JPH0856176A

JPH0856176A - 直接変換受信機

Info

Publication number: JPH0856176A
Application number: JP18948394A
Authority: JP
Inventors: Katsuaki Abe; 克明安倍; Masahiro Mimura; 政博三村; Makoto Hasegawa; 誠長谷川; Katsushi Yokosaki; 克司横崎
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1994-08-11
Filing date: 1994-08-11
Publication date: 1996-02-27
Anticipated expiration: 2018-05-26
Also published as: JP3409451B2

Abstract

(57)【要約】【目的】無線通信のＦＳＫ信号の直接変換受信機に関
し、従来２つ必要であった高周波帯で動作する混合器を
１つとし、低消費電力化する。【構成】局部発振器１０４の出力を９０度移相分配器
１０４で互いに９０度位相の異なる同相信号と直交信号
に分配し、拡散符号生成手段１０５、１０６の出力を用
いて直接拡散手段１０７、１０８でそれぞれ直接拡散
し、合成手段１０９で合成することで符号分割多重。こ
の多重信号を用いて混合器１０２でＦＳＫ信号との混合
を行い、ベースバンド帯で、符号分割多重で用いた拡散
符号１１６、１１７を用いて逆拡散手段１１０、１１１
により逆拡散することで、同相成分と直交成分との分離
を行い、低域通過フィルタ１１２、１１３でそれぞれ帯
域制限することによりＩ、Ｑ信号を得、直交復調手段１
１４で直交復調を行なう。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、主としてディジタル無
線通信の直接変換受信機に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、ディジタル無線通信における周波
数偏移変調（ＦＳＫ：ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＳｈｉｆｔ
Ｋｅｙｉｎｇ；フリケンシー・シフト・キーイング）
変調方式の受信機として、直接変換受信機が集積回路化
に適した構成として検討されている。この直接変換受信
機の構成としては、例えば特開昭５５−１４７０１号公
報に記載されている構成が知られている。以下、図７を
参照して従来のＦＳＫデータ復調器について簡単に説明
する。

【０００３】図７において、受信されたＦＳＫ信号７０
１は、混合器７０２と７０３に供給される。また、ＦＳ
Ｋ信号７０１の搬送波とほぼ等しい周波数を生成する局
部発振器７０４の出力は９０度移相分配器７０５により
移相され、互いに位相が９０度異なる２信号に分配さ
れ、それぞれ混合器７０２、７０３に供給される。この
例では、混合器７０２へ供給する信号の位相が混合器７
０３へ供給する信号の位相よりも９０度進んでいるとす
る。混合器７０２の出力信号は、低域通過フィルタ７０
６により帯域制限され、同相ベースバンド信号（Ｉ信
号）７０８が得られる。また、混合器７０３の出力信号
は、低域通過フィルタ７０７により帯域制限され、直交
ベースバンド信号（Ｑ信号）７０９が得られる。Ｉ信号
７０８とＱ信号７０９はお互いに直交位相で、かつＦＳ
Ｋ信号の周波数偏移の上下により互いの位相遅延関係が
反転する関係にある。Ｉ信号７０８、Ｑ信号７０９はそ
れぞれ、振幅制限増幅器７１０、７１１を通し、ディジ
タル信号７１２、７１３を得る。そして、Ｄフリップフ
ロップ７１４のＤ入力端子にディジタル信号７１２を入
力し、クロック入力端子に、ディジタル信号７１３を入
力し、Ｄフリップフロップ７１４の出力信号７１５を用
いて最終的な復調結果を得る。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】直接変換受信機は、集
積回路化による小型化、軽量化に適した構成であること
から、移動体無線の端末等に用いられることが多い。こ
のような用途では、電池駆動が主流であるため、駆動時
間の延長に対する要求から、回路の低消費電力化が求め
られている。従来例に示したような直接変換による受信
機構成は、ＩＱベースバンド信号を得るために、ＦＳＫ
信号の搬送波周波数付近、すなわち高周波帯で動作する
混合器が２つ必要である。高周波帯で動作する素子は、
一般に動作電流を多く必要とする。したがって、低消費
電力化を図る場合において、電流消費量が多い高周波能
動回路が少ない構成が望ましい。

【０００５】本発明は前前述のような問題点を解消する
ためになされたものであり、従来２つ必要であった高周
波帯で動作する混合器を１つにし、受信回路の低消費電
力化を図ることを目的とする。

【０００６】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明の直接変換受信機は、ＦＳＫ信号の搬送波と
ほぼ等しい周波数を生成する局部発振器と、入力信号を
移相して互いに位相が９０度異なる２信号に分配して出
力する９０度移相分配器と、直接スペクトル拡散を行う
ための互いに相関の低い拡散符号を生成する第１の拡散
符号生成手段と、第２の拡散符号生成手段と、第１の拡
散符号出力を用いて入力信号を直接拡散する第１の直接
拡散手段と、第２の拡散符号出力を用いて入力信号を直
接拡散する第２の直接拡散手段と、２つの入力信号を加
算合成する合成手段と、２つの入力信号を混合する混合
器と、第１の拡散符号出力を用いて入力信号を逆拡散す
る第１の逆拡散手段と、第１の逆拡散手段の出力信号を
帯域制限する第１の低域通過フィルタと、第２の拡散符
号出力を用いて入力信号を逆拡散する第２の逆拡散手段
と、第２の逆拡散手段の出力信号を帯域制限する第２の
低域通過フィルタと、第１の低域通過フィルタの出力信
号と第２の低域通過フィルタの出力信号を用いてＦＳＫ
信号の復調を行う直交復調手段とを有するものである。

【０００７】本発明はまた、前記の第１、第２の直接拡
散手段と第１、第２の逆拡散手段と第１、第２の拡散符
号生成手段のうち、第１の直接拡散手段と第１の逆拡散
手段と第１の拡散符号生成手段のみによる構成であって
もよいし、第２の直接拡散手段と第２の逆拡散手段と第
２の拡散符号生成手段のみによる構成であってもよい。

【０００８】

【作用】本発明は上記の構成により、受信したＦＳＫ信
号の搬送波信号とほぼ等しい周波数の局部発振器出力を
９０度移相分配器により移相し、互いに９０度位相の異
なる同相信号と直交信号に分配し、第１の直接拡散手段
により同相信号を直接拡散し、第２の直接拡散手段によ
り直交信号を直接拡散し、合成手段により両拡散出力を
加算合成し、混合器において受信したＦＳＫ信号と混合
する。得られた混合器出力を、一方では同相信号の直接
拡散に用いた拡散符号を用いて逆拡散することにより、
同相信号とＦＳＫ信号との混合結果が分離され、低域通
過フィルタで帯域制限することにより、同相ベースバン
ド信号（Ｉ信号）成分を得る。また、一方では直交信号
の直接拡散に用いた拡散符号を用いて逆拡散することに
より、直交信号とＦＳＫ信号との混合結果が分離され、
低域通過フィルタで帯域制限することにより、直交ベー
スバンド信号（Ｑ信号）成分を得る。このＩ信号、Ｑ信
号を用いて直交復調を行うことにより、受信したＦＳＫ
信号の復調を可能とする。

【０００９】

【実施例】

（実施例１）以下、本発明の第１の実施例について、図
面を参照しながら説明する。図１は本発明の第１の実施
例における直接変換受信機のブロック結線図である。

【００１０】図１において、１０１は周波数偏移変調さ
れたＦＳＫ信号、１０２は２つの入力信号を混合して出
力する混合器、１０３はＦＳＫ信号１０１の搬送波とほ
ぼ等しい周波数を生成する局部発振器、１０４は信号を
分配して互いに位相が９０度異なるように移相し、相対
的に位相の進んだ信号（同相信号とする）と、相対的に
移相の遅れた信号（直交信号とする）とを出力する９０
度移相分配器、１０５、１０６は直接スペクトル拡散を
するための、互いに相関が低く、かつＦＳＫ信号の周波
数偏移よりも周期の短い拡散符号を生成する拡散符号生
成手段、１０７、１０８は拡散符号を用いて入力信号の
直接拡散を行う直接拡散手段、１０９は２つの入力信号
を加算合成する合成手段、１１０、１１１は拡散符号を
用いて入力信号の逆拡散を行う逆拡散手段、１１２、１
１３はそれぞれＩ、Ｑベースバンド信号成分を通過させ
る低域通過フィルタ、１１４はＩ、Ｑ信号を用いて直交
復調を行う直交復調手段、１１５は直交復調手段１１４
で出力された復調結果出力、１１６は拡散符号生成手段
１０５の拡散符号出力、１１７は拡散符号生成手段１０
６の拡散符号出力、１１８は混合器１０２の出力、１１
９は混合器１０２の一方の入力端、１２０は９０度移相
分配器１０４の入力端である。

【００１１】拡散符号生成手段１０５、１０６は例えば
それぞれ図２(a)に示したシフトレジスタ２０１と排他
的論理和回路２０２、２０３と、否定論理和回路２０４
と、シフトレジスタのシフトタイミングを供給する発振
器２０５により構成される疑似ランダム符号生成器２１
０である。

【００１２】また、直接拡散手段１０７、１０８は例え
ばそれぞれ図２(b)に示した入力信号の符号を反転し、
利得が１である反転増幅器２０６と、拡散符号入力に応
じて出力を、前記入力信号と反転増幅器の出力信号との
間で切り換える高周波切り換え手段２０７により構成さ
れているとする。

【００１３】また、逆拡散手段１１０、１１１は例えば
それぞれ図２(c)に示した入力信号の符号を反転し、利
得が１である反転増幅器２０８と、拡散符号入力に応じ
て出力を、前記入力信号と反転増幅器の出力信号との間
で切り換える低周波切り換え手段２０９により構成され
ているとする。

【００１４】また、直交復調手段１１４は、例えば図７
で示した、振幅制限増幅器７１０、７１１、およびＤフ
リップフロップ７１４により構成されているとする。

【００１５】以上のように構成された直接変換受信機の
動作について以下で説明する。まず、受信されたＦＳＫ
信号１０１は、入力端１１９に入力され、混合器１０２
へ供給される。また、ＦＳＫ信号１０１の搬送波信号と
ほぼ等しい周波数を生成する局部発振器１０３の出力信
号は、入力端１２０に入力され、９０度移相分配器１０
４により分配され、互いに位相が９０度異なるように移
相し、相対的に位相の進んだ同相信号と遅れた直交信号
とを出力する。同相信号は、直接拡散手段１０７におい
て、拡散符号生成手段１０６で生成された拡散符号１１
７を用いて直接拡散され、合成手段１０９へ供給され
る。また直交信号は、直接拡散手段１０８において、拡
散符号生成手段１０５で生成された拡散符号１１６を用
いて直接拡散され、合成手段１０９へ供給される。合成
手段１０９は、前記直接拡散手段１０７と１０８の出力
信号を加算合成し、符号分割多重信号として、混合器１
０２へ供給する。混合器１０２は、前記符号分割多重信
号とＦＳＫ信号１０１との混合結果を出力し、一方は逆
拡散手段１１０へ供給され、また一方では逆拡散手段１
１１へ供給される。

【００１６】逆拡散手段１１０は、拡散符号１１７を用
いて混合器出力信号１１８を逆拡散することにより、同
相信号成分とＦＳＫ信号１０１との混合出力成分を得
る。この出力を低域通過フィルタ１１２において帯域制
限することにより、Ｉ信号成分のみが分離され、直交復
調手段１１４へ供給される。

【００１７】また、逆拡散手段１１１は、拡散符号１１
６を用いて混合器出力信号１１８を逆拡散することによ
り、直交信号成分とＦＳＫ信号１０１との混合出力成分
を得る。この出力を低域通過フィルタ１１３において帯
域制限することにより、Ｑ信号成分のみが分離され、直
交復調手段１１４へ供給される。

【００１８】直交復調手段１１４は、前記Ｉ信号とＱ信
号の間の位相遅延関係を利用して受信ＦＳＫ信号の復調
を行い、復調結果１１５を出力する。この直交復調手段
１１４が例えば図７のような振幅制限増幅器７１０、７
１１とＤフリップフロップ７１４で構成されている場合
の動作は、以下のようになる。

【００１９】すなわち、前記Ｉ信号、Ｑ信号はそれぞれ
振幅制限増幅器７１０、７１１により振幅制限増幅さ
れ、Ｄフリップフロップ７１４のＤ入力、クロック入力
に供給される。Ｄフリップフロップ７１４は、クロック
入力であるＱ信号の立ち上がりを検出すると、Ｄ入力で
あるＩ信号の符号を取り込む。すなわち、前記Ｉ信号が
前記Ｑ信号よりも位相が９０°遅れている場合、前記Ｑ
信号の立ち上がりにおいて、前記Ｉ信号の位相は立ち上
がり点にまで達していないため、”Ｌ”の符号がＤ入力
に供給される。したがって、前記フリップフロップの出
力として”Ｌ”を得る。

【００２０】逆に、Ｉ信号がＱ信号よりも位相が９０°
進んでいる場合には、前記ＤフリップフロップはＱ信号
の立ち上がりにおいて、すでにＩ信号の位相は立ち上が
り点よりも後にあるため、”Ｈ”がＤ入力に供給され
る。したがって、前記Ｄフリップフロップの出力とし
て”Ｈ”を得る。

【００２１】以上のように、本実施例によれば、局部発
振器１０３の出力を９０度移相分配器１０４により移相
して同相成分と直交成分に分配し、それぞれを互いに相
関の低い拡散符号を用いて直接拡散してから加算合成し
た信号で、受信ＦＳＫ信号をダウンコンバートし、ベー
スバンド帯において逆拡散を行い、同相ベースバンド成
分と直交ベースバンド成分とを分離することにより、高
周波帯で動作する混合器を一つとし、消費電流を低減す
ることが可能となる。

【００２２】なお、本実施例において示した直接拡散手
段１０７と１０８、逆拡散手段１１０、１１１は、それ
ぞれ図２(b)、(c)の構成を用いたが、この限りではな
く、例えば直接拡散手段は、高周波の混合器であっても
よい。この場合でも、拡散符号の入力側は発振器出力信
号の入力側に比べて低周波であるため、２つの入力がと
もに高速に動作する混合器１０２とは異なり、混合器１
０２に比べて消費電流の少ない構成とすることが可能で
ある。

【００２３】また、本実施例では、直交復調手段１１４
として、振幅制限増幅器７１０、７１１とＤフリップフ
ロップ７１４からなる構成としたが、これに限るもので
はなく、他の構成であってもよい。

【００２４】また、本実施例において、拡散符号生成手
段１０５、１０６として用いた疑似ランダム符号の段数
を５段としているが、これに限るものではなく、符号分
割多重で所望の処理利得が得られるような段数に設定す
ればよい。

【００２５】（実施例２）以下、本発明の第２の実施例
について、図面を参照しながら説明する。図３(a)は本
発明の第２の実施例における直接変換受信機のブロック
結線図である。図３(a)において、図１の構成と異なる
点は、図１で２つ用いていた拡散符号生成手段１０５、
１０６の代わりに、１つの疑似ランダム符号生成器２１
０と、その出力を１シンボル分以上遅延させる遅延器３
０１を設けた点で、その他は図１の構成と同様のもので
ある。

【００２６】以上のように構成された直接変換受信機の
図１と異なる動作をする部分について以下に説明する。

【００２７】一般に、疑似ランダム符号生成器２１０に
より生成される疑似ランダム符号の自己相関関数は、１
シンボル長以上（ただし、拡散符号の繰り返し周期以
内）の時間差があると、ほとんど相関がなくなることが
知られている。したがって、１シンボル分以上の時間差
で出力される信号３０２と３０３は、互いに相関の低い
拡散符号として用いることができ、信号３０２は直接拡
散手段１０８と逆拡散手段１１１に供給され、信号３０
３は直接拡散手段１０７と逆拡散手段１１０に供給され
る。

【００２８】以上のように、本実施例によれば、１つの
疑似ランダム符号生成器により、互いに相関の低い２つ
の拡散符号を得ることができ、拡散符号生成手段を２つ
必要とする実施例１の構成に比べて回路規模を低減する
ことが可能となる。

【００２９】なお、本実施例において、一つの疑似ラン
ダム符号生成器から２つの相関の低い拡散符号を得る方
法として、図３(a)のような遅延器を用いる構成とした
が、この限りではなく、例えば、図３(b)のように、疑
似ランダム符号生成器３０４のシフトレジスタの各出力
のうち、いずれか２つの出力を拡散符号出力として出力
する構成としてもよい。

【００３０】（実施例３）以下、本発明の第３の実施例
について、図面を参照しながら説明する。図４は本発明
の第３の実施例における直接変換受信機のブロック結線
図である。

【００３１】図４において、図１の構成と異なる点は、
図１の構成における拡散符号生成手段１０５と直接拡散
手段１０８と逆拡散手段１１１を取り除いた点であり、
他の構成については図１と同様である。

【００３２】以上のように構成された直接変換受信機の
図１と異なる動作をする部分について、以下に説明す
る。

【００３３】まず、局部発振器１０３の出力信号は、９
０度移相分配器１０４において分配され、互いに位相が
９０度異なるように移相され、同相信号と、直交信号と
を出力する。同相信号は、直接拡散手段１０７において
拡散符号出力１１７を用いて直接拡散され、合成手段１
０９に供給される。また、直交信号は、そのまま合成手
段１０９へ供給される。したがって、合成手段１０９で
は、直接拡散された同相信号成分と、直接拡散されない
直交信号成分との加算合成が行われ、混合器１０２へ供
給される。混合器１０２の出力信号は、一方では逆拡散
手段１１０に供給され、拡散符号出力１１７を用いて逆
拡散が行われる。これにより、直接拡散手段１０７にお
いて直接拡散された同相信号成分とＦＳＫ信号１０１と
の混合結果が逆拡散により出力される。

【００３４】これに対し、直接拡散されていない直交信
号とＦＳＫ信号１０１との混合結果は、拡散符号１１７
により直接拡散されたことになり、低域通過フィルタ１
１２の通過帯域外へ拡散された成分は除去される。した
がって、低域通過フィルタ１１２の出力には、同相信号
成分とＦＳＫ信号１０１との混合結果の低周波成分、す
なわちＩ信号成分が得られる。

【００３５】また、混合器１０２の出力信号のもう一方
は、そのまま低域通過フィルタ１１３へ供給される。こ
れにより、低域通過フィルタ１１３では、直接拡散され
た同相信号成分とＦＳＫ信号１０１との混合結果はほと
んど通過帯域外へ拡散されているため、除去され、直交
信号とＦＳＫ信号１０１との混合結果のうちの低周波成
分、すなわちＱ信号成分が得られる。

【００３６】以上のように、本実施例によれば、局部発
振器１０３の出力の同相成分と直交成分のうち、同相成
分のみを直接拡散して両成分を加算合成し、混合器１０
２によるダウンコンバート後のＩ、Ｑ信号生成におい
て、Ｉ信号の生成の側でのみ逆拡散を行うことにより、
高周波帯で動作する混合器を一つとし、消費電流を低減
することが可能となる。さらに、第１の実施例の構成に
比べて、拡散符号生成手段１０５と直接拡散手段１０８
と逆拡散手段１１１をそれぞれ少なくすることができ、
さらなる低消費電力化が期待できる。

【００３７】なお、本実施例では、図１の拡散符号生成
手段１０５と、直接拡散手段１０８と、逆拡散手段１１
１を取り除いた構成としたが、これに限るものではな
く、例えば、図５のように、図１の構成から拡散符号生
成手段１０６と、直接拡散手段１０７と、逆拡散手段１
１０を取り除いた構成とし、局部発振器出力の同相成分
と直交成分のうち、直交成分のみを直接拡散して両成分
を加算合成し、混合器によるダウンコンバート後のＩ、
Ｑ信号生成において、Ｑ信号の生成の側でのみ逆拡散を
行う構成としてもよい。

【００３８】（実施例４）以下、本発明の第４の実施例
について、図面を参照しながら説明する。図６は本発明
の第４の実施例における直接変換受信機のブロック結線
図である。

【００３９】図６において、図１の構成と異なる点は、
入力端１１９に局部発振器１０３の出力を入力し、入力
端１２０にはＦＳＫ信号１０１を入力する構成とした点
であり、他の構成については図１と同様である。

【００４０】以上のように構成された直接変換受信機の
動作について以下に説明する。まず、受信されたＦＳＫ
信号１０１は、入力端子１２０に入力され、９０度移相
分配器１０４により分配されて互いに位相が９０度異な
るように移相され、相対的に位相の進んだ信号（同相Ｆ
ＳＫ信号とする）と遅れた信号（直交ＦＳＫ信号とす
る）が出力される。同相ＦＳＫ信号は、直接拡散手段１
０７において拡散符号１１７を用いて直接拡散され、合
成手段１０９へ供給される。直交ＦＳＫ信号は、直接拡
散手段１０８において拡散符号１１６を用いて直接拡散
され、合成手段１０９へ供給される。合成手段１０９で
は、前記直接拡散手段１０７と１０８の出力信号が加算
合成され、ＦＳＫ信号１０１の同相成分と直交成分との
符号分割多重信号として混合器１０２へ供給される。混
合器１０２では、入力端子１１９に入力された局部発振
器１０３の出力信号と前記符号分割多重信号との混合が
行われ、逆拡散手段１１０と１１１に供給される。逆拡
散手段１１０では、拡散符号１１７を用いて混合器１０
２の出力信号１１８の逆拡散が行われる。これにより、
直接拡散手段１０７において直接拡散された同相ＦＳＫ
信号成分と局部発振器１０３の出力信号との混合結果が
逆拡散により出力され、低域通過フィルタ１１２により
帯域制限することにより、Ｉ信号が得られる。

【００４１】また、逆拡散手段１１１では、拡散符号１
１６を用いて混合器１０２の出力信号１１８の逆拡散が
行われる。これにより、直接拡散手段１０８において直
接拡散された直交ＦＳＫ信号成分と局部発振器１０３の
出力信号との混合結果が逆拡散により出力され、低域通
過フィルタ１１３により帯域制限することにより、Ｑ信
号が得られる。前記Ｉ信号およびＱ信号を用いて直交復
調手段１１４で復調する動作については第１の実施例と
同様である。

【００４２】以上のように、本実施例によれば、受信し
たＦＳＫ信号を９０度移相分配器１０４により移相して
同相成分と直交成分に分配し、それぞれを互いに相関の
低い拡散符号を用いて直接拡散してから加算合成した信
号を局部発振器の出力信号によりダウンコンバートし、
ベースバンド帯において逆拡散を行い、同相ベースバン
ド成分と直交ベースバンド信号成分とを分離することに
より、高周波帯で動作する混合器を一つとし、消費電流
を低減することが可能となる。

【００４３】なお、本実施例では、受信ＦＳＫ信号の同
相成分と直交成分を共に直接拡散し、ベースバンド部に
おいても、同相成分、直交成分の分離のために、共に逆
拡散を行う構成としたが、この限りではなく、例えば、
同相成分あるいは直交成分のどちらか一方のみを直接拡
散および逆拡散する構成としてもよい。

【００４４】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、直接変換
受信機において従来２つ必要であった高周波帯の混合器
を１つにすることにより、消費電力を低減することが可
能となる。また、従来は受信ＦＳＫ信号と局部発振器出
力を２つの混合器に分配して供給していたが、１つの混
合器に供給すればよいので、それぞれの電力を低く抑え
ることも可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例における直接変換受信機
のブロック結線図

【図２】同実施例における直接変換受信機の要部回路図

【図３】本発明の第２の実施例における直接変換受信機
のブロック結線図

【図４】本発明の第３の実施例における直接変換受信機
のブロック結線図

【図５】同実施例における直接変換受信機の応用例のブ
ロック結線図

【図６】本発明の第４の実施例における直接変換受信機
のブロック結線図

【図７】従来の直接変換受信機のブロック結線図

【符号の説明】

１０２、７０２、７０３混合器１０３、７０４局部発振器１０４、７０５９０度移相分配器１０５、１０６拡散符号生成手段１０７、１０８直接拡散手段１０９合成手段１１０、１１１逆拡散手段１１２、１１３、７０６、７０７低域通過フィルタ１１４直交復調手段２１０、３０４疑似ランダム符号生成手段３０１遅延回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者横崎克司神奈川県横浜市港北区綱島四丁目３番１号松下通信工業株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】周波数偏移変調された第１のＦＳＫ信号
と、前記第１のＦＳＫ信号を入力する第１の入力端子
と、前記第１のＦＳＫ信号の搬送波とほぼ等しい周波数
を生成する第１の局部発振器と、前記第１の局部発振器
の出力を入力する第２の入力端子と、前記第２の入力端
に入力された信号を分配して互いに位相が９０度異なる
ように移相し、相対的に位相の進んだ同相信号と遅れた
直交信号とを出力する９０度移相分配器と、直接スペク
トル拡散を行うための互いに相関の低い拡散符号を生成
する第１、第２の拡散符号生成手段と、前記第１の拡散
符号生成手段による第１の拡散符号出力を用いて前記同
相信号を直接拡散する第１の直接拡散手段と、前記第２
の拡散符号生成手段による第２の拡散符号出力を用いて
前記直交信号を直接拡散する第２の直接拡散手段と、前
記第１の直接拡散手段の出力信号と前記第２の直接拡散
手段の出力信号とを加算合成する合成手段と、前記第１
の入力端子に入力された信号と前記合成手段の出力信号
とを混合する混合器と、前記混合器の出力信号を前記第
１の拡散符号出力を用いて逆拡散し、前記同相信号の成
分と前記第１の入力端子に入力された信号との混合出力
成分を出力する第１の逆拡散手段と、前記第１の逆拡散
手段の出力信号を帯域制限し、同相ベースバンド信号成
分を通過させる第１の低域通過フィルタと、前記混合器
の出力信号を前記第２の拡散符号出力を用いて逆拡散
し、前記直交信号の成分と前記第１の入力端に入力され
た信号との混合出力成分を出力する第２の逆拡散手段
と、前記第２の逆拡散手段の出力信号を帯域制限し、直
交ベースバンド信号成分を通過させる第２の低域通過フ
ィルタと、前記第１の低域通過フィルタの出力信号と前
記第２の低域通過フィルタの出力信号を用いて前記第１
のＦＳＫ信号の復調を行う直交復調手段とを有すること
を特徴とする直接変換受信機。
【請求項２】第２の拡散符号生成手段と第２の直接拡
散手段と第２の逆拡散手段とを省き、合成手段は第１の
直接拡散手段の出力信号と直交信号との加算合成を行
い、第２の低域通過フィルタには、混合器の出力信号を
そのまま供給することを特徴とする請求項１記載の直接
変換受信機。
【請求項３】第１の拡散符号生成手段と第１の直接拡
散手段と第１の逆拡散手段とを省き、合成手段は第２の
直接拡散手段の出力信号と同相信号との加算合成を行
い、第１の低域通過フィルタには、混合器の出力信号を
そのまま供給することを特徴とする請求項２記載の直接
変換受信機。
【請求項４】第１の拡散符号生成手段と第２の拡散符
号生成手段の代わりに、互いに同系列であるが、１符号
長以上の時間差をもった疑似ランダム符号を第１の拡散
符号出力と第２の拡散符号出力として生成する第３の拡
散符号生成手段を設けたことを特徴とする請求項１記載
の直接変換受信機。
【請求項５】第１の入力端子には局部発振器の出力信
号を入力し、第２の入力端子には第１のＦＳＫ信号を入
力することを特徴とする請求項１記載の直接変換受信
機。
【請求項６】直接拡散手段として、入力信号の符号を
反転し、利得が１である高周波反転増幅器と、入力され
た拡散符号に応じて前記反転増幅器の出力と前記入力信
号との間で出力を切り換える高周波切り換え手段とを設
けたことを特徴とする請求項１記載の直接変換受信機。
【請求項７】逆拡散手段として、入力信号の符号を反
転し、利得が１である低周波反転増幅器と、入力された
拡散符号に応じて前記反転増幅器の出力と前記入力信号
との間で出力を切り換える低周波切り換え手段とを設け
たことを特徴とする請求項１記載の直接変換受信機。