JPH0880096A - 誘導電動機の速度センサレスベクトル制御装置 - Google Patents
誘導電動機の速度センサレスベクトル制御装置Info
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- JPH0880096A JPH0880096A JP6212452A JP21245294A JPH0880096A JP H0880096 A JPH0880096 A JP H0880096A JP 6212452 A JP6212452 A JP 6212452A JP 21245294 A JP21245294 A JP 21245294A JP H0880096 A JPH0880096 A JP H0880096A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 フリーラン状態にある誘導電動機を安定して
始動してベクトル制御運転へ移行する。 【構成】 同一次元磁束オブザーバ4と速度適応機構7
からなる速度適応2次磁束オブザーバにより誘導電動機
1の実速度値を推定し、電動機速度推定値ωr #と電動
機速度指令値ωr * との比較誤差信号によって電流制御
部を制御してベクトル制御を行なう誘導電動機の速度セ
ンサレスベクトル制御装置であって、始動時には電動機
速度推定値ωr # の代わりに、推定速度チャージ演算部
21に記憶してある電動機速度最大値ωr max を用いる
と共に、1次トルク軸電流指令値i 1a * を零に維持した
状態で1次励磁軸電流指令値i1b * を零から漸増させて
いき、この状態で速度推定演算をする。これにより速度
サーチができる。
始動してベクトル制御運転へ移行する。 【構成】 同一次元磁束オブザーバ4と速度適応機構7
からなる速度適応2次磁束オブザーバにより誘導電動機
1の実速度値を推定し、電動機速度推定値ωr #と電動
機速度指令値ωr * との比較誤差信号によって電流制御
部を制御してベクトル制御を行なう誘導電動機の速度セ
ンサレスベクトル制御装置であって、始動時には電動機
速度推定値ωr # の代わりに、推定速度チャージ演算部
21に記憶してある電動機速度最大値ωr max を用いる
と共に、1次トルク軸電流指令値i 1a * を零に維持した
状態で1次励磁軸電流指令値i1b * を零から漸増させて
いき、この状態で速度推定演算をする。これにより速度
サーチができる。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、誘導電動機のベクトル
制御装置に係り、特に、速度センサを使用しない誘導電
動機のベクトル制御装置に関するものであり、電動機の
始動特性を向上させるよう工夫したものである。
制御装置に係り、特に、速度センサを使用しない誘導電
動機のベクトル制御装置に関するものであり、電動機の
始動特性を向上させるよう工夫したものである。
【0002】
【従来の技術】誘導電動機の高性能な速度制御方式とし
て、すべり周波数制御形のベクトル制御方法が普及し、
これを速度センサ無しで制御する速度センサレスベクト
ル制御方法が知られている。
て、すべり周波数制御形のベクトル制御方法が普及し、
これを速度センサ無しで制御する速度センサレスベクト
ル制御方法が知られている。
【0003】図3は、速度適応2次磁束オブザーバを使
用して誘導電動機の実速度を推定する、従来の誘導電動
機の速度センサレスベクトル制御装置の制御システムを
示すものである。
用して誘導電動機の実速度を推定する、従来の誘導電動
機の速度センサレスベクトル制御装置の制御システムを
示すものである。
【0004】まず、図3を用いて、誘導電動機1の電動
機速度(回転角周波数ωr )の推定について説明をす
る。
機速度(回転角周波数ωr )の推定について説明をす
る。
【0005】誘導電動機1の電圧方程式は、電源角周波
数(ω0 )で回転する同期回転座標系からの諸量を観測
するa−b軸で表わすと、次式(1)で与えられる。
数(ω0 )で回転する同期回転座標系からの諸量を観測
するa−b軸で表わすと、次式(1)で与えられる。
【0006】
【数1】
【0007】但し、 v1a,v1b…同期回転座標(a−b軸)上の1次励磁軸
電圧,1次トルク軸電圧(V) i1a,i1b…同期回転座標(a−b軸)上の1次励磁軸
電流,1次トルク軸電流(A) λ2a,λ2b…同期回転座標(a−b軸)上の2次励磁軸
磁束,2次トルク軸磁束(Wb) ω0 …………電源角周波数(rad/sec) ωr …………電動機速度(回転角周波数,rad/sec) ωs …………すべり角周波数(rad/sec) R1 ,R2 …1次,2次抵抗(Ω) L1 ,L2 …1次,2次インダクタンス(H) M …………相互(励磁)インダクタンス(H) Lσ…………等価漏れインダクタンス(H) (Lσ=(L1 L2 −M2 )/L2 ) s …………時間微分子(d/dt) そして、電源角周波数(ω0 )、電動機速度(ωr )、
すべり角周波数指令値(ωs * )の関係、及びすべり角
周波数指令値(ωs * )の算出は次式(2)で表わされ
る。 ω0 =ωr +ωs * ωs * =i1b * /i1a * ・τ2 ……(2) 但し、 τ2 …………2次時定数(τ2 =L2 /R2 ) 添字(*)…指令値あるいは設定値を表わす。 いま、 i1a * = 一定 ……………………………………………(3) とし、上記(1)式において、(2),(3)式の条件
のもとに同期回転座標系(a−b軸)の1次電圧指令値
(v1a * ,v1b * )をデジタル電流制御器3の構成式で
ある下記(4)式で与えると次のようになる。
電圧,1次トルク軸電圧(V) i1a,i1b…同期回転座標(a−b軸)上の1次励磁軸
電流,1次トルク軸電流(A) λ2a,λ2b…同期回転座標(a−b軸)上の2次励磁軸
磁束,2次トルク軸磁束(Wb) ω0 …………電源角周波数(rad/sec) ωr …………電動機速度(回転角周波数,rad/sec) ωs …………すべり角周波数(rad/sec) R1 ,R2 …1次,2次抵抗(Ω) L1 ,L2 …1次,2次インダクタンス(H) M …………相互(励磁)インダクタンス(H) Lσ…………等価漏れインダクタンス(H) (Lσ=(L1 L2 −M2 )/L2 ) s …………時間微分子(d/dt) そして、電源角周波数(ω0 )、電動機速度(ωr )、
すべり角周波数指令値(ωs * )の関係、及びすべり角
周波数指令値(ωs * )の算出は次式(2)で表わされ
る。 ω0 =ωr +ωs * ωs * =i1b * /i1a * ・τ2 ……(2) 但し、 τ2 …………2次時定数(τ2 =L2 /R2 ) 添字(*)…指令値あるいは設定値を表わす。 いま、 i1a * = 一定 ……………………………………………(3) とし、上記(1)式において、(2),(3)式の条件
のもとに同期回転座標系(a−b軸)の1次電圧指令値
(v1a * ,v1b * )をデジタル電流制御器3の構成式で
ある下記(4)式で与えると次のようになる。
【0008】
【数2】
【0009】上記(4)式を満足するように制御をする
と、同期回転座標(a−b軸)上の1次電流検出値i1
は1次電流指令値i1 * (i1a * ,i1b * )どおりの電
流が流れ、同期回転座標(a−b軸)上の2次磁束λ2
(λ2a,λ2b)は、 λ2a=Mi1a(一定), λ2b=0 …………………………(5) に保たれる。
と、同期回転座標(a−b軸)上の1次電流検出値i1
は1次電流指令値i1 * (i1a * ,i1b * )どおりの電
流が流れ、同期回転座標(a−b軸)上の2次磁束λ2
(λ2a,λ2b)は、 λ2a=Mi1a(一定), λ2b=0 …………………………(5) に保たれる。
【0010】これにより、誘導電動機1のトルク(T)
は、 T=M/L2 ・(λ2a・i1b−λ2b・i1a)=M2 /L2 ・(i1a・i1b) …………………………(6) となり、同期回転座標(a−b軸)上の2次磁束λ
2 (λ2a,λ2b)と2次電流i2 (i2a,i2b)には無
関係な非干渉化制御のベクトル制御が成立する。
は、 T=M/L2 ・(λ2a・i1b−λ2b・i1a)=M2 /L2 ・(i1a・i1b) …………………………(6) となり、同期回転座標(a−b軸)上の2次磁束λ
2 (λ2a,λ2b)と2次電流i2 (i2a,i2b)には無
関係な非干渉化制御のベクトル制御が成立する。
【0011】ところで、上記(2)式から明らかなよう
に、速度センサを用いない場合は、すべり角周波数指令
値ωs * が設定されていても電動機速度ωr が未知であ
るから、電源角周波数ω0 を決定することができない
が、該電源角周波数ω0 で回転する同期回転座標(a−
b軸)上の2次磁束λ2 (λ2a,λ2b)が上記(5)式
を満足するように、該電源角周波数ω0 を制御すること
により、同様に、非干渉化制御のベクトル制御を実現す
ることができる。すなわち、同一次元磁束オブザーバ4
と速度適応機構7からなる速度適応2次磁束オブザーバ
を用いて、上記(5)式を満足するような同期回転座標
(a−b軸)上の2次磁束λ2 (λ2a,λ 2b)を推定
し、その2次磁束推定値λ2 # (λ2a # ,λ2b # )に基
づき電動機速度ωr を推定(ωr # )することにより、
上記(2)式(ω0 =ωr # +ωs *)から電源角周波
数ω0 を求め、該電源角周波数ω0 によりデジタル電流
制御器3を制御することによって非干渉化制御のベクト
ル制御を実現することができる。
に、速度センサを用いない場合は、すべり角周波数指令
値ωs * が設定されていても電動機速度ωr が未知であ
るから、電源角周波数ω0 を決定することができない
が、該電源角周波数ω0 で回転する同期回転座標(a−
b軸)上の2次磁束λ2 (λ2a,λ2b)が上記(5)式
を満足するように、該電源角周波数ω0 を制御すること
により、同様に、非干渉化制御のベクトル制御を実現す
ることができる。すなわち、同一次元磁束オブザーバ4
と速度適応機構7からなる速度適応2次磁束オブザーバ
を用いて、上記(5)式を満足するような同期回転座標
(a−b軸)上の2次磁束λ2 (λ2a,λ 2b)を推定
し、その2次磁束推定値λ2 # (λ2a # ,λ2b # )に基
づき電動機速度ωr を推定(ωr # )することにより、
上記(2)式(ω0 =ωr # +ωs *)から電源角周波
数ω0 を求め、該電源角周波数ω0 によりデジタル電流
制御器3を制御することによって非干渉化制御のベクト
ル制御を実現することができる。
【0012】図3に示すベクトル制御システムにおける
従来の誘導電動機の速度センサレスベクトル制御方法に
おいては、誘導電動機1の実速度を速度センサを用いな
いで検出するために、誘導電動機1の1次電流(相電
流)iu ,iv ,iw を検出し3相−2相相数変換器1
4にて相数変換した固定子座標(d−q軸)上の1次電
流検出値i1 (i1d,i1q)とする。そしてこの1次電
流検出値i1 と、固定子座標(d−q軸)上の電動機1
次電圧指令値v1 * (v1d * ,v1q * )と、速度推定値
ωr # とを入力とする同一次元磁束オブザーバ4によ
り、固定子座標(d−q軸)上の2次磁束推定値λ2 #
(λ2d # ,λ2q # )と1次電流推定値i1 #(i1d # ,
i1q # )とを推定し、速度適応機構7にて該1次電流推
定値i1 # (i1d # ,i1q # )と1次電流検出値i
1 (i1d,i1q)とを比較した推定誤差信号(i1 −i
1 # )に基づき次式(7)で表わされる適応調整則によ
り電動機速度推定値(ωr # )を演算推定して誘導電動
機1の速度検出としている。
従来の誘導電動機の速度センサレスベクトル制御方法に
おいては、誘導電動機1の実速度を速度センサを用いな
いで検出するために、誘導電動機1の1次電流(相電
流)iu ,iv ,iw を検出し3相−2相相数変換器1
4にて相数変換した固定子座標(d−q軸)上の1次電
流検出値i1 (i1d,i1q)とする。そしてこの1次電
流検出値i1 と、固定子座標(d−q軸)上の電動機1
次電圧指令値v1 * (v1d * ,v1q * )と、速度推定値
ωr # とを入力とする同一次元磁束オブザーバ4によ
り、固定子座標(d−q軸)上の2次磁束推定値λ2 #
(λ2d # ,λ2q # )と1次電流推定値i1 #(i1d # ,
i1q # )とを推定し、速度適応機構7にて該1次電流推
定値i1 # (i1d # ,i1q # )と1次電流検出値i
1 (i1d,i1q)とを比較した推定誤差信号(i1 −i
1 # )に基づき次式(7)で表わされる適応調整則によ
り電動機速度推定値(ωr # )を演算推定して誘導電動
機1の速度検出としている。
【0013】 ωr # =Kp (eidλ2q # −eiqλ2d # ) +Ki ∫(eidλ2q # −eiqλ2d # )dt ………(7) 但し、 eid=i1d−i1d # :推定誤差 eiq=i1q−i1q # :推定誤差 Kp :速度推定部比例ゲイン Ki :速度推定部積分ゲイン なお、同一次元2次磁束オブザーバ4と速度適応機構7
とからなる速度適応2次磁束オブザーバによって誘導電
動機の実速度の推定を行なう誘導電動機1の速度センサ
レスベクトル制御方式については、「電気学会論文誌
D,111巻11号,平成3年」(久保田、尾崎、松
瀬、中野:「適応2次磁束オブザーバを用いた誘導電動
機の速度センサレス直接形ベクトル制御」)に掲載され
ている。
とからなる速度適応2次磁束オブザーバによって誘導電
動機の実速度の推定を行なう誘導電動機1の速度センサ
レスベクトル制御方式については、「電気学会論文誌
D,111巻11号,平成3年」(久保田、尾崎、松
瀬、中野:「適応2次磁束オブザーバを用いた誘導電動
機の速度センサレス直接形ベクトル制御」)に掲載され
ている。
【0014】以下、上記速度適応2次磁束オブザーバを
使用して誘導電動機の実速度を推定する従来の速度セン
サレスベクトル制御方式について説明する。
使用して誘導電動機の実速度を推定する従来の速度セン
サレスベクトル制御方式について説明する。
【0015】図3(制御システム構成)における動作を
説明すると、電流制御部(ACR)におけるデジタル電
流制御器3において、同期回転座標(a−b軸)上の1
次電圧指令値v1 * (v1a * ,v1b * )が、1次電流指
令値i1 * (i1a * ,i1b *)と1次電流検出値i
1 (i1a,i1b)が等しく(i1a * =i1a,i1b * =i
1b)なるように、非干渉化制御を可能とする条件式であ
る上記(4)式により演算される。
説明すると、電流制御部(ACR)におけるデジタル電
流制御器3において、同期回転座標(a−b軸)上の1
次電圧指令値v1 * (v1a * ,v1b * )が、1次電流指
令値i1 * (i1a * ,i1b *)と1次電流検出値i
1 (i1a,i1b)が等しく(i1a * =i1a,i1b * =i
1b)なるように、非干渉化制御を可能とする条件式であ
る上記(4)式により演算される。
【0016】同期回転座標(a−b軸)上の1次電圧指
令値v1 * (v1a * ,v1b * )は、座標変換器9により
固定子座標(d−q軸)上の1次電圧指令値v1 * (v
1d *,v1q * )に変換された後、2相−3相相数変換器
15により相数変換されてPWM制御インバータ2の三
相各相の1次電圧制御指令電圧Vu ,Vv ,Vw に変換
され該PWM制御インバータ2の三相各相の出力電圧を
制御する。その結果、誘導電動機1は所望の電動機速度
指令値(ωr * )に応じて速度制御される。また、電源
角周波数ω0 で回転する同期回転座標(a−b軸)と、
誘導電動機1の固定子に固定された固定子座標(d−q
軸)との間の変換を行なう座標変換器8,9に使用され
る単位ベクトル(sin θ0 ,cos θ0 )を作り出すため
の基本位相角θ0 (θ0 =ω0 t)は次のようにして求
めることができる。即ちすべり算出器5により上記
(2)式に示すように、同期回転座標(a−b軸)上の
1次励磁軸電流指令値i1a * 、1次トルク軸電流指令値
i1b * 、及び誘導電動機1の2次時定数τ2 (=L2 /
R2 )によって求められるすべり角周波数指令値(ωs
* )と、速度適応2次磁束オブザーバ(4,7)により
推定される電動機速度推定値(ωr # )とから得られる
電源角周波数(ω0 )を、基本位相角算出用積分器11
で積分することによって、基本位相角θ0 を求めること
ができる。
令値v1 * (v1a * ,v1b * )は、座標変換器9により
固定子座標(d−q軸)上の1次電圧指令値v1 * (v
1d *,v1q * )に変換された後、2相−3相相数変換器
15により相数変換されてPWM制御インバータ2の三
相各相の1次電圧制御指令電圧Vu ,Vv ,Vw に変換
され該PWM制御インバータ2の三相各相の出力電圧を
制御する。その結果、誘導電動機1は所望の電動機速度
指令値(ωr * )に応じて速度制御される。また、電源
角周波数ω0 で回転する同期回転座標(a−b軸)と、
誘導電動機1の固定子に固定された固定子座標(d−q
軸)との間の変換を行なう座標変換器8,9に使用され
る単位ベクトル(sin θ0 ,cos θ0 )を作り出すため
の基本位相角θ0 (θ0 =ω0 t)は次のようにして求
めることができる。即ちすべり算出器5により上記
(2)式に示すように、同期回転座標(a−b軸)上の
1次励磁軸電流指令値i1a * 、1次トルク軸電流指令値
i1b * 、及び誘導電動機1の2次時定数τ2 (=L2 /
R2 )によって求められるすべり角周波数指令値(ωs
* )と、速度適応2次磁束オブザーバ(4,7)により
推定される電動機速度推定値(ωr # )とから得られる
電源角周波数(ω0 )を、基本位相角算出用積分器11
で積分することによって、基本位相角θ0 を求めること
ができる。
【0017】以上のように、従来の速度センサレスベク
トル制御方式は、電動機速度(ωr)を推定する演算過
程において遅れがあるため、電動機速度推定値
(ωr # )とすべり角周波数指令値(ωs * )との加算
により得られる電源角周波数ω0 (ω 0 =ωr # +ωs
* )が真値からずれてしまい、その結果、デジタル電流
制御器3における電源角周波数ω0 に基づいて演算され
る非干渉化制御を行なうための1次電圧指令値v1 * の
ずれ、及び座標変換器8,9における座標変換のために
用いる基本位相角θ0 もずれ、結局、座標変換軸がずれ
て非干渉化制御のベクトル制御が成り立たなくなってし
まう虞がある。
トル制御方式は、電動機速度(ωr)を推定する演算過
程において遅れがあるため、電動機速度推定値
(ωr # )とすべり角周波数指令値(ωs * )との加算
により得られる電源角周波数ω0 (ω 0 =ωr # +ωs
* )が真値からずれてしまい、その結果、デジタル電流
制御器3における電源角周波数ω0 に基づいて演算され
る非干渉化制御を行なうための1次電圧指令値v1 * の
ずれ、及び座標変換器8,9における座標変換のために
用いる基本位相角θ0 もずれ、結局、座標変換軸がずれ
て非干渉化制御のベクトル制御が成り立たなくなってし
まう虞がある。
【0018】このことは、とりもなおさず誘導電動機1
の速度制御において、トルク指令値どおりのトルクが得
られないという重大な問題を起こすことになる。
の速度制御において、トルク指令値どおりのトルクが得
られないという重大な問題を起こすことになる。
【0019】そこで本願出願人は、電動機速度の推定過
程における「遅れ」となるベクトル制御座標軸のずれを
防止することにより、完全なベクトル制御を行なうこと
ができる速度センサレスベクトル制御方式を先に出願し
た(特願平5−265976号)。
程における「遅れ」となるベクトル制御座標軸のずれを
防止することにより、完全なベクトル制御を行なうこと
ができる速度センサレスベクトル制御方式を先に出願し
た(特願平5−265976号)。
【0020】先に出願した特願平5−265976号の
技術は、次の知見を基に開発したものである。
技術は、次の知見を基に開発したものである。
【0021】誘導電動機1の電動機速度推定値
(ωr # )の推定過程における「遅れ」は、誘導電動機
1側からみれば、すべり算出部5で算出されるすべり角
周波数指令値(ωs * )がずれていることに相当する。
(上記(2)式、ω0 =ωr +ωs * ,ωs * =i1b *
/i1a * ・τ2 参照)
(ωr # )の推定過程における「遅れ」は、誘導電動機
1側からみれば、すべり算出部5で算出されるすべり角
周波数指令値(ωs * )がずれていることに相当する。
(上記(2)式、ω0 =ωr +ωs * ,ωs * =i1b *
/i1a * ・τ2 参照)
【0022】そこで、ベクトル制御が成立するときの電
源角周波数ω0 を決定する要件、すなわち、同期回転座
標(a−b軸)上の2次磁束推定値λ2 # のトルク軸成
分(λ2b # )を零(上式(5),(6)式参照)にする
ために、該2次トルク軸磁束推定値λ2b # を積分(ωsc
=Kωi ∫λ2b # ・dt Kωi :積分ゲイン)して得ら
れたすべり角周波数修正値ωscをすべり角周波数指令値
ωs * に加える(ωs * +ωsc)ことにより、電動機速
度推定値ωr # の「遅れ」に伴う電源角周波数ω0 のず
れΔω0 を修正することができ、座標軸のずれが防止さ
れ、完全なベクトル制御が行なわれる。(次式、参照) ω0 +Δω0 =ωr # +ωs * +ωsc Δω0 =ωsc
源角周波数ω0 を決定する要件、すなわち、同期回転座
標(a−b軸)上の2次磁束推定値λ2 # のトルク軸成
分(λ2b # )を零(上式(5),(6)式参照)にする
ために、該2次トルク軸磁束推定値λ2b # を積分(ωsc
=Kωi ∫λ2b # ・dt Kωi :積分ゲイン)して得ら
れたすべり角周波数修正値ωscをすべり角周波数指令値
ωs * に加える(ωs * +ωsc)ことにより、電動機速
度推定値ωr # の「遅れ」に伴う電源角周波数ω0 のず
れΔω0 を修正することができ、座標軸のずれが防止さ
れ、完全なベクトル制御が行なわれる。(次式、参照) ω0 +Δω0 =ωr # +ωs * +ωsc Δω0 =ωsc
【0023】図4は、特願平5−265976号の実施
例を示すものである。
例を示すものである。
【0024】図示制御システムにおいて、いま、速度制
御部(ASR)において、電動機速度指令値(ωr * )
を与えると、該速度指令値(ωr * )と負帰還信号であ
る電動機速度推定値(ωr # )とが比較され、その比較
誤差信号が速度制御器6において比例積分(PI)制御
され、同期回転座標(a−b軸)上の1次電流指令値i
1 * の1次トルク軸電流指令値(i1b * )に変換され
る。次に、電流制御部(ACR)におけるデジタル電流
制御器3において、前記1次電流指令値i1 * の1次ト
ルク軸電流指令値(i1b * )及び1次励磁軸電流指令値
(i1a * )と、1次電流検出値i1 の1次トルク軸電流
検出値(i1b)及び1次励磁軸電流検出値(i1a)とが
比較され、i1b * =i1b、及びi1a * =i1aに制御され
るように、PWM制御インバータ2を制御する同期回転
座標軸(a−b軸)上の1次電圧指令値v
1 * (v1a * ,v1b * )が上記(4)式により演算され
る。
御部(ASR)において、電動機速度指令値(ωr * )
を与えると、該速度指令値(ωr * )と負帰還信号であ
る電動機速度推定値(ωr # )とが比較され、その比較
誤差信号が速度制御器6において比例積分(PI)制御
され、同期回転座標(a−b軸)上の1次電流指令値i
1 * の1次トルク軸電流指令値(i1b * )に変換され
る。次に、電流制御部(ACR)におけるデジタル電流
制御器3において、前記1次電流指令値i1 * の1次ト
ルク軸電流指令値(i1b * )及び1次励磁軸電流指令値
(i1a * )と、1次電流検出値i1 の1次トルク軸電流
検出値(i1b)及び1次励磁軸電流検出値(i1a)とが
比較され、i1b * =i1b、及びi1a * =i1aに制御され
るように、PWM制御インバータ2を制御する同期回転
座標軸(a−b軸)上の1次電圧指令値v
1 * (v1a * ,v1b * )が上記(4)式により演算され
る。
【0025】デジタル電流制御器3の出力である1次電
圧指令値v1 * (v1a * ,v1b * )は、座標変換器9に
より固定子座標(d−q軸)上の1次電圧指令値v1 *
(v 1d * ,v1q * )に変換された後、2相−3相相数変
換器15により相数変換されて、PWM制御インバータ
2の三相各相の1次電圧制御指令電圧Vu ,Vv ,V w
に変換され、該PWM制御インバータ2の出力電圧を制
御する結果、誘導電動機1は所望の電動機速度指令値
(ωr * )に応じて速度制御される。
圧指令値v1 * (v1a * ,v1b * )は、座標変換器9に
より固定子座標(d−q軸)上の1次電圧指令値v1 *
(v 1d * ,v1q * )に変換された後、2相−3相相数変
換器15により相数変換されて、PWM制御インバータ
2の三相各相の1次電圧制御指令電圧Vu ,Vv ,V w
に変換され、該PWM制御インバータ2の出力電圧を制
御する結果、誘導電動機1は所望の電動機速度指令値
(ωr * )に応じて速度制御される。
【0026】誘導電動機1の実際の電動機速度(ωr )
としては、次のようにして推定された電動機速度推定値
ωr # を用いる。即ち誘導電動機1の固定子座標(d−
q軸)上の1次電流検出値i1 (i1d,i1q)、1次電
圧指令値v1 * (v1d * ,v 1q * )及び電動機速度推定
値(ωr # )を入力とする同一次元磁束オブザーバ4
と、該同一次元磁束オブザーバ4により推定された1次
電流推定値i1 # (iid # ,i1q # )と2次磁束推定値
λ2 # (λ2d # ,λ2q # )及び1次電流検出値i 1 (i
id,i1q)に基づく上記(7)式により演算する速度適
応機構7と、からなる速度適応2次磁束オブザーバを使
用して、その電動機速度推定値ωr # を推定する。
としては、次のようにして推定された電動機速度推定値
ωr # を用いる。即ち誘導電動機1の固定子座標(d−
q軸)上の1次電流検出値i1 (i1d,i1q)、1次電
圧指令値v1 * (v1d * ,v 1q * )及び電動機速度推定
値(ωr # )を入力とする同一次元磁束オブザーバ4
と、該同一次元磁束オブザーバ4により推定された1次
電流推定値i1 # (iid # ,i1q # )と2次磁束推定値
λ2 # (λ2d # ,λ2q # )及び1次電流検出値i 1 (i
id,i1q)に基づく上記(7)式により演算する速度適
応機構7と、からなる速度適応2次磁束オブザーバを使
用して、その電動機速度推定値ωr # を推定する。
【0027】そして、実際の電動機速度(ωr )を推定
する過程における電動機速度推定値(ωr # )の「遅
れ」によって生じる電源角周波数ω0 (ω0 =ωr # +
ωs *)のずれを修正するために、同一次元磁束オブザ
ーバ4により推定した固定子座標(d−q軸)上の2次
磁束推定値λ2 # (λ2d # ,λ2q # )を座標変換器10
で同期回転座標軸(a−b軸)上の2次磁束λ2 # (λ
2a # ,λ2b # )に座標変換し、該2次磁束推定値λ2 #
の2次トルク軸磁束推定値(λ2b # )をすべり角周波数
修正用積分器16にて積分しすべり角周波数修正値ωsc
(ωsc=Kωs ∫λ2b # ・dt)を求め、加算器17にて
すべり角周波数指令値ωs * に加算する。
する過程における電動機速度推定値(ωr # )の「遅
れ」によって生じる電源角周波数ω0 (ω0 =ωr # +
ωs *)のずれを修正するために、同一次元磁束オブザ
ーバ4により推定した固定子座標(d−q軸)上の2次
磁束推定値λ2 # (λ2d # ,λ2q # )を座標変換器10
で同期回転座標軸(a−b軸)上の2次磁束λ2 # (λ
2a # ,λ2b # )に座標変換し、該2次磁束推定値λ2 #
の2次トルク軸磁束推定値(λ2b # )をすべり角周波数
修正用積分器16にて積分しすべり角周波数修正値ωsc
(ωsc=Kωs ∫λ2b # ・dt)を求め、加算器17にて
すべり角周波数指令値ωs * に加算する。
【0028】すべり角周波数修正値ωscをすべり角周波
数指令値ωs * に加算することは、電動機速度推定値
(ωr # )のずれを、前記すべり角周波数修正値ωscに
よって修正することにより、上記(2)式により決定さ
れる電源角周波数(ω0 )のずれによる基本位相角(θ
0 )のずれを防止し、座標変換軸のずれを防止して、精
度のよい非干渉化制御のベクトル制御が成立することと
なる。
数指令値ωs * に加算することは、電動機速度推定値
(ωr # )のずれを、前記すべり角周波数修正値ωscに
よって修正することにより、上記(2)式により決定さ
れる電源角周波数(ω0 )のずれによる基本位相角(θ
0 )のずれを防止し、座標変換軸のずれを防止して、精
度のよい非干渉化制御のベクトル制御が成立することと
なる。
【0029】
【発明が解決しようとする課題】ところで、誘導電動機
1に三相交流を供給していないにもかかわらず、慣性や
外部負荷により回転子が回転している状態(この状態を
「フリーラン」と称す)から、モータ運転状態に移行さ
せる場合がある。
1に三相交流を供給していないにもかかわらず、慣性や
外部負荷により回転子が回転している状態(この状態を
「フリーラン」と称す)から、モータ運転状態に移行さ
せる場合がある。
【0030】速度センサを用いたベクトル制御装置で
は、フリーラン状態からベクトル制御に移行したら、ほ
ぼ瞬時に電動機速度を検出することができ安定してベク
トル制御に移行することができる。
は、フリーラン状態からベクトル制御に移行したら、ほ
ぼ瞬時に電動機速度を検出することができ安定してベク
トル制御に移行することができる。
【0031】しかし、図3及び図4に示す、速度センサ
を用いない速度センサレスベクトル制御装置では、フリ
ーラン状態からベクトル制御状態に移行してモータ始動
をする場合、電動機速度の推定演算が瞬時にはできない
ため、電動機速度推定値ωr # は零からスタートする
が、電動機速度推定値ωr # が目標とする電動機速度指
令値ωr * に向って推定しない場合がある(理由は後述
する)。このような事態になると、電動機速度推定値ω
r # は零速度付近に停滞したままとなり、モータ制御が
不能な状態に陥ってしまうという問題がある。したがっ
てフリーラン状態の誘導電動機を速度センサレスベクト
ル制御で始動する場合には、V/F制御と同様に、始動
時にモータ速度を確実にサーチすることが必要である
が、従来ではかかる技術はなかった。
を用いない速度センサレスベクトル制御装置では、フリ
ーラン状態からベクトル制御状態に移行してモータ始動
をする場合、電動機速度の推定演算が瞬時にはできない
ため、電動機速度推定値ωr # は零からスタートする
が、電動機速度推定値ωr # が目標とする電動機速度指
令値ωr * に向って推定しない場合がある(理由は後述
する)。このような事態になると、電動機速度推定値ω
r # は零速度付近に停滞したままとなり、モータ制御が
不能な状態に陥ってしまうという問題がある。したがっ
てフリーラン状態の誘導電動機を速度センサレスベクト
ル制御で始動する場合には、V/F制御と同様に、始動
時にモータ速度を確実にサーチすることが必要である
が、従来ではかかる技術はなかった。
【0032】ここで、極低速領域では電動機速度推定値
ωr # が零速度付近に停滞してしまう理由を説明する。
速度センサレスベクトル制御装置では、実際のモータ電
圧を検出することが困難であるため、実際のモータ電圧
値の代わりに演算により求めた1次電圧指令値v
1 * (v1a * v1b * )を用い、この1次電圧指令値v
1 *が実際のモータ電圧値に等しいとみなして、推定速
度演算をしている。
ωr # が零速度付近に停滞してしまう理由を説明する。
速度センサレスベクトル制御装置では、実際のモータ電
圧を検出することが困難であるため、実際のモータ電圧
値の代わりに演算により求めた1次電圧指令値v
1 * (v1a * v1b * )を用い、この1次電圧指令値v
1 *が実際のモータ電圧値に等しいとみなして、推定速
度演算をしている。
【0033】一方、誘導電動機1への出力電圧が小さく
なる極低速領域では、PWM制御インバータ2のスイッ
チング素子であるパワートランジスタの順電圧降下分や
デッドタイム(後述)による影響が大きくなり、実際の
モータ電圧値と1次電圧指令値v1 * との誤差が大きく
なる。このような誤差が生じるにもかかわらず、誤差が
ないとみなして1次電圧指令値v1 * が実際のモータ電
圧値に等しいとみなして推定演算をしてしまうため、電
動機速度推定値ωr # にも誤差が発生してベクトル制御
条件が成立しなくなる。したがって速度制御系が正常に
動作せずが零速度付近に停滞したままとなる。結局、速
度センサレスベクトル制御装置は、速度ンサがある場合
に比較して、極低速の領域の運転では、制御不可能な領
域が存在し制御範囲が狭い。
なる極低速領域では、PWM制御インバータ2のスイッ
チング素子であるパワートランジスタの順電圧降下分や
デッドタイム(後述)による影響が大きくなり、実際の
モータ電圧値と1次電圧指令値v1 * との誤差が大きく
なる。このような誤差が生じるにもかかわらず、誤差が
ないとみなして1次電圧指令値v1 * が実際のモータ電
圧値に等しいとみなして推定演算をしてしまうため、電
動機速度推定値ωr # にも誤差が発生してベクトル制御
条件が成立しなくなる。したがって速度制御系が正常に
動作せずが零速度付近に停滞したままとなる。結局、速
度センサレスベクトル制御装置は、速度ンサがある場合
に比較して、極低速の領域の運転では、制御不可能な領
域が存在し制御範囲が狭い。
【0034】ここで前述したデッドタイムについて説明
する。PWM制御インバータ2のインバータ部に使用さ
れる主スイッチング素子にはスイッチング遅れがあり、
この遅れ時間による上下アームの短絡を防止するため
に、短絡防止期間(デッドタイム)を設けている。この
デッドタイムがあるため、実際のモータ電圧値と1次電
圧指令値v1 * とが異なってしまう。そこで現在では、
この電圧誤差を少なくするため、PWM制御インバータ
2の出力電圧を、上記デッドタイムに合わせて遅らせる
デッドタイム補償回路を設けているが、完全な補償はで
きず、電圧誤差が残存している。この電圧誤差は電圧値
が小さいときほど相対的に大きな影響を与えることにな
る。
する。PWM制御インバータ2のインバータ部に使用さ
れる主スイッチング素子にはスイッチング遅れがあり、
この遅れ時間による上下アームの短絡を防止するため
に、短絡防止期間(デッドタイム)を設けている。この
デッドタイムがあるため、実際のモータ電圧値と1次電
圧指令値v1 * とが異なってしまう。そこで現在では、
この電圧誤差を少なくするため、PWM制御インバータ
2の出力電圧を、上記デッドタイムに合わせて遅らせる
デッドタイム補償回路を設けているが、完全な補償はで
きず、電圧誤差が残存している。この電圧誤差は電圧値
が小さいときほど相対的に大きな影響を与えることにな
る。
【0035】本発明は、上記従来技術に鑑み、誘導電動
機をフリーラン状態から速度センサレスベクトル制御に
移行する際に、迅速・確実に速度サーチをして安定した
始動を行うことのできる誘導電動機の速度センサレスベ
クトル制御装置を提供することを目的とする。
機をフリーラン状態から速度センサレスベクトル制御に
移行する際に、迅速・確実に速度サーチをして安定した
始動を行うことのできる誘導電動機の速度センサレスベ
クトル制御装置を提供することを目的とする。
【0036】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成する第1
の本発明の構成は、同期回転座標上の1次励磁軸電流指
令値(i1a * )及び1次トルク軸電流指令値(i1b * )
と1次励磁軸電流検出値(i1a)及び1次トルク軸電流
検出値(i 1b)と電源角周波数(ω0 )を入力し、誘導
電動機の電流非干渉化制御を行ない1次励磁軸電圧指令
値(v1a * )及び1次トルク軸電圧指令値(v1b * )を
出力する電流制御器(3)と、前記電流制御器(3)の
出力を固定子座標上に変換した1次励磁軸電圧指令値
(v1d * )及び1次トルク軸電圧指令値(v1q * )を基
に誘導電動機(1)を速度制御する電力変換器(2)
と、1次励磁軸電流検出値(i1d)及び1次トルク軸電
流検出値(i1q)と1次励磁軸電圧指令値(v1d * )及
び1次トルク軸電圧指令値(v1q)と電動機速度推定値
(ωr # )をぞれぞれ入力し、固定子座標上の1次励磁
軸電流推定値(i1d # )及び1次トルク軸電流推定値
(i1q # )と2次励磁軸磁束推定値(λ2d # )及び2次
トルク軸磁束推定値(λ2q # )を推定する同一次元磁束
オブザーバ(4)と、1次励磁軸電流検出値(i1d)及
び1次トルク軸電流検出値(i1q)と1次励磁軸電流推
定値(i1d # )及び1次トルク軸電流推定値(i1q # )
と2次励磁軸磁束推定値(λ2d # )及び2次トルク軸磁
束推定値(λ2q # )をそれぞれ入力し、電動機速度推定
値(ωr # )を比例・積分演算により推定演算して出力
する速度適応機構(7)と、1次励磁軸電流指令値(i
1a * )及び1次トルク軸電流指令値(i1b * )を基に誘
導電動機(1)のすべり角周波数指令(ωs * )を演算
し出力するすべり算出器(5)と、前記すべり算出器
(5)の出力であるすべり角周波数指令値(ωs * )に
電動機速度推定値(ωr # )を加算して前記電流制御器
(3)の制御入力である電源角周波数(ω0 )を出力す
る加算器(17)と、を具備する誘導電動機の速度セン
サレスベクトル制御装置において、誘導電動機の正転方
向及び逆転方向の最大速度を示す正転方向及び逆転方向
の電動機速度最大値(±ωr max )があらかじめ設定さ
れている推定速度チャージ演算部(21)と、始動時に
は、速度適応機構(7)にて演算される電動機速度推定
値ωr # の積分項に、推定速度チャージ演算部(21)
に設定されている電動機速度最大値(±ωr max )のう
ち誘導電動機を回転させようとする方向と同一回転方向
の極性の電動機速度最大値を代入するためのスイッチ
(23,24)とを有し、始動時において電流制御器
(3)へ送る1次トルク軸電流指令値(i1b * )を零に
維持した状態で1次励磁軸電流指令値(i1a * )を零か
ら漸増させていくことを特徴とする。
の本発明の構成は、同期回転座標上の1次励磁軸電流指
令値(i1a * )及び1次トルク軸電流指令値(i1b * )
と1次励磁軸電流検出値(i1a)及び1次トルク軸電流
検出値(i 1b)と電源角周波数(ω0 )を入力し、誘導
電動機の電流非干渉化制御を行ない1次励磁軸電圧指令
値(v1a * )及び1次トルク軸電圧指令値(v1b * )を
出力する電流制御器(3)と、前記電流制御器(3)の
出力を固定子座標上に変換した1次励磁軸電圧指令値
(v1d * )及び1次トルク軸電圧指令値(v1q * )を基
に誘導電動機(1)を速度制御する電力変換器(2)
と、1次励磁軸電流検出値(i1d)及び1次トルク軸電
流検出値(i1q)と1次励磁軸電圧指令値(v1d * )及
び1次トルク軸電圧指令値(v1q)と電動機速度推定値
(ωr # )をぞれぞれ入力し、固定子座標上の1次励磁
軸電流推定値(i1d # )及び1次トルク軸電流推定値
(i1q # )と2次励磁軸磁束推定値(λ2d # )及び2次
トルク軸磁束推定値(λ2q # )を推定する同一次元磁束
オブザーバ(4)と、1次励磁軸電流検出値(i1d)及
び1次トルク軸電流検出値(i1q)と1次励磁軸電流推
定値(i1d # )及び1次トルク軸電流推定値(i1q # )
と2次励磁軸磁束推定値(λ2d # )及び2次トルク軸磁
束推定値(λ2q # )をそれぞれ入力し、電動機速度推定
値(ωr # )を比例・積分演算により推定演算して出力
する速度適応機構(7)と、1次励磁軸電流指令値(i
1a * )及び1次トルク軸電流指令値(i1b * )を基に誘
導電動機(1)のすべり角周波数指令(ωs * )を演算
し出力するすべり算出器(5)と、前記すべり算出器
(5)の出力であるすべり角周波数指令値(ωs * )に
電動機速度推定値(ωr # )を加算して前記電流制御器
(3)の制御入力である電源角周波数(ω0 )を出力す
る加算器(17)と、を具備する誘導電動機の速度セン
サレスベクトル制御装置において、誘導電動機の正転方
向及び逆転方向の最大速度を示す正転方向及び逆転方向
の電動機速度最大値(±ωr max )があらかじめ設定さ
れている推定速度チャージ演算部(21)と、始動時に
は、速度適応機構(7)にて演算される電動機速度推定
値ωr # の積分項に、推定速度チャージ演算部(21)
に設定されている電動機速度最大値(±ωr max )のう
ち誘導電動機を回転させようとする方向と同一回転方向
の極性の電動機速度最大値を代入するためのスイッチ
(23,24)とを有し、始動時において電流制御器
(3)へ送る1次トルク軸電流指令値(i1b * )を零に
維持した状態で1次励磁軸電流指令値(i1a * )を零か
ら漸増させていくことを特徴とする。
【0037】また第2の本発明の構成では、前記1次励
磁軸電流指令値(i1a * )を漸増し始めた時点から、あ
らかじめ設定した時間が経過したら、1次トルク軸電流
指令値(i1b * )を有効にして電流制御器(3)へ送る
ことを特徴とする。
磁軸電流指令値(i1a * )を漸増し始めた時点から、あ
らかじめ設定した時間が経過したら、1次トルク軸電流
指令値(i1b * )を有効にして電流制御器(3)へ送る
ことを特徴とする。
【0038】本発明では、フリーラン回転中の誘導電動
機を始動する場合には、電動機速度推定値は用いず、電
動機速度最大値を速度適応機構の推定速度積分値に代入
する。これにより推定値が実際のモータ速度と一致する
まで速度サーチが行なわれる。
機を始動する場合には、電動機速度推定値は用いず、電
動機速度最大値を速度適応機構の推定速度積分値に代入
する。これにより推定値が実際のモータ速度と一致する
まで速度サーチが行なわれる。
【0039】
【実施例】以下に本発明の実施例を図面に基づき詳細に
説明する。なお従来技術と同一部分には同一符号を付
し、重複する説明は省略する。
説明する。なお従来技術と同一部分には同一符号を付
し、重複する説明は省略する。
【0040】図1は本発明の実施例に係る誘導電動機の
速度センサレスベクトル制御装置を示す。本実施例は、
図4に示す従来の制御装置に、更に、推定速度チャージ
演算部21、及びスイッチ23,24を付加した構成と
なっている。
速度センサレスベクトル制御装置を示す。本実施例は、
図4に示す従来の制御装置に、更に、推定速度チャージ
演算部21、及びスイッチ23,24を付加した構成と
なっている。
【0041】推定速度チャージ演算部21には、誘導電
動機1の最大速度である正転方向及び逆転方向の電動機
速度最大値+ωr max ,−ωr max があらかじめ設定さ
れている。
動機1の最大速度である正転方向及び逆転方向の電動機
速度最大値+ωr max ,−ωr max があらかじめ設定さ
れている。
【0042】次に、本実施例において、フリーラン状態
からベクトル制御状態に移行させて誘導電動機1を始動
させるときの動作状態を、図1及び図2を参照して説明
する。
からベクトル制御状態に移行させて誘導電動機1を始動
させるときの動作状態を、図1及び図2を参照して説明
する。
【0043】フリーラン回転中の誘導電動機1を始動す
るには、運転指令を投入したと同時に(時刻t1 )、モ
ータ回転方向と同極性の電動機速度最大値を、推定速度
チャージ演算部21から出力するようにスイッチ23,
24を操作する。つまりスイッチ23を投入すると共
に、モータ回転方向が正転であるときには、スイッチ2
4を+側に投入して推定速度チャージ演算部21から正
転の電動機速度最大値+ωr max を出力させ、回転方向
指令が逆転であるときには、スイッチ24を−側に投入
して推定速度チャージ演算部21から逆転の電動機速度
最大値−ωr maxを出力させる。これにより、速度適応
機構7には電動機速度最大値±ωr max が入力され速度
適応機構7にて演算される電動機速度推定値の積分項に
電動機速度最大値±ωr max が代入される。なおスイッ
チ23は1制御周期が経過すると開放される。
るには、運転指令を投入したと同時に(時刻t1 )、モ
ータ回転方向と同極性の電動機速度最大値を、推定速度
チャージ演算部21から出力するようにスイッチ23,
24を操作する。つまりスイッチ23を投入すると共
に、モータ回転方向が正転であるときには、スイッチ2
4を+側に投入して推定速度チャージ演算部21から正
転の電動機速度最大値+ωr max を出力させ、回転方向
指令が逆転であるときには、スイッチ24を−側に投入
して推定速度チャージ演算部21から逆転の電動機速度
最大値−ωr maxを出力させる。これにより、速度適応
機構7には電動機速度最大値±ωr max が入力され速度
適応機構7にて演算される電動機速度推定値の積分項に
電動機速度最大値±ωr max が代入される。なおスイッ
チ23は1制御周期が経過すると開放される。
【0044】このときデジタル電流制御器3に送る1次
励磁軸電流指令値i1b * の値を零にすると共に、デジタ
ル電流制御器3に送る1次励磁軸電流指令値i1a * を徐
々に増加させていく。また1次励磁軸電流指令値i1a *
を増加し始めると同時に、同一次元磁束オブザーバ4及
び速度適用機構7による速度推定演算を開始する。
励磁軸電流指令値i1b * の値を零にすると共に、デジタ
ル電流制御器3に送る1次励磁軸電流指令値i1a * を徐
々に増加させていく。また1次励磁軸電流指令値i1a *
を増加し始めると同時に、同一次元磁束オブザーバ4及
び速度適用機構7による速度推定演算を開始する。
【0045】速度推定演算されて速度適応機構7から出
力される電動機速度推定値ωr # は初期設定された電動
機速度最大値±ωr max からスタートして実際のモータ
速度と一致するまで速度サーチしながら降下してくる。
そして時刻t2 において、速度サーチが完了する。つま
り電動機速度推定値ωr # と実際の電動機速度ωr とが
一致する。この場合、1次トルク軸電流指令値i1b * を
零に維持したまま1次励磁軸電流指令値i1a * を漸増さ
せているため、速度サーチ中に過電流が生じることを防
ぐことができ、また安定して速度サーチができる。
力される電動機速度推定値ωr # は初期設定された電動
機速度最大値±ωr max からスタートして実際のモータ
速度と一致するまで速度サーチしながら降下してくる。
そして時刻t2 において、速度サーチが完了する。つま
り電動機速度推定値ωr # と実際の電動機速度ωr とが
一致する。この場合、1次トルク軸電流指令値i1b * を
零に維持したまま1次励磁軸電流指令値i1a * を漸増さ
せているため、速度サーチ中に過電流が生じることを防
ぐことができ、また安定して速度サーチができる。
【0046】運転指令が投入された時点t1 から、速度
サーチが完了する時刻よりも遅れるように設定した時間
Tが経過した後(時刻t3 後)に、1次トルク軸電流指
令値i1b * をそのままデジタル電流制御器3へ送る。つ
まり時刻t3 以後は、通常のベクトル制御運転に移行す
る。
サーチが完了する時刻よりも遅れるように設定した時間
Tが経過した後(時刻t3 後)に、1次トルク軸電流指
令値i1b * をそのままデジタル電流制御器3へ送る。つ
まり時刻t3 以後は、通常のベクトル制御運転に移行す
る。
【0047】1次トルク軸電流指令値i1b * を有効にす
るのは、速度サーチが完了した後にする必要がある。本
実施例では、速度サーチが完了したことを直接的に検出
することはせず、時刻t1 から設定時間Tが経過したと
ころで1次トルク電流指令値i1b * を有効にして通常の
ベクトル制御に移行するようにした。このため速度サー
チが完了したことを判定する演算が不要で、回路構成を
簡単にすることができる。
るのは、速度サーチが完了した後にする必要がある。本
実施例では、速度サーチが完了したことを直接的に検出
することはせず、時刻t1 から設定時間Tが経過したと
ころで1次トルク電流指令値i1b * を有効にして通常の
ベクトル制御に移行するようにした。このため速度サー
チが完了したことを判定する演算が不要で、回路構成を
簡単にすることができる。
【0048】
【発明の効果】以上実施例と共に具体的に説明したよう
に本発明によれば、PWM制御インバータを運転開始す
る際に、速度適応機構にて演算される電動機速度推定値
の積分項に、推定速度チャージ演算部にあらかじめ設定
した、モータ回転方向と同一方向の電動機速度最大値を
代入すると共に、1次電流指令値のトルク軸成分を零に
維持しつつ励磁軸成分を漸増するため、モータがフリー
ラン回転中にある場合でも、迅速且つ確実に速度サーチ
を行うことができる。この場合、スイッチング動作をす
るだけで電動機速度最大値に切り換えることがで、1次
制御周期のみ代入するのを実行すればよいので、制御動
作は簡単である。また1次電流指令値の励磁軸成分を漸
増させているため、過電流が発生することなく安定した
速度サーチができる。
に本発明によれば、PWM制御インバータを運転開始す
る際に、速度適応機構にて演算される電動機速度推定値
の積分項に、推定速度チャージ演算部にあらかじめ設定
した、モータ回転方向と同一方向の電動機速度最大値を
代入すると共に、1次電流指令値のトルク軸成分を零に
維持しつつ励磁軸成分を漸増するため、モータがフリー
ラン回転中にある場合でも、迅速且つ確実に速度サーチ
を行うことができる。この場合、スイッチング動作をす
るだけで電動機速度最大値に切り換えることがで、1次
制御周期のみ代入するのを実行すればよいので、制御動
作は簡単である。また1次電流指令値の励磁軸成分を漸
増させているため、過電流が発生することなく安定した
速度サーチができる。
【0049】また速度サーチ完了後に1次電流指令値の
トルク軸成分を有効にすることにより、通常のベクトル
制御にスムーズに移行することができる。
トルク軸成分を有効にすることにより、通常のベクトル
制御にスムーズに移行することができる。
【図1】本発明の実施例を示す構成図。
【図2】実施例の動作状態を示すタイムシーケンス図。
【図3】従来技術を示す構成図。
【図4】従来技術を示す構成図。
1 誘導電動機 2 PWM制御インバータ 3 デジタル電流制御器 4 同一次元磁束オブザーバ 5 すべり算出器 6 速度制御器 7 速度適応機構 8 座標変換器 9 座標変換器 10 座標変換器 11 基本位相角算出用積分器 16 すべり角周波数修正用積分器 17 加算器 21 推定速度チャージ演算部 23,24 スイッチ ωs すべり角周波数 ωs * すべり角周波数指令値 ωsc すべり角周波数修正値 ω0 電源角周波数 ωr 電動機速度 ωr * 電動機速度指令値 ωr # 電動機速度推定値 ωr max 電動機速度最大値 v1 1次電圧 v1a 1次励磁軸電圧 v1b 1次トルク軸電圧 v1 * 1次電圧指令値 v1a * ,v1d * 1次励磁軸電圧指令値 v1b * ,v1q * 1次トルク軸電圧指令値 iu ,iv ,iw 1次電流 i1 1次電流検出値 i1a,i1d 1次励磁軸電流検出値 i1b,i1q 1次トルク軸電流検出値 i1 * 1次電流指令値 i1a * 1次励磁軸電流指令値 i1b * 1次トルク軸電流指令値 i1 # 1次電流推定値 i1d # 1次励磁軸電流推定値 i1q # 1次トルク軸電流推定値 λ2 2次磁束 λ2a,λ2d 2次励磁軸磁束 λ2b,λ2q 2次トルク軸磁束 λ2 # 2次磁束推定値 λ2a # ,λ2d # 2次励磁軸磁束推定値 λ2b # ,λ2q # 2次トルク軸磁束推定値 vu ,vv ,vw 1次電圧制御指令電圧 θ0 基本位相角
Claims (2)
- 【請求項1】 同期回転座標上の1次励磁軸電流指令値
(i1a * )及び1次トルク軸電流指令値(i1b * )と1
次励磁軸電流検出値(i1a)及び1次トルク軸電流検出
値(i1b)と電源角周波数(ω0 )を入力し、誘導電動
機の電流非干渉化制御を行ない1次励磁軸電圧指令値
(v1a * )及び1次トルク軸電圧指令値(v1b * )を出
力する電流制御器(3)と、 前記電流制御器(3)の出力を固定子座標上に変換した
1次励磁軸電圧指令値(v1d * )及び1次トルク軸電圧
指令値(v1q * )を基に誘導電動機(1)を速度制御す
る電力変換器(2)と、 1次励磁軸電流検出値(i1d)及び1次トルク軸電流検
出値(i1q)と1次励磁軸電圧指令値(v1d * )及び1
次トルク軸電圧指令値(v1q)と電動機速度推定値(ω
r # )をぞれぞれ入力し、固定子座標上の1次励磁軸電
流推定値(i1d # )及び1次トルク軸電流推定値(i1q
# )と2次励磁軸磁束推定値(λ2d # )及び2次トルク
軸磁束推定値(λ2q # )を推定する同一次元磁束オブザ
ーバ(4)と、 1次励磁軸電流検出値(i1d)及び1次トルク軸電流検
出値(i1q)と1次励磁軸電流推定値(i1d # )及び1
次トルク軸電流推定値(i1q # )と2次励磁軸磁束推定
値(λ2d # )及び2次トルク軸磁束推定値(λ2q # )を
それぞれ入力し、電動機速度推定値(ωr # )を比例・
積分演算により推定演算して出力する速度適応機構
(7)と、 1次励磁軸電流指令値(i1a * )及び1次トルク軸電流
指令値(i1b * )を基に誘導電動機(1)のすべり角周
波数指令(ωs * )を演算し出力するすべり算出器
(5)と、 前記すべり算出器(5)の出力であるすべり角周波数指
令値(ωs * )に電動機速度推定値(ωr # )を加算し
て前記電流制御器(3)の制御入力である電源角周波数
(ω0 )を出力する加算器(17)と、 を具備する誘導電動機の速度センサレスベクトル制御装
置において、 誘導電動機の正転方向及び逆転方向の最大速度を示す正
転方向及び逆転方向の電動機速度最大値(±ωr max )
があらかじめ設定されている推定速度チャージ演算部
(21)と、 始動時には、速度適応機構(7)にて演算される電動機
速度推定値ωr # の積分項に、推定速度チャージ演算部
(21)に設定されている電動機速度最大値(±ω
r max )のうち誘導電動機を回転させようとする方向と
同一回転方向の極性の電動機速度最大値を代入するため
のスイッチ(23,24)とを有し、 始動時において電流制御器(3)へ送る1次トルク軸電
流指令値(i1b * )を零に維持した状態で1次励磁軸電
流指令値(i1a * )を零から漸増させていくことを特徴
とする誘導電動機の速度センサレスベクトル制御装置。 - 【請求項2】 前記1次励磁軸電流指令値(i1a * )を
漸増し始めた時点から、あらかじめ設定した時間が経過
したら、1次トルク軸電流指令値(i1b * )を有効にし
て電流制御器(3)へ送ることを特徴とする請求項1の
誘導電動機の速度センサレスベクトル制御装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP6212452A JPH0880096A (ja) | 1994-09-06 | 1994-09-06 | 誘導電動機の速度センサレスベクトル制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP6212452A JPH0880096A (ja) | 1994-09-06 | 1994-09-06 | 誘導電動機の速度センサレスベクトル制御装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0880096A true JPH0880096A (ja) | 1996-03-22 |
Family
ID=16622861
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP6212452A Pending JPH0880096A (ja) | 1994-09-06 | 1994-09-06 | 誘導電動機の速度センサレスベクトル制御装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0880096A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP2273667A3 (en) * | 2009-07-06 | 2018-02-14 | Jtekt Corporation | Motor control unit and vehicle steering apparatus |
CN108390595A (zh) * | 2017-12-29 | 2018-08-10 | 徐州中矿大传动与自动化有限公司 | 刮板机重载自适应启动控制装置及启动控制方法 |
-
1994
- 1994-09-06 JP JP6212452A patent/JPH0880096A/ja active Pending
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP2273667A3 (en) * | 2009-07-06 | 2018-02-14 | Jtekt Corporation | Motor control unit and vehicle steering apparatus |
CN108390595A (zh) * | 2017-12-29 | 2018-08-10 | 徐州中矿大传动与自动化有限公司 | 刮板机重载自适应启动控制装置及启动控制方法 |
CN108390595B (zh) * | 2017-12-29 | 2023-11-14 | 江苏国传电气有限公司 | 刮板机重载自适应启动控制装置及启动控制方法 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20010807 |