JPH09285114A - 過電圧保護回路 - Google Patents
過電圧保護回路Info
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- JPH09285114A JPH09285114A JP9561796A JP9561796A JPH09285114A JP H09285114 A JPH09285114 A JP H09285114A JP 9561796 A JP9561796 A JP 9561796A JP 9561796 A JP9561796 A JP 9561796A JP H09285114 A JPH09285114 A JP H09285114A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】保護回路における過電圧保護の動作ポイントを
最適に設定する。 【解決手段】出力に過電圧が発生すると、２次巻線Ｓ１
と制御巻線Ｐ２の巻数に比例した電圧が制御巻線Ｐ２に
誘起され、整流ダイオードＤ２で整流された負の基準電
圧が大きくなる。この電圧をツェナーダイオードＺＤ１
で検出させ、非導通時（電圧がツェナー電圧Ｖｚ以下の
時）に流れる微弱な電流をラッチ回路２のトリガ用トラ
ンジスタＱ５のベース−エミッタ間に接続された抵抗Ｒ
４に流すことにより電圧降下を発生させ、ツェナーダイ
オードが導通する前にラッチ回路トリガ用トランジスタ
Ｑ５をオンさせる。こうしてスイッチングパワーＭＯＳ
−ＦＥＴＱ１のゲート電圧を引き下げ、発振動作を停止
させる。抵抗Ｒ４を調整することによって、過電圧保護
の動作ポイントを微調整することができる。
最適に設定する。 【解決手段】出力に過電圧が発生すると、２次巻線Ｓ１
と制御巻線Ｐ２の巻数に比例した電圧が制御巻線Ｐ２に
誘起され、整流ダイオードＤ２で整流された負の基準電
圧が大きくなる。この電圧をツェナーダイオードＺＤ１
で検出させ、非導通時（電圧がツェナー電圧Ｖｚ以下の
時）に流れる微弱な電流をラッチ回路２のトリガ用トラ
ンジスタＱ５のベース−エミッタ間に接続された抵抗Ｒ
４に流すことにより電圧降下を発生させ、ツェナーダイ
オードが導通する前にラッチ回路トリガ用トランジスタ
Ｑ５をオンさせる。こうしてスイッチングパワーＭＯＳ
−ＦＥＴＱ１のゲート電圧を引き下げ、発振動作を停止
させる。抵抗Ｒ４を調整することによって、過電圧保護
の動作ポイントを微調整することができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、リンギングチョー
クコンバータの過電圧保護回路に関するものである。
クコンバータの過電圧保護回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】リンギングチョークコンバータにおい
て、電源入力電圧が異常に上昇した時、あるいは定電圧
電源の主要各部に故障が生じて定電圧制御回路が機能し
なくなった場合、出力電圧が跳ね上がってしまう。その
ような過電圧状態が発生すると、出力平滑用コンデンサ
の破損、スイッチングトランジスタや抵抗等の異常発
熱、さらには負荷の破損等の重大な問題が発生する。従
って、過電圧が生じたならばそれを検知し、直ちに出力
を遮断する必要がある。そのために組み込まれるのが過
電圧保護回路である。
て、電源入力電圧が異常に上昇した時、あるいは定電圧
電源の主要各部に故障が生じて定電圧制御回路が機能し
なくなった場合、出力電圧が跳ね上がってしまう。その
ような過電圧状態が発生すると、出力平滑用コンデンサ
の破損、スイッチングトランジスタや抵抗等の異常発
熱、さらには負荷の破損等の重大な問題が発生する。従
って、過電圧が生じたならばそれを検知し、直ちに出力
を遮断する必要がある。そのために組み込まれるのが過
電圧保護回路である。
【０００３】従来の過電圧保護回路は、例えば図３に示
すように構成されていた。同図において破線で囲まれた
部分１１が従来の過電圧保護回路である。すなわち、ト
ランスＴに検出巻線Ｎ１’を設け、その出力をダイオー
ドＤ２’で整流するとともに、コンデンサＣ４’でピー
クチャージし、その出力を過電圧検出用のツェナーダイ
オードＺＤ１’に印加する。他方、コンバータの１次側
入力部には、抵抗Ｒ１’、サイリスタＳＣＲ１’、及び
抵抗Ｒ３’からなる直列回路が挿入され、該抵抗Ｒ３’
の端子電圧が、発振用のスイッチングトランジスタＱ
１’のベース−エミッタ間に接続された過電圧保護用ト
ランジスタＱ６’のベースに印加される。そして、前記
過電圧検出用ツェナーダイオードＺＤ１’の電流がトリ
ガ電流としてサイリスタＳＣＲ１’のゲートに供給され
る構成である。
すように構成されていた。同図において破線で囲まれた
部分１１が従来の過電圧保護回路である。すなわち、ト
ランスＴに検出巻線Ｎ１’を設け、その出力をダイオー
ドＤ２’で整流するとともに、コンデンサＣ４’でピー
クチャージし、その出力を過電圧検出用のツェナーダイ
オードＺＤ１’に印加する。他方、コンバータの１次側
入力部には、抵抗Ｒ１’、サイリスタＳＣＲ１’、及び
抵抗Ｒ３’からなる直列回路が挿入され、該抵抗Ｒ３’
の端子電圧が、発振用のスイッチングトランジスタＱ
１’のベース−エミッタ間に接続された過電圧保護用ト
ランジスタＱ６’のベースに印加される。そして、前記
過電圧検出用ツェナーダイオードＺＤ１’の電流がトリ
ガ電流としてサイリスタＳＣＲ１’のゲートに供給され
る構成である。
【０００４】コンバータが正常な動作をしている間はサ
イリスタＳＣＲ１’及び過電圧保護用トランジスタＱ
６’はいずれもオフの状態にある。しかし、何らかの原
因により過電圧状態になると、異常な電圧が検出巻線Ｎ
１’に誘起され、コンデンサＣ４’に充電される。する
と、過電圧検出用ツェナーダイオードＺＤ１’が導通
し、それによってサイリスタＳＣＲ１’が点弧し導通す
ることになる。そのため抵抗Ｒ３’に電流が流れ、電圧
降下が生じ、その端子電圧が過電圧保護用トランジスタ
Ｑ６’のベースに印加される。それによって、該過電圧
保護用トランジスタＱ６’は導通し、コンバータのスイ
ッチングトランジスタＱ１’のベース電圧を引き下げ、
その発振動作を停止させるのである。
イリスタＳＣＲ１’及び過電圧保護用トランジスタＱ
６’はいずれもオフの状態にある。しかし、何らかの原
因により過電圧状態になると、異常な電圧が検出巻線Ｎ
１’に誘起され、コンデンサＣ４’に充電される。する
と、過電圧検出用ツェナーダイオードＺＤ１’が導通
し、それによってサイリスタＳＣＲ１’が点弧し導通す
ることになる。そのため抵抗Ｒ３’に電流が流れ、電圧
降下が生じ、その端子電圧が過電圧保護用トランジスタ
Ｑ６’のベースに印加される。それによって、該過電圧
保護用トランジスタＱ６’は導通し、コンバータのスイ
ッチングトランジスタＱ１’のベース電圧を引き下げ、
その発振動作を停止させるのである。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな構成としたのでは、過電圧が発生した時の過電圧保
護の動作ポイントが過電圧検出用ツェナーダイオードＺ
Ｄ１’のみに依存され微調整ができず、また、誤動作を
防止するためにある程度ツェナー電圧に余裕を持ったツ
ェナーダイオードを設定しなければならず、過電圧保護
の動作ポイントを最適な値に設定できないという欠点が
あった。
うな構成としたのでは、過電圧が発生した時の過電圧保
護の動作ポイントが過電圧検出用ツェナーダイオードＺ
Ｄ１’のみに依存され微調整ができず、また、誤動作を
防止するためにある程度ツェナー電圧に余裕を持ったツ
ェナーダイオードを設定しなければならず、過電圧保護
の動作ポイントを最適な値に設定できないという欠点が
あった。
【０００６】本発明の目的は、上記のような従来技術の
欠点を解消し、最適な過電圧保護の動作ポイントを任意
に設定でき、信頼性の高いリンギングチョークコンバー
タを提供することにある。
欠点を解消し、最適な過電圧保護の動作ポイントを任意
に設定でき、信頼性の高いリンギングチョークコンバー
タを提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
本発明の過電圧保護回路はつぎのような構成から成る。
すなわち、リンギングチョークコンバータにおいて、１
次側巻線と１次側制御巻線とが同極性のトランスと、１
次側巻線と直列に接続したスイッチングパワーＭＯＳ−
ＦＥＴと、前記スイッチングパワーＭＯＳ−ＦＥＴのゲ
ートと前記制御巻線間に接続したスイッチングパワーＭ
ＯＳ−ＦＥＴ駆動回路と、ソースを前記制御巻線の他方
に接続し、前記スイッチングパワーＭＯＳ−ＦＥＴのゲ
ート−ソース間に接続したラッチ回路と、前記ラッチ回
路をトリガするためのトランジスタと、前記トランジス
タのベースをスイッチングパワーＭＯＳ−ＦＥＴのソー
スに接続し、前記トランジスタのベース−エミッタ間に
接続された抵抗と、前記ラッチ回路をトリガするための
トランジスタのエミッタに接続され、前記スイッチング
パワーＭＯＳ−ＦＥＴ駆動回路と制御巻線の間から整流
ダイオードでつくられた基準電圧を検出するツェナーダ
イオードとを備える。
本発明の過電圧保護回路はつぎのような構成から成る。
すなわち、リンギングチョークコンバータにおいて、１
次側巻線と１次側制御巻線とが同極性のトランスと、１
次側巻線と直列に接続したスイッチングパワーＭＯＳ−
ＦＥＴと、前記スイッチングパワーＭＯＳ−ＦＥＴのゲ
ートと前記制御巻線間に接続したスイッチングパワーＭ
ＯＳ−ＦＥＴ駆動回路と、ソースを前記制御巻線の他方
に接続し、前記スイッチングパワーＭＯＳ−ＦＥＴのゲ
ート−ソース間に接続したラッチ回路と、前記ラッチ回
路をトリガするためのトランジスタと、前記トランジス
タのベースをスイッチングパワーＭＯＳ−ＦＥＴのソー
スに接続し、前記トランジスタのベース−エミッタ間に
接続された抵抗と、前記ラッチ回路をトリガするための
トランジスタのエミッタに接続され、前記スイッチング
パワーＭＯＳ−ＦＥＴ駆動回路と制御巻線の間から整流
ダイオードでつくられた基準電圧を検出するツェナーダ
イオードとを備える。
【０００８】あるいは、入力を直流出力に変換するコン
バータにおいて、入力に応じた直流の基準電圧を発生す
る基準電圧発生部と、前記入力のスイッチングを、スイ
ッチング信号に応じて行う入力スイッチング部と、前記
基準電圧を逆方向に印加されるツェナーダイオード部
と、前記ツェナーダイオード部に流れる逆方向電流に対
して電位差を発生させる抵抗部と、前記抵抗部による電
位差が所定値以上になると、前記スイッチング部をオフ
とするスイッチング信号を発生して該信号を保持するラ
ッチ部とを備える。
バータにおいて、入力に応じた直流の基準電圧を発生す
る基準電圧発生部と、前記入力のスイッチングを、スイ
ッチング信号に応じて行う入力スイッチング部と、前記
基準電圧を逆方向に印加されるツェナーダイオード部
と、前記ツェナーダイオード部に流れる逆方向電流に対
して電位差を発生させる抵抗部と、前記抵抗部による電
位差が所定値以上になると、前記スイッチング部をオフ
とするスイッチング信号を発生して該信号を保持するラ
ッチ部とを備える。
【０００９】上記のような構成をすることにより、何ら
かの原因により定電圧制御が出来なくなり、出力に過電
圧が発生すると、２次巻線と制御巻線の巻数に比例した
電圧が制御巻線に誘起され、前記整流ダイオードで整流
された負の基準電圧が大きくなり、この電圧を過電圧検
出用ツェナーダイオードで検出させ、該ツェナーダイオ
ードの非導通時（電圧がツェナー電圧Ｖｚ以下の時）に
流れる微弱な電流をラッチ回路トリガ用トランジスタの
ベース−エミッタ間に接続された抵抗に流すことによ
り、電圧降下を発生させ該ツェナーダイオードが導通す
る前に該ラッチ回路トリガ用トランジスタをオンさせる
ことができ、スイッチングパワーＭＯＳ−ＦＥＴのゲー
ト電圧を引き下げ、発振動作を停止させる。従って、該
抵抗の抵抗値を調整することによって、過電圧保護の動
作ポイントを該ツェナーダイオードのツェナー電圧に依
存することなく微調整することができ、信頼性の高いコ
ンバータを実現でき、さらに負荷ならびにコンバータ自
体の損傷を保護することができる。
かの原因により定電圧制御が出来なくなり、出力に過電
圧が発生すると、２次巻線と制御巻線の巻数に比例した
電圧が制御巻線に誘起され、前記整流ダイオードで整流
された負の基準電圧が大きくなり、この電圧を過電圧検
出用ツェナーダイオードで検出させ、該ツェナーダイオ
ードの非導通時（電圧がツェナー電圧Ｖｚ以下の時）に
流れる微弱な電流をラッチ回路トリガ用トランジスタの
ベース−エミッタ間に接続された抵抗に流すことによ
り、電圧降下を発生させ該ツェナーダイオードが導通す
る前に該ラッチ回路トリガ用トランジスタをオンさせる
ことができ、スイッチングパワーＭＯＳ−ＦＥＴのゲー
ト電圧を引き下げ、発振動作を停止させる。従って、該
抵抗の抵抗値を調整することによって、過電圧保護の動
作ポイントを該ツェナーダイオードのツェナー電圧に依
存することなく微調整することができ、信頼性の高いコ
ンバータを実現でき、さらに負荷ならびにコンバータ自
体の損傷を保護することができる。
【００１０】
【発明の実施の形態】以下に、本発明の実施例を図面を
参照して説明する。
参照して説明する。
【００１１】図１は、本発明にかかる過電圧保護回路を
組み込んだリンギングチョークコンバータの一実施例を
示す回路図である。
組み込んだリンギングチョークコンバータの一実施例を
示す回路図である。
【００１２】リンギングコンバータは、１次側巻線Ｐ１
と２次側出力巻線Ｓ１とが異極性のトランスＴと、１次
側巻線に直列に接続したスイッチングパワーＭＯＳ−Ｆ
ＥＴＱ１と、整流ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１
からなる２次側整流平滑回路を具備し、スイッチングパ
ワーＭＯＳ−ＦＥＴＱ１の導通時にトランスＴにエネル
ギーを蓄積し、そのエネルギーによってスイッチングパ
ワーＭＯＳ−ＦＥＴＱ１の非導通時に２次側巻線Ｓ１に
リンギング電圧を発生させ、整流ダイオードＤ１が導通
して負荷に電力を供給するのである。出力電圧を安定化
するには、例えばスイッチングパワーＭＯＳ−ＦＥＴＱ
１のゲート−ソース間に制御用トランジスタＱ２を設
け、該制御用トランジスタＱ２のベースに制御信号を与
えることによって行うことができる。
と２次側出力巻線Ｓ１とが異極性のトランスＴと、１次
側巻線に直列に接続したスイッチングパワーＭＯＳ−Ｆ
ＥＴＱ１と、整流ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１
からなる２次側整流平滑回路を具備し、スイッチングパ
ワーＭＯＳ−ＦＥＴＱ１の導通時にトランスＴにエネル
ギーを蓄積し、そのエネルギーによってスイッチングパ
ワーＭＯＳ−ＦＥＴＱ１の非導通時に２次側巻線Ｓ１に
リンギング電圧を発生させ、整流ダイオードＤ１が導通
して負荷に電力を供給するのである。出力電圧を安定化
するには、例えばスイッチングパワーＭＯＳ−ＦＥＴＱ
１のゲート−ソース間に制御用トランジスタＱ２を設
け、該制御用トランジスタＱ２のベースに制御信号を与
えることによって行うことができる。
【００１３】さて、図１において、破線で囲った部分が
本発明にかかる過電圧保護回路１である。本発明にかか
る過電圧保護回路１は、スイッチングパワーＭＯＳ−Ｆ
ＥＴＱ１のゲート−ソース間に互いに相対な特性を持つ
トランジスタＱ３，Ｑ４をサイリスタ接続し、またトラ
ンジスタＱ４のベースには、トランジスタＱ４をオンさ
せるための電圧を発生する抵抗Ｒ３とコンデンサＣ２を
接続しラッチ回路２とする。トランジスタＱ３，Ｑ４を
オンさせるためのトランジスタＱ５のコレクタをトラン
ジスタＱ３のベース（トランジスタＱ４のコレクタ）に
接続する。また、トランスＴの制御巻線Ｐ２の出力をダ
イオードＤ２で整流すると共に、コンデンサＣ４で平滑
し、負の基準電圧を作る。該基準電圧を過電圧検出用ツ
ェナーダイオードＺＤ１で検出し、ツェナーダイオード
ＺＤ１が導通した時にトランジスタＱ５がオンすること
からラッチ回路２が動作し、スイッチングパワーＭＯＳ
−ＦＥＴＱ１のゲート電圧を引き下げ、発振動作を停止
させる構成である。
本発明にかかる過電圧保護回路１である。本発明にかか
る過電圧保護回路１は、スイッチングパワーＭＯＳ−Ｆ
ＥＴＱ１のゲート−ソース間に互いに相対な特性を持つ
トランジスタＱ３，Ｑ４をサイリスタ接続し、またトラ
ンジスタＱ４のベースには、トランジスタＱ４をオンさ
せるための電圧を発生する抵抗Ｒ３とコンデンサＣ２を
接続しラッチ回路２とする。トランジスタＱ３，Ｑ４を
オンさせるためのトランジスタＱ５のコレクタをトラン
ジスタＱ３のベース（トランジスタＱ４のコレクタ）に
接続する。また、トランスＴの制御巻線Ｐ２の出力をダ
イオードＤ２で整流すると共に、コンデンサＣ４で平滑
し、負の基準電圧を作る。該基準電圧を過電圧検出用ツ
ェナーダイオードＺＤ１で検出し、ツェナーダイオード
ＺＤ１が導通した時にトランジスタＱ５がオンすること
からラッチ回路２が動作し、スイッチングパワーＭＯＳ
−ＦＥＴＱ１のゲート電圧を引き下げ、発振動作を停止
させる構成である。
【００１４】この過電圧保護回路１は次のように動作す
る。今、何らかの原因によってリンギングチョークコン
バータの定電圧制御ができなくなり、出力電圧が上昇し
たとする。すると、ダイオードＤ２で作られる負の基準
電圧が大きくなる。該基準電圧が過電圧検出用ツェナー
ダイオードＺＤ１のツェナー電圧を超えるとツェナーダ
イオードＺＤ１が導通し、抵抗Ｒ４を介して流れる電流
により電圧降下が生じ、トランジスタＱ５がオンする。
トランジスタＱ５がオンするとトランジスタＱ３もオン
し、トランジスタＱ４のベース電圧が上昇しトランジス
タＱ４もオンする。トランジスタＱ３，Ｑ４がオンする
と、ラッチがかかり、入力をオフしない限りラッチが外
れることはない。その結果、スイッチングパワーＭＯＳ
−ＦＥＴＱ１のゲート−ソース間が短絡され、発振動作
を停止することになる。
る。今、何らかの原因によってリンギングチョークコン
バータの定電圧制御ができなくなり、出力電圧が上昇し
たとする。すると、ダイオードＤ２で作られる負の基準
電圧が大きくなる。該基準電圧が過電圧検出用ツェナー
ダイオードＺＤ１のツェナー電圧を超えるとツェナーダ
イオードＺＤ１が導通し、抵抗Ｒ４を介して流れる電流
により電圧降下が生じ、トランジスタＱ５がオンする。
トランジスタＱ５がオンするとトランジスタＱ３もオン
し、トランジスタＱ４のベース電圧が上昇しトランジス
タＱ４もオンする。トランジスタＱ３，Ｑ４がオンする
と、ラッチがかかり、入力をオフしない限りラッチが外
れることはない。その結果、スイッチングパワーＭＯＳ
−ＦＥＴＱ１のゲート−ソース間が短絡され、発振動作
を停止することになる。
【００１５】本発明ではトランジスタＱ５をオンさせる
ことによりラッチ回路２を動作させスイッチングパワー
ＭＯＳ−ＦＥＴＱ１のゲート−ソース間が短絡され、発
振動作を停止させ過電圧保護を行っているわけである
が、トランジスタＱ５をオンさせるための電圧の作り方
に特徴がある。従来は、ツェナーダイオードＺＤ１の導
通の有無で決定されるわけであるが、ツェナーダイオー
ドでは規定されたツェナー電圧の部品しか手に入れるこ
とができず、微調整ができない。
ことによりラッチ回路２を動作させスイッチングパワー
ＭＯＳ−ＦＥＴＱ１のゲート−ソース間が短絡され、発
振動作を停止させ過電圧保護を行っているわけである
が、トランジスタＱ５をオンさせるための電圧の作り方
に特徴がある。従来は、ツェナーダイオードＺＤ１の導
通の有無で決定されるわけであるが、ツェナーダイオー
ドでは規定されたツェナー電圧の部品しか手に入れるこ
とができず、微調整ができない。
【００１６】ここで図２にツェナーダイオードの電圧−
電流特性を示す。
電流特性を示す。
【００１７】図２は、ツェナーダイオードの電圧−電流
特性を示した図であり、ツェナーダイオードに逆電圧を
かけたときにツェナー電圧Ｖｚで導通することを示して
いる。また、ツェナーダイオードにかける逆電圧がツェ
ナー電圧Ｖｚ以下の非導通時にも微弱な逆電流Ｉ1が流
れていることを示している。
特性を示した図であり、ツェナーダイオードに逆電圧を
かけたときにツェナー電圧Ｖｚで導通することを示して
いる。また、ツェナーダイオードにかける逆電圧がツェ
ナー電圧Ｖｚ以下の非導通時にも微弱な逆電流Ｉ1が流
れていることを示している。
【００１８】そこで、抵抗Ｒ４をトランジスタＱ５のベ
ース−エミッタ間に接続する。このように抵抗Ｒ４を接
続することで、ツェナーダイオードにかかる逆電圧がツ
ェナー電圧Ｖｚ以下の非導通時、すなわち、ダイオード
Ｄ２で整流された負の基準電圧がツェナー電圧Ｖｚに到
らない時にも微弱な逆電流Ｉ1を抵抗Ｒ４を介して供給
することができる。その際、抵抗Ｒ４を介して微弱な逆
電流Ｉ1が流れることから、抵抗Ｒ４による電圧降下ＶR
4は、 ＶR4＝Ｉ1×Ｒ４ となる。トランジスタＱ５がオンするためのベース−エ
ミッタ間電圧をＶBE(ON)とすると、トランジスタＱ５が
オンするためにＶBE(ON)＜ＶR4となればツェナーダイオ
ードＺＤ１が導通する前においてもトランジスタＱ５を
オンさせることができる。トランジスタＱ５がオンする
ことによりスイッチングパワーＭＯＳ−ＦＥＴＱ１のゲ
ート−ソース間に接続されたトランジスタＱ３，Ｑ４が
オンし、ラッチがかかりスイッチングパワーＭＯＳ−Ｆ
ＥＴＱ１のゲート電圧を引き下げ、発振動作を停止さ
せ、その結果過電圧保護が働くことになる。
ース−エミッタ間に接続する。このように抵抗Ｒ４を接
続することで、ツェナーダイオードにかかる逆電圧がツ
ェナー電圧Ｖｚ以下の非導通時、すなわち、ダイオード
Ｄ２で整流された負の基準電圧がツェナー電圧Ｖｚに到
らない時にも微弱な逆電流Ｉ1を抵抗Ｒ４を介して供給
することができる。その際、抵抗Ｒ４を介して微弱な逆
電流Ｉ1が流れることから、抵抗Ｒ４による電圧降下ＶR
4は、 ＶR4＝Ｉ1×Ｒ４ となる。トランジスタＱ５がオンするためのベース−エ
ミッタ間電圧をＶBE(ON)とすると、トランジスタＱ５が
オンするためにＶBE(ON)＜ＶR4となればツェナーダイオ
ードＺＤ１が導通する前においてもトランジスタＱ５を
オンさせることができる。トランジスタＱ５がオンする
ことによりスイッチングパワーＭＯＳ−ＦＥＴＱ１のゲ
ート−ソース間に接続されたトランジスタＱ３，Ｑ４が
オンし、ラッチがかかりスイッチングパワーＭＯＳ−Ｆ
ＥＴＱ１のゲート電圧を引き下げ、発振動作を停止さ
せ、その結果過電圧保護が働くことになる。
【００１９】従って、抵抗Ｒ４の抵抗値を調整すること
によって、過電圧保護の動作ポイントをツェナーダイオ
ードＺＤ１のツェナー電圧に依存することなく微調整す
ることができ、信頼性の高いコンバータを実現でき、負
荷ならびにコンバータ自体の損傷を保護することができ
る。
によって、過電圧保護の動作ポイントをツェナーダイオ
ードＺＤ１のツェナー電圧に依存することなく微調整す
ることができ、信頼性の高いコンバータを実現でき、負
荷ならびにコンバータ自体の損傷を保護することができ
る。
【００２０】
【発明の効果】以上説明したように、本発明に係る過電
圧保護回路は、抵抗値を調整することによって過電圧保
護の動作ポイントをツェナーダイオードＺＤ１のツェナ
ー電圧に依存することなく微調整することができ、信頼
性の高いコンバータを実現でき、負荷ならびにコンバー
タ自体の損傷を保護することができる。
圧保護回路は、抵抗値を調整することによって過電圧保
護の動作ポイントをツェナーダイオードＺＤ１のツェナ
ー電圧に依存することなく微調整することができ、信頼
性の高いコンバータを実現でき、負荷ならびにコンバー
タ自体の損傷を保護することができる。
【００２１】
【図１】本発明にかかる過電圧保護回路を組み込んだリ
ンギングチョークコンバータの例を示す回路図である。
ンギングチョークコンバータの例を示す回路図である。
【図２】ツェナーダイオードの電圧−電流特性の図であ
る。
る。
【図３】従来の技術の回路図である。
１，１１ 過電圧保護回路 ２ ラッチ回路 Ｔ トランス Ｐ１ １次側巻線 Ｔ２ 制御巻線 Ｓ１ ２次側出力巻線 Ｎ１ 検出巻線 Ｑ１ 発振用スイッチング素子 Ｑ２ スイッチング制御トランジスタ Ｑ３，Ｑ４，Ｃ２，Ｒ３ ラッチ回路を構成する部品 Ｑ５ ラッチ回路をトリガするトランジスタ Ｑ６ 過電圧保護用トランジスタ Ｄ１，Ｄ２ 整流ダイオード Ｃ１，Ｃ４ 平滑コンデンサ Ｒ１ 起動用抵抗 Ｒ２，Ｃ３ スイッチング素子駆動回路 Ｒ５ ゲート並列抵抗 ＳＣＲ１ サイリスタ
Claims (4)
- 【請求項１】 リンギングチョークコンバータにおい
て、 １次側巻線と１次側制御巻線とが同極性のトランスと、 １次側巻線と直列に接続したスイッチングパワーＭＯＳ
−ＦＥＴと、 前記スイッチングパワーＭＯＳ−ＦＥＴのゲートと前記
制御巻線間に接続したスイッチングパワーＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ駆動回路と、 ソースを前記制御巻線の他方に接続し、前記スイッチン
グパワーＭＯＳ−ＦＥＴのゲート−ソース間に接続した
ラッチ回路と、 前記ラッチ回路をトリガするためのトランジスタと、 前記トランジスタのベースをスイッチングパワーＭＯＳ
−ＦＥＴのソースに接続し、前記トランジスタのベース
−エミッタ間に接続された抵抗と、 前記ラッチ回路をトリガするためのトランジスタのエミ
ッタに接続され、前記スイッチングパワーＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ駆動回路と制御巻線の間から整流ダイオードでつくら
れた基準電圧を検出するツェナーダイオードとを備える
ことを特徴とするリンギングチョークコンバータの過電
圧保護回路。 - 【請求項２】 入力を直流出力に変換するコンバータに
おいて、 入力に応じた直流の基準電圧を発生する基準電圧発生部
と、 前記入力のスイッチングを、スイッチング信号に応じて
行う入力スイッチング部と、 前記基準電圧を逆方向に印加されるツェナーダイオード
部と、 前記ツェナーダイオード部に流れる逆方向電流に対して
電位差を発生させる抵抗部と、 前記抵抗部による電位差が所定値以上になると、前記ス
イッチング部をオフとするスイッチング信号を発生して
該信号を保持するラッチ部とを備えることを特徴とする
過電圧保護回路。 - 【請求項３】 前記基準電圧発生部は、入力側巻線と同
極の制御巻線に発生する出力を整流して基準電圧を発生
させることを特徴とする請求項２に記載の過電圧保護回
路。 - 【請求項４】 前記ラッチ部は、互いに相対な特性を有
する２つのトランジスタをサイリスタ接続して成り、前
記抵抗部は、前記サイリスタ接続のゲート入力をオンす
るトランジスタのベースに接続され、前記ツェナーダイ
オード部の逆電流に対して発生した電圧降下を、前記ト
ランジスタのスイッチング入力とすることを特徴とする
請求項２に記載の過電圧保護回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9561796A JPH09285114A (ja) | 1996-04-17 | 1996-04-17 | 過電圧保護回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9561796A JPH09285114A (ja) | 1996-04-17 | 1996-04-17 | 過電圧保護回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09285114A true JPH09285114A (ja) | 1997-10-31 |
Family
ID=14142517
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9561796A Withdrawn JPH09285114A (ja) | 1996-04-17 | 1996-04-17 | 過電圧保護回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09285114A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0938184A2 (en) * | 1998-02-24 | 1999-08-25 | Sharp Kabushiki Kaisha | Switching power source |
| KR20030086690A (ko) * | 2002-05-06 | 2003-11-12 | 김홍배 | 전원장치 |
| US7215517B2 (en) | 2002-05-08 | 2007-05-08 | Seiko Epson Corporation | Constant-voltage switching power supply provided with overvoltage output protecting circuit, and electronic apparatus provided with overvoltage protecting circuit |
| CN106786391A (zh) * | 2016-12-14 | 2017-05-31 | 深圳市共进电子股份有限公司 | 开关电源过压保护电路及开关电源 |
-
1996
- 1996-04-17 JP JP9561796A patent/JPH09285114A/ja not_active Withdrawn
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0938184A2 (en) * | 1998-02-24 | 1999-08-25 | Sharp Kabushiki Kaisha | Switching power source |
| EP0938184A3 (en) * | 1998-02-24 | 2001-08-29 | Sharp Kabushiki Kaisha | Switching power source |
| KR20030086690A (ko) * | 2002-05-06 | 2003-11-12 | 김홍배 | 전원장치 |
| US7215517B2 (en) | 2002-05-08 | 2007-05-08 | Seiko Epson Corporation | Constant-voltage switching power supply provided with overvoltage output protecting circuit, and electronic apparatus provided with overvoltage protecting circuit |
| CN106786391A (zh) * | 2016-12-14 | 2017-05-31 | 深圳市共进电子股份有限公司 | 开关电源过压保护电路及开关电源 |
| CN106786391B (zh) * | 2016-12-14 | 2019-03-01 | 深圳市共进电子股份有限公司 | 开关电源过压保护电路及开关电源 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20030701 |