JPH0898556A - 電力変換装置の制御用電源回路 - Google Patents
電力変換装置の制御用電源回路Info
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- JPH0898556A JPH0898556A JP6222856A JP22285694A JPH0898556A JP H0898556 A JPH0898556 A JP H0898556A JP 6222856 A JP6222856 A JP 6222856A JP 22285694 A JP22285694 A JP 22285694A JP H0898556 A JPH0898556 A JP H0898556A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 発熱及び消費電力を抑制する。
【構成】 電力変換装置の直流側の主回路直流電圧Vin
がFETによりオン−オフされてコンバータトランスT
Fの主巻線Npに入力される。出力巻線Ns1 ,Ns2
の出力電圧が制御電圧となり、帰還巻線Nbの出力電圧
は、ダイオードD 0 及びコンデンサC0 により整流・平
滑され直流電圧となる。この直流電圧は制御信号発生回
路11の電源電圧となると共に、分圧されて帰還端子F
/Bに入力される。制御信号発生回路11はF/Bに入
力される電圧に応じてFETをオン−オフして制御電圧
を一定化する。サージ電圧抑制抵抗RcはダイオードD
0 と巻線Nbとの間に介装されており、半波整流電圧が
印加されているときにのみ電流が流れる。よって抵抗R
cの発熱及び消費電力は小さい。
がFETによりオン−オフされてコンバータトランスT
Fの主巻線Npに入力される。出力巻線Ns1 ,Ns2
の出力電圧が制御電圧となり、帰還巻線Nbの出力電圧
は、ダイオードD 0 及びコンデンサC0 により整流・平
滑され直流電圧となる。この直流電圧は制御信号発生回
路11の電源電圧となると共に、分圧されて帰還端子F
/Bに入力される。制御信号発生回路11はF/Bに入
力される電圧に応じてFETをオン−オフして制御電圧
を一定化する。サージ電圧抑制抵抗RcはダイオードD
0 と巻線Nbとの間に介装されており、半波整流電圧が
印加されているときにのみ電流が流れる。よって抵抗R
cの発熱及び消費電力は小さい。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、インバータ、サーボド
ライバなど電力変換装置の制御用電源回路に関するもの
である。
ライバなど電力変換装置の制御用電源回路に関するもの
である。
【0002】
【従来の技術】図10に示すような、インバータ、サー
ボドライバなどの電力変換装置においては、逆変換器2
などの制御回路の電源とする制御用電源回路の電源電圧
として、該電力変換装置の主回路直流側(コンデンサ
3)の直流電圧Vinを利用することが行われている。な
お図中で1は順変換器である。
ボドライバなどの電力変換装置においては、逆変換器2
などの制御回路の電源とする制御用電源回路の電源電圧
として、該電力変換装置の主回路直流側(コンデンサ
3)の直流電圧Vinを利用することが行われている。な
お図中で1は順変換器である。
【0003】このような電力変換装置の制御用電源回路
は、その出力電圧の定電圧特性が要求されるので、一般
に電圧帰還回路が設けられている。
は、その出力電圧の定電圧特性が要求されるので、一般
に電圧帰還回路が設けられている。
【0004】図11は、この種、従来の電力変換装置の
制御用電源回路を示すものである。この回路は電圧帰還
制御型フライバック式スイッチング電源回路であり、イ
ンバータ、サーボドライバなど電力変換装置の主回路直
流側電圧を直流入力電圧Vinとし、スイッチング素子
(例えば、電界効果型トランジスタ(FET))のオン
−オフ制御により、負荷である電力変換装置の制御回路
の制御電源12,13に電力をを供給する。
制御用電源回路を示すものである。この回路は電圧帰還
制御型フライバック式スイッチング電源回路であり、イ
ンバータ、サーボドライバなど電力変換装置の主回路直
流側電圧を直流入力電圧Vinとし、スイッチング素子
(例えば、電界効果型トランジスタ(FET))のオン
−オフ制御により、負荷である電力変換装置の制御回路
の制御電源12,13に電力をを供給する。
【0005】図11において、TFは、主巻線Np,ベ
ース巻線Nb,出力巻線Ns1 ,Ns2 ,Ns3 を具備
したコンバータトランス、R1 ,R2 は起動用抵抗であ
る。前記主巻線Npはスイッチング素子(FET)のオ
ン−オフ制御により直流入力電圧Vinが印加され、ベー
ス巻線Nbはその誘起電圧がダイオードD0 とコンデン
サC0 により整流され、その直流電圧が制御信号発生回
路(集積回路(IC))11に印加されるようにそれぞ
れ接続されている。更に、前記制御信号発生回路11に
は、該制御用電源回路の起動時における起動電圧(直流
入力電圧Vinを起動用抵抗R1 ,R2 により分圧された
電圧)が、その電源電圧Vccとして供給される。基準電
圧発生回路14には、該制御用電源回路の出力電圧(制
御電源12,13の電圧)を定電圧化するために、コン
バータトランスTFの出力巻線(Ns3 )の誘起電圧
が、ダイオードD3 とコンデンサC3 により整流され、
その直流電圧が該制御用電源回路の出力電圧検出値とし
て前記制御信号発生回路11の帰還端子F/Bに帰還さ
れスイッチング素子(FET)のオン−オフ制御期間
(パルス幅)を制御する。
ース巻線Nb,出力巻線Ns1 ,Ns2 ,Ns3 を具備
したコンバータトランス、R1 ,R2 は起動用抵抗であ
る。前記主巻線Npはスイッチング素子(FET)のオ
ン−オフ制御により直流入力電圧Vinが印加され、ベー
ス巻線Nbはその誘起電圧がダイオードD0 とコンデン
サC0 により整流され、その直流電圧が制御信号発生回
路(集積回路(IC))11に印加されるようにそれぞ
れ接続されている。更に、前記制御信号発生回路11に
は、該制御用電源回路の起動時における起動電圧(直流
入力電圧Vinを起動用抵抗R1 ,R2 により分圧された
電圧)が、その電源電圧Vccとして供給される。基準電
圧発生回路14には、該制御用電源回路の出力電圧(制
御電源12,13の電圧)を定電圧化するために、コン
バータトランスTFの出力巻線(Ns3 )の誘起電圧
が、ダイオードD3 とコンデンサC3 により整流され、
その直流電圧が該制御用電源回路の出力電圧検出値とし
て前記制御信号発生回路11の帰還端子F/Bに帰還さ
れスイッチング素子(FET)のオン−オフ制御期間
(パルス幅)を制御する。
【0006】すなわち、基準電圧発生回路14におい
て、該制御用電源回路の出力電圧であるコンバータトラ
ンスTFの出力巻線Ns3 の誘起電圧を、ダイオードD
3 とコンデンサC3 により整流した直流電圧が、ある所
定値を超過したとき、次段のフォトカプラPCのダイオ
ードを導通とし、前記所定値より下降したとき次段のフ
ォトカプラPCのダイオードを非導通とする制御信号
を、制御信号発生回路11の帰還端子F/Bに供給する
ことにより、スイッチング素子(FET)のオン−オフ
制御期間を制御することによって該電源回路の出力電圧
の定電圧化を図ることができる。なお、前記フォトカプ
ラPCは、電力変換装置の制御回路(制御電源12,1
3)側と主回路側(直流入力電圧Vin側)との絶縁をす
るために設置するものである。
て、該制御用電源回路の出力電圧であるコンバータトラ
ンスTFの出力巻線Ns3 の誘起電圧を、ダイオードD
3 とコンデンサC3 により整流した直流電圧が、ある所
定値を超過したとき、次段のフォトカプラPCのダイオ
ードを導通とし、前記所定値より下降したとき次段のフ
ォトカプラPCのダイオードを非導通とする制御信号
を、制御信号発生回路11の帰還端子F/Bに供給する
ことにより、スイッチング素子(FET)のオン−オフ
制御期間を制御することによって該電源回路の出力電圧
の定電圧化を図ることができる。なお、前記フォトカプ
ラPCは、電力変換装置の制御回路(制御電源12,1
3)側と主回路側(直流入力電圧Vin側)との絶縁をす
るために設置するものである。
【0007】このように構成された制御用電源回路にお
いて、いま、電力変換装置の順変換器1(図10参照)
が作動し、その主回路直流側電圧(直流入力電圧)Vin
が上昇し、該直流入力電圧Vinを起動抵抗R1 ,R2 で
分圧した直流電圧が制御信号発生回路11の電源電圧V
ccとして加わり、その起動開始電圧に達すると、制御信
号発生回路11は所定周期のパルス信号を発生し、該パ
ルス信号によりスイッチング素子(FET)をオン−オ
フ制御して該制御用電源回路を起動する。
いて、いま、電力変換装置の順変換器1(図10参照)
が作動し、その主回路直流側電圧(直流入力電圧)Vin
が上昇し、該直流入力電圧Vinを起動抵抗R1 ,R2 で
分圧した直流電圧が制御信号発生回路11の電源電圧V
ccとして加わり、その起動開始電圧に達すると、制御信
号発生回路11は所定周期のパルス信号を発生し、該パ
ルス信号によりスイッチング素子(FET)をオン−オ
フ制御して該制御用電源回路を起動する。
【0008】スイッチング素子(FET)がオン−オフ
制御されるとき、そのオン時において、コンバータトラ
ンスTFの主巻線Npに直流入力電圧Vinが印加され、
それによってベース巻線Nb及び出力巻線Ns1 ,Ns
2 ,Ns3 に電圧が誘起されるが、それぞれの整流回路
を構成するダイオードD0 ,D1 ,D2 ,D3 に対して
該誘起電圧の極性が逆方向なので導通状態にならずコン
デンサC0 ,C1 ,C 2 ,C3 は充電されない。次に、
スイッチング素子(FET)のオフ時において、オン時
にコンバータトランスTFに蓄積されたエネルギーによ
り、それぞれの巻線Np,Nb,Ns1 ,Ns2 ,Ns
3 には逆電圧が誘起され、それによってダイオード
D0 ,D1 ,D2 ,D3 が導通状態となりコンデンサC
0 ,C1 ,C 2 ,C3 はそれぞれ充電される。
制御されるとき、そのオン時において、コンバータトラ
ンスTFの主巻線Npに直流入力電圧Vinが印加され、
それによってベース巻線Nb及び出力巻線Ns1 ,Ns
2 ,Ns3 に電圧が誘起されるが、それぞれの整流回路
を構成するダイオードD0 ,D1 ,D2 ,D3 に対して
該誘起電圧の極性が逆方向なので導通状態にならずコン
デンサC0 ,C1 ,C 2 ,C3 は充電されない。次に、
スイッチング素子(FET)のオフ時において、オン時
にコンバータトランスTFに蓄積されたエネルギーによ
り、それぞれの巻線Np,Nb,Ns1 ,Ns2 ,Ns
3 には逆電圧が誘起され、それによってダイオード
D0 ,D1 ,D2 ,D3 が導通状態となりコンデンサC
0 ,C1 ,C 2 ,C3 はそれぞれ充電される。
【0009】このようなスイッチング素子(FET)の
オン−オフ制御により、コンデンサC0 に充電された直
流電圧は制御信号発生回路11の電源電圧Vcc、コンデ
ンサC1 ,C2 に充電された直流電圧は電力変換装置の
制御回路の制御電源12,13、及びコンデンサC3 に
充電された直流電圧は制御信号発生回路11への帰還用
出力電圧としてそれぞれ使用される。
オン−オフ制御により、コンデンサC0 に充電された直
流電圧は制御信号発生回路11の電源電圧Vcc、コンデ
ンサC1 ,C2 に充電された直流電圧は電力変換装置の
制御回路の制御電源12,13、及びコンデンサC3 に
充電された直流電圧は制御信号発生回路11への帰還用
出力電圧としてそれぞれ使用される。
【0010】コンデンサC3 による前記帰還用出力電圧
は基準電圧発生回路14に供給され、該基準電圧発生回
路14において該制御用電源回路の出力電圧(前記帰還
用出力電圧)が、ある所定値を超過したとき次段のフォ
トカプラPCのダイオードを導通とし、前記所定値より
下降したとき前記フォトカプラPCのダイオードを非導
通とする制御信号を制御信号発生回路11の帰還端子F
/Bに供給して該制御信号発生回路11の出力パルス信
号のパルス幅を変化させ、これによるスイッチング素子
(FET)のオン−オフ制御期間の制御を行い、該制御
用電源回路の出力電圧の定電圧制御を行うものである。
は基準電圧発生回路14に供給され、該基準電圧発生回
路14において該制御用電源回路の出力電圧(前記帰還
用出力電圧)が、ある所定値を超過したとき次段のフォ
トカプラPCのダイオードを導通とし、前記所定値より
下降したとき前記フォトカプラPCのダイオードを非導
通とする制御信号を制御信号発生回路11の帰還端子F
/Bに供給して該制御信号発生回路11の出力パルス信
号のパルス幅を変化させ、これによるスイッチング素子
(FET)のオン−オフ制御期間の制御を行い、該制御
用電源回路の出力電圧の定電圧制御を行うものである。
【0011】図11に示す、インバータ、サーボドライ
バなどの電力変換装置の制御用電源回路においては、そ
の出力電圧を定電圧化するために電圧帰還回路を必要と
し、帰還用出力電圧を得るための帰還電圧検出回路(コ
ンデンサ、ダイオードなど),基準電圧発生回路14,
フォトカプラPCなどの設置による装置全体の大型化と
コストアップになる欠点がある。
バなどの電力変換装置の制御用電源回路においては、そ
の出力電圧を定電圧化するために電圧帰還回路を必要と
し、帰還用出力電圧を得るための帰還電圧検出回路(コ
ンデンサ、ダイオードなど),基準電圧発生回路14,
フォトカプラPCなどの設置による装置全体の大型化と
コストアップになる欠点がある。
【0012】そこで本願出願人は、図11に示す制御用
電源回路の欠点を解消した電力変換装置の制御用電源回
路を開発して出願(特願平6−55561号)した。図
12は先に出願した特願平6−55561号の実施例を
示す。
電源回路の欠点を解消した電力変換装置の制御用電源回
路を開発して出願(特願平6−55561号)した。図
12は先に出願した特願平6−55561号の実施例を
示す。
【0013】図12において、コンバータトランスTF
のベース巻線Nbに並列接続されたサージ吸収用抵抗R
0 を除いた回路構成は、従来から知られているRCC
(リンキングチョークコンバータ)方式を採用した電源
回路である。
のベース巻線Nbに並列接続されたサージ吸収用抵抗R
0 を除いた回路構成は、従来から知られているRCC
(リンキングチョークコンバータ)方式を採用した電源
回路である。
【0014】図12において、TFは、主巻線Np,ベ
ース巻線Nb(制御信号発生回路11への帰還電圧検出
用巻線,以下、「帰還巻線」という。),出力巻線Ns
1 ,Ns2 を具備したコンバータトランス、R1 ,
R2 ,R2'は起動用抵抗、R0 はサージ電圧吸収用抵抗
である。前記主巻線Npは、スイッチング素子(FE
T)を介して直流入力電圧Vinが印加され、帰還巻線N
bは、その誘起電圧がダイオードD0 及びコンデンサC
0 により整流された直流電圧が前記サージ電圧吸収用抵
抗R0 を介して制御信号発生回路11の電源電圧Vccと
して印加されるようにそれぞれ接続される。更に、前記
制御信号発生回路11には、前記起動用抵抗R 1 ,
R2 ,R2'により分圧された電圧が、該制御用電源回路
の起動時における制御信号発生回路11の電源電圧Vcc
として供給される。
ース巻線Nb(制御信号発生回路11への帰還電圧検出
用巻線,以下、「帰還巻線」という。),出力巻線Ns
1 ,Ns2 を具備したコンバータトランス、R1 ,
R2 ,R2'は起動用抵抗、R0 はサージ電圧吸収用抵抗
である。前記主巻線Npは、スイッチング素子(FE
T)を介して直流入力電圧Vinが印加され、帰還巻線N
bは、その誘起電圧がダイオードD0 及びコンデンサC
0 により整流された直流電圧が前記サージ電圧吸収用抵
抗R0 を介して制御信号発生回路11の電源電圧Vccと
して印加されるようにそれぞれ接続される。更に、前記
制御信号発生回路11には、前記起動用抵抗R 1 ,
R2 ,R2'により分圧された電圧が、該制御用電源回路
の起動時における制御信号発生回路11の電源電圧Vcc
として供給される。
【0015】以上のように構成された制御用電源回路の
動作について、図13,図14の波形図(説明の都合
上、コンバータトランスTFの各巻線の巻線比を全て
1:1としている。)を用いて説明をする。
動作について、図13,図14の波形図(説明の都合
上、コンバータトランスTFの各巻線の巻線比を全て
1:1としている。)を用いて説明をする。
【0016】いま、電力変換装置の順変換器1(図10
参照)が作動し、その主回路直流側電圧(直流入力電圧
Vin)が上昇して、該直流入力電圧Vinを起動抵抗
R1 ,R 2 ,R2'で分圧した直流電圧が制御信号発生回
路11の電源電圧Vccとして供給される。制御信号発生
回路11の電源電圧Vccが起動開始電圧に達すると、図
13に示すように、制御信号発生回路11が発振して所
定の周期Tの出力パルス信号(イ)を発生し、該出力パ
ルス信号によりスイッチング素子(FET)をオン−オ
フ制御(ロ,ハ参照)して該制御用電源回路を起動させ
る。
参照)が作動し、その主回路直流側電圧(直流入力電圧
Vin)が上昇して、該直流入力電圧Vinを起動抵抗
R1 ,R 2 ,R2'で分圧した直流電圧が制御信号発生回
路11の電源電圧Vccとして供給される。制御信号発生
回路11の電源電圧Vccが起動開始電圧に達すると、図
13に示すように、制御信号発生回路11が発振して所
定の周期Tの出力パルス信号(イ)を発生し、該出力パ
ルス信号によりスイッチング素子(FET)をオン−オ
フ制御(ロ,ハ参照)して該制御用電源回路を起動させ
る。
【0017】スイッチング素子(FET)がオン−オフ
制御されるとき、そのオン時において、コンバータトラ
ンスTFの主巻線Npに直流入力電圧Vinが印加され、
それによって帰還巻線Nb及び出力巻線Ns1 ,Ns2
に電圧が誘起されるが、それぞれの整流回路を構成する
ダイオードD0 ,D1 ,D2 に対して誘起電圧の極性が
逆方向なので導通状態にならずコンデンサC0 ,C1 ,
C2 は充電されない。次に、スイッチング素子(FE
T)のオフ時において、オン時にコンバータトランスT
Fに蓄積されたエネルギーにより、それぞれの巻線N
p,Nb,Ns1 ,Ns2 には逆電圧(図13(ニ,
ホ)に示すように軽負荷時と重負荷時とが異なる電圧)
が誘起され、それによってダイオードD0 ,D1 ,D2
が導通状態となりコンデンサC0 ,C1 ,C2 はそれぞ
れ充電される。
制御されるとき、そのオン時において、コンバータトラ
ンスTFの主巻線Npに直流入力電圧Vinが印加され、
それによって帰還巻線Nb及び出力巻線Ns1 ,Ns2
に電圧が誘起されるが、それぞれの整流回路を構成する
ダイオードD0 ,D1 ,D2 に対して誘起電圧の極性が
逆方向なので導通状態にならずコンデンサC0 ,C1 ,
C2 は充電されない。次に、スイッチング素子(FE
T)のオフ時において、オン時にコンバータトランスT
Fに蓄積されたエネルギーにより、それぞれの巻線N
p,Nb,Ns1 ,Ns2 には逆電圧(図13(ニ,
ホ)に示すように軽負荷時と重負荷時とが異なる電圧)
が誘起され、それによってダイオードD0 ,D1 ,D2
が導通状態となりコンデンサC0 ,C1 ,C2 はそれぞ
れ充電される。
【0018】このようなスイッチング素子(FET)の
オン−オフ制御により、コンデンサC0 に充電された直
流電圧(図13(ニ)Vcc,Vcc’参照)は、制御信号
発生回路11の電源電圧Vccと帰還端子F/Bへの帰還
用出力電圧として使用され、コンデンサC1 ,C2 に充
電された直流電圧(図13(ホ)V2 ,V2'参照)は電
力変換装置(図10参照)の制御回路の制御電源12,
13としてそれぞれ使用される。
オン−オフ制御により、コンデンサC0 に充電された直
流電圧(図13(ニ)Vcc,Vcc’参照)は、制御信号
発生回路11の電源電圧Vccと帰還端子F/Bへの帰還
用出力電圧として使用され、コンデンサC1 ,C2 に充
電された直流電圧(図13(ホ)V2 ,V2'参照)は電
力変換装置(図10参照)の制御回路の制御電源12,
13としてそれぞれ使用される。
【0019】この制御用電源回路の出力電圧V2 (制御
電源12,13の電圧)を定電圧化するために、該出力
電圧に比例する制御信号発生回路11の電源電圧Vccを
分圧抵抗R2 ,R2'にて分圧して帰還端子F/Bに帰還
させ、該制御用電源回路の出力電圧の変化に応じて制御
信号発生回路11の出力パルス信号のパルス幅を制御す
ることにより、スイッチング素子(FET)のオン−オ
フ制御期間を制御して該出力電圧の定電圧化を図るもの
である。
電源12,13の電圧)を定電圧化するために、該出力
電圧に比例する制御信号発生回路11の電源電圧Vccを
分圧抵抗R2 ,R2'にて分圧して帰還端子F/Bに帰還
させ、該制御用電源回路の出力電圧の変化に応じて制御
信号発生回路11の出力パルス信号のパルス幅を制御す
ることにより、スイッチング素子(FET)のオン−オ
フ制御期間を制御して該出力電圧の定電圧化を図るもの
である。
【0020】このとき、制御用電源回路(図12)が無
負荷状態など軽負荷状態にある場合、電源電圧Vccは、
帰還巻線Nbの誘起電圧の逆電圧(V0 ,図13
(ニ))をダイオードD0 とコンデンサC0 で整流した
逆電圧V0 のピーク値に等しい直流電圧となり、出力巻
線Ns1 ,Ns2 の誘起電圧の逆電圧(V0 ,図13
(ホ))をダイオードD1 ,D2 とコンデンサC1 ,C
2 で整流した該制御用電源回路の所望の出力電圧V2 と
等しく(Vcc=V2 )なるが、制御用電源回路(図1
2)が重負荷状態にある場合、帰還巻線Nbの誘起電圧
はサージ電圧が重畳された逆電圧(V0',図13
(ニ))となるので、電源電圧Vcc’は、該逆電圧をダ
イオードD0 とコンデンサC0 で整流したサージ電圧の
ピーク値に略等しい直流電圧となり、重負荷状態にある
出力巻線Ns1 ,Ns2 の誘起電圧の逆電圧をダイオー
ドD1 ,D2 とコンデンサC1 ,C2 で整流した該制御
用電源回路の所望の出力電圧値V2'に比べ、サージ電圧
を充電した電圧分だけ高くなってしまう(Vcc’>
V2')。
負荷状態など軽負荷状態にある場合、電源電圧Vccは、
帰還巻線Nbの誘起電圧の逆電圧(V0 ,図13
(ニ))をダイオードD0 とコンデンサC0 で整流した
逆電圧V0 のピーク値に等しい直流電圧となり、出力巻
線Ns1 ,Ns2 の誘起電圧の逆電圧(V0 ,図13
(ホ))をダイオードD1 ,D2 とコンデンサC1 ,C
2 で整流した該制御用電源回路の所望の出力電圧V2 と
等しく(Vcc=V2 )なるが、制御用電源回路(図1
2)が重負荷状態にある場合、帰還巻線Nbの誘起電圧
はサージ電圧が重畳された逆電圧(V0',図13
(ニ))となるので、電源電圧Vcc’は、該逆電圧をダ
イオードD0 とコンデンサC0 で整流したサージ電圧の
ピーク値に略等しい直流電圧となり、重負荷状態にある
出力巻線Ns1 ,Ns2 の誘起電圧の逆電圧をダイオー
ドD1 ,D2 とコンデンサC1 ,C2 で整流した該制御
用電源回路の所望の出力電圧値V2'に比べ、サージ電圧
を充電した電圧分だけ高くなってしまう(Vcc’>
V2')。
【0021】このことは、帰還巻線Nbからみた制御信
号発生回路11側のインピーダンスが高いために、帰還
巻線Nbに誘起されたサージ電圧を完全に吸収できず、
コンデンサC0 がサージ電圧の略ピーク値まで充電する
からである。
号発生回路11側のインピーダンスが高いために、帰還
巻線Nbに誘起されたサージ電圧を完全に吸収できず、
コンデンサC0 がサージ電圧の略ピーク値まで充電する
からである。
【0022】この重負荷状態にある場合の電源電圧(直
流電圧)Vcc’の上昇は、制御信号発生回路11の帰還
端子F/Bへの帰還電圧の上昇となるから、制御信号発
生回路11の出力パルス信号(図13(イ))のパルス
幅を減少させ、該パルス信号によるスイッチング素子F
ETのオン制御期間が減少する結果、見かけ上、前記直
流電圧Vcc’は軽負荷状態時の直流電圧Vccと等しく
(Vcc’=Vcc)制御されるが、コンバータトランスT
Fの出力側巻線(Nb,Ns1 ,Ns2 )電圧、すなわ
ち、該制御用電源回路の出力電圧は、所望の出力電圧値
V2'より低い値(Vcc'(Vcc)>V2')に制御されてし
まう。
流電圧)Vcc’の上昇は、制御信号発生回路11の帰還
端子F/Bへの帰還電圧の上昇となるから、制御信号発
生回路11の出力パルス信号(図13(イ))のパルス
幅を減少させ、該パルス信号によるスイッチング素子F
ETのオン制御期間が減少する結果、見かけ上、前記直
流電圧Vcc’は軽負荷状態時の直流電圧Vccと等しく
(Vcc’=Vcc)制御されるが、コンバータトランスT
Fの出力側巻線(Nb,Ns1 ,Ns2 )電圧、すなわ
ち、該制御用電源回路の出力電圧は、所望の出力電圧値
V2'より低い値(Vcc'(Vcc)>V2')に制御されてし
まう。
【0023】そこで、図12に示す制御用電源回路によ
れば、トランスTFの帰還巻線Nbに誘起するサージ電
圧を吸収するために、ダイオードD0 とコンデンサC0
とからなる整流回路の出力側にサージ電圧吸収用抵抗R
0 を挿入して帰還巻線Nbからみた出力側インピーダン
スの低下を図ることにより、前記サージ電圧が吸収され
帰還巻線Nbの誘起電圧の逆電圧を整流した直流電圧V
cc’の上昇が防止され、制御信号発生回路11への帰還
電圧のサージ電圧による影響が除去されて、コンバータ
トランスTFの出力側巻線(Nb,Ns1 ,Ns2 )に
誘起される出力電圧V0'は、巻線比(電圧比)で決まる
所望の電圧値V0 となる。
れば、トランスTFの帰還巻線Nbに誘起するサージ電
圧を吸収するために、ダイオードD0 とコンデンサC0
とからなる整流回路の出力側にサージ電圧吸収用抵抗R
0 を挿入して帰還巻線Nbからみた出力側インピーダン
スの低下を図ることにより、前記サージ電圧が吸収され
帰還巻線Nbの誘起電圧の逆電圧を整流した直流電圧V
cc’の上昇が防止され、制御信号発生回路11への帰還
電圧のサージ電圧による影響が除去されて、コンバータ
トランスTFの出力側巻線(Nb,Ns1 ,Ns2 )に
誘起される出力電圧V0'は、巻線比(電圧比)で決まる
所望の電圧値V0 となる。
【0024】図14は、サージ電圧吸収用抵抗R0 の挿
入前(図左)と挿入後(図右)のトランスTFの帰還巻
線Nbの誘起電圧波形を示したものであって、挿入前に
おいては、トランスの巻線比で決まる逆電圧値V0'(波
高値)と、該逆電圧V0'を整流した直流電圧値Vcc’と
が異なる(V0'<Vcc’)のに対し、挿入後において
は、トランスの巻線比で決まる逆電圧値V0 (波高値)
と、該逆電圧分V0 を整流した直流電圧値Vccとが等し
くなる(V0 =Vcc)ことにより、前記直流電圧値Vcc
に比例する帰還電圧(帰還端子F/B電圧)を前記電圧
値V0 で決まる制御用電源回路の出力電圧V2 の変化に
応じた電圧値にすることができるから、前記制御用電源
回路の出力電圧を所望の電圧値V2 に定電圧化すること
ができることを示すものである。
入前(図左)と挿入後(図右)のトランスTFの帰還巻
線Nbの誘起電圧波形を示したものであって、挿入前に
おいては、トランスの巻線比で決まる逆電圧値V0'(波
高値)と、該逆電圧V0'を整流した直流電圧値Vcc’と
が異なる(V0'<Vcc’)のに対し、挿入後において
は、トランスの巻線比で決まる逆電圧値V0 (波高値)
と、該逆電圧分V0 を整流した直流電圧値Vccとが等し
くなる(V0 =Vcc)ことにより、前記直流電圧値Vcc
に比例する帰還電圧(帰還端子F/B電圧)を前記電圧
値V0 で決まる制御用電源回路の出力電圧V2 の変化に
応じた電圧値にすることができるから、前記制御用電源
回路の出力電圧を所望の電圧値V2 に定電圧化すること
ができることを示すものである。
【0025】
【発明が解決しようとする課題】ところで図12に示す
従来の電力変換装置の制御用電源回路には次のような問
題があった。
従来の電力変換装置の制御用電源回路には次のような問
題があった。
【0026】(1)前述したサージ電圧吸収用抵抗R0
には、電源が起動している間、絶えず電流が流れ続ける
ことになるため、この抵抗R0 の温度上昇が大きく部品
の信頼性に問題が出てくる。 (2)前述したサージ電圧吸収用抵抗R0 には、電源が
起動している間、絶えず電流が流れ続けることになるた
め、この電源回路での消費電力が大きくなる。
には、電源が起動している間、絶えず電流が流れ続ける
ことになるため、この抵抗R0 の温度上昇が大きく部品
の信頼性に問題が出てくる。 (2)前述したサージ電圧吸収用抵抗R0 には、電源が
起動している間、絶えず電流が流れ続けることになるた
め、この電源回路での消費電力が大きくなる。
【0027】(3)前述した制御用電源回路は、制御信
号発生回路11のF/B端子への帰還電圧を一定に保つ
ように、スイッチング素子(FET)をオン−オフ制御
している。ここで何らかの要因で分圧抵抗R2 ,R2'の
抵抗値の割合が変わってしまうと、この影響により制御
信号発生回路11が誤発振して、帰還巻線Nb、出力巻
線Ns1 ,Ns2 に過電圧が誘起される場合がある。こ
のような場合、これらの巻線に付属する部品の破壊につ
ながり、場合によっては発火の原因となる。
号発生回路11のF/B端子への帰還電圧を一定に保つ
ように、スイッチング素子(FET)をオン−オフ制御
している。ここで何らかの要因で分圧抵抗R2 ,R2'の
抵抗値の割合が変わってしまうと、この影響により制御
信号発生回路11が誤発振して、帰還巻線Nb、出力巻
線Ns1 ,Ns2 に過電圧が誘起される場合がある。こ
のような場合、これらの巻線に付属する部品の破壊につ
ながり、場合によっては発火の原因となる。
【0028】本発明は、上記従来技術に鑑み、温度上昇
及び消費電力上昇を防ぐことができ、また、巻線に付属
する部品の安全性を高めた、電力変換装置の制御用電源
回路を提供することを目的とする。
及び消費電力上昇を防ぐことができ、また、巻線に付属
する部品の安全性を高めた、電力変換装置の制御用電源
回路を提供することを目的とする。
【0029】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決する第1
の本発明の構成は、電力変換装置の直流側の主回路直流
電圧が印加される主巻線と、出力電圧が前記電力変換装
置の制御回路の電源電圧となる出力巻線と、前記出力巻
線の出力電圧を検出する帰還巻線とを有するコンバータ
トランスと、前記コンバータトランスの主巻線に前記主
回路直流電圧を印加するスイッチング素子と、帰還端子
に供給される帰還電圧の大きさに応じて、前記出力巻線
の出力電圧を一定にするよう、前記スイッチング素子を
オン−オフ制御する制御信号を発生する制御信号発生回
路と、前記帰還巻線の出力電圧を整流回路により整流し
平滑して得た直流電圧を、前記制御信号発生回路の帰還
端子へ帰還電圧として供給する帰還電圧供給回路と、前
記直流電圧を、前記制御信号発生回路の電源電圧として
供給する電圧供給回路とを備える電力変換装置の制御用
電源回路において、前記整流回路の中の部分であって整
流した電圧が生じる部分に、サージ電圧抑制抵抗を備え
たことを特徴とする。
の本発明の構成は、電力変換装置の直流側の主回路直流
電圧が印加される主巻線と、出力電圧が前記電力変換装
置の制御回路の電源電圧となる出力巻線と、前記出力巻
線の出力電圧を検出する帰還巻線とを有するコンバータ
トランスと、前記コンバータトランスの主巻線に前記主
回路直流電圧を印加するスイッチング素子と、帰還端子
に供給される帰還電圧の大きさに応じて、前記出力巻線
の出力電圧を一定にするよう、前記スイッチング素子を
オン−オフ制御する制御信号を発生する制御信号発生回
路と、前記帰還巻線の出力電圧を整流回路により整流し
平滑して得た直流電圧を、前記制御信号発生回路の帰還
端子へ帰還電圧として供給する帰還電圧供給回路と、前
記直流電圧を、前記制御信号発生回路の電源電圧として
供給する電圧供給回路とを備える電力変換装置の制御用
電源回路において、前記整流回路の中の部分であって整
流した電圧が生じる部分に、サージ電圧抑制抵抗を備え
たことを特徴とする。
【0030】第2の本発明の構成は、前記整流回路の出
力部分であって整流回路により整流し平滑して得た前記
直流電圧が生じる部分に、サージ電圧吸収用抵抗を備え
たことを特徴とする。
力部分であって整流回路により整流し平滑して得た前記
直流電圧が生じる部分に、サージ電圧吸収用抵抗を備え
たことを特徴とする。
【0031】第3の本発明の構成は、電力変換装置の直
流側の主回路直流電圧が印加される主巻線と、出力電圧
が前記電力変換装置の制御回路の電源電圧となる出力巻
線と、前記出力巻線の出力電圧を検出する帰還巻線とを
有するコンバータトランスと、前記コンバータトランス
の主巻線に前記主回路直流電圧を印加するスイッチング
素子と、帰還端子に供給される帰還電圧の大きさに応じ
て、前記出力巻線の出力電圧を一定にするよう、前記ス
イッチング素子をオン−オフ制御する制御信号を発生す
る制御信号発生回路と、前記帰還巻線の出力電圧を整流
回路により整流し平滑して得た直流電圧を、前記制御信
号発生回路の帰還端子へ帰還電圧として供給する帰還電
圧供給回路と、前記直流電圧を、前記制御信号発生回路
の電源電圧として供給する電圧供給回路とを備える電力
変換装置の制御用電源回路において、前記直流電圧が過
大になると前記帰還巻線を短絡して、前記制御信号発生
回路への電源電圧の供給を停止する制御用電源保護回路
を備えたことを特徴とする。
流側の主回路直流電圧が印加される主巻線と、出力電圧
が前記電力変換装置の制御回路の電源電圧となる出力巻
線と、前記出力巻線の出力電圧を検出する帰還巻線とを
有するコンバータトランスと、前記コンバータトランス
の主巻線に前記主回路直流電圧を印加するスイッチング
素子と、帰還端子に供給される帰還電圧の大きさに応じ
て、前記出力巻線の出力電圧を一定にするよう、前記ス
イッチング素子をオン−オフ制御する制御信号を発生す
る制御信号発生回路と、前記帰還巻線の出力電圧を整流
回路により整流し平滑して得た直流電圧を、前記制御信
号発生回路の帰還端子へ帰還電圧として供給する帰還電
圧供給回路と、前記直流電圧を、前記制御信号発生回路
の電源電圧として供給する電圧供給回路とを備える電力
変換装置の制御用電源回路において、前記直流電圧が過
大になると前記帰還巻線を短絡して、前記制御信号発生
回路への電源電圧の供給を停止する制御用電源保護回路
を備えたことを特徴とする。
【0032】第4の本発明の構成は、前記整流回路の中
の部分であって整流した電圧が生じる部分に、サージ電
圧抑制抵抗を備えたことを特徴とする。
の部分であって整流した電圧が生じる部分に、サージ電
圧抑制抵抗を備えたことを特徴とする。
【0033】第5の本発明の構成は、前記整流回路の中
の部分であって整流した電圧が生じる部分に、サージ電
圧抑制抵抗を備えると共に、前記整流回路の出力部分で
あって整流回路により整流し平滑して得た前記直流電圧
が生じる部分に、サージ電圧吸収用抵抗を備えたことを
特徴とする。
の部分であって整流した電圧が生じる部分に、サージ電
圧抑制抵抗を備えると共に、前記整流回路の出力部分で
あって整流回路により整流し平滑して得た前記直流電圧
が生じる部分に、サージ電圧吸収用抵抗を備えたことを
特徴とする。
【0034】第6の本発明の構成は、前記整流回路の出
力部分であって電流回路により整流し平滑して得た前記
直流電圧が生じる部分に、サージ電圧吸収用抵抗を備え
たことを特徴とする。
力部分であって電流回路により整流し平滑して得た前記
直流電圧が生じる部分に、サージ電圧吸収用抵抗を備え
たことを特徴とする。
【0035】
【作用】第1及び第2の発明では、整流回路のうち整流
電圧(平滑前)が生じる部分にサージ電圧抑制抵抗を備
えたため、このサージ電圧抑制抵抗には整流電圧が生じ
たときにのみ電流が流れることとなり、温度上昇及び消
費電力上昇を抑制できる。
電圧(平滑前)が生じる部分にサージ電圧抑制抵抗を備
えたため、このサージ電圧抑制抵抗には整流電圧が生じ
たときにのみ電流が流れることとなり、温度上昇及び消
費電力上昇を抑制できる。
【0036】第3〜第6の発明では、帰還巻線の出力電
圧を整流・平滑して得た直流電圧が過大になったら、帰
還巻線を短絡し、制御信号発生回路への電源電圧供給を
停止し、電源電圧出力を停止する。
圧を整流・平滑して得た直流電圧が過大になったら、帰
還巻線を短絡し、制御信号発生回路への電源電圧供給を
停止し、電源電圧出力を停止する。
【0037】
【実施例】以下に本発明の実施例を図面に基づき詳細に
説明する。なお従来技術と同一部分には同一符号を付し
重複する説明は省略する。
説明する。なお従来技術と同一部分には同一符号を付し
重複する説明は省略する。
【0038】<第1実施例>図1は本発明の第1実施例
に係る電力変換装置の制御用電源回路を示す。第1実施
例の回路構成は、図12に示した、制御用電源回路のサ
ージ電圧吸収用抵抗R0 のかわりにサージ電圧抑制抵抗
をRcを帰還巻線Nbに挿入してサージ電圧吸収用抵抗
R0 と同様の効果を得るものである。この第1実施例及
び後述する第2実施例は、前述した(1)(2)の課題
を解決したものである。
に係る電力変換装置の制御用電源回路を示す。第1実施
例の回路構成は、図12に示した、制御用電源回路のサ
ージ電圧吸収用抵抗R0 のかわりにサージ電圧抑制抵抗
をRcを帰還巻線Nbに挿入してサージ電圧吸収用抵抗
R0 と同様の効果を得るものである。この第1実施例及
び後述する第2実施例は、前述した(1)(2)の課題
を解決したものである。
【0039】図1においてTFは、主巻線Np、帰還巻
線Nb、出力巻線Ns1 ,Ns2 を具備したコンバータ
トランス。R1 ,R2 ,R2'は、起動用抵抗。Rcは、
サージ電圧抑制抵抗であって、前記主巻線Npは、スイ
ッチング素子(FET)を介して直流入力電圧Vinが印
加され、帰還巻線Nbは、その誘起電圧がサージ電圧抑
制抵抗Rcを介してダイオードD0 及びコンデンサC0
により整流され、その直流電圧が、制御信号発生回路1
1の電源電圧Vccとして印加されるようにそれぞれ接続
される。更に、前記制御信号発生回路11には、前記起
動用抵抗R1 ,R2 ,R2'により分圧された電圧が、制
御用電源回路の起動時における制御信号発生回路11の
電源電圧Vccとして供給される。
線Nb、出力巻線Ns1 ,Ns2 を具備したコンバータ
トランス。R1 ,R2 ,R2'は、起動用抵抗。Rcは、
サージ電圧抑制抵抗であって、前記主巻線Npは、スイ
ッチング素子(FET)を介して直流入力電圧Vinが印
加され、帰還巻線Nbは、その誘起電圧がサージ電圧抑
制抵抗Rcを介してダイオードD0 及びコンデンサC0
により整流され、その直流電圧が、制御信号発生回路1
1の電源電圧Vccとして印加されるようにそれぞれ接続
される。更に、前記制御信号発生回路11には、前記起
動用抵抗R1 ,R2 ,R2'により分圧された電圧が、制
御用電源回路の起動時における制御信号発生回路11の
電源電圧Vccとして供給される。
【0040】以上のように構成された制御用電源回路の
動作について、図2,図3の波形図(説明の都合上、コ
ンバータトランスTFの各巻線の巻線比を全て1:1と
している。)を用いて説明する。
動作について、図2,図3の波形図(説明の都合上、コ
ンバータトランスTFの各巻線の巻線比を全て1:1と
している。)を用いて説明する。
【0041】いま、電力変換装置の順変換器1(図10
参照)が作動し、その主回路直流側電圧(直流入力電圧
Vin)が上昇して、直流入力電圧Vinを起動抵抗R1 ,
R2,R2'で分圧した直流電圧が制御信号発生回路11
の電源電圧Vccとして供給される。制御信号発生回路1
1の電源電圧Vccが起動開始電圧に達すると、図2に示
すように、制御信号発生回路11が発振して所定の周期
Tの出力パルス信号(イ)を発生し、出力パルス信号に
よりスイッチング素子(FET)をオン−オフ制御
(ロ,ハ参照)して制御用電源回路を起動させる。
参照)が作動し、その主回路直流側電圧(直流入力電圧
Vin)が上昇して、直流入力電圧Vinを起動抵抗R1 ,
R2,R2'で分圧した直流電圧が制御信号発生回路11
の電源電圧Vccとして供給される。制御信号発生回路1
1の電源電圧Vccが起動開始電圧に達すると、図2に示
すように、制御信号発生回路11が発振して所定の周期
Tの出力パルス信号(イ)を発生し、出力パルス信号に
よりスイッチング素子(FET)をオン−オフ制御
(ロ,ハ参照)して制御用電源回路を起動させる。
【0042】スイッチング素子(FET)がオン−オフ
制御される時、そのオン時において、コンバータトラン
スTFの主巻線Npの直流入力電圧Vinが印加され、そ
れによって帰還巻線Nb及び出力巻線Ns1 ,Ns2 に
電圧が誘起されるが、それぞれの整流回路を構成するダ
イオードD0 ,D1 ,D2 に対して誘起電圧の極性が逆
方向なので導通状態にならず、コンデンサC0 ,C1 ,
C2 は充電されない。次にスイッチング素子(FET)
のオフ時において、オン時にコンバータトランスTFに
蓄積されたエネルギーにより、それぞれの巻線Np,N
b,Ns1 ,Ns2 には逆電圧(図2(ニ,ホ)に示す
ように軽負荷と重負荷時とが異なる電圧)が誘起され、
それによってダイオードD0 ,D1 ,D2 が導通状態と
なり、コンデンサC0 ,C1 ,C2 は、それぞれ充電さ
れる。
制御される時、そのオン時において、コンバータトラン
スTFの主巻線Npの直流入力電圧Vinが印加され、そ
れによって帰還巻線Nb及び出力巻線Ns1 ,Ns2 に
電圧が誘起されるが、それぞれの整流回路を構成するダ
イオードD0 ,D1 ,D2 に対して誘起電圧の極性が逆
方向なので導通状態にならず、コンデンサC0 ,C1 ,
C2 は充電されない。次にスイッチング素子(FET)
のオフ時において、オン時にコンバータトランスTFに
蓄積されたエネルギーにより、それぞれの巻線Np,N
b,Ns1 ,Ns2 には逆電圧(図2(ニ,ホ)に示す
ように軽負荷と重負荷時とが異なる電圧)が誘起され、
それによってダイオードD0 ,D1 ,D2 が導通状態と
なり、コンデンサC0 ,C1 ,C2 は、それぞれ充電さ
れる。
【0043】この様なスイッチング素子(FET)のオ
ン−オフ制御により、コンデンサC 0 に充電された直流
電圧(図2(ニ)Vcc,Vcc’参照)は、制御信号発生
回路11の電源電圧Vccと帰還端子F/Bへの帰還電圧
に、またコンデンサC1 ,C 2 に充電された直流電圧
(図2(ホ)V2 ,V2'参照)は、電力変換装置(図1
0参照)の制御回路の制御電源12,13としてそれぞ
れ使用される。
ン−オフ制御により、コンデンサC 0 に充電された直流
電圧(図2(ニ)Vcc,Vcc’参照)は、制御信号発生
回路11の電源電圧Vccと帰還端子F/Bへの帰還電圧
に、またコンデンサC1 ,C 2 に充電された直流電圧
(図2(ホ)V2 ,V2'参照)は、電力変換装置(図1
0参照)の制御回路の制御電源12,13としてそれぞ
れ使用される。
【0044】この制御信号発生回路11は、制御用電源
回路の出力電圧V2 (制御電源12,13の電圧)を定
電圧化するために、出力電圧に比例する制御信号発生回
路11の電源電圧Vccを分圧抵抗R2 ,R2'にて分圧し
て帰還端子F/Bに帰還させ、制御用電源回路の出力電
圧の変化に応じて制御信号発生回路11の出力パルス幅
を制御することにより、スイッチング素子(FET)の
オン−オフ制御期間を制御して出力電圧の定電圧化を図
っている。
回路の出力電圧V2 (制御電源12,13の電圧)を定
電圧化するために、出力電圧に比例する制御信号発生回
路11の電源電圧Vccを分圧抵抗R2 ,R2'にて分圧し
て帰還端子F/Bに帰還させ、制御用電源回路の出力電
圧の変化に応じて制御信号発生回路11の出力パルス幅
を制御することにより、スイッチング素子(FET)の
オン−オフ制御期間を制御して出力電圧の定電圧化を図
っている。
【0045】ここでサージ電圧抑制抵抗Rcの役割につ
いて述べる。制御電源回路(図1)においていまサージ
電圧抑制抵抗Rcが無いとする。この回路において、無
負荷状態のような軽負荷状態にある場合、電源電圧Vcc
は、帰還巻線Nbの誘起電圧の逆電圧(V0 、図2
(ニ))をダイオードD0 とコンデンサC0 で整流した
逆電圧V0 のピーク値に等しい直流電圧となり、出力巻
線Ns1 ,Ns2 の誘起電圧の逆電圧(V0 、図2
(ホ))をダイオードD1 ,D 2 とコンデンサC1 ,C
2 で整流した制御電源回路の所望の出力電圧V2 と等し
く(Vcc=V2 )なる。
いて述べる。制御電源回路(図1)においていまサージ
電圧抑制抵抗Rcが無いとする。この回路において、無
負荷状態のような軽負荷状態にある場合、電源電圧Vcc
は、帰還巻線Nbの誘起電圧の逆電圧(V0 、図2
(ニ))をダイオードD0 とコンデンサC0 で整流した
逆電圧V0 のピーク値に等しい直流電圧となり、出力巻
線Ns1 ,Ns2 の誘起電圧の逆電圧(V0 、図2
(ホ))をダイオードD1 ,D 2 とコンデンサC1 ,C
2 で整流した制御電源回路の所望の出力電圧V2 と等し
く(Vcc=V2 )なる。
【0046】この制御電源回路が重負荷状態にある場
合、帰還巻線Nbの誘起電圧は、サージ電圧が重畳され
た逆電圧(V0'、図2(ニ))となるので、電源電圧V
cc’は、逆電圧をダイオードD1 ,D2 とコンデンサC
1 ,C2 で整流した制御電源回路の所望の出力電圧値V
2'に比べ、サージ電圧を充電した電圧分だけ高くなって
しまう(Vcc’>V2')。この重負荷状態にある場合の
電源電圧(直流電圧)Vcc’の上昇は、制御信号発生回
路11の帰還端子F/Bへの帰還電圧の上昇となるか
ら、制御信号発生回路11の出力パルス信号(図2
(イ))のパルス幅を減少させ、パルス信号によるスイ
ッチング素子FETのオン制御期間が減少する結果、見
かけ上、前記直流電圧Vcc’は軽負荷状態の時直流電圧
Vccと等しく(Vcc’=Vcc)制御されるが、コンバー
タトランスTFの出力巻線(Nb,Ns1,Ns2 )電
圧、すなわち、制御用電源回路の出力電圧は、所望の出
力電圧値V 2'より低い値(Vcc'(Vcc)>V2')に制御
されてしまう。
合、帰還巻線Nbの誘起電圧は、サージ電圧が重畳され
た逆電圧(V0'、図2(ニ))となるので、電源電圧V
cc’は、逆電圧をダイオードD1 ,D2 とコンデンサC
1 ,C2 で整流した制御電源回路の所望の出力電圧値V
2'に比べ、サージ電圧を充電した電圧分だけ高くなって
しまう(Vcc’>V2')。この重負荷状態にある場合の
電源電圧(直流電圧)Vcc’の上昇は、制御信号発生回
路11の帰還端子F/Bへの帰還電圧の上昇となるか
ら、制御信号発生回路11の出力パルス信号(図2
(イ))のパルス幅を減少させ、パルス信号によるスイ
ッチング素子FETのオン制御期間が減少する結果、見
かけ上、前記直流電圧Vcc’は軽負荷状態の時直流電圧
Vccと等しく(Vcc’=Vcc)制御されるが、コンバー
タトランスTFの出力巻線(Nb,Ns1,Ns2 )電
圧、すなわち、制御用電源回路の出力電圧は、所望の出
力電圧値V 2'より低い値(Vcc'(Vcc)>V2')に制御
されてしまう。
【0047】次に本実施例のようにサージ電圧抑制抵抗
Rcを挿入した場合を考えてみる。この場合トランスT
Fの帰還巻線Nbに誘起する電圧を、サージ電圧抑制抵
抗Rcを介して、ダイオードD0 とコンデンサC0 によ
り整流するため、前記サージ電圧が抑制され帰還巻線N
bの誘起電圧の逆電圧を整流した直流電圧Vcc’の上昇
が防止され、制御信号発生回路11への帰還電圧のサー
ジ電圧による影響が除去されて、コンバータトランスT
Fの出力側巻線(Nb,Ns1 ,Ns2 )に誘起される
出力電圧V0'は、巻線比(電圧比)で決まる所望の電圧
V0 となる。つまりこのサージ電圧抑制抵抗Rcは、従
来回路(図12)のサージ電圧吸収用抵抗R0 と同様の
効果を持つ。サージ電圧抑制抵抗Rcには、電源起動中
に絶えず電流が流れ続けるわけではないので、抵抗Rc
の温度上昇はさほど大きくなく、部品の信頼性が上がる
と共に、電源回路での消費電力が小さくて済む。
Rcを挿入した場合を考えてみる。この場合トランスT
Fの帰還巻線Nbに誘起する電圧を、サージ電圧抑制抵
抗Rcを介して、ダイオードD0 とコンデンサC0 によ
り整流するため、前記サージ電圧が抑制され帰還巻線N
bの誘起電圧の逆電圧を整流した直流電圧Vcc’の上昇
が防止され、制御信号発生回路11への帰還電圧のサー
ジ電圧による影響が除去されて、コンバータトランスT
Fの出力側巻線(Nb,Ns1 ,Ns2 )に誘起される
出力電圧V0'は、巻線比(電圧比)で決まる所望の電圧
V0 となる。つまりこのサージ電圧抑制抵抗Rcは、従
来回路(図12)のサージ電圧吸収用抵抗R0 と同様の
効果を持つ。サージ電圧抑制抵抗Rcには、電源起動中
に絶えず電流が流れ続けるわけではないので、抵抗Rc
の温度上昇はさほど大きくなく、部品の信頼性が上がる
と共に、電源回路での消費電力が小さくて済む。
【0048】図3はサージ電圧抑制抵抗Rcの挿入前
(図左)挿入後(図右)のトランスTFの帰還巻線Nb
の誘起電圧波形を示したものである。挿入前において
は、トランスの巻線比で決まる逆電圧V0'(波高値)と
逆電圧V0'を整流した直流電圧値Vccとが異なる(V0
<Vcc)のに対し、挿入後においては、トランスの巻線
比で決まる逆電圧値V0 (波高値)と逆電圧分V0 を整
流した直流電圧値Vccとが等しくなる(V0 =Vcc)。
(図左)挿入後(図右)のトランスTFの帰還巻線Nb
の誘起電圧波形を示したものである。挿入前において
は、トランスの巻線比で決まる逆電圧V0'(波高値)と
逆電圧V0'を整流した直流電圧値Vccとが異なる(V0
<Vcc)のに対し、挿入後においては、トランスの巻線
比で決まる逆電圧値V0 (波高値)と逆電圧分V0 を整
流した直流電圧値Vccとが等しくなる(V0 =Vcc)。
【0049】<第2実施例>図4は本発明の第2実施例
を示す。第2実施例は従来回路(図12)にサージ電圧
抑制抵抗Rcを追加して、サージ電圧吸収抵抗R0 の利
用率を減らす(発熱を少なくする)ようにしたものであ
り、第1実施例と同様な効果が得られる。
を示す。第2実施例は従来回路(図12)にサージ電圧
抑制抵抗Rcを追加して、サージ電圧吸収抵抗R0 の利
用率を減らす(発熱を少なくする)ようにしたものであ
り、第1実施例と同様な効果が得られる。
【0050】<第3実施例>本発明の第3実施例に係る
電力変換装置の制御回路を図5に示す。第3実施例及び
後述する第4〜第6実施例は、前述した(3)の課題を
解決したものである。
電力変換装置の制御回路を図5に示す。第3実施例及び
後述する第4〜第6実施例は、前述した(3)の課題を
解決したものである。
【0051】図5の回路構成は、RCC方式の電源回
路、即ち図12に示す従来技術において抵抗Rcを除い
た構成の制御用電源回路の帰還巻線にツェナーダイオー
ドZD 0 を挿入したものである。このツェナーダイオー
ドZD0 の役割について説明する。このツェナーダイオ
ードZD0 は、制御用電源回路が正常に動作している時
は、制御信号発生回路11の電源電圧Vccよりそのツェ
ナー電圧が若干大きなものを選定しており、この電源回
路の動作に特に影響は与えない。
路、即ち図12に示す従来技術において抵抗Rcを除い
た構成の制御用電源回路の帰還巻線にツェナーダイオー
ドZD 0 を挿入したものである。このツェナーダイオー
ドZD0 の役割について説明する。このツェナーダイオ
ードZD0 は、制御用電源回路が正常に動作している時
は、制御信号発生回路11の電源電圧Vccよりそのツェ
ナー電圧が若干大きなものを選定しており、この電源回
路の動作に特に影響は与えない。
【0052】ここで一例として、ツェナーダイオードZ
D0 を備えていない場合において、分圧抵抗R2 が開放
状態になった場合を考えてみる。図6(b)に波形図を
示す。この場合、帰還端子F/Bへの帰還電圧が0Vと
なる。制御信号発生回路11は帰還端子F/Bへの帰還
電圧が正常時の分圧抵抗R2 ,R2'で決まる電圧値にな
るようスイッチング素子(FET)をオン−オフ制御す
るが、帰還端子F/Bへの帰還電圧は0Vで固定されて
しまうので、帰還巻線Nb及び出力巻線Ns1,Ns2
には過電圧が誘起されることになる(図6(ニ),
(ホ)参照)。なお図6(a)正常時の動作を示す。
D0 を備えていない場合において、分圧抵抗R2 が開放
状態になった場合を考えてみる。図6(b)に波形図を
示す。この場合、帰還端子F/Bへの帰還電圧が0Vと
なる。制御信号発生回路11は帰還端子F/Bへの帰還
電圧が正常時の分圧抵抗R2 ,R2'で決まる電圧値にな
るようスイッチング素子(FET)をオン−オフ制御す
るが、帰還端子F/Bへの帰還電圧は0Vで固定されて
しまうので、帰還巻線Nb及び出力巻線Ns1,Ns2
には過電圧が誘起されることになる(図6(ニ),
(ホ)参照)。なお図6(a)正常時の動作を示す。
【0053】ここで図5の回路において帰還巻線Nbに
誘起された過電圧がツェナー電圧を超えるとツェナーダ
イオードZD0 は、短絡状態にはいり過電流により破壊
される。破壊されたツェナーダイオードZD0 は、短絡
状態で固定されるので帰還巻線Nbへ電圧が誘起され
ず、つまり制御信号発生回路11の制御電源がオフし制
御信号発生回路11はその機能を停止する。つまり、こ
の制御用電源回路は、その機能を停止することとなる。
誘起された過電圧がツェナー電圧を超えるとツェナーダ
イオードZD0 は、短絡状態にはいり過電流により破壊
される。破壊されたツェナーダイオードZD0 は、短絡
状態で固定されるので帰還巻線Nbへ電圧が誘起され
ず、つまり制御信号発生回路11の制御電源がオフし制
御信号発生回路11はその機能を停止する。つまり、こ
の制御用電源回路は、その機能を停止することとなる。
【0054】第3実施例では何らかの要因で、電源回路
の帰還巻線Nbに過電圧が誘起されても、それを検出し
て電源回路の機能を速やかに停止するので、火災の原因
となるような部品の破壊を防ぐことができる。
の帰還巻線Nbに過電圧が誘起されても、それを検出し
て電源回路の機能を速やかに停止するので、火災の原因
となるような部品の破壊を防ぐことができる。
【0055】<第4〜第6実施例>図7に示す第4実施
例は、図1に示す電源回路にツェナーダイオードZD0
を付加した構成となっており、図8に示す第5実施例
は、図12に示す電源回路にツェナーダイオードZD0
を付加した構成となっており、図9に示す第6実施例
は、図4に示す電源回路にツェナーダイオードZD0 を
付加した構成となっている。これら第4〜第6実施例
は、第3実施例と同様に、過電圧が誘起された場合に電
源回路の機能を停止して、火災の原因となるような部品
の破壊を防ぐことができる。
例は、図1に示す電源回路にツェナーダイオードZD0
を付加した構成となっており、図8に示す第5実施例
は、図12に示す電源回路にツェナーダイオードZD0
を付加した構成となっており、図9に示す第6実施例
は、図4に示す電源回路にツェナーダイオードZD0 を
付加した構成となっている。これら第4〜第6実施例
は、第3実施例と同様に、過電圧が誘起された場合に電
源回路の機能を停止して、火災の原因となるような部品
の破壊を防ぐことができる。
【0056】
【発明の効果】第1及び第2の発明によれば、サージ電
圧抑制抵抗には、電源起動中に絶えず電流が流れ続ける
わけではないため、サージ電圧抑制抵抗の温度上昇がさ
ほど大きくなく部品の信頼性が上がる。これにより電源
回路での消費電力が小さくて済む。
圧抑制抵抗には、電源起動中に絶えず電流が流れ続ける
わけではないため、サージ電圧抑制抵抗の温度上昇がさ
ほど大きくなく部品の信頼性が上がる。これにより電源
回路での消費電力が小さくて済む。
【0057】第3〜第6の発明によれば、故障等により
電源回路の帰還巻線に過電圧が誘起された場合には、電
源回路の機能を速やかに停止するので、火災の原因とな
るような部品の破壊を防ぐことができ、安全性が向上す
る。
電源回路の帰還巻線に過電圧が誘起された場合には、電
源回路の機能を速やかに停止するので、火災の原因とな
るような部品の破壊を防ぐことができ、安全性が向上す
る。
【図1】本発明の第1実施例に係る電力変換装置の制御
用電源回路を示す回路図。
用電源回路を示す回路図。
【図2】第1実施例における動作状態を示す波形図。
【図3】第1実施例における巻線電圧状態を示す波形
図。
図。
【図4】本発明の第2実施例に係る電力変換装置の制御
用電源回路を示す回路図。
用電源回路を示す回路図。
【図5】本発明の第3実施例に係る電力変換装置の制御
用電源回路を示す回路図。
用電源回路を示す回路図。
【図6】第3実施例における動作状態を示す波形図。
【図7】本発明の第4実施例に係る電力変換装置の制御
用電源回路を示す回路図。
用電源回路を示す回路図。
【図8】本発明の第5実施例に係る電力変換装置の制御
用電源回路を示す回路図。
用電源回路を示す回路図。
【図9】本発明の第6実施例に係る電力変換装置の制御
用電源回路を示す回路図。
用電源回路を示す回路図。
【図10】電力変換装置を示す回路図。
【図11】従来の電力変換装置の制御用電源回路を示す
回路図。
回路図。
【図12】従来の電力変換装置の制御用電源回路を示す
回路図。
回路図。
【図13】従来の制御用電源回路の動作状態を示す波形
図。
図。
【図14】従来技術における巻線電圧状態を示す波形
図。
図。
【符号の説明】 Vin 電力変換装置の直流側の主回路直流電圧 TF コンバータトランス IC(11) 制御信号発生回路(集積回路) FET スイッチング素子(電界効果型トランジスタ) R1 ,R2 ,R2' 起動用抵抗 R0 サージ電圧吸収用抵抗 PC フォトカプラ D0 帰還電圧検出用ダイオード C0 帰還電圧検出用コンデンサ Rc サージ電圧抑制抵抗 ZD0 ツェナーダイオード
Claims (6)
- 【請求項1】 電力変換装置の直流側の主回路直流電圧
が印加される主巻線と、出力電圧が前記電力変換装置の
制御回路の電源電圧となる出力巻線と、前記出力巻線の
出力電圧を検出する帰還巻線とを有するコンバータトラ
ンスと、 前記コンバータトランスの主巻線に前記主回路直流電圧
を印加するスイッチング素子と、 帰還端子に供給される帰還電圧の大きさに応じて、前記
出力巻線の出力電圧を一定にするよう、前記スイッチン
グ素子をオン−オフ制御する制御信号を発生する制御信
号発生回路と、 前記帰還巻線の出力電圧を整流回路により整流し平滑し
て得た直流電圧を、前記制御信号発生回路の帰還端子へ
帰還電圧として供給する帰還電圧供給回路と、 前記直流電圧を、前記制御信号発生回路の電源電圧とし
て供給する電圧供給回路とを備える電力変換装置の制御
用電源回路において、 前記整流回路の中の部分であって整流した電圧が生じる
部分に、サージ電圧抑制抵抗を備えたことを特徴とする
電力変換装置の制御用電源回路。 - 【請求項2】 前記整流回路の出力部分であって整流回
路により整流し平滑して得た前記直流電圧が生じる部分
に、サージ電圧吸収用抵抗を備えたことを特徴とする請
求項1の電力変換装置の制御用電源回路。 - 【請求項3】 電力変換装置の直流側の主回路直流電圧
が印加される主巻線と、出力電圧が前記電力変換装置の
制御回路の電源電圧となる出力巻線と、前記出力巻線の
出力電圧を検出する帰還巻線とを有するコンバータトラ
ンスと、 前記コンバータトランスの主巻線に前記主回路直流電圧
を印加するスイッチング素子と、 帰還端子に供給される帰還電圧の大きさに応じて、前記
出力巻線の出力電圧を一定にするよう、前記スイッチン
グ素子をオン−オフ制御する制御信号を発生する制御信
号発生回路と、 前記帰還巻線の出力電圧を整流回路により整流し平滑し
て得た直流電圧を、前記制御信号発生回路の帰還端子へ
帰還電圧として供給する帰還電圧供給回路と、 前記直流電圧を、前記制御信号発生回路の電源電圧とし
て供給する電圧供給回路とを備える電力変換装置の制御
用電源回路において、 前記直流電圧が過大になると前記帰還巻線を短絡して、
前記制御信号発生回路への電源電圧の供給を停止する制
御用電源保護回路を備えたことを特徴とする電力変換装
置の制御用電源回路。 - 【請求項4】 前記整流回路の中の部分であって整流し
た電圧が生じる部分に、サージ電圧抑制抵抗を備えたこ
とを特徴とする請求項3の電力変換装置の制御用電源回
路。 - 【請求項5】 前記整流回路の中の部分であって整流し
た電圧が生じる部分に、サージ電圧抑制抵抗を備えると
共に、前記整流回路の出力部分であって整流回路により
整流し平滑して得た前記直流電圧が生じる部分に、サー
ジ電圧吸収用抵抗を備えたことを特徴とする請求項3の
電力変換装置の制御用電源回路。 - 【請求項6】 前記整流回路の出力部分であって電流回
路により整流し平滑して得た前記直流電圧が生じる部分
に、サージ電圧吸収用抵抗を備えたことを特徴とする請
求項3の電力変換装置の制御用電源回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP6222856A JPH0898556A (ja) | 1994-09-19 | 1994-09-19 | 電力変換装置の制御用電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP6222856A JPH0898556A (ja) | 1994-09-19 | 1994-09-19 | 電力変換装置の制御用電源回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0898556A true JPH0898556A (ja) | 1996-04-12 |
Family
ID=16788973
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP6222856A Pending JPH0898556A (ja) | 1994-09-19 | 1994-09-19 | 電力変換装置の制御用電源回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0898556A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
AT512779B1 (de) * | 2012-06-01 | 2013-11-15 | Fronius Int Gmbh | Spannungsversorgung für einen Wechselrichter |
CN106998149A (zh) * | 2017-05-23 | 2017-08-01 | 湖南晟和电子技术有限公司 | 新型电源电路、供电方法及其制成的计量仪表 |
-
1994
- 1994-09-19 JP JP6222856A patent/JPH0898556A/ja active Pending
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
AT512779B1 (de) * | 2012-06-01 | 2013-11-15 | Fronius Int Gmbh | Spannungsversorgung für einen Wechselrichter |
AT512779A4 (de) * | 2012-06-01 | 2013-11-15 | Fronius Int Gmbh | Spannungsversorgung für einen Wechselrichter |
CN106998149A (zh) * | 2017-05-23 | 2017-08-01 | 湖南晟和电子技术有限公司 | 新型电源电路、供电方法及其制成的计量仪表 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20020129 |