた同期整流方式の直流−直流変換装置を制御するため
の制御回路であって、前記直流−直流変換装置の出力電
圧が過電圧であることを検出する過電圧検出手段と、前
記過電圧検出手段が過電圧を検出したときに、前記メイ
ンスイッチをオフにするための第１の制御信号及び前記
同期整流用スイッチをオンにするための第２の制御信号
を出力する制御手段と、を備える。

【００６５】また、第９の発明は、メインスイッチと同
期整流用スイッチとを備えた同期整流方式の直流−直流
変換装置を制御するための制御回路であって、前記直流
−直流変換装置の出力電圧が過電圧であることを検出す
る過電圧検出手段と、前記過電圧検出手段が過電圧を検
出したときに、前記メインスイッチを強制的にオフにす
るよう制御するとともに前記同期整流用スイッチを強制
的にオンにするよう制御する制御手段と、を備える。上
記した第７〜第９の発明に於いて、過電圧検出手段は、
直流−直流変換装置の出力電圧が過電圧であることを検
出したときに、検出信号を出力するようにしてもよい。

【００６６】これに対応して、制御手段は、過電圧検出
手段から検出信号が出力されると、その検出信号を記憶
するとともに、前記メインスイッチをオフにするための
第１の制御信号及び前記同期整流用スイッチをオンにす
るための第２の制御信号を出力するメモリ回路を備える
ようにしてもよい。更に、制御手段は、メインスイッチ
が故障したときには、同期整流用スイッチをオンにする
ための第２の制御信号を出力することにより前記電源か
らの入力を短絡させるようにするとよい。

【００６７】また、第１０の発明は、メインスイッチ
と、同期整流用スイッチと、前記メインスイッチに接続
されたインダクターと、前記インダクターに接続され該
インダクターからの出力電圧を平滑するコンデンサと、
を備えた同期整流方式の直流−直流変換装置を制御する
ための制御回路であって、直流−直流変換装置の出力電
圧が過電圧であることを検出する過電圧検出手段と、前
記過電圧検出手段が過電圧を検出したときに、前記メイ
ンスイッチを強制的にオフにするよう制御するとともに
前記同期整流用スイッチを強制的にオンにするよう制御
する制御手段と、を備える。

【００６８】第１０の発明に係る制御回路は、直流−直
流変換装置の出力電圧を一定値に保つべく、メインスイ
ッチ及び同期整流用スイッチをフィードバック制御する
フィードバック手段を更に備えるようにしてもよい。

【００６９】次に、第１１の発明は、メインスイッチと
同期整流用スイッチとを備えた同期整流方式の直流−直
流変換装置を制御するための制御回路であり、直流−直
流変換処理の停止要求信号を受信する受信手段と、前記
受信手段が前記停止要求信号を受信すると、前記メイン
スイッチをオフにするための第１の制御信号及び前記同
期整流用スイッチをオンにするための第２の制御信号を
出力する制御手段と、を備える。

【００７０】尚、制御手段は、メインスイッチが故障し
たときに、同期整流用スイッチをオンにするための第２
の制御信号を出力することにより、電源からの入力を短
絡させるようにしてもよい。

【００７１】また、第１２の発明は、メインスイッチ
と、同期整流用スイッチと、前記メインスィツチに接続
されたインダクターと、前記インダクターに接続され、
前記インダクターからの出力電圧を平滑するコンデンサ
とを備えた同期整流方式の直流−直流変換装置を制御す
るための制御回路であり、直流−直流変換処理の停止要
求信号を受信する受信手段と、前記受信手段が停止要求
信号を受信すると、前記メインスイッチをオフにするた
めの第１の制御信号及び前記同期整流用スイッチをオン
にするための第２の制御信号を出力する制御手段と、を
備える。

【００７２】尚、制御手段は、メインスイッチが故障し
たときに、同期整流用スイッチをオンにするための第２
の制御信号を出力することにより、電源からの入力を短
絡させるようにしてもよい。

【００７３】また、第１３の発明は、メインスイッチと
同期整流用スイッチとを備えた同期整流方式の直流−直
流変襖装置を制御するための制御回路であり、直流−直
流変換処理の停止要求信号を受信する受信手段と、前記
受信手段が停止要求信号を受信すると、前記メインスイ
ッチを強制的にオフにするよう制御するとともに、前記
同期整流用スイッチを強制的にオンにするよう制御する
制御手段と、を備える。

【００７４】また、第１４の発明は、メインスイッチ
と、同期整流用スイッチと、前記メィンスイッチに接続
されたインダクターと、前記インダクターに接続され、
前記インダクターからの出力電圧を平滑するコンデンサ
とを備える同期整流方式の直流一直流変換装置を制御す
るための制御回路において、直流−直流変換処理の停止
要求信号を受信する受信手段と、前記受信手段が停止要
求信号を受信すると、前記メインスイッチを強制的にオ
フにするよう指示とともに、前記同期整流用スイッチを
強制的にオンにするよう制御する制御手段と、を備え
る。

【００７５】尚、上記した第１１〜第１４の発明に係る
停止要求信号は、直流−直流変換装置の出力電圧が過電
圧であることを示す信号であってもよい。また、上記し
た第１１〜第１４の発明に係る制御回路は、直流−直流
変換装置の出力電圧を一定値に保つべく、メインスイッ
チ及び同期整流用スイッチをフィードバック制御するフ
ィードバック手段を更に備えるようにしてもよい。

【００７６】次に、第１５の発明は、メインスイッチと
同期整流用スイッチとを備えた同期整流方式の直流−直
流変換装置を制御するための制御回路であり、直流−直
流変換処理の停止要求信号を受信する受信手段と、前記
受信手段が停止要求信号を受信すると、前記メインスイ
ッチをオフにするよう制御するとともに前記同期整流用
スイッチをオンにするよう制御することにより、前記直
流−直流変換装置の出力を停止する制御手段と、を備え
る。

【００７７】次に、第１６の発明は、メインスイッチと
同期整流用スイッチとを備えた同期整流方式の直流−直
流変換装置を制御するための制御回路であり、直流−直
流変換装置の出力電圧を入力する電圧入力端子と、電圧
入力端子に入力された電圧が所定電圧を超えていること
を検出したときに検出信号を出力する過電圧検出手段
と、前記過電圧検出手段が検出信号を出力すると、前記
メインスイッチをオフにするよう制御するとともに前記
同期整流用スイッチをオンにするよう制御することによ
り、前記直流−直流変換装置の出力をグランドレベルに
クランプするクランプ手段と、を備える。

【００７８】

【発明の実施の形態】本発明の実施の形態について図面
に基づいて説明する。 〈実施の形態１〉図１は、本発明の直流−直流変換装置
（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の第１の実施の形
態を示す図である。尚、同図において、従来と同一の構
成要素については同一の名称及び符号を付加している。

【００７９】直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮ
ＶＥＲＴＥＲ）は、電源としての電池と負荷との間に設
けられる。（直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮ
ＶＥＲＴＥＲ）の構成）本実施の形態にかかる直流−直
流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）は、制
御回路ＣＴＬ、メインスイッチングトランジスタＴｒ
１、同期整流用トランジスタＴｒ２、ダイオードＤ１、
チョークコイルＬ１、コンデンサＣ１、電圧比較器ＩＣ
２、及び、基準電圧ｅ３を発生する電源ｅ３を備えてい
る。

【００８０】（直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯ
ＮＶＥＲＴＥＲ）を構成する回路の接続形態）先ず、上
記の構成要素の接続形態について述べる。

【００８１】メインスイッチングトランジスタＴｒ１は
信号線１４を介して電池と接続される。このメインスイ
ッチングトランジスタＴｒ１は、信号線１を介してチョ
ークコイルＬ１と接続されるとともに、信号線２４を介
して制御回路ＣＴＬと接続される。

【００８２】上記のメインスイッチングトランジスタＴ
ｒ１は、例えば、ソース端子、ドレイン端子、及び、ゲ
ート端子の３つの端子を有するＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｍｅｔ
ａｌＯｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅ
ｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。
この場合、上記の信号線１４は、メインスイッチングト
ランジスタＴｒ１のドレイン端子に接続される。また、
上記の信号線１は、メインスイッチングトランジスタＴ
ｒ１のソース端子に接続される。さらに、上記の信号線
２４は、メインスイッチングトランジスタＴｒ１のゲー
ト端子に接続される。

【００８３】メインスイッチングトランジスタＴｒ１と
信号線１を介して接続されたチョークコイルＬ１は、さ
らに信号線１５を介して抵抗Ｒ１と接続される。抵抗Ｒ
１は、信号線１６を介して負荷と接続される。

【００８４】上記の信号線１４の途中には、信号線１９
が接続される。この信号線１９は、制御回路ＣＴＬに接
続される。また、メインスイッチングトランジスタＴｒ
１とチョークコイルＬ１とを接続する信号線１の途中に
は、２本の信号線２、３が接続される。

【００８５】上記の２本の信号線２、３のうちメインス
イッチングトランジスタＴｒ１寄りの信号線２は、同期
整流用トランジスタＴｒ２に接続される。この同期整流
用トランジスタＴｒ２は、信号線２５を介して制御回路
ＣＴＬと接続されるとともに、信号線２６を介してグラ
ンドに接続される。

【００８６】前記同期整流用トランジスタＴｒ２は、例
えば、ドレイン端子、ソース端子、ゲート端子の３つの
端子を有するＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ
Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ ＦＥＴ）である。この
場合、上記の信号線２は、同期整流用トランジスタＴｒ
２のドレイン端子に接続される。上記の信号線２５は、
同期整流用トランジスタＴｒ２のゲート端子に接続され
る。上記の信号線２６は、同期整流用トランジスタＴｒ
２のソース端子に接続される。

【００８７】上記の２本の信号線２、３のうちチョーク
コイルＬ１寄りの信号線３は、ダイオードＤ１のカソー
ド端子に接続される。このダイオードＤ１のアノード端
子は、信号線２７を介してグランドに接続される。

【００８８】チョークコイルＬ１と抵抗Ｒ１とを接続す
る信号線１５の途中には、１本の信号線２０が接続され
る。この信号線２０は、制御回路ＣＴＬと接続されてお
り、抵抗Ｒ１に入力される電圧値ＣＳを制御回路ＣＴＬ
に入力するための信号線である。

【００８９】前記抵抗Ｒ１と負荷とを接続する信号線１
６の途中には、３本の信号線４、５、２１が接続され
る。上記３本の信号線４、５、２１のうち、抵抗Ｒ１寄
りの信号線４は、制御回路ＣＴＬと接続される。この信
号線４は、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶ
ＥＲＴＥＲ）から出力される電圧値ＦＢを制御回路ＣＴ
Ｌにフィードバックするための信号線である。

【００９０】上記３本の信号線４、５、２１のうち、真
ん中の信号線５は、平滑用のコンデンサＣ１を介してグ
ランドに接続される。上記３本の信号線４、５、２１の
うち、負荷寄りの信号線２１は、電圧比較器ＩＣ２に接
続される。この電圧比較器ＩＣ２は、例えば、非反転入
力端子と反転入力端子と出力端子とを有する電圧比較器
である。

【００９１】この場合、前記信号線２１は、電圧比較器
ＩＣ２の非反転入力端子に接続される。前記電圧比較器
ＩＣ２の反転入力端子は、信号線２８を介して電源ｅ３
に接続される。前記電圧比較器ＩＣ２の出力端子は、信
号線２９を介して制御回路ＣＴＬに接続される。

【００９２】（直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯ
ＮＶＥＲＴＥＲ）を構成する回路の機能）次に、上記の
各構成要素の機能について述べる。

【００９３】（メインスイッチングトランジスタＴｒ
１）メインスイッチングトランジスタＴｒ１は、制御回
路ＣＴＬからの制御信号ＤＨを入力し、入力した信号Ｄ
Ｈに従って信号線１４と信号線１との間を接続または切
断する。

【００９４】例えば、メインスイッチングトランジスタ
Ｔｒ１は、ゲート端子に制御回路ＣＴＬからの電圧が印
加されるとオン状態になり、ドレイン端子とソース端子
との間を接続して、信号線１４と信号線１との間を接続
する。

【００９５】また、メインスイッチングトランジスタＴ
ｒ１は、ゲート端子に制御回路ＣＴＬからの電圧が印加
されていなければオフ状態になり、ドレイン端子とソー
ス端子との間を切断して、信号線１４と信号線１との間
を切断する。

【００９６】（チョークコイルＬ１）チョークコイルＬ
１は、電圧変換用のコイルである。（抵抗Ｒ１）抵抗Ｒ
１は、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲ
ＴＥＲ）の出力電流値をセンスするセンス抵抗である。

【００９７】（ダイオードＤ１）ダイオードＤ１は、メ
インスイッチングトランジスタＴｒ１がオフ状態のとき
に、チョークコイルＬ１に蓄積されたエネルギーを出力
側へ放出させるフリーホイールダイオードである。

【００９８】（同期整流用トランジスタＴｒ２）同期整
流用トランジスタＴｒ２は、制御回路ＣＴＬからの信号
ＤＬを入力し、入力した信号ＤＬに従って信号線２と信
号線２６との間を接続あるいは切断するスイッチ回路で
ある。

【００９９】例えば、同期整流用トランジスタＴｒ２
は、ゲート端子に制御回路ＣＴＬからの電圧が印加され
るとオン状態になり、ドレイン端子とソース端子との間
を接続して、信号線２と信号線２６との間を接続する。

【０１００】同期整流用トランジスタＴｒ２は、ゲート
端子に制御回路ＣＴＬからの電圧が印可されていなけれ
ばオフ状態になり、ドレイン端子とソース端子との間を
切断して、信号線２と信号線２６との間を切断する。

【０１０１】本例において、同期整流用トランジスタＴ
ｒ２は、メインスイッチングトランジスタＴｒ１がオフ
状態のときにチョークコイルＬ１に蓄積されたエネルギ
ーを出力させるフリーホイール用のスイッチ回路であ
る。

【０１０２】例えば、同期整流用トランジスタＴｒ２
は、ダイオードＤ１に印加される電圧が順方向のときに
オン状態（信号線２と信号線２６との間を接続した状
態）になり、ダイオードＤ１に印加される電圧が逆方向
のときにオフ状態（信号線２と信号線２６との間を切断
した状態）になる。このとき、ダイオードＤ１の電圧降
下は、低減されることになる。

【０１０３】（コンデンサＣ１）コンデンサＣ１は、チ
ョークコイルＬ１から出力された電圧に含まれる脈動成
分を除去する平滑用のコンデンサである。

【０１０４】（電源ｅ３）電源ｅ３は、直流−直流変換
装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）から出力され
る電圧の基準電圧ｅ３を発生する。

【０１０５】（電圧比較器ＩＣ２）電圧比較器ＩＣ２
は、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴ
ＥＲ）の出力電圧を信号線２１を介して入力すると同時
に、電源ｅ３からの基準電圧ｅ３を入力する。そして、
電圧比較器ＩＣ２は、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の出力電圧と電源ｅ３からの基
準電圧ｅ３とを比較し、比較した結果を示す信号ＯＶを
出力する。

【０１０６】例えば、電圧比較器ＩＣ２は、直流−直流
変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の出力電
圧から基準電圧ｅ３を減算し、その減算結果が「０」以
下ならばＬｏｗレベルの信号を出力し、減算結果が正の
値ならばＨｉｇｈレベルの信号を出力する。

【０１０７】（制御回路ＣＴＬ）制御回路ＣＴＬには、
前述した信号線１９、２４、２５、４、２０、２９の他
に、外部からのオン指令値あるいはオフ指令値と、外部
からの目標電圧Ｖｒｅｆとが入力される。外部からの目
標電圧Ｖｒｅｆは、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）が出力すべき電圧の基準電圧であ
る。

【０１０８】制御回路ＣＴＬは、電圧比較器ＩＣ２から
の信号ＯＶと、信号線４を介して入力する電圧値ＦＢ
と、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴ
ＥＲ）から出力すべき電圧の目標電圧Ｖｒｅｆとに従っ
て、メインスイッチングトランジスタＴｒ１及び同期整
流用トランジスタＴｒ２のオン状態とオフ状態とを切り
換える。

【０１０９】ここで、制御回路ＣＴＬの内部構成につい
て述べる。（制御回路ＣＴＬの構成）制御回路ＣＴＬ
は、図２に示すように、パルス幅変調方式（ＰＷＭ方
式）を採用する回路であり、電源７、三角波発振器８、
ＰＷＭ比較器９、チャージポンプ回路１２、同期整流制
御回路１３、フリップフロップＦＦ、ドライブ−１（１
０）、及び、ドライブ−２（１１）を備えている。さら
に、制御回路ＣＴＬは、分割抵抗Ｒ２／Ｒ３、エラーア
ンプＥＲＡ１、ＥＲＡ２、論理積回路ＡＮＤ１、及び、
論理和回路ＯＲ１を備えている。

【０１１０】（電源７）電源７は、外部からのオン指令
値を入力したときに、制御回路ＣＴＬを構成する回路へ
動作電力を供給する。また、電源７は、外部からのオフ
指令値を入力したときに、制御回路ＣＴＬを構成する回
路に対する動作電力の供給を停止する。

【０１１１】（三角波発振器８）三角波発振器８は、電
圧をパルス幅に変換するための変換用三角波を、一定の
周波数で発振する。この三角波発振器８から発振された
三角波は、ＰＷＭ比較器９に入力される。

【０１１２】（分割抵抗Ｒ２／Ｒ３）分割抵抗Ｒ２／Ｒ
３は、信号線４と接続されており、直流−直流変換装置
（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の出力電圧ＦＢを
入力するようになっている。この分割抵抗Ｒ２／Ｒ３
は、出力電圧ＦＢの電圧値をセンスするセンス抵抗であ
る。

【０１１３】分割抵抗Ｒ２／Ｒ３によってセンスされた
電圧値は、エラーアンプＥＲＡ１に入力される。

【０１１４】（エラーアンプＥＲＡ１）エラーアンプＥ
ＲＡ１は、分割抵抗Ｒ２／Ｒ３によってセンスされた電
圧値ＦＢと、外部からの目標電圧Ｖｒｅｆとを入力し、
これら電圧値ＦＢと目標電圧Ｖｒｅｆとの誤差を増幅す
る誤差増幅回路である。このエラーアンプＥＲＡ１によ
って増幅された誤差は、ＰＷＭ比較器９の非反転入力端
子に入力される。

【０１１５】（ＰＷＭ比較器９）ＰＷＭ比較器９は、反
転入力端子と非反転入力端子とを有する電圧比較器であ
る。ＰＷＭ比較器９の反転入力端子は、三角波発振器８
から出力された変換用三角波を入力する。ＰＷＭ比較器
９の非反転入力端子は、エラーアンプＥＲＡ１から出力
される信号を入力する。

【０１１６】前記ＰＷＭ比較器９は、非反転入力端子に
入力された信号と反転入力端子に入力された信号とを比
較する。例えば、ＰＷＭ比較器９は、非反転入力端子に
入力された信号から反転入力端子に入力された信号を減
算する。ＰＷＭ比較器９は、減算して得られた値が負の
値を示す間（三角波発振器８から出力された信号がエラ
ーアンプＥＲＡ１から出力された信号よりも大きい間）
は、Ｈｉｇｈレベルの信号を出力する。

【０１１７】一方、ＰＷＭ比較器９は、減算して得られ
た値が正の値を示す間（三角波発振器８から出力された
信号がエラーアンプＥＲＡ１から出力された信号よりも
小さい間）は、Ｌｏｗレベルの信号を出力する。

【０１１８】このようにしてＰＷＭ比較器９から出力さ
れた信号は、論理積回路ＡＮＤ１と同期整流制御回路１
３とに入力される。

【０１１９】（エラーアンプＥＲＡ２）エラーアンプＥ
ＲＡ２は、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶ
ＥＲＴＥＲ）の出力電圧ＦＢを信号線４を介して入力す
ると同時に、抵抗Ｒ１に入力される電圧値ＣＳを信号線
２０を介して入力する。

【０１２０】このエラーアンプＥＲＡ２は、直流−直流
変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の出力電
圧ＦＢと電圧値ＣＳとの電位差を求め、直流−直流変換
装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）から出力され
る電流値を測定する誤差増幅回路である。

【０１２１】エラーアンプＥＲＡ２から出力された電圧
値は、同期整流制御回路１３に入力される。

【０１２２】（チャージポンプ回路１２）チャージポン
プ回路１２は、メインスイッチングトランジスタＴｒ１
を駆動する電圧をドライブ−１（１０）に供給し、同期
整流用トランジスタＴｒ２を駆動する電圧をドライブ−
２（１１）に供給する。

【０１２３】（同期整流制御回路１３）同期整流制御回
路１３は、ＰＷＭ比較器９から出力された信号とエラー
アンプＥＲＡ２から出力された信号とを入力する。そし
て、同期整流制御回路１３は、ＰＷＭ比較器９からの信
号とエラーアンプＥＲＡ２からの信号とに従って同期整
流用トランジスタＴｒ２のオン状態とオフ状態とを切り
換えることによって、同期整流を行う回路である。

【０１２４】例えば、同期整流制御回路１３は、ＰＷＭ
比較器８からのＬｏｗレベルの信号を入力し、且つ、エ
ラーアンプＥＲＡ２からの信号が一定値以下であるとき
に限り、Ｈｉｇｈレベルの信号を出力する。

【０１２５】この同期整流用制御回路１３から出力され
た信号は、論理和回路ＯＲ１に入力される。

【０１２６】（フリップフロップＦＦ）フリップフロッ
プＦＦは、セット端子とリセット端子との２つの入力端
子、及び、非反転出力端子Ｑと反転出力端子＊Ｑとの２
つの出力端子を有している。

【０１２７】フリップフロップＦＦのセット端子Ｓは、
電圧比較器ＩＣ２からの信号ＯＶを入力する。このと
き、フリップフロップＦＦは、セット端子に入力した信
号を記憶する。

【０１２８】フリップフロップＦＦのリセット端子Ｒ
は、外部からのオン指令値もしくはオフ指令値を入力す
る。リセット端子にオン指令値あるいはオフ指令値が入
力されると、フリップフロップＦＦに記憶されている信
号は、Ｌｏｗレベルの信号にリセットされる。

【０１２９】フリップフロップＦＦの非反転出力端子Ｑ
は、論理和回路ＯＲ１に接続される。この出力端子Ｑ
は、フリップフロップＦＦが記憶している信号をそのま
ま出力する。

【０１３０】例えば、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の出力電圧ＦＢが基準電圧ｅ３
以下である場合は、フリップフロップＦＦのセット端子
Ｓは、電圧比較器ＩＣ２からの信号ＯＶとしてＬｏｗレ
ベルの信号を入力する。この場合、フリップフロップＦ
Ｆがセット端子Ｓに入力されたＬｏｗレベルの信号を記
憶することになり、非反転出力端子Ｑは、フリップフロ
ップＦＦが記憶しているＬｏｗレベルの信号を出力する
ことになる。

【０１３１】また、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の出力電圧ＦＢが基準電圧ｅ３を
超えた場合（出力電圧ＦＢが過電圧になった場合）は、
フリップフロップＦＦのセット端子Ｓは、電圧比較器Ｉ
Ｃ２からの信号ＯＶとしてＨｉｇｈレベルの信号を入力
する。この場合、フリップフロップＦＦがセット端子Ｓ
に入力されたＨｉｇｈレベルの信号を記憶することにな
り、非反転出力端子Ｑは、フリップフロップＦＦが記憶
しているＨｉｇｈレベルの信号を出力することになる。

【０１３２】フリップフロップＦＦの反転出力端子＊Ｑ
は、論理積回路ＡＮＤ１に接続される。この反転出力端
子＊Ｑは、フリップフロップＦＦが記憶している信号値
を反転した値、つまりＬｏｗレベルとＨｉｇｈレベルと
を反転した信号を出力する。

【０１３３】例えば、反転出力端子＊Ｑは、フリップフ
ロップＦＦが記憶している信号ＯＶがＬｏｗレベルの信
号ならば（直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶ
ＥＲＴＥＲ）の出力電圧ＦＢが基準電圧ｅ３以下なら
ば）、Ｈｉｇｈレベルの信号を出力することになる。ま
た、反転出力端子＊Ｑは、フリップフロップＦＦが記憶
している信号ＯＶがＨｉｇｈレベルの信号ならば（直流
−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の
出力電圧ＦＢが基準電圧ｅ３を超えているならば）、Ｌ
ｏｗレベルの信号を出力することになる。

【０１３４】（論理積回路ＡＮＤ１）論理積回路ＡＮＤ
１は、ＰＷＭ比較器９から出力される信号とフリップフ
ロップＦＦの反転出力端子＊Ｑから出力される信号とを
入力する。この論理積回路ＡＮＤ１は、ＰＷＭ比較器９
からの信号とフリップフロップＦＦからの信号との論理
積を演算し、その演算結果を示す信号を出力する。論理
積回路ＡＮＤ１から出力された信号は、ドライブ−１
（１０）に入力される。

【０１３５】例えば、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の出力電圧ＦＢが基準電圧ｅ３
以下の場合は、論理積回路ＡＮＤ１は、フリップフロッ
プＦＦの反転出力端子＊ＱからのＨｉｇｈレベルの信号
を入力することになる。この場合、論理積回路ＡＮＤ１
は、ＰＷＭ比較器９からの信号をそのまま出力すること
になる。この結果、出力電圧ＦＢが基準電圧ｅ３以下の
場合は、ドライブ−１（１０）は、ＰＷＭ比較器９から
の信号に従って動作することになる。

【０１３６】また、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の出力電圧ＦＢが基準電圧ｅ３よ
り大きくなった場合（出力電圧ＦＢが過電圧になった場
合）は、論理積回路ＡＮＤ１は、フリップフロップＦＦ
の反転出力端子＊ＱからのＬｏｗレベルの信号を入力す
ることになる。この場合、論理積回路ＡＮＤ１は、ＰＷ
Ｍ比較器９からの信号に関わらず、Ｌｏｗレベルの信号
を出力することになる。この結果、出力電圧ＦＢが過電
圧になった場合は、ドライブ−１（１０）は、ＰＷＭ比
較器９からの信号に関わらず、フリップフロップＦＦか
らのＬｏｗレベルの信号に従って動作することになる。

【０１３７】（論理和回路ＯＲ１）論理和回路ＯＲ１
は、同期整流制御回路１３から出力される信号と、フリ
ップフロップＦＦの非反転出力端子Ｑから出力される信
号とを入力する。この論理和回路ＯＲ１は、同期整流制
御回路１３からの信号とフリップフロップＦＦからの信
号との論理和を演算し、その演算結果を示す信号を出力
する。論理和回路ＯＲ１から出力された信号は、ドライ
ブ−２（１１）に入力される。

【０１３８】例えば、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の出力電圧ＦＢが基準電圧ｅ３
以下の場合は、論理和回路ＯＲ１は、フリップフロップ
ＦＦの非反転出力端子ＱからのＬｏｗレベルの信号を入
力することになる。この場合、論理和回路ＯＲ１は、同
期整流制御回路１３からの信号をそのまま出力すること
になる。この結果、出力電圧ＦＢ基準電圧ｅ３以下の場
合は、ドライブ−２（１１）は、同期整流制御回路１３
からの信号に従って動作することになる。

【０１３９】また、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の出力電圧ＦＢが基準電圧ｅ３よ
り大きくなった場合（出力電圧ＦＢが過電圧になった場
合）は、論理和回路ＯＲ１は、フリップフロップＦＦの
非反転出力端子ＱからのＨｉｇｈレベルの信号を入力す
ることになる。この場合、論理和回路ＯＲ１は、同期整
流制御回路１３からの信号に関わらず、Ｈｉｇｈレベル
の信号を出力することになる。この結果、出力電圧ＦＢ
が過電圧になった場合は、ドライブ−２（１１）は、同
期整流制御回路１３からの信号に関わらず、フリップフ
ロップＦＦからのＨｉｇｈレベルの信号に従って動作す
ることになる。

【０１４０】（ドライブ−１（１０））ドライブ−１
（１０）は、論理積回路ＡＮＤ１からの信号に応じて、
メインスイッチングトランジスタＴｒ１のオン状態とオ
フ状態とを切り換える。

【０１４１】例えば、ドライブ−１（１０）は、論理積
回路ＡＮＤ１からのＨｉｇｈレベルの信号を入力したと
きに、チャージポンプ回路１２から供給された電力をメ
インスイッチングトランジスタＴｒ１に供給して、メイ
ンスイッチングトランジスタＴｒ１をオン状態にする。

【０１４２】また、ドライブ−１（１０）は、論理積回
路ＡＮＤ１からのＬｏｗレベルの信号を入力したとき
に、メインスイッチングトランジスタＴｒ１に対する電
力供給を停止して、メインスイッチングトランジスタＴ
ｒ１をオフ状態にする。

【０１４３】（ドライブ−２（１１））ドライブ−２
（１１）は、論理和回路ＯＲ１からの信号に応じて、同
期整流用トランジスタＴｒ２のオン状態とオフ状態とを
切り換える。

【０１４４】例えば、ドライブ−２（１１）は、論理和
回路ＯＲ１からのＨｉｇｈレベルの信号を入力したとき
に、チャージポンプ回路１２から供給された電力を同期
整流用トランジスタＴｒ２に供給して、同期整流用トラ
ンジスタＴｒ２をオン状態にする。

【０１４５】一方、ドライブ−２（１１）は、論理和回
路ＯＲ１からのＬｏｗレベルの信号を入力したときに、
同期整流用トランジスタＴｒ２に対する電力供給を停止
して、同期整流用トランジスタＴｒ２をオフ状態にす
る。（実施の形態１の作用・効果）以下、本実施の形態
にかかる直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥ
ＲＴＥＲ）の作用・効果について述べる。

【０１４６】（１）直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）が正常に動作している場合直流−
直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）が正
常に動作している場合、すなわち、直流−直流変換装置
（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の出力電圧ＦＢが
正常な電圧値を示している場合は、出力電圧ＦＢが基準
電圧ｅ３よりも十分小さくなるので、電圧比較器ＩＣ２
は、Ｌｏｗレベルの信号を出力することになる。

【０１４７】電圧比較器ＩＣ２から出力されたＬｏｗレ
ベルの信号は、制御回路ＣＴＬのフリップフロップＦＦ
のセット端子Ｓに入力される。そして、フリップフロッ
プＦＦは、入力したＬｏｗレベルの信号を記憶する。こ
のとき、フリップフロップＦＦの非反転出力端子Ｑは、
フリップフロップＦＦに記憶されているＬｏｗレベルの
信号を出力する。また、フリップフロップＦＦの反転出
力端子＊Ｑは、Ｈｉｇｈレベルの信号を出力する。

【０１４８】フリップフロップＦＦの非反転出力端子Ｑ
から出力されたＬｏｗレベルの信号は、論理和回路ＯＲ
１に入力される。この場合、論理和回路ＯＲ１は、同期
整流制御回路１３からの信号（Ｌｏｗレベルの信号、も
しくは、Ｈｉｇｈレベルの信号）をそのまま出力する。
論理和回路ＯＲ１から出力された信号は、ドライブ−２
（１１）に入力される。

【０１４９】ドライブ−２（１１）は、論理和回路ＯＲ
１からの信号、すなわち、同期整流制御回路１３からの
信号に従って同期整流用トランジスタＴｒ２のオン状態
とオフ状態とを切り換える。この結果、ドライブ−２
（１１）は、メインスイッチングトランジスタＴｒ１が
オフ状態にあり、且つ、ダイオードＤ１がチョークコイ
ルＬ１に蓄積されたエネルギーを出力側へ放出している
期間、同期整流用トランジスタＴｒ２をオン状態にする
ことができる。

【０１５０】また、フリップフロップＦＦの反転出力端
子＊Ｑから出力されたＨｉｇｈレベルの信号は、論理積
回路ＡＮＤ１に入力される。この場合、論理積回路ＡＮ
Ｄ１は、ＰＷＭ比較器９からの信号（Ｌｏｗレベルの信
号、もしくは、Ｈｉｇｈレベルの信号）をそのまま出力
する。この論理積回路ＡＮＤ１から出力された信号は、
ドライブ−１（１０）に入力される。

【０１５１】ドライブ−１（１０）は、論理積回路ＡＮ
Ｄ１からの信号、すなわち、ＰＷＭ比較器９からの信号
に従ってメインスイッチングトランジスタＴｒ１のオン
状態とオフ状態とを切り換える。この結果、ドライブ−
１（１０）は、三角波発振器８からの三角波がエラーア
ンプＥＲＡ１からの電圧値よりも高いときにはメインス
イッチングトランジスタＴｒ１をオン状態にし、三角波
発振器８からの三角波がエラーアンプＥＲＡ１からの電
圧値よりも低いときにはメインスイッチングトランジス
タＴｒ１をオフ状態にすることができる。

【０１５２】（２）信号線４が断線状態になった場合信
号線４が断線状態になると、制御回路ＣＴＬは、直流−
直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の出
力電圧ＦＢを入力することができなくなる。このとき、
制御回路ＣＴＬの分割抵抗Ｒ２／Ｒ３には、電圧が印加
されなくなる。この結果、分割抵抗Ｒ２／Ｒ３から出力
される信号の値は目標電圧Ｖｒｅｆよりも小さくなる。

【０１５３】分割抵抗Ｒ２／Ｒ３から出力される信号値
が目標電圧Ｖｒｅｆよりも小さくなると、エラーアンプ
ＥＲＡ１は、負の値を示す信号値を出力する。このと
き、エラーアンプＥＲＡ１から出力される値は、三角波
発振器８から発振された三角波よりも小さくなる。

【０１５４】エラーアンプＥＲＡ１からの信号値が三角
波発振器８からの三角波よりも小さくなると、ＰＷＭ比
較器９は、Ｈｉｇｈレベルの信号を出力する。ＰＷＭ比
較器９から出力されたＨｉｇｈレベルの信号は、論理積
回路ＡＮＤ１に入力される。

【０１５５】一方、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の出力電圧は、電源ｅ３の基準電
圧ｅ３よりも十分小さいので、電圧比較器ＩＣ２は、Ｌ
ｏｗレベルの信号を出力する。

【０１５６】電圧比較器ＩＣ２から出力されたＬｏｗレ
ベルの信号は、制御回路ＣＴＬのフリップフロップＦＦ
のセット端子Ｓに入力される。このとき、電圧比較器Ｉ
Ｃ２の反転出力端子＊Ｑは、Ｈｉｇｈレベルの信号を出
力する。フリップフロップＦＦの反転出力端子＊Ｑから
出力されたＨｉｇｈレベルの信号は、論理積回路ＡＮＤ
１に入力される。

【０１５７】このようにして、論理積回路ＡＮＤ１は、
ＰＷＭ比較器９からのＨｉｇｈレベルの信号とフリップ
フロップＦＦからのＨｉｇｈレベルの信号とを入力する
ことになる。このとき、論理積回路ＡＮＤ１は、Ｈｉｇ
ｈレベルの信号を出力する。論理積回路ＡＮＤ１から出
力されたＨｉｇｈレベルの信号は、ドライブ−１（１
０）に入力される。

【０１５８】Ｈｉｇｈレベルの信号を入力したドライブ
−１（１０）は、チャージポンプ回路１２からの駆動電
力をメインスイッチングトランジスタＴｒ１に供給し
て、メインスイッチングトランジスタＴｒ１をオン状態
にする。

【０１５９】ところで、信号線４が断線状態になってい
るため、制御回路ＣＴＬは、直流−直流変換装置（ＤＣ
−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の出力電圧ＦＢを認識す
ることができないまま、上記したような出力電圧ＦＢを
増加させる制御を続けることになる。この結果、直流−
直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の実
際の出力電圧が大きくなっていき、過電圧状態が発生す
る虞がある。

【０１６０】直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮ
ＶＥＲＴＥＲ）の出力電圧が過電圧状態に陥ると、出力
電圧が基準電圧ｅ３よりも大きくなるため、電圧比較器
ＩＣ２は、Ｈｉｇｈレベルの信号を出力することにな
る。電圧比較器ＩＣ２から出力されたＨｉｇｈレベルの
信号は、制御回路ＣＴＬのフリップフロップＦＦのセッ
ト端子Ｓに入力される。

【０１６１】フリップフロップＦＦは、セット端子Ｓに
入力されたＨｉｇｈレベルの信号を記憶する。このと
き、フリップフロップＦＦの非反転出力端子Ｑは、Ｈｉ
ｇｈレベルの信号を出力し、反転出力端子＊Ｑは、Ｌｏ
ｗレベルの信号を出力する。

【０１６２】フリップフロップＦＦの非反転出力端子Ｑ
から出力されたＨｉｇｈレベルの信号は、論理和回路Ｏ
Ｒ１に入力される。このとき、論理和回路ＯＲ１は、同
期生流制御回路１３からの信号にかかわらずＨｉｇｈレ
ベルの信号を出力することになる。論理和回路ＯＲ１か
ら出力されたＨｉｇｈレベルの信号は、ドライブ−２
（１１）に入力される。

【０１６３】Ｈｉｇｈレベルの信号を入力したドライブ
−２（１１）は、チャージポンプ回路１３からの駆動電
力を同期整流用トランジスタＴｒ２に供給して、同期整
流用トランジスタＴｒ２をオン状態にする。

【０１６４】また、フリップフロップＦＦの反転出力端
子＊Ｑから出力されたＬｏｗレベルの信号は、論理積回
路ＡＮＤ１に入力される。このとき、論理積回路ＡＮＤ
１は、ＰＷＭ比較器９からの信号にかかわらずＬｏｗレ
ベルの信号を出力することになる。この論理積回路ＡＮ
Ｄ１から出力されたＬｏｗレベルの信号は、ドライブ−
１（１０）に入力される。

【０１６５】Ｌｏｗレベルの信号を入力したドライブ−
１（１０）は、メインスイッチングトランジスタＴｒ１
に対する電力供給を停止して、メインスイッチングトラ
ンジスタＴｒ１をオフ状態にする。

【０１６６】このように、直流−直流変換装置（ＤＣ−
ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の出力電圧が過電圧状態に
なると、メインスイッチングトランジスタＴｒ１が強制
的にオフ状態になると同時に、同期整流用トランジスタ
Ｔｒ２が強制的にオン状態になる。

【０１６７】この結果、信号線２６、同期整流用トラン
ジスタＴｒ２、信号線２、信号線１、チョークコイルＬ
１、信号線１５、抵抗Ｒ１、及び、信号線１６が接続さ
れることになり、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ Ｃ
ＯＮＶＥＲＴＥＲ）の出力電圧は、信号線２６に接続さ
れたグランドの電圧（０Ｖ）にクランプされる。

【０１６８】従って、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の負荷に過電圧が印加されるこ
とを防止することができる。また、本実施の形態にかか
る直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥ
Ｒ）によれば、平滑用のコンデンサＣ１として高耐圧の
有機コンデンサを使用する必要がない上、焼損防止用の
フューズが不要になり、構成部品数が削減される。

【０１６９】さらに、コンデンサＣ１の焼損防止用のフ
ューズが不要になったことにより、直流−直流変換装置
（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）内の抵抗が減少
し、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴ
ＥＲ）の変換効率が向上する。

【０１７０】（３）メインスイッチングトランジスタＴ
ｒ１が短絡故障を発生した場合メインスイッチングトラ
ンジスタＴｒ１が短絡故障を起こした場合、信号線１４
と信号線１とが接続した状態になるため、直流−直流変
換装置（ＤＣ−ＤＣＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の出力電圧が
過電圧状態に陥る虞がある。

【０１７１】メインスイッチングトランジスタＴｒ１の
短絡故障によって出力電圧が過電圧状態に陥ると、出力
電圧が基準電圧ｅ３より大きくなるため、電圧比較器Ｉ
Ｃ２がＨｉｇｈレベルの信号を出力することになる。

【０１７２】このとき、制御回路ＣＴＬは、前述の
（２）で説明したように、同期整流用トランジスタＴｒ
２を強制的にオン状態にし、直流−直流変換装置（ＤＣ
−ＤＣＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の出力電圧をグランドレベ
ルにクランプする。これにより、直流−直流変換装置
（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の負荷に過電圧が
印加されることを防止することができる。

【０１７３】さらに、電池とメインスイッチングトラン
ジスタＴｒ１とを接続する信号線１４の途中にフューズ
を設けておけば、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ Ｃ
ＯＮＶＥＲＴＥＲ）に印加された電圧は、フューズ、信
号線１４、メインスイッチングトランジスタＴｒ１、信
号線１、信号線２、及び、同期整流用トランジスタＴｒ
２を介して短絡される。このとき、フューズは、短絡電
流によって溶断される。

【０１７４】この結果、直流−直流変換装置（ＤＣ−Ｄ
Ｃ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）に印加される電圧が極短時間
のうちに遮断されることになり、直流−直流変換装置
（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の負荷に過電圧が
印加されることを早期に防止することができる。

【０１７５】従って、本実施の形態にかかる直流−直流
変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）によれ
ば、過電圧状態が発生したときに、直流−直流変換装置
（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の回路、及び、負
荷を確実に保護することができる。

【０１７６】本実施の形態にかかる直流−直流変換装置
（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）によれば、平滑用
のコンデンサＣ１として高耐圧の有機コンデンサを使用
する必要がない上、焼損防止用のフューズが不要にな
り、構成部品数が削減される。

【０１７７】平滑用のコンデンサＣ１の焼損防止用のフ
ューズが不要になったことにより、直流−直流変換装置
（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）内の抵抗が減少
し、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴ
ＥＲ）の変換効率が向上する。

【０１７８】〈直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯ
ＮＶＥＲＴＥＲ）の他の実施態様〉前述した第１の実施
の形態にかかる直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯ
ＮＶＥＲＴＥＲ）は、制御回路ＣＴＬとは別に電圧比較
器ＩＣ２及び電源ｅ３を備えているが、これら電圧比較
器ＩＣ２及び電源ｅ３を図３、図４に示すように制御回
路ＣＴＬ内に内蔵するようにしてもよい。

【０１７９】この場合、信号線２１は、図３に示すよう
に、制御回路ＣＴＬと直接接続される。制御回路ＣＴＬ
は、図４に示すように、信号線２１に接続される分割抵
抗Ｒ６／Ｒ７と、この分割抵抗Ｒ６／Ｒ７と接続される
電圧比較器ＩＣ２と、この電圧比較器ＩＣ２に接続され
る電源ｅ３とを備える。

【０１８０】分割抵抗Ｒ６／Ｒ７は、信号線２１を介し
て入力した電圧をセンスする抵抗である。この分割抵抗
Ｒ６／Ｒ７によってセンスされた電圧は、電圧比較器Ｉ
Ｃ２の非反転入力端子に入力される。

【０１８１】電圧比較器ＩＣ２の反転入力端子は、信号
線２８を介して電源ｅ３と接続される。電圧比較器ＩＣ
２の出力端子は、信号線２９を介してフリップフロップ
ＦＦのセット端子Ｓに接続される。

【０１８２】このように制御回路ＣＴＬを構成した場
合、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣＣＯＮＶＥＲＴＥ
Ｒ）の出力電圧が過電圧状態になると、過電圧状態の出
力電圧が制御回路ＣＴＬの分割抵抗Ｒ６／Ｒ７に入力さ
れる。

【０１８３】分割抵抗Ｒ６／Ｒ７は、過電圧状態の出力
電圧値をセンスする。この分割抵抗Ｒ６／Ｒ７によって
センスされた電圧値は、電圧比較器ＩＣ２の非反転入力
端子に入力される。

【０１８４】電圧比較器ＩＣ２は、分割抵抗Ｒ６／Ｒ７
からの電圧値から電源ｅ３からの基準電圧ｅ３を減算す
る。このとき、分割抵抗Ｒ６／Ｒ７からの電圧値が基準
電圧ｅ３より大きくなるので、電圧比較器ＩＣ２は、Ｈ
ｉｇｈレベルの信号を出力する。

【０１８５】電圧比較器ＩＣ２から出力されたＨｉｇｈ
レベルの信号は、フリップフロップＦＦのセット端子Ｓ
に入力される。この結果、制御回路ＣＴＬは、前述の第
１の実施の形態と同様の制御を行うことができる。

【０１８６】従って、電圧比較器ＩＣ２と電源ｅ３とを
制御回路ＣＴＬに内蔵しても、前述の第１の実施の形態
と同様の効果を得ることができる。

【０１８７】〈実施の形態２〉図５は、本発明の直流−
直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の第
２の実施の形態を示す図である。尚、同図において、前
述の第１の実施の形態と同一の構成要素については同一
の名称及び符号を付加している。

【０１８８】直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮ
ＶＥＲＴＥＲ）は、図示していない電源としての電池と
負荷との間に設けられ、電池からの電圧を定電圧化して
負荷へ供給する装置である。

【０１８９】（直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯ
ＮＶＥＲＴＥＲ）の構成）本実施の形態にかかる直流−
直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）は、
フューズＦ１、制御回路ＣＴＬ、メインスイッチングト
ランジスタＴｒ１、同期整流用トランジスタＴｒ２、ダ
イオードＤ１、チョークコイルＬ１、コンデンサＣ１、
電圧比較器ＩＣ１、基準電圧ｅ１を発生する電源ｅ１、
コンデンサＣ２、及び、コンデンサＣ３を備えている。

【０１９０】（直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯ
ＮＶＥＲＴＥＲ）を構成する回路の接続形態）ここで、
上記の構成要素の接続形態について述べる。

【０１９１】フューズＦ１は、電池とメインスイッチン
グトランジスタＴｒ１とを接続する信号線１４の途中に
設けられる。前記信号線１４を介して電池と接続された
メインスイッチングトランジスタＴｒ１は、信号線１を
介してチョークコイルＬ１と接続されるとともに、信号
線２４を介して制御回路ＣＴＬと接続される。

【０１９２】上記のメインスイッチングトランジスタＴ
ｒ１は、例えば、ソース端子、ドレイン端子、及び、ゲ
ート端子の３つの端子を有するＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｍｅｔ
ａｌＯｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅ
ｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。
この場合、上記の信号線１４は、メインスイッチングト
ランジスタＴｒ１のドレイン端子に接続される。また、
上記の信号線１は、メインスイッチングトランジスタＴ
ｒ１のソース端子に接続される。さらに、上記の信号線
２４は、メインスイッチングトランジスタＴｒ１のゲー
ト端子に接続される。

【０１９３】メインスイッチングトランジスタＴｒ１と
信号線１を介して接続されたチョークコイルＬ１は、さ
らに信号線１５を介して図示しない負荷と接続される。
上記のフューズＦ１とメインスイッチングトランジスタ
Ｔｒ１とを接続する信号線１４の途中には、４本の信号
線３１、１７、１８、１９が接続される。

【０１９４】上記の４本の信号線３１、１７、１８、１
９のうちのフューズＦ１寄りの信号線３１は、コンデン
サＣ３を介してグランドに接続される。上記の４本の信
号線３１、１７、１８、１９のうちの信号線１７は、電
圧比較器ＩＣ１に接続される。この電圧比較器ＩＣ１
は、例えば、非反転入力端子、反転入力端子、及び、出
力端子を有する。この場合、上記の信号線１７は、電圧
比較器ＩＣ１の非反転入力端子に接続される。また、電
圧比較器ＩＣ１の反転入力端子は、信号線２２を介して
電源ｅ１と接続される。さらに、電圧比較器ＩＣ１の出
力端子は、信号線２３を介して制御回路ＣＴＬに接続さ
れる。

【０１９５】上記の４本の信号線３１、１７、１８、１
９のうちの信号線１８は、制御回路ＣＴＬに接続され
る。この信号線１８の途中には、信号線１８ａが接続さ
れている。この信号線１８ａは、コンデンサＣ２を介し
てグランドに接続される。

【０１９６】上記の４本の信号線３１、１７、１８、１
９のうちのメインスイッチングトランジスタＴｒ１寄り
の信号線１９は、制御回路ＣＴＬに接続される。また、
メインスイッチングトランジスタＴｒ１とチョークコイ
ルＬ１とを接続する信号線１の途中には、２本の信号線
２、３が接続される。

【０１９７】上記の２本の信号線２、３のうちメインス
イッチングトランジスタＴｒ１寄りの信号線２は、同期
整流用トランジスタＴｒ２に接続される。この同期整流
用トランジスタＴｒ２は、信号線２５を介して制御回路
ＣＴＬと接続されるとともに、信号線２６を介してグラ
ンドに接続される。

【０１９８】上記の同期整流用トランジスタＴｒ２は、
例えば、ドレイン端子、ソース端子、ゲート端子の３つ
の端子を有するＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄ
ｅＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ ＦＥＴ）である。この
場合、上記の信号線２は、同期整流用トランジスタＴｒ
２のドレイン端子に接続される。また、上記の信号線２
５は、同期整流用トランジスタＴｒ２のゲート端子に接
続される。さらに、上記の信号線２６は、同期整流用ト
ランジスタＴｒ２のソース端子に接続される。

【０１９９】上記の２本の信号線２、３のうちチョーク
コイルＬ１寄りの信号線３は、ダイオードＤ１のカソー
ド端子に接続される。このダイオードＤ１のアノード端
子は、信号線２７を介してグランドに接続される。

【０２００】チョークコイルＬ１と負荷とを接続する信
号線１５の途中には、２本の信号線４、５が接続され
る。上記の２本の信号線４、５のうち、チョークコイル
Ｌ１寄りの信号線４は、制御回路ＣＴＬに接続される。
この信号線４は、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣＣＯ
ＮＶＥＲＴＥＲ）の出力電圧ＦＢを制御回路ＣＴＬにフ
ィードバックするための信号線である。

【０２０１】上記の２本の信号線４、５のうち、負荷寄
りの信号線５は、コンデンサＣ１を介してグランドに接
続される。（直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮ
ＶＥＲＴＥＲ）を構成する回路の機能）次に、上記の各
構成要素の機能について述べる。

【０２０２】（コンデンサＣ３）コンデンサＣ３は、有
機コンデンサであり、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）に入力される電圧に含まれる脈動
成分を除去する平滑用のコンデンサである。

【０２０３】（電源ｅ１）電源ｅ１は、直流−直流変換
装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）が入力すべき
電圧の基準電圧ｅ１を発生する。

【０２０４】（電圧比較器ＩＣ１）電圧比較器ＩＣ１
は、電池からの電圧Ｖｉと電源ｅ１からの基準電圧ｅ１
とを比較し、比較した結果を示す信号ＯＶを出力する。
電圧比較器ＩＣ１から出力された信号ＯＶは、信号線２
３を介して制御回路ＣＴＬに入力される。

【０２０５】例えば、電圧比較器ＩＣ１は、上記の電圧
Ｖｉから基準電圧ｅ１を減算し、その減算結果が「０」
以下ならばＬｏｗレベルの信号を出力し、減算結果が正
の値ならばＨｉｇｈレベルの信号を出力する。

【０２０６】（コンデンサＣ２）コンデンサＣ２は、メ
インスイッチングトランジスタＴｒ１及び同期整流用ト
ランジスタＴｒ２を非常時に駆動するための電力を蓄積
するものである。

【０２０７】（メインスイッチングトランジスタＴｒ
１）メインスイッチングトランジスタＴｒ１は、制御回
路ＣＴＬからの制御信号ＤＨを入力し、入力した信号Ｄ
Ｈに従って信号線１４と信号線１との間を接続または切
断する。

【０２０８】例えば、メインスイッチングトランジスタ
Ｔｒ１は、ゲート端子に制御回路ＣＴＬからの電圧が印
加されるとオン状態になり、ドレイン端子とソース端子
との間を接続して、信号線１４と信号線１との間を接続
する。

【０２０９】また、メインスイッチングトランジスタＴ
ｒ１は、ゲート端子に制御回路ＣＴＬからの電圧が印加
されていなければオフ状態になり、ドレイン端子とソー
ス端子との間を切断して、信号線１４と信号線１との間
を切断する。

【０２１０】（チョークコイルＬ１）チョークコイルＬ
１は、電圧変換用のコイルである。（ダイオードＤ１）
ダイオードＤ１は、メインスイッチングトランジスタＴ
ｒ１がオフ状態のときに、チョークコイルＬ１に蓄積さ
れたエネルギーを出力側へ放出させるフリーホイールダ
イオードである。

【０２１１】（同期整流用トランジスタＴｒ２）同期整
流用トランジスタＴｒ２は、制御回路ＣＴＬからの信号
ＤＬを入力し、入力した信号ＤＬに従って信号線２と信
号線２６との間を接続あるいは切断するスイッチ回路で
ある。

【０２１２】例えば、同期整流用トランジスタＴｒ２
は、ゲート端子に制御回路ＣＴＬからの電圧が印加され
るとオン状態になり、ドレイン端子とソース端子との間
を接続して、信号線２と信号線２６との間を接続する。

【０２１３】同期整流用トランジスタＴｒ２は、ゲート
端子に制御回路ＣＴＬからの電圧が印可されていなけれ
ばオフ状態になり、ドレイン端子とソース端子との間を
切断して、信号線２と信号線２６との間を切断する。

【０２１４】本例において、同期整流用トランジスタＴ
ｒ２は、メインスイッチングトランジスタＴｒ１がオフ
状態のときにチョークコイルＬ１に蓄積されたエネルギ
ーを出力させるフリーホイール用のスイッチ回路であ
る。

【０２１５】例えば、同期整流用トランジスタＴｒ２
は、ダイオードＤ１に印加される電圧が順方向のときに
オン状態（信号線２と信号線２６との間を接続した状
態）になり、ダイオードＤ１に印加される電圧が逆方向
のときにオフ状態（信号線２と信号線２６との間を切断
した状態）になる。このとき、ダイオードＤ１の電圧降
下は、低減されることになる。

【０２１６】（コンデンサＣ１）コンデンサＣ１は、チ
ョークコイルＬ１から出力された電圧に含まれる脈動成
分を除去する平滑用のコンデンサである。

【０２１７】（制御回路ＣＴＬ）制御回路ＣＴＬには、
前述した信号線４、１９、２３、１８、２４、２５の他
に、外部からのオン指令値あるいはオフ指令値と、外部
からの目標電圧Ｖｒｅｆとが入力される。外部からの目
標電圧Ｖｒｅｆは、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）が出力すべき電圧の基準電圧であ
る。

【０２１８】制御回路ＣＴＬは、電圧比較器ＩＣ１から
の信号ＯＶと、信号線４を介して入力する出力電圧ＦＢ
と、外部からの目標電圧Ｖｒｅｆとに従って、メインス
イッチングトランジスタＴｒ１及び同期整流用トランジ
スタＴｒ２のオン状態とオフ状態とを切り換える。

【０２１９】ここで、制御回路ＣＴＬの内部構成につい
て図６に基づいて説明する。 （制御回路ＣＴＬの構成）制御回路ＣＴＬは、図６に示
すように、パルス幅変調方式（ＰＷＭ方式）を採用する
回路であり、電源７、三角波発振器８、ＰＷＭ比較器
９、チャージポンプ回路１２、同期整流制御回路１３、
フリップフロップＦＦ、ドライブ−１（１０）、及び、
ドライブ−２（１１）を備えている。さらに、制御回路
ＣＴＬは、分割抵抗Ｒ２／Ｒ３、エラーアンプＥＲＡ
１、論理和回路ＯＲ１、論理和回路ＯＲ２を備えてい
る。

【０２２０】（電源７）電源７は、外部からのオン指令
値を入力したときに、制御回路ＣＴＬを構成する回路へ
動作電力を供給する。また、電源７は、外部からのオフ
指令値を入力したときに、制御回路ＣＴＬを構成する回
路に対する動作電力の供給を停止する。

【０２２１】（三角波発振器８）三角波発振器８は、電
圧をパルス幅に変換するための変換用三角波を、一定の
周波数で発振する。この三角波発振器８から発振された
三角波は、ＰＷＭ比較器９に入力される。

【０２２２】（分割抵抗Ｒ２／Ｒ３）分割抵抗Ｒ２／Ｒ
３は、信号線４と接続されており、直流−直流変換装置
（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の出力電圧ＦＢを
入力するようになっている。この分割抵抗Ｒ２／Ｒ３
は、出力電圧ＦＢの電圧値をセンスするセンス抵抗であ
る。

【０２２３】分割抵抗Ｒ２／Ｒ３によってセンスされた
電圧値は、エラーアンプＥＲＡ１に入力される。 （エラーアンプＥＲＡ１）エラーアンプＥＲＡ１は、分
割抵抗Ｒ２／Ｒ３によってセンスされた電圧値ＦＢと、
外部からの目標電圧Ｖｒｅｆとを入力し、これら電圧値
ＦＢと目標電圧Ｖｒｅｆとの誤差を増幅する誤差増幅回
路である。このエラーアンプＥＲＡ１によって増幅され
た誤差は、ＰＷＭ比較器９の非反転入力端子に入力され
る。

【０２２４】（ＰＷＭ比較器９）ＰＷＭ比較器９は、反
転入力端子と非反転入力端子とを有する電圧比較器であ
る。ＰＷＭ比較器９の反転入力端子は、三角波発振器８
から出力された変換用三角波を入力する。また、ＰＷＭ
比較器９の非反転入力端子は、エラーアンプＥＲＡから
出力される信号を入力する。

【０２２５】ＰＷＭ比較器９は、非反転入力端子に入力
された信号と反転入力端子に入力された信号とを比較す
る。例えば、ＰＷＭ比較器９は、非反転入力端子に入力
された信号から反転入力端子に入力された信号を減算す
る。そして、ＰＷＭ比較器９は、減算して得られた値が
負の値を示す間（三角波発振器８から出力された信号が
エラーアンプＥＲＡ１から出力された信号よりも大きい
間）は、Ｈｉｇｈレベルの信号を出力する。

【０２２６】ＰＷＭ比較器９は、減算して得られた値が
正の値を示す間（三角波発振器８から出力された信号が
エラーアンプＥＲＡ１から出力された信号よりも小さい
間）は、Ｌｏｗレベルの信号を出力する。

【０２２７】ＰＷＭ比較器９から出力された信号（Ｈｉ
ｇｈレベルの信号、もしくは、Ｌｏｗレベルの信号）
は、論理和回路ＯＲ２と同期整流制御回路１３とに入力
される。

【０２２８】（チャージポンプ回路１２）チャージポン
プ回路１２は、メインスイッチングトランジスタＴｒ１
を駆動する電圧をドライブ−１（１０）に供給し、同期
整流用トランジスタＴｒ２を駆動する電圧をドライブ−
２（１１）に供給する。

【０２２９】（同期整流制御回路１３）同期整流制御回
路１３は、ＰＷＭ比較器９から出力される信号を入力す
る。同期整流制御回路１３は、ＰＷＭ比較器９からの信
号に従って、同期整流用トランジスタＴｒ２のオン状態
とオフ状態とを切り換えて同期整流を行う。

【０２３０】例えば、同期整流制御回路１３は、ＰＷＭ
比較器８からのＬｏｗレベルの信号を入力したとき、Ｈ
ｉｇｈレベルの信号を出力する。一方、同期整流制御回
路１３は、ＰＷＭ比較器８からのＨｉｇｈレベルの信号
を入力したとき、Ｌｏｗレベルの信号を出力する。

【０２３１】同期整流用制御回路１３から出力された信
号は、論理和回路ＯＲ１に入力される。 （フリップフロップＦＦ）フリップフロップＦＦは、セ
ット端子Ｓとリセット端子Ｒとの２つの入力端子、及
び、出力端子Ｑを有している。フリップフロップＦＦの
セット端子Ｓは、電圧比較器ＩＣ１から出力された信号
ＯＶを入力する。このとき、フリップフロップＦＦは、
セット端子Ｓに入力した信号を記憶する。

【０２３２】フリップフロップＦＦのリセット端子Ｒ
は、外部からのオン指令値もしくはオフ指令値を入力す
る。リセット端子Ｒにオン指令値あるいはオフ指令値が
入力されると、フリップフロップＦＦに記憶されている
信号は、Ｌｏｗレベルの信号にリセットされる。

【０２３３】フリップフロップＦＦの出力端子Ｑは、論
理和回路ＯＲ１、及び、論理和回路ＯＲ２に接続され
る。この出力端子Ｑは、フリップフロップＦＦが記憶し
ている信号を出力する。

【０２３４】例えば、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の入力電圧Ｖｉが基準電圧ｅ１
以下である場合は、フリップフロップＦＦのセット端子
Ｓは、電圧比較器ＩＣ１からの信号ＯＶとしてＬｏｗレ
ベルの信号を入力する。この場合、フリップフロップＦ
Ｆがセット端子Ｓに入力されたＬｏｗレベルの信号を記
憶することになり、出力端子Ｑは、フリップフロップＦ
Ｆが記憶しているＬｏｗレベルの信号を出力することに
なる。

【０２３５】一方、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の入力電圧Ｖｉが基準電圧ｅ１を
超えた場合（入力電圧Ｖｉが過電圧になった場合）は、
フリップフロップＦＦのセット端子Ｓは、電圧比較器Ｉ
Ｃ１からの信号ＯＶとしてＨｉｇｈレベルの信号を入力
する。

【０２３６】この場合、フリップフロップＦＦがセット
端子Ｓに入力されたＨｉｇｈレベルの信号を記憶するこ
とになり、出力端子Ｑは、フリップフロップＦＦが記憶
しているＨｉｇｈレベルの信号を出力することになる。

【０２３７】（論理和回路ＯＲ２）論理和回路ＯＲ２
は、ＰＷＭ比較器９からの信号とフリップフロップＦＦ
からの信号との論理和演算を行い、その演算結果を示す
信号をドライブ−１（１０）に入力する。

【０２３８】例えば、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の入力電圧Ｖｉが基準電圧ｅ１
以下である場合は、論理和回路ＯＲ２は、フリップフロ
ップＦＦの出力端子ＱからのＬｏｗレベルの信号を入力
することになる。この場合、論理和回路ＯＲ２は、ＰＷ
Ｍ比較器９からの信号をそのまま出力することになる。

【０２３９】この結果、直流−直流変換装置（ＤＣ−Ｄ
Ｃ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の入力電圧が基準電圧ｅ１以
下の場合は、ドライブ−１（１０）は、ＰＷＭ比較器９
からの信号に従って動作することになる。

【０２４０】一方、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の入力電圧が基準電圧ｅ１より大
きくなった場合（入力電圧が過電圧状態になった場合）
は、論理和回路ＯＲ２は、フリップフロップＦＦの出力
端子ＱからのＨｉｇｈレベルの信号を入力することにな
る。

【０２４１】この場合、論理和回路ＯＲ２は、ＰＷＭ比
較器９からの信号に関係なく、Ｈｉｇｈレベルの信号を
出力することになる。この結果、直流−直流変換装置
（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の入力電圧が過電
圧状態になった場合は、ドライブ−１（１０）は、ＰＷ
Ｍ比較器９からの信号に関わらず、フリップフロップＦ
Ｆからの信号に従って動作することになる。

【０２４２】（論理和回路ＯＲ１）論理和回路ＯＲ１
は、同期整流制御回路１３から出力される信号と、フリ
ップフロップＦＦから出力される信号との論理和演算を
行い、その演算結果を示す信号を出力する。この論理和
回路ＯＲ１から出力された信号は、ドライブ−２（１
１）に入力される。

【０２４３】例えば、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の入力電圧Ｖｉが基準電圧ｅ１
以下の場合は、論理和回路ＯＲ１は、フリップフロップ
ＦＦからのＬｏｗレベルの信号を入力することになる。
この場合、論理和回路ＯＲ１は、同期整流制御回路１３
からの信号をそのまま出力することになる。この結果、
入力電圧Ｖｉが基準電圧ｅ１以下の場合は、ドライブ−
１（１０）は、同期整流制御回路１３からの信号に従っ
て動作することになる。

【０２４４】一方、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の入力電圧Ｖｉが基準電圧ｅ１よ
り大きくなった場合（入力電圧Ｖｉが過電圧になった場
合）は、論理和回路ＯＲ１は、フリップフロップＦＦか
らのＨｉｇｈレベルの信号を入力することになる。

【０２４５】この場合、論理和回路ＯＲ１は、同期整流
制御回路１３からの信号に関わらず、Ｈｉｇｈレベルの
信号を出力することになる。すなわち、直流−直流変換
装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の入力電圧が
過電圧になった場合は、ドライブ−２（１１）は、同期
整流制御回路１３からの信号に関わらず、フリップフロ
ップＦＦからのＨｉｇｈレベルの信号に従って動作する
ことになる。

【０２４６】（ドライブ−１（１０））ドライブ−１
（１０）は、論理和回路ＯＲ２からの信号に応じて、メ
インスイッチングトランジスタＴｒ１のオン状態とオフ
状態とを切り換える。

【０２４７】例えば、ドライブ−１（１０）は、論理和
回路ＯＲ２からのＨｉｇｈレベルの信号を入力したとき
に、チャージポンプ回路１２から供給された電力をメイ
ンスイッチングトランジスタＴｒ１に供給して、メイン
スイッチングトランジスタＴｒ１をオン状態にする。

【０２４８】一方、ドライブ−１（１０）は、論理和回
路ＯＲ２からのＬｏｗレベルの信号を入力したときに、
メインスイッチングトランジスタＴｒ１に対する電力供
給を停止して、メインスイッチングトランジスタＴｒ１
をオフ状態にする。

【０２４９】（ドライブ−２（１１））ドライブ−２
（１１）は、論理和回路ＯＲ１からの信号に応じて、同
期整流用トランジスタＴｒ２のオン状態とオフ状態とを
切り換える。

【０２５０】例えば、ドライブ−２（１１）は、論理和
回路ＯＲ１からのＨｉｇｈレベルの信号を入力したとき
に、チャージポンプ回路１２から供給された電力を同期
整流用トランジスタＴｒ２に供給して、同期整流用トラ
ンジスタＴｒ２をオン状態にする。

【０２５１】一方、ドライブ−２（１１）は、論理和回
路ＯＲ１からのＬｏｗレベルの信号を入力したときに、
同期整流用トランジスタＴｒ２に対する電力供給を停止
して、同期整流用トランジスタＴｒ２をオフ状態にす
る。 （実施の形態２の作用・効果）以下、本実施の形態にか
かる直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴ
ＥＲ）の作用・効果について述べる。

【０２５２】（１）直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）が正常に動作している場合直流−
直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）が正
常に動作している場合、すなわち、直流−直流変換装置
（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の入力電圧Ｖｉが
正常な電圧値を示している場合は、入力電圧Ｖｉが基準
電圧ｅ１よりも十分小さくなるので、電圧比較器ＩＣ１
からの信号ＯＶは、Ｌｏｗレベルを示す信号になる。

【０２５３】この場合、電圧比較器ＩＣ１から出力され
たＬｏｗレベルの信号は、制御回路ＣＴＬのフリップフ
ロップＦＦのセット端子Ｓに入力される。フリップフロ
ップＦＦは、入力したＬｏｗレベルの信号を記憶する。

【０２５４】フリップフロップＦＦがＬｏｗレベルの信
号を記憶すると、フリップフロップＦＦの出力端子Ｑか
らＬｏｗレベルの信号が出力されることになる。フリッ
プフロップＦＦの出力端子Ｑから出力されたＬｏｗレベ
ルの信号は、制御回路ＣＴＬの論理和回路ＯＲ２と論理
和回路ＯＲ１とに入力される。

【０２５５】また、制御回路ＣＴＬの分割抵抗Ｒ２／Ｒ
３は、信号線４を介して、直流−直流変換装置（ＤＣ−
ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の出力電圧ＦＢを入力す
る。分割抵抗Ｒ２／Ｒ３は、入力した出力電圧ＦＢをセ
ンスし、センスした電圧値をエラーアンプＥＲＡ１に入
力する。

【０２５６】分割抵抗Ｒ２／Ｒ３からの電圧値を入力し
たエラーアンプＥＲＡ１は、分割抵抗Ｒ２／Ｒ３からの
電圧値と外部からの目標電圧Ｖｒｅｆとの誤差を増幅し
て出力する。エラーアンプＥＲＡ１から出力された誤差
は、ＰＷＭ比較器９に入力される。

【０２５７】ＰＷＭ比較器９は、エラーアンプＥＲＡ１
からの誤差を入力する一方で、三角波発振器８からの変
換用三角波を入力する。ＰＷＭ比較器９は、エラーアン
プＥＲＡ１からの誤差が三角波発振器８からの変換用三
角波よりも小さいと、Ｈｉｇｈレベルの信号を出力す
る。

【０２５８】一方、ＰＷＭ比較器９は、エラーアンプＥ
ＲＡ１からの誤差が三角波発振器８からの変換用三角波
よりも大きいと、Ｌｏｗレベルの信号を出力する。ＰＷ
Ｍ比較器９から出力された信号は、論理和回路ＯＲ２と
同期整流制御回路１３とに入力される。

【０２５９】ＰＷＭ比較器９からの信号を入力した同期
整流制御回路１３は、ＰＷＭ比較器９からの信号がＨｉ
ｇｈレベルの信号である場合はＬｏｗレベルの信号を出
力し、ＰＷＭ比較器９からの信号がＬｏｗレベルの信号
である場合はＨｉｇｈレベルの信号を出力する。同期整
流制御回路１３から出力された信号は、論理和回路ＯＲ
１に入力される。

【０２６０】このようにして、論理和回路ＯＲ２は、フ
リップフロップＦＦからのＬｏｗレベルの信号と、ＰＷ
Ｍ比較器９からの信号（Ｈｉｇｈレベルの信号、もしく
は、Ｌｏｗレベルの信号）とを入力することになり、論
理和回路ＯＲ１は、フリップフロップＦＦからのＬｏｗ
レベルの信号と、同期整流制御回路１３からの信号（Ｈ
ｉｇｈレベルの信号、もしくは、Ｌｏｗレベルの信号）
とを入力することになる。

【０２６１】論理和回路ＯＲ２は、フリップフロップＦ
ＦからのＬｏｗレベルの信号を入力しているので、ＰＷ
Ｍ比較器９からの信号をそのまま出力することになる。
例えば、論理和回路ＯＲ２は、ＰＷＭ比較器９からのＨ
ｉｇｈレベルの信号を入力すると、Ｈｉｇｈレベルの信
号を出力する。一方、論理和回路ＯＲ２は、ＰＷＭ比較
器９からのＬｏｗレベルの信号を入力すると、Ｌｏｗレ
ベルの信号を出力する。論理和回路ＯＲ２から出力され
た信号は、ドライブ−１（１０）に入力される。

【０２６２】論理和回路ＯＲ２からの信号を入力したド
ライブ−１（１０）は、論理和回路ＯＲ２からの信号が
Ｌｏｗレベルの信号であれば、メインスイッチングトラ
ンジスタＴｒ１に対する電力供給を停止する。

【０２６３】この場合、メインスイッチングトランジス
タＴｒ１はオフ状態になり、信号線１４と信号線１との
間が切断されることになる。一方、ドライブ−１（１
０）は、論理和回路ＯＲ２からの信号がＨｉｇｈレベル
の信号であれば、チャージポンプ回路１２からの電力を
メインスイッチングトランジスタＴｒ１に供給する。

【０２６４】この場合、メインスイッチングトランジス
タＴｒ１はオン状態になり、信号線１４と信号線１との
間を接続する。フリップフロップＦＦからのＬｏｗレベ
ルの信号と同期整流制御回路１３からの信号とを入力し
た論理和回路ＯＲ１は、同期整流制御回路１３からの信
号（Ｈｉｇｈレベルの信号、もしくは、Ｌｏｗレベルの
信号）をそのまま出力することになる。論理和回路ＯＲ
１から出力された信号は、ドライブ−２（１１）に入力
される。

【０２６５】論理和回路ＯＲ１からの信号を入力したド
ライブ−２（１１）は、論理和回路ＯＲ１からの信号が
Ｌｏｗレベルの信号であれば、同期整流用トランジスタ
Ｔｒ２に対する電力供給を停止する。このとき、同期整
流用トランジスタＴｒ２はオフ状態になり、信号線２と
信号線２６との間が切断される。

【０２６６】一方、ドライブ−２（１１）は、論理和回
路ＯＲ１からの信号がＨｉｇｈレベルの信号であれば、
チャージポンプ回路１２からの電力を同期整流用トラン
ジスタＴｒ２に供給する。このとき、同期整流用トラン
ジスタＴｒ２はオン状態になり、信号線２と信号線２６
との間が接続される。

【０２６７】（２）直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の入力電圧が過電圧状態になった
場合直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴ
ＥＲ）に入力される電圧が過電圧になった場合、入力電
圧Ｖｉが基準電圧ｅ１よりも大きくなるので、電圧比較
器ＩＣ１からの信号ＯＶは、Ｈｉｇｈレベルを示す信号
になる。

【０２６８】電圧比較器ＩＣ１から出力されたＨｉｇｈ
レベルの信号は、制御回路ＣＴＬのフリップフロップＦ
Ｆのセット端子Ｓに入力される。このとき、フリップフ
ロップＦＦは、セット端子Ｓに入力されたＨｉｇｈレベ
ルの信号を記憶する。そして、フリップフロップＦＦ
は、記憶したＨｉｇｈレベルの信号を出力端子Ｑから出
力する。

【０２６９】フリップフロップＦＦから出力されたＨｉ
ｇｈレベルの信号は、制御回路ＣＴＬの論理和回路ＯＲ
２と論理和回路ＯＲ１とに入力される。また、制御回路
ＣＴＬの分割抵抗Ｒ２／Ｒ３は、信号線４を介して、直
流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）
の出力電圧ＦＢを入力する。そして、分割抵抗Ｒ２／Ｒ
３は、入力した出力電圧ＦＢをセンスし、センスした電
圧値をエラーアンプＥＲＡ１に入力する。

【０２７０】分割抵抗Ｒ２／Ｒ３からの電圧値を入力し
たエラーアンプＥＲＡ１は、分割抵抗Ｒ２／Ｒ３からの
電圧値と外部からの目標電圧Ｖｒｅｆとの誤差を増幅し
て出力する。エラーアンプＥＲＡ１から出力された誤差
は、ＰＷＭ比較器９に入力される。

【０２７１】ＰＷＭ比較器９は、エラーアンプＥＲＡ１
からの誤差を入力する一方で、三角波発振器８からの変
換用三角波を入力する。その際、ＰＷＭ比較器９は、エ
ラーアンプＥＲＡ１からの誤差が三角波発振器８からの
変換用三角波よりも小さいと、Ｈｉｇｈレベルの信号を
出力する。

【０２７２】一方、ＰＷＭ比較器９は、エラーアンプＥ
ＲＡ１からの誤差が三角波発振器８からの変換用三角波
よりも大きいと、Ｌｏｗレベルの信号を出力する。ＰＷ
Ｍ比較器９から出力された信号は、論理和回路ＯＲ２と
同期整流制御回路１３とに入力される。

【０２７３】ＰＷＭ比較器９からの信号を入力した同期
整流制御回路１３は、ＰＷＭ比較器９からの信号がＨｉ
ｇｈレベルの信号であるときＬｏｗレベルの信号を出力
する。

【０２７４】一方、ＰＷＭ比較器９からの信号がＬｏｗ
レベルの信号であるとき、同期整流制御回路１３は、Ｈ
ｉｇｈレベルの信号を出力する。この同期整流制御回路
１３から出力された信号は、論理和回路ＯＲ１に入力さ
れる。

【０２７５】このようにして、論理和回路ＯＲ２は、フ
リップフロップＦＦからのＨｉｇｈレベルの信号とＰＷ
Ｍ比較器９からの信号（Ｈｉｇｈレベルの信号、もしく
は、Ｌｏｗレベルの信号）とを入力することになる。

【０２７６】論理和回路ＯＲ１は、フリップフロップＦ
ＦからのＨｉｇｈレベルの信号と、同期整流制御回路１
３からの信号（Ｈｉｇｈレベルの信号、もしくは、Ｌｏ
ｗレベルの信号）とを入力することになる。

【０２７７】この場合、論理和回路ＯＲ２は、フリップ
フロップＦＦからのＨｉｇｈレベルの信号を入力してい
るので、ＰＷＭ比較器９からの信号に関係なくＨｉｇｈ
レベルの信号を出力する。

【０２７８】論理和回路ＯＲ２から出力されたＨｉｇｈ
レベルの信号は、ドライブ−１（１０）に入力される。
論理和回路ＯＲ２からのＨｉｇｈレベルの信号を入力し
たドライブ−１（１０）は、チャージポンプ回路１２か
らの電力をメインスイッチングトランジスタＴｒ１に供
給する。このとき、メインスイッチングトランジスタＴ
ｒ１はオン状態になり、信号線１４と信号線１との間が
接続される。

【０２７９】一方、論理和回路ＯＲ１は、フリップフロ
ップＦＦからのＨｉｇｈレベルの信号を入力しているの
で、同期整流制御回路１３からの信号（Ｈｉｇｈレベル
の信号、もしくは、Ｌｏｗレベルの信号）に関係なくＨ
ｉｇｈレベルの信号を出力することになる。

【０２８０】論理和回路ＯＲ１から出力されたＨｉｇｈ
レベルの信号は、ドライブ−２（１１）に入力される。
論理和回路ＯＲ１からのＨｉｇｈレベルの信号を入力し
たドライブ−２（１１）は、チャージポンプ回路１２か
らの電力を同期整流用トランジスタＴｒ２に供給する。
このとき、同期整流用トランジスタＴｒ２はオン状態に
なり、信号線２と信号線２６との間が接続される。

【０２８１】メインスイッチングトランジスタＴｒ１と
同期整流用トランジスタＴｒ２とがオン状態になると、
電池からの電流は、フューズＦ１、信号線１４、メイン
スイッチングトランジスタＴｒ１、信号線１、信号線
２、同期整流用トランジスタＴｒ２、及び、信号線２６
を通ってグランドに流れる。このとき、過大な電流がフ
ューズＦ１を流れることになり、フューズＦ１が溶断さ
れる。

【０２８２】従って、フューズＦ１が溶断されることに
より、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲ
ＴＥＲ）の構成要素、特に、直流−直流変換装置（ＤＣ
−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の入力部に設けられたコ
ンデンサＣ３に過大な電圧が印加されることを防止する
ことができ、コンデンサＣ３の焼損を防止することがで
きる。

【０２８３】また、本実施の形態にかかる直流−直流変
換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）は、制御回
路ＣＴＬの電源がメインスイッチングトランジスタＴｒ
１及び同期整流用トランジスタＴｒ２の駆動電力を発生
できなくなった場合に、コンデンサＣ２に蓄積された電
力によってメインスイッチングトランジスタＴｒ１と同
期整流用トランジスタＴｒ２とを駆動する。これによ
り、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴ
ＥＲ）は、フューズＦ１が溶断するまでの間、メインス
イッチングトランジスタＴｒ１及び同期整流用トランジ
スタＴｒ２の動作を保証することができる。

【０２８４】尚、メインスイッチングトランジスタＴｒ
１及び同期整流用トランジスタＴｒ２の駆動電源は、コ
ンデンサＣ２に限定されないことは勿論である。また、
本実施の形態にかかる直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）によれば、コンデンサＣ３とし
て高耐圧の有機コンデンサを使用する必要がない上、焼
損防止用のフューズが不要になり、構成部品数が削減さ
れる。

【０２８５】さらに、コンデンサＣ３の焼損防止用のフ
ューズが不要になったことにより、直流−直流変換装置
（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）内の抵抗が減少
し、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴ
ＥＲ）の変換効率が向上する。

【０２８６】〈直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯ
ＮＶＥＲＴＥＲ）の他の実施態様〉前述した第２の実施
の形態にかかる直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯ
ＮＶＥＲＴＥＲ）は、電圧比較器ＩＣ１及び電源ｅ１を
制御回路ＣＴＬとは別に設けているが、図７、図８に示
すように、制御回路ＣＴＬ内に電圧比較器ＩＣ１及び電
源ｅ１を設けるようにしてもよい。

【０２８７】この場合、信号線１７は、制御回路ＣＴＬ
と直接接続されることになる。そして、制御回路ＣＴＬ
において、信号線１７を介して入力した電圧Ｖｉは、分
割抵抗Ｒ４／Ｒ５に入力される。

【０２８８】分割抵抗Ｒ４／Ｒ５は、信号線１７を介し
て入力した電圧Ｖｉをセンスする抵抗である。この分割
抵抗Ｒ４／Ｒ５によってセンスされた電圧Ｖｉは、電圧
比較器ＩＣ１の非反転入力端子に入力される。

【０２８９】また、電圧比較器ＩＣ１の反転入力端子
は、信号線２２を介して電源ｅ１と接続される。さら
に、電圧比較器ＩＣ１の出力端子は、信号線２３を介し
てフリップフロップＦＦのセット端子Ｓに接続される。

【０２９０】このように制御回路ＣＴＬを構成した場
合、電池からの電圧Ｖｉが過電圧状態になると、この過
電圧状態の電圧Ｖｉが制御回路ＣＴＬの分割抵抗Ｒ４／
Ｒ５に入力される。

【０２９１】分割抵抗Ｒ４／Ｒ５は、過電圧状態の電圧
Ｖｉの電圧値をセンスする。この分割抵抗Ｒ４／Ｒ５に
よってセンスされた電圧値は、電圧比較器ＩＣ１の非反
転入力端子に入力される。

【０２９２】電圧比較器ＩＣ１は、分割抵抗Ｒ４／Ｒ５
からの電圧値から電源ｅ１からの基準電圧を減算する。
このとき、分割抵抗Ｒ４／Ｒ５からの電圧値が基準電圧
より大きくなるので、電圧比較器ＩＣ１は、Ｈｉｇｈレ
ベルの信号を出力する。

【０２９３】この結果、電圧比較器ＩＣ１から出力され
たＨｉｇｈレベルの信号は、フリップフロップＦＦのセ
ット端子Ｓに入力される。このように、電圧比較器ＩＣ
１と電源ｅ１とを制御回路ＣＴＬに内蔵しても、前述の
第２の実施の形態と同様の効果を得ることができる。

【０２９４】また、図７、図８に示した例では、制御回
路ＣＴＬは、目標電圧Ｖｒｅｆを発生する電源ｅ２を内
蔵している。このように、図７、図８に示すような構成
を採用すれば、前述の第２の実施の形態と同様の効果が
得られるとともに、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の回路構成を簡略化することがで
きる。

【０２９５】〈実施の形態３〉図９は、本発明にかかる
直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥ
Ｒ）の第３の実施の形態を示す図である。尚、同図にお
いて、前述の第１及び第２の実施の形態と同一の構成要
素には同一の名称及び符号を付している。

【０２９６】（直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯ
ＮＶＥＲＴＥＲ）の構成）直流−直流変換装置（ＤＣ−
ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）は、フューズＦ１、電圧比
較器ＩＣ１、電源ｅ１、コンデンサＣ３、コンデンサＣ
２、論理和回路ＯＲ３、制御回路ＣＴＬ、メインスイッ
チングトランジスタＴｒ１、同期整流用トランジスタＴ
ｒ２、ダイオードＤ１、チョークコイルＬ１、抵抗Ｒ
１、コンデンサＣ１、電圧比較器ＩＣ２、及び、電源ｅ
３を備えている。

【０２９７】（直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯ
ＮＶＥＲＴＥＲ）を構成する回路の接続形態）ここで、
上記の構成要素の接続形態について述べる。

【０２９８】フューズＦ１は、電池とメインスイッチン
グトランジスタＴｒ１とを接続する信号線１４の途中に
設けられる。信号線１４を介して電池と接続されたメイ
ンスイッチングトランジスタＴｒ１は、信号線１を介し
てチョークコイルＬ１と接続されると同時に、信号線２
４を介して制御回路ＣＴＬと接続される。

【０２９９】メインスイッチングトランジスタＴｒ１と
信号線１を介して接続されたチョークコイルＬ１は、さ
らに信号線１５を介して抵抗Ｒ１と接続される。チョー
クコイルＬ１と信号線１５を介して接続された抵抗Ｒ１
は、信号線１６を介して負荷と接続される。

【０３００】また、上記のフューズＦ１とメインスイッ
チングトランジスタＴｒ１とを接続する信号線１４の途
中には、４本の信号線３１、１７、１８、１９が接続さ
れる。

【０３０１】上記の４本の信号線３１、１７、１８、１
９のうちのフューズＦ１寄りの信号線３１は、コンデン
サＣ３を介してグランドに接続される。上記の４本の信
号線３１、１７、１８、１９のうちの信号線１７は、電
圧比較器ＩＣ１に接続される。この電圧比較器ＩＣ１
は、例えば、非反転入力端子、反転入力端子、及び、出
力端子を有する。この場合、上記の信号線１７は、電圧
比較器ＩＣ１の非反転入力端子に接続される。また、電
圧比較器ＩＣ１の反転入力端子は、信号線２２を介して
電源ｅ１と接続される。さらに、電圧比較器ＩＣ１の出
力端子は、信号線２３を介して論理和回路ＯＲ３と接続
される。

【０３０２】上記の４本の信号線３１、１７、１８、１
９のうちの信号線１８は、制御回路ＣＴＬに接続され
る。この信号線１８の途中には、信号線１８ａが接続さ
れている。この信号線１８ａは、コンデンサＣ２を介し
てグランドに接続される。

【０３０３】上記の４本の信号線３１、１７、１８、１
９のうちのメインスイッチングトランジスタＴｒ１寄り
の信号線１９は、制御回路ＣＴＬに接続される。また、
メインスイッチングトランジスタＴｒ１とチョークコイ
ルＬ１とを接続する信号線１の途中には、２本の信号線
２、３が接続される。

【０３０４】上記の２本の信号線２、３のうちメインス
イッチングトランジスタＴｒ１寄りの信号線２は、同期
整流用トランジスタＴｒ２に接続される。この同期整流
用トランジスタＴｒ２は、信号線２５を介して制御回路
ＣＴＬと接続されると同時に、信号線２６を介してグラ
ンドに接続される。

【０３０５】上記の２本の信号線２、３のうちチョーク
コイルＬ１寄りの信号線３は、ダイオードＤ１のカソー
ド端子に接続される。このダイオードＤ１のアノード端
子は、信号線２７を介してグランドに接続される。

【０３０６】さらに、チョークコイルＬ１と抵抗Ｒ１と
を接続する信号線１５の途中には、１本の信号線２０が
接続される。上記の信号線２０は、制御回路ＣＴＬと接
続されており、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯ
ＮＶＥＲＴＥＲ）から出力される電圧値ＣＳを制御回路
ＣＴＬに入力するための信号線である。

【０３０７】また、抵抗Ｒ１と負荷とを接続する信号線
１６の途中には、３本の信号線４、５、２１が接続され
る。上記３本の信号線４、５、２１のうち、抵抗Ｒ１寄
りの信号線４は、制御回路ＣＴＬと接続される。この信
号線４は、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶ
ＥＲＴＥＲ）から出力される電圧値ＦＢを制御回路ＣＴ
Ｌにフィードバックするための信号線である。

【０３０８】上記３本の信号線４、５、２１のうち、真
ん中の信号線５は、平滑用のコンデンサＣ１を介してグ
ランドに接続される。上記３本の信号線４、５、２１の
うち、負荷寄りの信号線２１は、電圧比較器ＩＣ２に接
続される。この電圧比較器ＩＣ２は、例えば、非反転入
力端子と反転入力端子と出力端子とを有する電圧比較器
である。この場合、上記の信号線２１は、電圧比較器Ｉ
Ｃ２の非反転入力端子に接続される。また、上記の電圧
比較器ＩＣ２の反転入力端子は、信号線２８を介して電
源ｅ３に接続される。さらに、上記の電圧比較器ＩＣ２
の出力端子は、信号線２９を介して論理和回路ＯＲ３と
接続される。

【０３０９】さらに、論理和回路ＯＲ３は、上記したよ
うに、電圧比較器ＩＣ１と信号線２３を介して接続され
ると同時に、電圧比較器ＩＣ２と信号線２９を介して接
続される。この論理和回路ＯＲ３は、２つの入力端子と
１つの出力端子とを有する回路である。この場合、上記
の２つの入力端子には、上記の信号線２３と信号線２９
とが接続される。また、論理和回路ＯＲ３の出力端子
は、信号線３０を介して制御回路ＣＴＬと接続される。

【０３１０】また、制御回路ＣＴＬには、上記したよう
に、信号線３０、１８、１９、２４、２５、２０、４が
接続されていると同時に、外部からのオン指令値もしく
はオフ指令値と目標電圧Ｖｒｅｆとが入力されるように
なっている。

【０３１１】（直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯ
ＮＶＥＲＴＥＲ）を構成する回路の機能）次に、上記の
各構成要素の機能について述べる。尚、前述の第１及び
第２の実施の形態で説明した構成要素については説明を
省略する。

【０３１２】（論理和回路ＯＲ３）論理和回路ＯＲ３
は、電圧比較器ＩＣ１から出力される信号と電圧比較器
ＩＣ２から出力される信号とを入力する。そして、論理
和回路ＯＲ３は、電圧比較器ＩＣ１と電圧比較器ＩＣ２
との少なくとも一方からのＨｉｇｈレベルの信号を入力
したとき、すなわち、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の入力電圧が基準電圧ｅ１より
大きくなったとき、もしくは、直流−直流変換装置（Ｄ
Ｃ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の出力電圧が基準電圧
ｅ３より大きくなったときに、過電圧状態が発生したこ
とを示すＨｉｇｈレベルの信号を出力する。

【０３１３】また、論理和回路ＯＲ３は、電圧比較器Ｉ
Ｃ１と電圧比較器ＩＣ２との双方の回路からＬｏｗレベ
ルの信号を入力したとき、すなわち、直流−直流変換装
置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の入力電圧が基
準電圧ｅ１以下であり、且つ、直流−直流変換装置（Ｄ
Ｃ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の出力電圧が基準電圧
ｅ３以下であるときは、Ｌｏｗレベルの信号を出力す
る。 （実施の形態３の作用・効果）以下、本実施の形態にか
かる直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴ
ＥＲ）の作用・効果について述べる。

【０３１４】（１）直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）が正常に動作している場合直流−
直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）が正
常に動作している場合、すなわち、直流−直流変換装置
（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の入力電圧が基準
電圧ｅ１以下であり、且つ、直流−直流変換装置（ＤＣ
−ＤＣＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の出力電圧が基準電圧ｅ３
以下である場合は、電圧比較器ＩＣ１と電圧比較器ＩＣ
２とはＬｏｗレベルの信号を出力することになる。

【０３１５】電圧比較器ＩＣ１と電圧比較器ＩＣとから
出力されたＬｏｗレベルの信号は、論理和回路ＯＲ３に
入力される。この場合、論理和回路ＯＲ３は、Ｌｏｗレ
ベルの信号を出力する。

【０３１６】論理和回路ＯＲ３から出力されたＬｏｗレ
ベルの信号は、制御回路ＣＴＬのフリップフロップＦＦ
のセット端子Ｓに入力される。そして、フリップフロッ
プＦＦは、入力したＬｏｗレベルの信号を記憶する。こ
のとき、フリップフロップＦＦの出力端子Ｑは、フリッ
プフロップＦＦに記憶されているＬｏｗレベルの信号を
出力する。

【０３１７】フリップフロップＦＦの出力端子Ｑから出
力されたＬｏｗレベルの信号は、論理和回路ＯＲ１と論
理和回路ＯＲ２とに入力される。フリップフロップＦＦ
からのＬｏｗレベルの信号を入力した論理和回路ＯＲ１
は、同期整流制御回路１３からの信号（Ｌｏｗレベルの
信号、もしくは、Ｈｉｇｈレベルの信号）をそのまま出
力する。論理和回路ＯＲ１から出力された信号は、ドラ
イブ−２（１１）に入力される。

【０３１８】ドライブ−２（１１）は、論理和回路ＯＲ
１からの信号、すなわち、同期整流制御回路１３からの
信号に従って同期整流用トランジスタＴｒ２のオン状態
とオフ状態とを切り換える。この結果、ドライブ−２
（１１）は、メインスイッチングトランジスタＴｒ１が
オフ状態にあり、且つ、ダイオードＤ１がチョークコイ
ルＬ１に蓄積されたエネルギーを出力側へ放出している
期間、同期整流用トランジスタＴｒ２をオン状態にする
ことができる。

【０３１９】また、フリップフロップＦＦからのＬｏｗ
レベルの信号を入力した論理和回路ＯＲ２は、ＰＷＭ比
較器９からの信号（Ｌｏｗレベルの信号、もしくは、Ｈ
ｉｇｈレベルの信号）をそのまま出力する。論理和回路
ＯＲ２から出力された信号は、ドライブ−１（１０）に
入力される。

【０３２０】ドライブ−１（１０）は、論理和回路ＯＲ
２からの信号、すなわわち、ＰＷＭ比較器９からの信号
に従ってメインスイッチングトランジスタＴｒ１のオン
状態とオフ状態とを切り換える。この結果、ドライブ−
１（１０）は、三角波発振器８からの三角波がエラーア
ンプＥＲＡ１からの電圧値よりも高いときに、メインス
イッチングトランジスタＴｒ１をオン状態にし、三角波
発振器８からの三角波がエラーアンプＥＲＡ１からの電
圧値よりも低いときにメインスイッチングトランジスタ
Ｔｒ１をオフ状態にすることができる。

【０３２１】（２）直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の入力電圧が過電圧状態に成った
場合直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴ
ＥＲ）に入力される電圧が過電圧になった場合、入力電
圧が基準電圧ｅ１よりも大きくなるので、電圧比較器Ｉ
Ｃ１から出力される信号は、Ｈｉｇｈレベルを示す信号
になる。電圧比較器ＩＣ１から出力されたＨｉｇｈレベ
ルの信号は、論理和回路ＯＲ３に入力される。

【０３２２】一方、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の出力電圧は、基準電圧ｅ３より
も小さいので、電圧比較器ＩＣ２から出力される信号
は、Ｌｏｗレベルの信号になる。この電圧比較器ＩＣ２
から出力されたＬｏｗレベルの信号は、論理和回路ＯＲ
３に入力される。

【０３２３】このように、論理和回路ＯＲ３は、電圧比
較器ＩＣ１からのＨｉｇｈレベルの信号と、電圧比較器
ＩＣ２からのＬｏｗレベルの信号とを入力することにな
る。このとき、論理和回路ＯＲ３から出力される信号Ｏ
Ｖは、Ｈｉｇｈレベルの信号になる。論理和回路ＯＲ３
から出力されたＨｉｇｈレベルの信号は、制御回路ＣＴ
ＬのフリップフロップＦＦに入力される。

【０３２４】論理和回路ＯＲ３からのＨｉｇｈレベルの
信号を入力したフリップフロップＦＦは、入力したＨｉ
ｇｈレベルの信号を記憶することになる。そして、フリ
ップフロップＦＦの出力端子Ｑは、フリップフロップＦ
Ｆに記憶されているＨｉｇｈレベルの信号を出力する。

【０３２５】フリップフロップＦＦの出力端子Ｑから出
力されたＨｉｇｈレベルの信号は、論理和回路ＯＲ１及
び論理和回路ＯＲ２に入力される。フリップフロップＦ
ＦからのＨｉｇｈレベルの信号を入力した論理和回路Ｏ
Ｒ１は、同期整流制御回路１３からの信号にかかわら
ず、Ｈｉｇｈレベルの信号を出力する。論理和回路ＯＲ
１からのＨｉｇｈレベルの信号を入力したドライブ−２
（１１）は、チャージポンプ回路１２からの電力を同期
整流用トランジスタＴｒ２に供給する。このとき、同期
整流用トランジスタＴｒ２は、オン状態になり、信号線
２と信号線２６との間を接続する。

【０３２６】また、フリップフロップＦＦからのＨｉｇ
ｈレベルの信号を入力した論理和回路ＯＲ２は、ＰＷＭ
比較器９からの信号に関係なくＨｉｇｈレベルの信号を
出力する。

【０３２７】論理和回路ＯＲ２から出力されたＨｉｇｈ
レベルの信号は、ドライブ−１（１０）に入力される。
論理和回路ＯＲ２からのＨｉｇｈレベルの信号を入力し
たドライブ−１（１０）は、チャージポンプ回路１２か
らの電力をメインスイッチングトランジスタＴｒ１に供
給する。このとき、メインスイッチングトランジスタＴ
ｒ１はオン状態になり、信号線１４と信号線１との間を
接続する。

【０３２８】この結果、直流−直流変換装置（ＤＣ−Ｄ
Ｃ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）に入力される電圧は、フュー
ズＦ１、信号線１４、メインスイッチングトランジスタ
Ｔｒ１、信号線１、信号線２、同期整流用トランジスタ
Ｔｒ２、及び、信号線２６を通ってグランドに印加され
る。このとき、過大な電流がフューズＦ１を流れること
になり、フューズＦ１が溶断される。

【０３２９】従って、フューズＦ１が溶断されることに
より、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲ
ＴＥＲ）の構成要素、特に、直流−直流変換装置（ＤＣ
−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の入力部に設けられたコ
ンデンサＣ３に過大な電圧が印加されることを防止する
ことができ、コンデンサＣ３の焼損を防止することがで
きる。

【０３３０】また、本実施の形態にかかる直流−直流変
換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）によれば、
コンデンサＣ３として高耐圧の有機コンデンサを使用す
る必要がない上、焼損防止用のフューズが不要になり、
構成部品数が削減される。

【０３３１】さらに、コンデンサＣ３の焼損防止用のフ
ューズが不要になったことにより、直流−直流変換装置
（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）内の抵抗が減少
し、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴ
ＥＲ）の変換効率が向上する。

【０３３２】（３）直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の出力電圧が過電圧状態になった
場合直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴ
ＥＲ）の出力電圧が過電圧状態になった場合、出力電圧
が基準電圧ｅ３よりも大きくなるので、電圧比較器ＩＣ
２は、Ｈｉｇｈレベルの信号を出力することになる。電
圧比較器ＩＣ２から出力されたＨｉｇｈレベルの信号
は、信号線２９を介して論理和回路ＯＲ３に入力され
る。

【０３３３】一方、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の入力電圧は、基準電圧ｅ１より
小さいので、電圧比較器ＩＣ１は、Ｌｏｗレベルの信号
を出力することになる。電圧比較器ＩＣ１から出力され
たＬｏｗレベルの信号は、信号線２３を介して論理和回
路ＯＲ３に入力される。

【０３３４】電圧比較器ＩＣ１からのＬｏｗレベルの信
号と電圧比較器ＩＣ３からのＨｉｇｈレベルの信号とを
入力した論理和回路ＯＲ３は、Ｈｉｇｈレベルの信号を
出力する。この論理和回路ＯＲ３から出力されたＨｉｇ
ｈレベルの信号は、制御回路ＣＴＬに入力される。

【０３３５】このとき、制御回路ＣＴＬは、前述の
（１）で説明したように、メインスイッチングトランジ
スタＴｒ１と同期整流用トランジスタＴｒ２とを強制的
にオン状態にし、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ Ｃ
ＯＮＶＥＲＴＥＲ）の入力電圧を、フューズＦ１、信号
線１４、メインスイッチングトランジスタＴｒ１、信号
線１、信号線２、同期整流用トランジスタＴｒ２、及
び、信号線２６を介してグランドへ導通する。このと
き、過大な電流がフューズＦ１を流れることになり、フ
ューズＦ１が溶断される。

【０３３６】この結果、直流−直流変換装置（ＤＣ−Ｄ
Ｃ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）に入力される電圧が遮断され
ることになり、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯ
ＮＶＥＲＴＥＲ）の負荷に過電圧が印加されることを防
止することができる。

【０３３７】従って、本実施の形態にかかる直流−直流
変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）によれ
ば、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴ
ＥＲ）の出力電圧が過電圧状態になった場合に、直流−
直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の回
路、及び、負荷を確実に保護することができる。

【０３３８】また、本実施の形態にかかる直流−直流変
換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）によれば、
平滑用のコンデンサＣ１として高耐圧の有機コンデンサ
を使用する必要がない上、焼損防止用のフューズが不要
になり、構成部品数が削減される。

【０３３９】さらに、平滑用のコンデンサＣ１の焼損防
止用のフューズが不要になったことにより、直流−直流
変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）内の抵抗
が減少し、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶ
ＥＲＴＥＲ）の変換効率が向上する。

【０３４０】〈実施の形態４〉図１０は、本発明にかか
る直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥ
Ｒ）の第４の実施の形態を示す図である。尚、同図にお
いて、前述の第３の実施の形態と同一の構成要素には同
一の名称及び符号を付している。

【０３４１】（直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯ
ＮＶＥＲＴＥＲ）の構成）直流−直流変換装置（ＤＣ−
ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）は、フューズＦ１、電圧比
較器ＩＣ１、電源ｅ１、コンデンサＣ３、コンデンサＣ
２、制御回路ＣＴＬ、メインスイッチングトランジスタ
Ｔｒ１、同期整流用トランジスタＴｒ２、ダイオードＤ
１、チョークコイルＬ１、抵抗Ｒ１、コンデンサＣ１、
電圧比較器ＩＣ２、及び、電源ｅ３を備えている。

【０３４２】（直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯ
ＮＶＥＲＴＥＲ）を構成する回路の接続形態）ここで、
上記の構成要素の接続形態について述べる。尚、ここで
は、前述の第３の実施の形態と異なる接続形態について
のみ説明する。

【０３４３】電圧比較器ＩＣ１の出力端子は、信号線２
３を介して制御回路ＣＴＬと直接接続される。この場
合、電圧比較器ＩＣ１から出力される信号ＯＶ１は、信
号線２３を介して制御回路ＣＴＬに入力される。

【０３４４】また、電圧比較器ＩＣ２の出力端子は、信
号線２９を介して制御回路ＣＴＬと直接接続される。こ
の場合、電圧比較器ＩＣ２から出力される信号ＯＶ２
は、信号線２９を介して制御回路ＣＴＬに入力される。

【０３４５】その他の接続形態は、前述の第３の実施の
形態と同一である。（直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）を構成する回路の機能）次に、
上記の各構成要素の機能について述べる。尚、前述の第
３の実施の形態と同一の構成要素については説明を省略
する。

【０３４６】（制御回路ＣＴＬ）制御回路ＣＴＬは、電
圧比較器ＩＣ１の出力端子と信号線２３を介して接続さ
れており、電圧比較器ＩＣ１から出力される信号ＯＶ１
を入力する。

【０３４７】また、制御回路ＣＴＬは、電圧比較器ＩＣ
２の出力端子と信号線２９を介して接続されており、電
圧比較器ＩＣ２から出力される信号ＯＶ２を入力する。
この場合、制御回路ＣＴＬは、電圧比較器ＩＣ１からの
信号ＯＶ１として、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の入力電圧が過電圧状態にあるこ
とを示す信号（Ｈｉｇｈレベルの信号）を入力すると、
メインスイッチングトランジスタＴｒ１及び同期整流用
トランジスタＴｒ２を強制的にオン状態にして、フュー
ズＦ１が溶断されるようにする。

【０３４８】また、制御回路ＣＴＬは、電圧比較器ＩＣ
２からの信号ＯＶ２として、直流−直流変換装置（ＤＣ
−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の出力電圧が過電圧状態
にあることを示す信号（Ｈｉｇｈレベルの信号）を入力
すると、メインスイッチングトランジスタＴｒ１を強制
的にオフ状態にすると同時に、同期整流用トランジスタ
Ｔｒ２を強制的にオン状態にして、直流−直流変換装置
（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の出力電圧がグラ
ンドレベルにクランプされるようにする。

【０３４９】ここで、上記の機能を実現する制御回路Ｃ
ＴＬの内部構成について述べる。 （制御回路ＣＴＬの構成）制御回路ＣＴＬは、図１１に
示すように、電源７、三角波発振器８、ＰＷＭ比較器
９、チャージポンプ回路１２、同期整流制御回路１３、
フリップフロップＦＦ１、フリップフロップＦＦ２、ド
ライブ−１（１０）、ドライブ−２（１１）、分割抵抗
Ｒ２／Ｒ３、エラーアンプＥＲＡ１、ＥＲＡ２、論理積
回路ＡＮＤ１、論理和回路ＯＲ１、論理和回路ＯＲ４、
及び、論理和回路ＯＲ５を備えている（フリップフロッ
プＦＦ１）フリップフロップＦＦ１は、セット端子Ｓと
リセット端子Ｒとの２つの入力端子、及び、出力端子Ｑ
を有している。

【０３５０】フリップフロップＦＦ１のセット端子Ｓ
は、電圧比較器ＩＣ１からの信号ＯＶ１を入力する。こ
のセット端子Ｓに信号ＯＶ１が入力されると、フリップ
フロップＦＦ１は、入力された信号ＯＶ１を記憶する。

【０３５１】また、フリップフロップＦＦ１のリセット
端子Ｒは、外部からのオン指令値もしくはオフ指令値を
入力する。このリセット端子Ｒにオン指令値あるいはオ
フ指令値が入力されると、フリップフロップＦＦ１は、
記憶内容をリセットして、Ｌｏｗレベルの信号を記憶す
る。

【０３５２】さらに、フリップフロップＦＦ１の出力端
子Ｑは、論理和回路ＯＲ１、及び、論理和回路ＯＲ４と
接続される。この出力端子Ｑは、フリップフロップＦＦ
１が記憶している信号を出力する。

【０３５３】例えば、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の入力電圧が基準電圧ｅ１以下
である場合は、フリップフロップＦＦ１のセット端子Ｓ
は、電圧比較器ＩＣ１からの信号ＯＶ１としてＬｏｗレ
ベルの信号を入力する。この場合、フリップフロップＦ
Ｆ１は、セット端子Ｓに入力されたＬｏｗレベルの信号
を記憶することになる。そして、フリップフロップＦＦ
１の出力端子Ｑは、フリップフロップＦＦ１に記憶され
たＬｏｗレベルの信号を出力することになる。

【０３５４】また、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の入力電圧が基準電圧ｅ１を超え
た場合（入力電圧が過電圧になった場合）は、フリップ
フロップＦＦ１のセット端子Ｓは、電圧比較器ＩＣ１か
らの信号ＯＶ１としてＨｉｇｈレベルの信号を入力す
る。この場合、フリップフロップＦＦ１は、セット端子
Ｓに入力されたＨｉｇｈレベルの信号を記憶することに
なる。そして、フリップフロップＦＦ１の出力端子Ｑ
は、フリップフロップＦＦ１に記憶されたＨｉｇｈレベ
ルの信号を出力することになる。

【０３５５】（フリップフロップＦＦ２）フリップフロ
ップＦＦ２は、セット端子とリセット端子との２つの入
力端子、及び、非反転出力端子Ｑと反転出力端子＊Ｑと
の２つの出力端子を有している。

【０３５６】フリップフロップＦＦ２のセット端子Ｓ
は、電圧比較器ＩＣ２からの信号ＯＶ２を入力する。フ
リップフロップＦＦ２のリセット端子Ｒは、外部からの
オン指令値もしくはオフ指令値を入力する。リセット端
子にオン指令値あるいはオフ指令値が入力されると、フ
リップフロップＦＦ２に記憶されている信号は、Ｌｏｗ
レベルの信号にリセットされる。

【０３５７】フリップフロップＦＦ２の非反転出力端子
Ｑは、論理和回路ＯＲ５に接続される。この出力端子Ｑ
は、フリップフロップＦＦ２が記憶している信号をその
まま出力する。

【０３５８】例えば、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の出力電圧が基準電圧ｅ３以下
である場合は、フリップフロップＦＦ２のセット端子Ｓ
は、電圧比較器ＩＣ２からの信号ＯＶ２としてＬｏｗレ
ベルの信号を入力する。この場合、フリップフロップＦ
Ｆ２がセット端子Ｓに入力されたＬｏｗレベルの信号を
記憶することになり、非反転出力端子Ｑは、フリップフ
ロップＦＦ２が記憶しているＬｏｗレベルの信号を出力
することになる。

【０３５９】また、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の出力電圧が基準電圧ｅ３を超え
た場合（出力電圧が過電圧になった場合）は、フリップ
フロップＦＦ２のセット端子Ｓは、電圧比較器ＩＣ２か
らの信号ＯＶ２としてＨｉｇｈレベルの信号を入力す
る。この場合、フリップフロップＦＦ２がセット端子Ｓ
に入力されたＨｉｇｈレベルの信号を記憶することにな
り、非反転出力端子Ｑは、フリップフロップＦＦ２が記
憶しているＨｉｇｈレベルの信号を出力することにな
る。

【０３６０】フリップフロップＦＦ２の反転出力端子＊
Ｑは、論理積回路ＡＮＤ１に接続される。この反転出力
端子＊Ｑは、フリップフロップＦＦ２が記憶している信
号値を反転した値、つまりＬｏｗレベルとＨｉｇｈレベ
ルとを反転した信号を出力する。

【０３６１】例えば、反転出力端子＊Ｑは、フリップフ
ロップＦＦ２が記憶している信号ＯＶ２がＬｏｗレベル
の信号ならば（直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯ
ＮＶＥＲＴＥＲ）の出力電圧が基準電圧ｅ３以下なら
ば）、Ｈｉｇｈレベルの信号を出力することになる。ま
た、反転出力端子＊Ｑは、フリップフロップＦＦ２が記
憶している信号ＯＶ２がＨｉｇｈレベルの信号ならば
（直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥ
Ｒ）の出力電圧が基準電圧ｅ３を超えているならば）、
Ｌｏｗレベルの信号を出力することになる。

【０３６２】（論理積回路ＡＮＤ１）論理積回路ＡＮＤ
１は、ＰＷＭ比較器９から出力される信号とフリップフ
ロップＦＦ２の反転出力端子＊Ｑから出力される信号と
を入力する。この論理積回路ＡＮＤ１は、ＰＷＭ比較器
９からの信号とフリップフロップＦＦ２からの信号との
論理積を演算し、その演算結果を示す信号を出力する。
論理積回路ＡＮＤ１から出力された信号は、論理和回路
ＯＲ４に入力される。

【０３６３】例えば、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の出力電圧が基準電圧ｅ３以下
の場合は、論理積回路ＡＮＤ１は、ＰＷＭ比較器９から
の信号と、フリップフロップＦＦ２の反転出力端子＊Ｑ
からのＨｉｇｈレベルの信号とを入力する。この場合、
論理積回路ＡＮＤ１は、ＰＷＭ比較器９からの信号をそ
のまま出力することになる。

【０３６４】また、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の出力電圧が基準電圧ｅ３より大
きくなった場合（出力電圧が過電圧になった場合）は、
論理積回路ＡＮＤ１は、ＰＷＭ比較器９からの信号と、
フリップフロップＦＦ２の反転出力端子＊ＱからのＬｏ
ｗレベルの信号とを入力することになる。この場合、論
理積回路ＡＮＤ１は、ＰＷＭ比較器９からの信号に関係
なく、Ｌｏｗレベルの信号を出力する。

【０３６５】（論理和回路ＯＲ４）論理和回路ＯＲ４
は、論理積回路ＡＮＤ１から出力される信号と、フリッ
プフロップＦＦ１の出力端子Ｑから出力される信号とを
入力する。この論理和回路ＯＲ４は、論理積回路ＡＮＤ
１からの信号とフリップフロップＦＦ１の出力端子Ｑか
らの信号との論理和を演算し、その演算結果を示す信号
を出力する。論理和回路ＯＲ４から出力された信号は、
ドライブ−１（１０）に入力される。

【０３６６】例えば、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の入力電圧が基準電圧ｅ１以下
であり、且つ、出力電圧が基準電圧ｅ３以下である場合
は、論理和回路ＯＲ４は、論理積回路ＡＮＤ１からの信
号（ＰＷＭ比較器９から出力された信号と同一の信号）
と、フリップフロップＦＦ１の出力端子ＱからのＬｏｗ
レベルの信号とを入力することになる。この場合、論理
和回路ＯＲ４は、論理積回路ＡＮＤ１からの信号、すな
わち、ＰＷＭ比較器９からの信号をそのまま出力する。

【０３６７】直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮ
ＶＥＲＴＥＲ）の入力電圧が基準電圧ｅ１より大きくな
り、且つ、出力電圧が基準電圧ｅ３以下である場合は、
論理和回路ＯＲ４は、論理積回路ＡＮＤ１からの信号
（ＰＷＭ比較器９から出力された信号と同一の信号）
と、フリップフロップＦＦ１の出力端子ＱからのＨｉｇ
ｈレベルの信号とを入力することになる。この場合、論
理和回路ＯＲ４は、論理積回路ＡＮＤ１からの信号に関
係なく、Ｈｉｇｈレベルの信号を出力する。

【０３６８】直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮ
ＶＥＲＴＥＲ）の入力電圧が基準電圧ｅ１以下であり、
且つ、出力電圧が基準電圧ｅ３より大きくなった場合
は、論理和回路ＯＲ４は、論理積回路ＡＮＤ１からのＬ
ｏｗ信号と、フリップフロップＦＦ１からのＬｏｗレベ
ルの信号とを入力することになる。この場合、論理和回
路ＯＲ４は、Ｌｏｗレベルの信号を出力する。

【０３６９】（論理和回路ＯＲ１）論理和回路ＯＲ１
は、同期整流制御回路１３から出力される信号と、フリ
ップフロップＦＦ１の出力端子Ｑから出力される信号と
を入力する。そして、論理和回路ＯＲ１は、同期整流制
御回路１３からの信号とフリップフロップＦＦ１からの
信号との論理和を演算し、その演算結果を示す信号を出
力する。論理和回路ＯＲ１から出力された信号は、論理
和回路ＯＲ５に入力される。

【０３７０】例えば、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の入力電圧が基準電圧ｅ１以下
である場合は、論理和回路ＯＲ１は、同期整流制御回路
１３からの信号と、フリップフロップＦＦ１からのＬｏ
ｗレベルの信号とを入力することになる。この場合、論
理和回路ＯＲ１は、同期整流制御回路１３からの信号を
そのまま出力する。

【０３７１】直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮ
ＶＥＲＴＥＲ）の入力電圧が基準電圧ｅ１よりも大きく
なった場合は、論理和回路ＯＲ１は、同期整流制御回路
１３からの信号と、フリップフロップＦＦ１からのＨｉ
ｇｈレベルの信号とを入力することになる。この場合、
論理和回路ＯＲ１は、同期整流制御回路１３からの信号
に関係なく、Ｈｉｇｈレベルの信号を出力する。

【０３７２】（論理和回路ＯＲ５）論理和回路ＯＲ５
は、論理和回路ＯＲ１から出力された信号と、フリップ
フロップＦＦ２の出力端子Ｑから出力された信号とを入
力する。そして、論理和回路ＯＲ５は、論理和回路ＯＲ
１からの信号と、フリップフロップＦＦ２からの信号と
の論理和を演算し、その演算結果を出力する。この論理
和回路ＯＲ５から出力された信号は、ドライブ−２（１
１）に入力される。

【０３７３】例えば、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の入力電圧が基準電圧ｅ１以下
であり、且つ、出力電圧が基準電圧ｅ３以下である場合
は、論理和回路ＯＲ５は、論理和回路ＯＲ１からのＨｉ
ｇｈレベルの信号と、フリップフロップＦＦ２の出力端
子ＱからのＬｏｗレベルの信号とを入力することにな
る。この場合、論理和回路ＯＲ５は、Ｈｉｇｈレベルの
信号を出力する。

【０３７４】直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮ
ＶＥＲＴＥＲ）の入力電圧が基準電圧ｅ１より大きく、
且つ、出力電圧が基準電圧ｅ３以下である場合は、論理
和回路ＯＲ５は、論理和回路ＯＲ１からのＨｉｇｈレベ
ルの信号と、フリップフロップＦＦ２の出力端子Ｑから
のＬｏｗレベルの信号とを入力することになる。この場
合、論理和回路ＯＲ５は、Ｈｉｇｈレベルの信号を出力
する。

【０３７５】直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮ
ＶＥＲＴＥＲ）の入力電圧が基準電圧ｅ１以下であり、
且つ、出力電圧が基準電圧ｅ３よりも大きくなった場合
は、論理和回路ＯＲ１からの信号（同期整流制御回路１
３から出力された信号と同一の信号）と、フリップフロ
ップＦＦ２からのＨｉｇｈレベルの信号とを入力するこ
とになる。この場合、論理和回路ＯＲ５は、論理和回路
ＯＲ１からの信号に関係なく、Ｈｉｇｈレベルの信号を
出力する。

【０３７６】（ドライブ−１（１０））ドライブ−１
（１０）は、論理和回路ＯＲ４からの信号に応じて、メ
インスイッチングトランジスタＴｒ１のオン状態とオフ
状態とを切り換える。

【０３７７】例えば、ドライブ−１（１０）は、論理和
回路ＯＲ４からのＨｉｇｈレベルの信号を入力したとき
に、チャージポンプ回路１２から供給された電力をメイ
ンスイッチングトランジスタＴｒ１に供給して、メイン
スイッチングトランジスタＴｒ１をオン状態にする。

【０３７８】また、ドライブ−１（１０）は、論理積回
路ＡＮＤ１からのＬｏｗレベルの信号を入力したとき
に、メインスイッチングトランジスタＴｒ１に対する電
力供給を停止して、メインスイッチングトランジスタＴ
ｒ１をオフ状態にする。 （実施の形態４の作用・効果）以下、本実施の形態にか
かる直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴ
ＥＲ）の作用・効果について述べる。

【０３７９】（１）直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）が正常に動作している場合直流−
直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）が正
常に動作している場合、すなわち、直流−直流変換装置
（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の入力電圧が基準
電圧ｅ１以下であり、且つ、直流−直流変換装置（ＤＣ
−ＤＣＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の出力電圧が基準電圧ｅ３
以下である場合は、電圧比較器ＩＣ１と電圧比較器ＩＣ
２とはＬｏｗレベルの信号を出力することになる。

【０３８０】電圧比較器ＩＣ１から出力されたＬｏｗレ
ベルの信号は、制御回路ＣＴＬのフリップフロップＦＦ
１のセット端子Ｓに入力される。また、電圧比較器ＩＣ
２から出力されたＬｏｗレベルの信号は、制御回路ＣＴ
ＬのフリップフロップＦＦ２のセット端子Ｓに入力され
る。

【０３８１】電圧比較器ＩＣ１からのＬｏｗレベルの信
号を入力したフリップフロップＦＦ１は、入力したＬｏ
ｗレベルの信号を記憶する。そして、フリップフロップ
ＦＦ１の出力端子Ｑは、Ｌｏｗレベルの信号を出力す
る。フリップフロップＦＦ１の出力端子Ｑから出力され
たＬｏｗレベルの信号は、論理和回路ＯＲ４と論理和回
路ＯＲ１とに入力される。

【０３８２】また、電圧比較器ＩＣ２からのＬｏｗレベ
ルの信号を入力したフリップフロップＦＦ２は、入力し
たＬｏｗレベルの信号を記憶する。そして、フリップフ
ロップＦＦ２の出力端子Ｑは、Ｌｏｗレベルの信号を出
力し、出力端子＊Ｑは、Ｈｉｇｈレベルの信号を出力す
る。フリップフロップＦＦ２の出力端子Ｑから出力され
たＬｏｗレベルの信号は、論理和回路ＯＲ５に入力さ
れ、出力端子＊Ｑから出力されたＨｉｇｈレベルの信号
は、論理積回路ＡＮＤ１に入力される。

【０３８３】論理積回路ＡＮＤ１は、フリップフロップ
ＦＦ２の出力端子＊ＱからのＨｉｇｈレベルの信号を入
力する一方で、ＰＷＭ比較器９からの信号を入力する。
このとき、論理積回路ＡＮＤ１は、ＰＷＭ比較器９から
の信号をそのまま出力することになる。論理積回路ＡＮ
Ｄ１から出力された信号は、論理和回路ＯＲ４に入力さ
れる。

【０３８４】論理和回路ＯＲ４は、上記したように、フ
リップフロップＦＦ１の出力端子ＱからのＬｏｗレベル
の信号と、論理積回路ＡＮＤ１からの信号（ＰＷＭ比較
器９からの信号と同一の信号）とを入力する。この場
合、論理和回路ＯＲ４は、論理積回路ＡＮＤ１からの信
号、すなわち、ＰＷＭ比較器９からの信号をそのまま出
力することになる。

【０３８５】論理和回路ＯＲ４から出力された信号（Ｐ
ＷＭ比較器９から出力された信号と同一の信号）は、ド
ライブ−１（１０）に入力される。この結果、ドライブ
−１（１０）は、ＰＷＭ比較器９からの信号に応じてメ
インスイッチングトランジスタＴｒ１のオン状態とオフ
状態とを切り換えることができる。

【０３８６】また、フリップフロップＦＦ１の出力端子
ＱからのＬｏｗレベルの信号を入力した論理和回路ＯＲ
１は、同期整流制御回路１３からの信号も入力する。こ
の場合、論理和回路ＯＲ１は、同期整流制御回路１３か
らの信号をそのまま出力する。論理和回路ＯＲ１から出
力された信号（同期整流制御回路１３から出力された信
号と同一の信号）は、論理和回路ＯＲ５に入力される。

【０３８７】論理和回路ＯＲ５は、上記したように、論
理和回路ＯＲ１からの信号（同期整流制御回路１３から
出力された信号と同一の信号）と、フリップフロップＦ
Ｆ２の出力端子ＱからのＬｏｗレベルの信号とを入力す
る。このとき、論理和回路ＯＲ５は、論理和回路ＯＲ１
からの信号、すなわち、同期整流制御回路１３から出力
された信号と同一の信号を出力することになる。論理和
回路ＯＲ５から出力された信号（同期整流制御回路１３
から出力された信号と同一の信号）は、ドライブ−２
（１１）に入力される。この結果、ドライブ−２（１
１）は、同期整流制御回路１３からの信号に従って、同
期整流用トランジスタＴｒ２のオン状態とオフ状態とを
切り換えることができる。

【０３８８】（２）直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の入力電圧が過電圧状態になった
場合、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲ
ＴＥＲ）に入力される電圧が過電圧状態になった場合
は、電圧比較器ＩＣ１は、Ｈｉｇｈレベルの信号を出力
する。また、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮ
ＶＥＲＴＥＲ）の出力電圧は基準電圧ｅ３以下であるか
ら、電圧比較器ＩＣ２は、Ｌｏｗレベルの信号を出力す
る。

【０３８９】電圧比較器ＩＣ１から出力されたＨｉｇｈ
レベルの信号は、制御回路ＣＴＬのフリップフロップＦ
Ｆ１のセット端子Ｓに入力される。また、電圧比較器Ｉ
Ｃ２から出力されたＬｏｗレベルの信号は、制御回路Ｃ
ＴＬのフリップフロップＦＦ２のセット端子Ｓに入力さ
れる。

【０３９０】電圧比較器ＩＣ１からのＨｉｇｈレベルの
信号を入力したフリップフロップＦＦ１は、入力したＨ
ｉｇｈレベルの信号を記憶する。そして、フリップフロ
ップＦＦ１の出力端子Ｑは、Ｈｉｇｈレベルの信号を出
力する。フリップフロップＦＦ１の出力端子Ｑから出力
されたＨｉｇｈレベルの信号は、論理和回路ＯＲ４と論
理和回路ＯＲ１とに入力される。

【０３９１】また、電圧比較器ＩＣ２からのＬｏｗレベ
ルの信号を入力したフリップフロップＦＦ２は、入力し
たＬｏｗレベルの信号を記憶する。そして、フリップフ
ロップＦＦ２の出力端子ＱはＬｏｗレベルの信号を出力
し、出力端子＊ＱはＨｉｇｈレベルの信号を出力する。
フリップフロップＦＦ２の出力端子Ｑから出力されたＬ
ｏｗレベルの信号は論理和回路ＯＲ５に入力され、出力
端子＊Ｑから出力されたＨｉｇｈレベルの信号は論理積
回路ＡＮＤ１に入力される。

【０３９２】論理積回路ＡＮＤ１は、フリップフロップ
ＦＦ２の出力端子＊ＱからのＨｉｇｈレベルの信号を入
力する一方で、ＰＷＭ比較器９からの信号を入力してい
る。この場合、論理積回路ＡＮＤ１は、ＰＷＭ比較器９
からの信号をそのまま出力することになる。この論理積
回路ＡＮＤ１から出力された信号（ＰＷＭ比較器９から
出力された信号と同一の信号）は、論理和回路ＯＲ４に
入力される。

【０３９３】論理和回路ＯＲ４は、上記したように、論
理積回路ＡＮＤ１からの信号（ＰＷＭ比較器９から出力
された信号と同一の信号）と、フリップフロップＦＦ１
の出力端子ＱからのＨｉｇｈレベルの信号とを入力す
る。この場合、論理和回路ＯＲ４は、論理積回路ＡＮＤ
１からの信号（ＰＷＭ比較器９から出力された信号と同
一の信号）に関係なく、Ｈｉｇｈレベルの信号を出力す
ることになる。この結果、ドライブ−１（１０）は、Ｐ
ＷＭ比較器９から出力される信号に関係なく、メインス
イッチングトランジスタＴｒ１をオン状態にする。

【０３９４】また、論理和回路ＯＲ１は、フリップフロ
ップＦＦ１の出力端子ＱからのＨｉｇｈレベルの信号を
入力する一方で、同期整流制御回路１３からの信号を入
力する。この場合、論理和回路ＯＲ１は、同期整流制御
回路１３からの信号に関係なく、Ｈｉｇｈレベルの信号
を出力する。この論理和回路ＯＲ１から出力されたＨｉ
ｇｈレベルの信号は、論理和回路ＯＲ５に入力される。

【０３９５】論理和回路ＯＲ５は、上記したように、フ
リップフロップＦＦ２の出力端子ＱからのＬｏｗレベル
の信号と、論理和回路ＯＲ１からのＨｉｇｈレベルの信
号とを入力する。このとき、論理和回路ＯＲ５は、Ｈｉ
ｇｈレベルの信号を出力する。この結果、ドライブ−２
（１１）は、同期整流制御回路１３からの信号に関係な
く、同期整流用トランジスタＴｒ２をオン状態にする。

【０３９６】このように、直流−直流変換装置（ＤＣ−
ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の入力電圧が過電圧状態に
なると、メインスイッチングトランジスタＴｒ１及び同
期整流用トランジスタＴｒ２は、強制的にオン状態にな
る。

【０３９７】この結果、直流−直流変換装置（ＤＣ−Ｄ
Ｃ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）に入力される電圧は、フュー
ズＦ１、信号線１４、メインスイッチングトランジスタ
Ｔｒ１、信号線１、信号線２、同期整流用トランジスタ
Ｔｒ２、及び、信号線２６を通ってグランドに印加され
る。このとき、過大な電流がフューズＦ１を流れること
になり、フューズＦ１が溶断される。

【０３９８】従って、フューズＦ１が溶断されることに
より、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲ
ＴＥＲ）の構成要素、特に、直流−直流変換装置（ＤＣ
−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の入力部に設けられたコ
ンデンサＣ３に過大な電圧が印加されることを防止する
ことができ、コンデンサＣ３の焼損を防止することがで
きる。

【０３９９】さらに、本実施の形態にかかる直流−直流
変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）によれ
ば、コンデンサＣ３の焼損防止用フューズが不要にな
り、構成部品数が削減される。

【０４００】また、コンデンサＣ３の焼損防止用のフュ
ーズが不要になったことにより、直流−直流変換装置
（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）内の抵抗が減少
し、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴ
ＥＲ）の変換効率が向上する。

【０４０１】（３）信号線４が断線状態になった場合信
号線４が断線状態になると、前述の第１の実施の形態で
説明したように、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ Ｃ
ＯＮＶＥＲＴＥＲ）の出力電圧は、過電圧状態に陥る虞
がある。

【０４０２】直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮ
ＶＥＲＴＥＲ）の出力電圧が過電圧状態に陥ると、出力
電圧が基準電圧ｅ３よりも大きくなるため、電圧比較器
ＩＣ２は、Ｈｉｇｈレベルの信号を出力することにな
る。

【０４０３】一方、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の入力電圧は基準電圧ｅ１以下で
あるから、電圧比較器ＩＣ１は、Ｌｏｗレベルの信号を
出力する。

【０４０４】電圧比較器ＩＣ１から出力されたＬｏｗレ
ベルの信号は、制御回路ＣＴＬのフリップフロップＦＦ
１のセット端子Ｓに入力される。また、電圧比較器ＩＣ
２から出力されたＨｉｇｈレベルの信号は、制御回路Ｃ
ＴＬのフリップフロップＦＦ２のセット端子Ｓに入力さ
れる。

【０４０５】電圧比較器ＩＣ１からのＬｏｗレベルの信
号を入力したフリップフロップＦＦ１は、入力したＬｏ
ｗレベルの信号を記憶する。そして、フリップフロップ
ＦＦ１の出力端子Ｑは、Ｌｏｗレベルの信号を出力す
る。フリップフロップＦＦ１の出力端子Ｑから出力され
たＬｏｗレベルの信号は、論理和回路ＯＲ４と論理和回
路ＯＲ１とに入力される。

【０４０６】また、電圧比較器ＩＣ２からのＨｉｇｈレ
ベルの信号を入力したフリップフロップＦＦ２は、入力
したＨｉｇｈレベルの信号を記憶する。そして、フリッ
プフロップＦＦ２の出力端子ＱはＨｉｇｈレベルの信号
を出力し、出力端子＊ＱはＬｏｗレベルの信号を出力す
る。フリップフロップＦＦ２の出力端子Ｑから出力され
たＨｉｇｈレベルの信号は論理和回路ＯＲ５に入力さ
れ、出力端子＊Ｑから出力されたＬｏｗレベルの信号は
論理積回路ＡＮＤ１に入力される。

【０４０７】論理積回路ＡＮＤ１は、フリップフロップ
ＦＦ２の出力端子＊ＱからのＬｏｗレベルの信号を入力
する一方で、ＰＷＭ比較器９からの信号を入力してい
る。この場合、論理積回路ＡＮＤ１は、ＰＷＭ比較器９
からの信号に関係なく、Ｌｏｗレベルの信号を出力する
ことになる。この論理積回路ＡＮＤ１から出力されたＬ
ｏｗレベルの信号は、論理和回路ＯＲ４に入力される。

【０４０８】論理和回路ＯＲ４は、上記したように、論
理積回路ＡＮＤ１からのＬｏｗレベルの信号と、フリッ
プフロップＦＦ１の出力端子ＱからのＬｏｗレベルの信
号とを入力する。この場合、論理和回路ＯＲ４は、Ｌｏ
ｗレベルの信号を出力することになる。この結果、ドラ
イブ−１（１０）は、ＰＷＭ比較器９から出力される信
号に関係なく、メインスイッチングトランジスタＴｒ１
をオフ状態にする。

【０４０９】また、論理和回路ＯＲ１は、フリップフロ
ップＦＦ１の出力端子ＱからのＬｏｗレベルの信号を入
力する一方で、同期整流制御回路１３からの信号を入力
する。この場合、論理和回路ＯＲ１は、同期整流制御回
路１３からの信号をそのまま出力することになる。この
論理和回路ＯＲ１から出力された信号（同期整流制御回
路１３から出力された信号と同一の信号）は、論理和回
路ＯＲ５に入力される。

【０４１０】論理和回路ＯＲ５は、上記したように、フ
リップフロップＦＦ２の出力端子ＱからのＨｉｇｈレベ
ルの信号と、論理和回路ＯＲ１からの信号（同期整流制
御回路１３から出力された信号と同一の信号）とを入力
する。このとき、論理和回路ＯＲ５は、論理和回路ＯＲ
１からの信号（同期整流制御回路１３から出力された信
号と同一の信号）に関係なく、Ｈｉｇｈレベルの信号を
出力する。この結果、ドライブ−２（１１）は、同期整
流制御回路１３からの信号に関係なく、同期整流用トラ
ンジスタＴｒ２をオン状態にする。

【０４１１】このように、直流−直流変換装置（ＤＣ−
ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の出力電圧が過電圧状態に
なると、メインスイッチングトランジスタＴｒ１が強制
的にオフ状態になると同時に、同期整流用トランジスタ
Ｔｒ２が強制的にオン状態になる。

【０４１２】この結果、信号線２６、同期整流用トラン
ジスタＴｒ２、信号線２、信号線１、チョークコイルＬ
１、信号線１５、抵抗Ｒ１、及び、信号線１６が接続さ
れることになり、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ Ｃ
ＯＮＶＥＲＴＥＲ）の出力電圧は、信号線２６に接続さ
れたグランドの電圧（０Ｖ）にクランプされる。

【０４１３】従って、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の負荷に過電圧が印加されるこ
とを防止することができると同時に、直流−直流変換装
置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の構成要素、特
に、平滑用のコンデンサＣ１に過電圧が印加されること
を防止することができる。

【０４１４】また、本実施の形態にかかる直流−直流変
換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）によれば、
平滑用のコンデンサＣ１として高耐圧の有機コンデンサ
を使用する必要がない上、焼損防止用のフューズが不要
になり、構成部品数が削減される。

【０４１５】また、コンデンサＣ１の焼損防止用のフュ
ーズが不要になったことにより、直流−直流変換装置
（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）内の抵抗が減少
し、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴ
ＥＲ）の変換効率が向上する。

【０４１６】（４）メインスイッチングトランジスタＴ
ｒ１が短絡故障を発生した場合メインスイッチングトラ
ンジスタＴｒ１が短絡故障を起こした場合、信号線１４
と信号線１とが接続した状態になるため、直流−直流変
換装置（ＤＣ−ＤＣＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の出力電圧が
過電圧状態に陥る虞がある。

【０４１７】メインスイッチングトランジスタＴｒ１の
短絡故障によって出力電圧が過電圧状態に陥ると、出力
電圧が基準電圧ｅ３より大きくなるため、電圧比較器Ｉ
Ｃ２がＨｉｇｈレベルの信号を出力することになる。

【０４１８】一方、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ
ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の入力電圧は基準電圧ｅ１以下で
あるから、電圧比較器ＩＣ１から出力される信号ＯＶ１
はＬｏｗレベルの信号になる。

【０４１９】このとき、制御回路ＣＴＬは、前述の
（２）で説明したように、メインスイッチングトランジ
スタＴｒ１を強制的にオフ状態にすると同時に同期整流
用トランジスタＴｒ２を強制的にオン状態にする制御を
行う。但し、メインスイッチングトランジスタＴｒ１が
短絡故障しているので、直流−直流変換装置（ＤＣ−Ｄ
ＣＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）に印加された電圧は、フューズ
Ｆ１、信号線１４、メインスイッチングトランジスタＴ
ｒ１、信号線１、信号線２、及び、同期整流用トランジ
スタＴｒ２を介して短絡される。このとき、フューズＦ
１は、短絡電流によって溶断される。

【０４２０】この結果、直流−直流変換装置（ＤＣ−Ｄ
Ｃ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）に印加される電圧が極短時間
のうちに遮断されることになり、直流−直流変換装置
（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の負荷に過電圧が
印加されることを防止することができると同時に、直流
−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の
構成要素に過電圧が印加されることを防止することがで
きる。

【０４２１】また、本実施の形態にかかる直流−直流変
換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）によれば、
平滑用のコンデンサＣ１として高耐圧の有機コンデンサ
を使用する必要がない上、焼損防止用のフューズが不要
になり、構成部品数が削減される。

【０４２２】さらに、平滑用のコンデンサＣ１の焼損防
止用のフューズが不要になったことにより、直流−直流
変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）内の抵抗
が減少し、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶ
ＥＲＴＥＲ）の変換効率が向上する。

【０４２３】

【発明の効果】本発明にかかる直流−直流変換装置（Ｄ
Ｃ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）によれば、直流−直流
変換装置の入出力電圧が過電圧状態になった場に第１の
スイッチ素子と第２のスイッチ素子（メインスイッチン
グトランジスタと同期整流用トランジスタ）とを過電圧
保護回路として使用することにより、回路構成を複雑に
することなく、直流−直流変換装置の構成要素、及び、
直流−直流変換装置の負荷に過電圧が印加されることを
防止することができる。

【０４２４】この結果、直流−直流変換装置に使用され
る有機コンデンサ等の発煙及び発火を防止するととも
に、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴ
ＥＲ）の小型化と変換効率の向上とを図ることができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明にかかる直流−直流変換装置（ＤＣ−Ｄ
Ｃ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の第１の実施の形態の構成を
示す図

【図２】第１の実施の形態にかかる制御回路ＣＴＬの内
部構成を示す図

【図３】第１の実施の形態にかかる直流−直流変換装置
（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の他の実施態様を
示す図

【図４】図３の直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯ
ＮＶＥＲＴＥＲ）に対応する制御回路ＣＴＬの内部構成
を示す図

【図５】本発明にかかる直流−直流変換装置（ＤＣ−Ｄ
Ｃ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の第２の実 施の形態の構成
を示す図

【図６】第２の実施の形態にかかる制御回路ＣＴＬの内
部構成を示す図

【図７】第２の実施の形態にかかる直流−直流変換装置
（ＤＣ−ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の他の実施態様を
示す図

【図８】図７の直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ ＣＯ
ＮＶＥＲＴＥＲ）に対応する制御回路ＣＴＬの内部構成
を示す図

【図９】本発明にかかる直流−直流変換装置（ＤＣ−Ｄ
Ｃ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の第３の実施の形態の構成を
示す図

【図１０】本発明にかかる直流−直流変換装置（ＤＣ−
ＤＣ ＣＯＮＶＥＲＴＥＲ）の第４の実施の形態の構成
を示す図

【図１１】第４の実施の形態にかかる制御回路ＣＴＬの
内部構成を示す図

【図１２】従来の直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ Ｃ
ＯＮＶＥＲＴＥＲ）の構成を示す図

【符号の説明】

１・・・・信号線 ２・・・・信号線 １４・・・信号線 ＦＦ・・・フリップフロップ Ｔｒ１・・メインスイッチングトランジスタ Ｔｒ２・・同期整流用トランジスタ ＩＣ１・・電圧比較器 ＩＣ２・・電圧比較器 ＣＴＬ・・制御回路 Ｌ１・・・チョークコイル Ｆ１・・・フューズ ｅ１・・・電源 ｅ２・・・電源 Ｃ１・・・コンデンサ Ｃ２・・・コンデンサ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平５−199740（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−54864（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−59763（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 3/155

Claims (43)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】電源からの電力を蓄積する蓄積手段と、 前記電源と前記蓄積手段の接続と切断とを切り換える第
   １のスイッチ素子と、 前記蓄積手段とグランドとの間に設けられて前記蓄積手
   段とグランドの接続と切断とを切り換える第２のスイッ
   チ素子と、 前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とを
   交互に接続状態にして、前記蓄積手段からの出力電圧が
   一定値を保つようにする制御手段とを備えた同期整流方
   式の直流−直流変換装置であり、 前記蓄積手段からの出力電圧を監視して、前記出力電圧
   が所定の電圧値を超えたときに信号を出力する過電圧検
   出手段と、 前記過電圧検出手段からの信号を入力したときに、前記
   第１のスイッチ素子に対して切断状態にするよう制御す
   るとともに前記第２のスイッチ素子に対して接続状態に
   するよう制御して、前記蓄積手段からの出力電圧をグラ
   ンドレベルにクランプするクランプ手段と、を備える同
   期整流方式の直流−直流変換装置。
2. 【請求項２】前記過電圧検出手段は、基準電圧を発生す
   る基準電圧発生手段と、 前記基準電圧と前記蓄積手段からの出力電圧とを比較し
   て、前記出力電圧が前記基準電圧より大きくなったとき
   に前記信号を出力する電圧比較手段と、を備える請求項
   １記載の直流−直流変換装置．
3. 【請求項３】前記第１のスイッチ素子が短絡状態で故障
   したときに、前記第２のスイッチ素子を接続状態にし
   て、前記電源からの電圧を短絡させる短絡手段を更に備
   える請求項１記載の同期整流方式の直流−直流変換装
   置。
4. 【請求項４】前記短絡手段により短絡された電力によっ
   て前記電源からの入力を遮断する遮断手段を更に備える
   請求項３記載の同期整流方式の直流−直流変換装置。
5. 【請求項５】前記遮断手段は、前記短絡手段により短絡
   された電力によって溶断されるフューズである請求項４
   記載の同期整流方式の直流−直流変換装置。
6. 【請求項６】前記電源と前記第１のスイッチ素子との間
   に設けられ、前記電源からの入力を遮断する遮断手段を
   更に備える請求項１記載の同期整流方式の直流―直流変
   換装置。
7. 【請求項７】前記第１のスイッチ素子が故障したとき
   に、 前記クランプ手段は、前記第２のスイッチ素子を接続状
   態にすることにより前記電源からの電力を短絡させ、 前記遮断手段は、前記クランプ手段によって短絡された
   電力を利用して前記電源からの入力を遮断する請求項６
   に記載の同期整流方式の直流−直流変換装置。
8. 【請求項８】電源からの電力を蓄積する蓄積手段と、 前記電源と前記蓄積手段の接続と切断とを切り換える第
   １のスイッチと、 前記蓄積手段とグランドとの間に配置され、前記蓄積手
   段とグランドの接続と切断とを切り換える第２スイッチ
   と、 前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とを
   交互に接続状態にして、前記蓄積手段からの出力電圧が
   一定値を保つようにする制御手段と、 前記蓄積手段の出力電圧が所定の電圧値を越えたことを
   検出する検出手段と、 前記検出手段の検出に応じて、前記第１のスイッチに対
   して切断状態にするよう制御するとともに、前記第２の
   スイッチに対して接続状態にするよう制御するクランプ
   手段と、を備える同期整流方式の直流−直流変換装置。
9. 【請求項９】前記検出手段は、 基準電圧を発生する基準電圧発生手段と、 前記基準電圧と前記蓄積手段の出力電圧とを比較し、前
   記蓄積手段の出力電圧が前記基準電圧より大きくなった
   ときに信号を出力する電圧比較手段と、を備える請求項
   ８記載の同期整流方式の直流−直流変換装置。
10. 【請求項１０】前記第１のスイッチが短絡状態で故障し
    たときに、第２のスイッチを強制的に接続状態にするこ
    とにより、電源からの電力を短絡させる短絡手段を更に
    備える請求項８記載の同期整流方式の直流−直流変換装
    置。
11. 【請求項１１】前記電源からの入力を遮断する遮断手段
    を更に備える請求項１０記載の同期整流方式の直流−直
    流変換装置。
12. 【請求項１２】前記遮断手段は、フューズである請求項
    １１記載の同期整流方式の直流−直流変換装置。
13. 【請求項１３】前記電源と前記第１のスイッチ素子との
    間に設けられ、前記電源からの入力を遮断する遮断手段
    を更に傭える請求項８記載の同期整流方式の直流−直流
    変換装置。
14. 【請求項１４】前記第１のスイッチ素子が故障したとき
    に、 前記クランプ手段は、前記第２のスイッチ素子を接続状
    態にすることにより前記電源からの電力を短絡させ、 前記遮断手段は、前記クランプ手段によって短絡された
    電力を利用して前記電源からの入力を遮断する請求項１
    ３に記載の同期整流方式の直流−直流変換装置。
15. 【請求項１５】電源からの電力を蓄積する蓄積手段と、 前記電源と前記蓄積手段の接続と切断とを切り換える第
    １のスイッチ素子と、 前記蓄積手段とグランドとの間に設けられ、前記蓄積手
    段とグランドの接続と切断とを切り換える第２のスイッ
    チ素子と、 前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とを
    交互に接続状態にして、前記蓄積手段からの出力電圧が
    一定値を保つようにする第１の制御手段と、を備えた同
    期整流方式の直流−直流変換装置のための制御回路にお
    いて、 前記蓄積手段からの出力電圧を監視して、前記出力電圧
    が所定電圧値を超えたことを検出する過電圧検出手段
    と、 前記過電圧検出手段が前記出力電圧が所定電圧値を超え
    たことを検出した場合に、前記第１のスイッチ素子に対
    して切断状態にするよう制御するとともに前記第２のス
    イッチ素子に対して接続状態にするよう制御して、前記
    蓄積手段からの出力電圧をグランドレベルにする第２の
    制御手段と、を備える制御回路。
16. 【請求項１６】前記過電圧検出手段は、 基準電圧を発生する基準電圧発生手段と、 前記基準電圧と前記蓄積手段からの出力電圧とを比較し
    て、前記出力電圧が前記基準電圧より大きくなったとき
    に信号を出力する電圧比較手段と、を備える請求項１５
    記載の制御回路。
17. 【請求項１７】電源からの電力を蓄積する蓄積手段と、 前記電源と前記蓄積手段の接続と切断とを切り換える第
    １のスイッチ素子と、 前記蓄積手段とグランドとの間に設けられ、前記蓄積手
    段とグランドの接続と切断とを切り換える第２のスイッ
    チ素子と、 前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とを
    交互に接続状態にして、前記蓄積手段からの出力電圧が
    一定値を保つようにする第１の制御手段と、を備えた同
    期整流方式の直流−直流変換装置のための制御回路にお
    いて、 前記蓄積手段からの出力電圧を監視して、前記出力電圧
    が所定電圧値を超えたことを検出する検出手段と、 前記検出手段の検出に応じて、前記第１のスイッチ素子
    に対して切断状態にするよう制御するとともに前記第２
    のスイッチ素子に対して接続状態にするよう制御する第
    ２の制御手段と、を備える制御回路。
18. 【請求項１８】前記検出手段は、基準電圧を発生する基
    準電圧発生手段と、 前記基準電圧と前記蓄積手段の出力電圧とを比較し、前
    記蓄積手段の出力電圧が前記基準電圧より大きくなった
    ときに信号を出力する電圧比較手段と、を備える請求項
    １７記載の制御回路。
19. 【請求項１９】同期整流方式の直流−直流変換装置にお
    いて、 メインスイッチと、 前記メインスイッチと交互に接続状態にされる同期整流
    用スイッチと、 前記直流−直流変換装置の出力電圧が過電圧であること
    を検出する過電圧検出手段と、 前記過電圧検出手段が過電圧を検出したときに、前記メ
    インスイッチをオフにするための第１の制御信号及び前
    記同期整流用スイッチをオンにするための第２の制御信
    号を出力する制御手段と、を備える同期整流方式の直流
    −直流変換装置。
20. 【請求項２０】同期整流方式の直流−直流変換装置にお
    いて、 メインスイッチと、 前記メインスイッチと交互に接続状態にされる同期整流
    用スイッチと、 前記直流−直流変換装置の出力電圧が過電圧であること
    を検出する過電圧検出手段と、 前記過電圧検出手段が過電圧を検出したときに、前記メ
    インスイッチを強制的にオフにするよう制御するととも
    に、前記同期整流用スイッチを強制的にオンにするよう
    制御する制御手段と、を備える同期整流方式の直流−直
    流変換装置。
21. 【請求項２１】前記メインスイッチに接続されたインダ
    クターと、 前記インダクターに接続され、前記インダクターからの
    出力電圧を平滑するコンデンサと、を更に備える請求項
    １９又は２０に記載の同期整流方式の直流−直流変換装
    置。
22. 【請求項２２】前記過電圧検出手段は、前記直流−直流
    変換装置の出力電圧が過電圧であることを検出したとき
    に、検出信号を出力する請求項１９記載の同期整流方式
    の直流−直流変換装置。
23. 【請求項２３】前記制御手段は、前記過電圧検出手段か
    ら検出信号が出力されると、その検出信号を記憶すると
    ともに、前記メインスイッチをオフにするための第１の
    制御信号と同期整流用スイッチをオンにするための第２
    の制御信号とを出力するメモリ回路を備える請求項２２
    記載の同期整流方式の直流−直流変換装置。
24. 【請求項２４】前記直流−直流変換装置の出力電圧を一
    定に保つべく、前記メインスイッチ及び前記同期整流用
    スイッチをフィードバック制御するフィードバック手段
    を更に備える請求項１９又は２０に記載の同期整流方式
    の直流−直流変換装置。
25. 【請求項２５】前記制御手段は、前記メインスイッチが
    短絡状態で故障したとき、前記同期整流用スイッチをオ
    ンにするために第２の制御信号を出力することにより、
    電源からの入力を短絡させる請求項２３記載の同期整流
    方式の直流−直流変換装置。
26. 【請求項２６】前記メインスイッチと前記電源との間に
    設けられ、前記電源からの入力を遮断する遮断手段を更
    に備える請求項１９又は２０記載の同期整流方式の直流
    −直流変換装置。
27. 【請求項２７】メインスイッチと、前記メインスイッチ
    と交互に接続状態にされる同期整流用スイッチと、を備
    えた同期整流方式の直流−直流変換装置を制御するため
    の制御回路において、 前記直流−直流変換装置の出力電圧が過電圧であること
    を検出する過電圧検出手段と、 前記過電圧検出手段が過電圧を検出したときに、前記メ
    インスイッチをオフにするための第１の制御信号及び前
    記同期整流用スイッチをオンにするための第２の制御信
    号を出力する制御手段と、を備える制御回路。
28. 【請求項２８】メインスイッチと、前記メインスイッチ
    と交互に接続状態にされる同期整流用スイッチと、前記
    メインスイッチに接続されたインダクターと、前記イン
    ダクターに接続され該インダクターからの出力電圧を平
    滑するコンデンサと、を備えた同期整流方式の直流−直
    流変換装置を制御するための制御回路において、 前記直流−直流変換装置の出力電圧が過電圧であること
    を検出する過電圧検出手段と、 前記過電圧検出手段が過電圧を検出したときに、前記メ
    インスイッチをオフにするための第１の制御信号及び前
    記同期整流用スイッチをオンにするための第２の制御信
    号を出力する制御手段と、を備える制御回路。
29. 【請求項２９】メインスイッチと、前記メインスイッチ
    と交互に接続状態にされる同期整流用スイッチと、を備
    えた同期整流方式の直流−直流変換装置を制御するため
    の制御回路において、 前記直流−直流変換装置の出力電圧が過電圧であること
    を検出する過電圧検出手段と、 前記過電圧検出手段が過電圧を検出したときに、前記メ
    インスイッチを強制的にオフにするよう制御するととも
    に前記同期整流用スイッチを強制的にオンにするよう制
    御する制御手段と、を備える制御回路。
30. 【請求項３０】メインスイッチと、前記メインスイッチ
    と交互に接続状態にされる同期整流用スイッチと、前記
    メインスイッチに接続されたインダクターと、前記イン
    ダクターに接続され該インダクターからの出力電圧を平
    滑するコンデンサと、を備えた同期整流方式の直流−直
    流変換装置を制御するための制御回路において、 前記直流−直流変換装置の出力電圧が過電圧であること
    を検出する過電圧検出手段と、 前記過電圧検出手段が過電圧を検出したときに、前記メ
    インスイッチを強制的にオフにするよう制御するととも
    に前記同期整流用スイッチを強制的にオンにするよう制
    御する制御手段と、を備える制御回路。
31. 【請求項３１】前記過電圧検出手段は、前記直流−直流
    変換装置の出力電圧が過電圧であることを検出したとき
    に、検出信号を出力する請求項２７から請求項２９の何
    れか一に記載の制御回路。
32. 【請求項３２】前記制御手段は、前記過電圧検出手段か
    ら検出信号が出力されると、その検出信号を記憶すると
    ともに、前記メインスイッチをオフにするための第１の
    制御信号と前記同期整流用スイッチをオンにするための
    第２の制御信号とを出力するメモリ回路を備える請求項
    ３１記載の制御回路。
33. 【請求項３３】前記制御手段は、前記メインスイッチが
    故障したときに、前記同期整流用スイッチをオンにする
    ための第２の制御信号を出力することにより前記電源か
    らの入力を短絡させる請求項２７から請求項２９の何れ
    か一に記載の制御回路。
34. 【請求項３４】前記直流−直流変換装置の出力電圧を一
    定値に保つべく、前記メインスイッチ及び前記同期整流
    用スイッチをフィードバック制御するフィードバック手
    段を更に備える請求項２７乃至請求項３０の何れか一に
    記載の制御回路。
35. 【請求項３５】メインスイッチと、前記メインスイッチ
    と交互に接続状態にされる同期整流用スイッチと、を備
    えた同期整流方式の直流−直流変換装置を制御するため
    の制御回路において、 直流−直流変換処理の停止要求信号を受信する受信手段
    と、 前記受信手段が前記停止要求信号を受信すると、前記メ
    インスイッチをオフにするための第１の制御信号及び前
    記同期整流用スイッチをオンにするための第２の制御信
    号を出力する制御手段と、を備える制御回路。
36. 【請求項３６】メインスイッチと、前記メインスイッチ
    と交互に接続状態にされる同期整流用スイッチと、前記
    メインスィツチに接続されたインダクターと、前記イン
    ダクターに接続され、前記インダクターからの出力電圧
    を平滑するコンデンサとを備えた同期整流方式の直流−
    直流変換装置を制御するための制御回路において、 直流−直流変換処理の停止要求信号を受信する受信手段
    と、 前記受信手段が停止要求信号を受信すると、前記メイン
    スイッチをオフにするための第１の制御信号及び前記同
    期整流用スイッチをオンにするための第２の制御信号を
    出力する制御手段と、を備える制御回路。
37. 【請求項３７】メインスイッチと、前記メインスイッチ
    と交互に接続状態にされる同期整流用スイッチと、を備
    えた同期整流方式の直流−直流変襖装置を制御するため
    の制御回路において、 直流−直流変換処理の停止要求信号を受信する受信手段
    と、 前記受信手段が停止要求信号を受信すると、前記メイン
    スイッチを強制的にオフにするよう制御するとともに、
    前記同期整流用スイッチを強制的にオンにするよう制御
    する制御手段と、を備える制御回路。
38. 【請求項３８】メインスイッチと、前記メインスイッチ
    と交互に接続状態にされる同期整流用スイッチと、前記
    メインスイッチに接続されたインダクターと、前記イン
    ダクターに接続され、前記インダクターからの出力電圧
    を平滑するコンデンサとを備える同期整流方式の直流一
    直流変換装置を制御するための制御回路において、 直流−直流変換処理の停止要求信号を受信する受信手段
    と、 前記受信手段が停止要求信号を受信すると、前記メイン
    スイッチを強制的にオフにするよう指示するとともに、
    前記同期整流用スイッチを強制的にオンにするよう制御
    する制御手段と、を備える制御回路。
39. 【請求項３９】前記停止要求信号は、前記直流−直流変
    換装置の出力電圧が過電圧であることを示す信号である
    請求項３５乃至３８の何れか一に記載の制御回路。
40. 【請求項４０】前記直流−直流変換装置の出力電圧を一
    定値に保つべく、前記メインスイッチ及び前記同期整流
    用スイッチをフィードバック制御するフィードバック手
    段を更に備える請求項３５乃至３８の何れか一に記載の
    制御回路。
41. 【請求項４１】前記制御手段は、前記メインスイッチが
    故障したときに、前記同期整流用スイッチをオンにする
    ための第２の制御信号を出力することにより、前記電源
    からの入力を短絡させる請求項３５又は請求項３６に記
    載の御御回路。
42. 【請求項４２】メインスイッチと、前記メインスイッチ
    と交互に接続状態にされる同期整流用スイッチと、を備
    えた同期整流方式の直流−直流変換装置を制御するため
    の制御回路において、 直流−直流変換処理の停止要求信号を受信する受信手段
    と、 前記受信手段が停止要求信号を受信すると、前記メイン
    スイッチをオフにするよう制御するとともに前記同期整
    流用スイッチをオンにするよう制御することにより、前
    記直流−直流変換装置の出力を停止する制御手段と、を
    備える制御回路。
43. 【請求項４３】メインスイッチと、前記メインスイッチ
    と交互に接続状態にされる同期整流用スイッチと、を備
    えた同期整流方式の直流−直流変換装置を制御するため
    の制御回路において、 前記直流−直流変換装置の出力電圧を入力する電圧入力
    端子と、 前記電圧入力端子に入力された電圧が所定電圧を超えて
    いることを検出したときに、検出信号を出力する過電圧
    検出手段と、 前記過電圧検出手段が検出信号を出力すると、前記メイ
    ンスイッチをオフにするよう制御するとともに前記同期
    整流用スイッチをオンにするよう制御することにより、
    前記直流−直流変換装置の出力をグランドレベルにクラ
    ンプするクランプ手段と、を備える制御回路。