JP2002135169A - スペクトル拡散受信機 - Google Patents

スペクトル拡散受信機

Info

Publication number
JP2002135169A
JP2002135169A JP2000363847A JP2000363847A JP2002135169A JP 2002135169 A JP2002135169 A JP 2002135169A JP 2000363847 A JP2000363847 A JP 2000363847A JP 2000363847 A JP2000363847 A JP 2000363847A JP 2002135169 A JP2002135169 A JP 2002135169A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
signal
detector
local
output
phase
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP2000363847A
Other languages
English (en)
Other versions
JP2002135169A5 (ja
JP4505981B2 (ja
Inventor
Silveira Souza Elvino
シルベイラ ソウザ エルビノ
Ryuji Kono
隆二 河野
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Sony Corp
Original Assignee
Sony Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Sony Corp filed Critical Sony Corp
Priority to JP2000363847A priority Critical patent/JP4505981B2/ja
Priority to US10/017,217 priority patent/US7010022B2/en
Publication of JP2002135169A publication Critical patent/JP2002135169A/ja
Publication of JP2002135169A5 publication Critical patent/JP2002135169A5/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP4505981B2 publication Critical patent/JP4505981B2/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7073—Synchronisation aspects
    • H04B1/7085—Synchronisation aspects using a code tracking loop, e.g. a delay-locked loop

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】回路の複雑さがチップレートと無関係で、非常
に高チップレートの電力効率のよいスペクトル拡散シス
テムの設計が可能であり、電力消費を削減可能で、ま
た、チップレートの代わりにデータシンボルレートでデ
ジタル処理を行うことが可能なスペクトル拡散受信機を
提供する。 【解決手段】スペクトル拡散受信機はダイレクトコンバ
ージョン技術に基づく回路２１，２２を採用している。
これらの回路は、大幅に複雑が低減し、標準アプローチ
の完全なデジタル受信機で実現可能なレートより非常に
高速のチップレートのスペクトル拡散受信機を許容す
る、これらの回路を用いることによって、受信機でのデ
ジタル処理は、背景技術のおけるスペクトル拡散および
ＣＤＭＡ受信機の設計に習慣的に用いられるチップレー
トの倍数でなく、データシンボルレートで実行される。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ソフトウェア無線
用のスペクトル拡散受信機、特に、ＦＥＴ広帯域ダイレ
クトコンバージョン回路に基づくダイレクトシーケンス
（直接拡散）ＲＦスペクトル拡散信号のアナログ逆拡散
およびダイレクトコンバージョン用回路、および異なる
タイプのダイレクトシーケンススペクトル拡散のＰＮ
（疑似ランダムノイズ）符号同期および逆拡散用回路に
関するものである。
【０００２】
【従来の技術】ソフトウェア無線の基本概念は、ソフト
ウェアの制御の下、異なるフォーマット、すなわち異な
る変調方式の信号を受信する無線機を容易に再構成可能
なように、可能な限りデジタル処理を利用することにあ
る。シングルステージのＲＦダウンコンバージョンを利
用すると、無線機は、大いに簡易化される。近年、二乗
検波に基づくＦＥＴ検波器の利用に基づくダイレクトコ
ンバージョン用の新規な回路が提案されている（文献
〔１〕、〔２〕を参照：〔１〕M.Abe,N.Sasho,D.Krupez
evic,and V.Brarnkovic,"Receiver circuit"、〔２〕WO
99/33166('99.July.1 ）。これらの回路は、以前可能で
あったよりも、高い帯域性および線形性をともなったダ
イレクトコンバージョン回路の実現を可能にする。
【０００３】直接拡散（ダイレクトシーケンス）スペク
トル拡散受信機に関係するダイレクトコンバージョン回
路の使用は、上述したシングルステージコンバータの利
益よりはるかに大きい利益を有する。シングルステージ
コンバータに加えて、ダイレクトコンバージョン回路
は、アナログ相関器として効果的に動作する。このこと
は、結果としてスペクトル拡散受信機に要求される処理
速度の大幅な低減およびこれに伴う電力消費の削減につ
ながる。
【０００４】図１は、従来の直接拡散スペクトル拡散受
信機のブロック図である。図１の直接拡散スペクトル拡
散受信機１０は、レシーバアンテナ１１、ＲＦフィルタ
１２、マルチステージコンバータ１３、ＲＦフロント−
エンドノイズ削減フィルタ１４、サンプルおよびアナロ
グ−デジタル（Ａ／Ｄ）コンバータ１５、ＰＮコード同
期および同期保持回路１６、およびレイク（ＲＡＫＥ）
受信機（復調器）１７を有している。
【０００５】図１に示すように、直接拡散スペクトル拡
散受信機１０の代表的なインプリメンテーションは、チ
ップレートの複数倍、たとえばチップレート８倍の周波
数で動作するサンプルおよびＡ／Ｄコンバータ１５が後
続するＲＦフロント−エンドノイズ削減フィルタ１４を
含んでいる。３Ｘ帯域における広帯域ＣＤＭＡ（符号分
割多元接続）では、このチップレートは、８×３．８４
＝３０．７２ＭＨｚに等しい。さらに高い帯域では、そ
のレートは１００ＭＨｚを簡単に越えてしまう。受信機
は、ＰＮコード同期および同期保持回路１６を動作させ
て、これらのレートでデジタルで逆拡散を行う。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】受信機がアンテナダイ
バーシティ、あるいはデジタルビーム形成アレイを利用
していると、この回路は、各アレイ要素ごとに繰り返さ
れる。大きな拡散帯域については、回路の複雑さ、これ
に伴う電力消費が大きくなる。
【０００７】チップレートよりシンボルレートの倍数の
クロック周波数で動作させることは、受信機の設計に有
利となる。このことは、逆拡散がアナログ形態で効果的
に実行されれば可能である。
【０００８】本発明の第１の目的は、回路の複雑さがチ
ップレートと無関係で、非常に高チップレートの電力効
率のよいスペクトル拡散システムの設計が可能であり、
電力消費を削減可能なスペクトル拡散受信機を提供する
ことにある。
【０００９】本発明の第２の目的は、チップレートの代
わりにデータシンボルレートでデジタル処理を行うこと
が可能なソフトウェア無線用スペクトル拡散受信機を提
供することにある。
【００１０】本発明の第１の観点によれば、所定の拡散
コードによりある帯域に拡散されたスペクトル拡散信号
を受信するスペクトル拡散受信機であって、所定周波数
のローカル信号を出力するローカル発振器と、受信信号
の拡散コードに応じてローカル拡散コードを生成するロ
ーカル拡散コード生成手段と、上記ローカル発振器によ
るローカル信号および上記ローカル拡散コード生成手段
によるローカル拡散コードに基づいてリファレンスロー
カル信号を生成し、受信信号および上記リファレンスロ
ーカル信号に基づいて位相差を有する２つの信号を生成
し、上記位相差を持つ２つの信号に基づいて逆拡散を行
うダイレクトコンバージョン回路とを有するスペクトル
拡散受信機が提供される。
【００１１】好適には、上記ダイレクトコンバージョン
回路は、上記ローカル信号と上記ローカル拡散コードを
乗算し、リファレンスローカル信号として出力する乗算
器と、受信信号の位相をシフトする第１の位相シフタ
と、上記リファレンスローカル信号の位相をシフトする
第２の位相シフタと、上記リファレンスローカル信号と
上記第１の位相シフタの出力信号とを加算する第１の加
算器と、受信信号と上記第２の位相シフタの出力信号と
を加算する第２の加算器と、上記第１の加算器の出力の
信号レベルを検波する第１の検波器と、上記第２の加算
器の出力の信号レベルを検波する第２の検波器とを有す
る。
【００１２】また、上記ダイレクトコンバージョン回路
は、上記ローカル拡散コードにより上記ローカル信号を
変調し、リファレンスローカル信号として出力する変調
器と、受信信号の位相をシフトする第１の位相シフタ
と、上記リファレンスローカル信号の位相をシフトする
第２の位相シフタと、上記リファレンスローカル信号と
上記第１の位相シフタの出力信号とを加算する第１の加
算器と、受信信号と上記第２の位相シフタの出力信号と
を加算する第２の加算器と、上記第１の加算器の出力の
信号レベルを検波する第１の検波器と、上記第２の加算
器の出力の信号レベルを検波する第２の検波器とを有す
る。
【００１３】また、本発明では、上記第１の検波器の出
力信号に対して所定のフィルタリング処理を行う第１の
フィルタと、上記第２の検波器の出力信号に対して所定
のフィルタリング処理を行う第２のフィルタと、上記第
３の検波器の出力信号に対して所定のフィルタリング処
理を行う第３のフィルタとをさらに有する。
【００１４】また、上記変調器は直交変調器を有する。
【００１５】好適には、上記リファレンスローカル信号
に含まれる拡散コードは、受信信号の拡散コードに同期
している。
【００１６】また、上記受信信号のキャリア周波数は、
上記リファレンスローカル信号のキャリア周波数に略等
しい。
【００１７】また、本発明では、少なくとも第１、第
２、および第３の検波器の一つは、二乗検波器を有す
る。
【００１８】本発明の第２の観点によれば、所定の拡散
コードによりある帯域に拡散されたスペクトル拡散信号
を受信するスペクトル拡散受信機であって、所定周波数
のローカル信号を出力するローカル発振器と、受信信号
および上記ローカル発振器によるローカル信号に基づい
て同期および同期保持処理を介してローカル拡散コード
を生成するローカル拡散コード同期保持手段と、上記ロ
ーカル発振器によるローカル信号および上記ローカル拡
散コード同期保持手段によるローカル拡散コードに基づ
いてリファレンスローカル信号を生成し、受信信号およ
び上記ローカルリファレンス信号に基づいて位相差を有
する２つの信号を生成し、上記位相差を持つ２つの信号
に基づいて逆拡散を行うダイレクトコンバージョン回路
とを有するスペクトル拡散受信機が提供される。
【００１９】好適には、上記ローカル拡散コード同期保
持回路は、制御信号の値に基づいて上記ローカル拡散コ
ードを生成するローカル拡散コード生成器と、所定の時
間だけ上記生成されたローカル拡散コードを遅延させる
第１の位相調整手段と、所定の時間だけ上記生成された
ローカル拡散コードを進行させる第２の位相調整手段
と、上記ローカル信号と上記第１の位相調整手段の出力
信号を乗算する第１の乗算器と、上記ローカル信号と上
記第２の位相調整手段の出力信号を乗算する第２の乗算
器と、上記受信信号と上記第１の乗算器の出力信号とを
加算する第１の加算器と、上記第１の加算器の出力信号
の振幅成分を検波する第１の検波器と、上記第１の検波
器の出力信号の第１のエンベロープを検波する第１のエ
ンベロープ検波手段と、上記受信信号と上記第２の乗算
器の出力信号とを加算する第２の加算器と、上記第２の
加算器の出力信号の振幅成分を検波する第１の検波器
と、上記第２の検波器の出力信号の第２のエンベロープ
を検波する第２のエンベロープ検波手段と、上記第１の
エンベロープと第２のエンベロープ間の差がゼロに近づ
いて減少するように上記制御信号を生成する制御信号生
成手段とを有する。
【００２０】また、上記ローカル拡散コード同期保持回
路は、制御信号の値に基づいて上記ローカル拡散コード
を生成するローカル拡散コード生成器と、所定の時間だ
け上記生成されたローカル拡散コードを遅延させる第１
の位相調整手段と、所定の時間だけ上記生成されたロー
カル拡散コードを進行させる第２の位相調整手段と、上
記ローカル信号と上記第１の位相調整手段の出力信号を
乗算する第１の乗算器と、上記ローカル信号と上記第２
の位相調整手段の出力信号を乗算する第２の乗算器と上
記受信信号の位相をシフトする第１の位相シフタと、上
記第１の乗算器の出力信号の位相をシフトする第２の位
相シフタと、上記第２の乗算器の出力信号の位相をシフ
トする第３の位相シフタと、上記受信信号の位相をシフ
トする第４の位相シフタと、上記第１の位相シフタの出
力信号と上記第１の乗算器の出力信号とを加算する第１
の加算器と、上記受信信号と上記第２の位相シフタの出
力信号とを加算する第２の加算器と、上記受信信号と上
記第３の位相シフタの出力信号とを加算する第３の加算
器と、上記第２の乗算器の出力信号と上記第４の位相シ
フタの出力信号とを加算する第４の加算器と、上記第１
の加算器の出力信号の信号レベルを検波する第１の検波
器と、上記第２の加算器の出力信号の信号レベルを検波
する第２の検波器と、上記第３の加算器の出力信号の信
号レベルを検波する第３の検波器と、上記第４の加算器
の出力信号の信号レベルを検波する第４の検波器と、上
記第１の検波器の出力に対して所定のフィルタリング処
理を行う第１のフィルタと、上記第２の検波器の出力に
対して所定のフィルタリング処理を行う第２のフィルタ
と、上記第３の検波器の出力に対して所定のフィルタリ
ング処理を行う第３のフィルタと、上記第４の検波器の
出力に対して所定のフィルタリング処理を行う第４のフ
ィルタと、上記第１および第２のフィルタの出力に基づ
いて第１のノルムを計算する第１のノルム回路と、上記
第３および第４のフィルタの出力に基づいて第２のノル
ムを計算する第２のノルム回路と、上記第１のノルムと
第２のノルム間の差がゼロに近づいて減少するように上
記制御信号を生成する制御信号生成手段とを有する。
【００２１】また、本発明では、少なくとも上記第１、
第２、第３、および第４の検波器の一つは二乗検波器を
有する。
【００２２】好適には、上記ローカル拡散コード同期保
持回路は、上記第１、第２、第３、および第４のフィル
タの出力からＤＣオフセットを除去する手段を有する。
【００２３】また、上記ローカル拡散コード同期保持回
路は、制御信号の値に基づいて上記同相ローカル拡散コ
ードを生成する第１のローカル拡散コード生成器と、制
御信号の値に基づいて上記直交ローカル拡散コードを生
成する第２のローカル拡散コード生成器と、所定の時間
だけ上記生成された同相および直交ローカル拡散コード
を遅延させる第１の位相調整手段と、所定の時間だけ上
記生成された同相および直交ローカル拡散コードを進行
させる第２の位相調整手段と、上記第１の位相調整手段
の出力信号により上記ローカル信号を変調する第１の直
交変調器と、上記第２の位相調整手段の出力信号により
上記ローカル信号を変調する第２の直交変調器と、上記
受信信号の位相をシフトする第１の位相シフタと、上記
第１の直交変調器の出力信号の位相をシフトする第２の
位相シフタと、上記第２の直交変調器の出力信号の位相
をシフトする第３の位相シフタと、上記受信信号の位相
をシフトする第４の位相シフタと、上記第１の位相シフ
タの出力信号と上記第１の直交変調器の出力信号とを加
算する第１の加算器と、上記受信信号と上記第２の位相
シフタの出力信号とを加算する第２の加算器と、上記受
信信号と上記第３の位相シフタの出力信号とを加算する
第３の加算器と、上記第２の直交変調器の出力信号と上
記第４の位相シフタの出力信号とを加算する第４の加算
器と、上記第１の加算器の出力信号の信号レベルを検波
する第１の検波器と、上記第２の加算器の出力信号の信
号レベルを検波する第２の検波器と、上記第３の加算器
の出力信号の信号レベルを検波する第３の検波器と、上
記第４の加算器の出力信号の信号レベルを検波する第４
の検波器と、上記第１の検波器の出力に対して所定のフ
ィルタリング処理を行う第１のフィルタと、上記第２の
検波器の出力に対して所定のフィルタリング処理を行う
第２のフィルタと、上記第３の検波器の出力に対して所
定のフィルタリング処理を行う第３のフィルタと、上記
第４の検波器の出力に対して所定のフィルタリング処理
を行う第４のフィルタと、上記第１および第２のフィル
タの出力に基づいて第１のノルムを計算する第１のノル
ム回路と、上記第３および第４のフィルタの出力に基づ
いて第２のノルムを計算する第２のノルム回路と、上記
第１のノルムと第２のノルム間の差がゼロに近づいて減
少するように上記制御信号を生成する制御信号生成手段
とを有する。
【００２４】また、上記ローカル拡散コード同期保持回
路は、制御信号の値に基づいて上記同相ローカル拡散コ
ードを生成する第１のローカル拡散コード生成器と、制
御信号の値に基づいて上記直交ローカル拡散コードを生
成する第２のローカル拡散コード生成器と、所定の時間
だけ上記生成された同相ローカル拡散コードを遅延させ
る第１の位相調整手段と、所定の時間だけ上記生成され
た直交ローカル拡散コードを遅延させる第２の位相調整
手段と、所定の時間だけ上記生成された同相ローカル拡
散コードを進行させる第３の位相調整手段と、所定の時
間だけ上記生成された直交ローカル拡散コードを進行さ
せる第４の位相調整手段と、上記ローカル信号と上記第
１の位相調整手段の出力信号を乗算する第１の乗算器
と、上記ローカル信号と上記第２の位相調整手段の出力
信号を乗算する第２の乗算器と、上記ローカル信号と上
記第３の位相調整手段の出力信号を乗算する第３の乗算
器と、上記ローカル信号と上記第４の位相調整手段の出
力信号を乗算する第４の乗算器と、上記受信信号と上記
第１の乗算器の出力信号とを加算する第１の加算器と、
上記受信信号と上記第２の乗算器の出力信号とを加算す
る第２の加算器と、上記受信信号と上記第３の乗算器の
出力信号とを加算する第３の加算器と、上記受信信号と
上記第４の乗算器の出力信号とを加算する第４の加算器
と、上記第１の加算器の出力信号の信号レベルを検波す
る第１の検波器と、上記第２の加算器の出力信号の信号
レベルを検波する第２の検波器と、上記第３の加算器の
出力信号の信号レベルを検波する第３の検波器と、上記
第４の加算器の出力信号の信号レベルを検波する第４の
検波器と、上記第１の検波器の出力に対して所定のフィ
ルタリング処理を行う第１のフィルタと、上記第２の検
波器の出力に対して所定のフィルタリング処理を行う第
２のフィルタと、上記第３の検波器の出力に対して所定
のフィルタリング処理を行う第３のフィルタと、上記第
４の検波器の出力に対して所定のフィルタリング処理を
行う第４のフィルタと、上記第１および第２のフィルタ
の出力に基づいて第１のノルムを計算する第１のノルム
回路と、上記第３および第４のフィルタの出力に基づい
て第２のノルムを計算する第２のノルム回路と、上記第
１のノルムと第２のノルム間の差がゼロに近づいて減少
するように上記制御信号を生成する制御信号生成手段と
を有する。
【００２５】好適には、上記ダイレクトコンバージョン
回路は、上記ローカル信号と上記ローカル拡散コードを
乗算し、リファレンスローカル信号として出力する乗算
器と、受信信号の位相をシフトする第１の位相シフタ
と、上記リファレンスローカル信号の位相をシフトする
第２の位相シフタと、上記リファレンスローカル信号と
上記第１の位相シフタの出力信号とを加算する第１の加
算器と、受信信号と上記第２の位相シフタの出力信号と
を加算する第２の加算器と、上記第１の加算器の出力の
信号レベルを検波する第１の検波器と、上記第２の加算
器の出力の信号レベルを検波する第２の検波器とを有す
る。
【００２６】また、本発明では、上記ダイレクトコンバ
ージョン回路は、上記同相および直交ローカル拡散コー
ドにより上記ローカル信号を変調し、リファレンスロー
カル信号として出力する直交変調器と、受信信号の位相
をシフトする第１の位相シフタと、上記リファレンスロ
ーカル信号の位相をシフトする第２の位相シフタと、上
記リファレンスローカル信号と上記第１の位相シフタの
出力信号とを加算する第１の加算器と、受信信号と上記
第２の位相シフタの出力信号とを加算する第２の加算器
と、上記第１の加算器の出力の信号レベルを検波する第
１の検波器と、上記第２の加算器の出力の信号レベルを
検波する第２の検波器とを有する。
【００２７】本発明の第３の観点によれば、所定の拡散
コードによりある帯域に拡散されたスペクトル拡散信号
を受信するソフトウェア無線用スペクトル拡散受信機で
あって、所定周波数のローカル信号を出力するローカル
発振器と、受信信号および上記ローカル発振器によるロ
ーカル信号に基づいて同期および同期保持のデジタル処
理を介してローカル拡散コードを生成するローカル拡散
コード同期保持手段と、上記ローカル発振器によるロー
カル信号および上記ローカル拡散コード同期保持手段に
よるローカル拡散コードに基づいてリファレンスローカ
ル信号を生成し、受信信号および上記ローカルリファレ
ンス信号に基づいて位相差を有する２つの信号を生成
し、上記位相差を持つ２つの信号に基づいて逆拡散を行
うダイレクトコンバージョン回路とを有する。
【００２８】好適には、上記ローカル拡散コード同期保
持回路は、制御信号の値に基づいて上記同相ローカル拡
散コードを生成する第１のローカル拡散コード生成器
と、制御信号の値に基づいて上記直交ローカル拡散コー
ドを生成する第２のローカル拡散コード生成器と、所定
の時間だけ上記生成された同相および直交ローカル拡散
コードを遅延させる第１の位相調整手段と、所定の時間
だけ上記生成された同相および直交ローカル拡散コード
を進行させる第２の位相調整手段と、上記第１の位相調
整手段の出力信号により上記ローカル信号を変調する第
１の直交変調器と、上記第２の位相調整手段の出力信号
により上記ローカル信号を変調する第２の直交変調器
と、上記受信信号の位相をシフトする第１の位相シフタ
と、上記第１の直交変調器の出力信号の位相をシフトす
る第２の位相シフタと、上記第２の直交変調器の出力信
号の位相をシフトする第３の位相シフタと、上記受信信
号の位相をシフトする第４の位相シフタと、上記第１の
位相シフタの出力信号と上記第１の直交変調器の出力信
号とを加算する第１の加算器と、上記受信信号と上記第
２の位相シフタの出力信号とを加算する第２の加算器
と、上記受信信号と上記第３の位相シフタの出力信号と
を加算する第３の加算器と、上記第２の直交変調器の出
力信号と上記第４の位相シフタの出力信号とを加算する
第４の加算器と、上記第１の加算器の出力信号の信号レ
ベルを検波する第１の検波器と、上記第２の加算器の出
力信号の信号レベルを検波する第２の検波器と、上記第
３の加算器の出力信号の信号レベルを検波する第３の検
波器と、上記第４の加算器の出力信号の信号レベルを検
波する第４の検波器と、上記第１の検波器の出力に対し
て所定のフィルタリング処理を行う第１のフィルタと、
上記第２の検波器の出力に対して所定のフィルタリング
処理を行う第２のフィルタと、上記第３の検波器の出力
に対して所定のフィルタリング処理を行う第３のフィル
タと、上記第４の検波器の出力に対して所定のフィルタ
リング処理を行う第４のフィルタと、上記第１および第
２のフィルタの出力アナログ信号をデジタル信号に変換
する第１のアナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変換手段と、
上記第３および第４のフィルタの出力アナログ信号をデ
ジタル信号に変換する第２のＡ／Ｄ変換手段と、上記第
１のＡ／Ｄ変換手段と第２のＡ／Ｄ変換手段の出力間の
差がゼロに近づいて減少するように上記制御信号を生成
するデジタル処理手段とを有する。
【００２９】本発明によれば、ｎポートダイレクト回路
コンバータにおいては、公称４５度に等しいθだけ位相
がシフトされ、検波機は理想的には二乗関数である。入
力の一つは逆拡散（復調）すべき受信信号である。他の
入力は、直接拡散スペクトル拡散信号である。リファレ
ンス信号は、受信信号のＰＮコードに同期しているＰＮ
（拡散）コードを有する。受信信号のキャリア周波数
は、ローカルリファレンス信号のキャリア周波数に同期
する必要がない、リファレンス信号のキャリア周波数と
略等しい。正確なキャリアおよび位相同期は、デジタル
領域で行われる。
【００３０】受信信号と位相がθだけシフトされたリフ
ァレンスローカル信号の和は、電力検波器に入力され
る。リファレンスローカル信号と位相がθだけシフトさ
れた受信信号は、第２の電力検波器に入力される。第３
の出力は受信信号の電力を生み出す。
【００３１】また、本発明によれば、ＰＮコード同期保
持回路は、トラッキングループのためのエラー信号が二
乗検波器の出力から決定されるダイレクトコンバージョ
ン概念に基づく近ゼロ(near-zero) ＩＦダウンコンバー
タを伴うアーリー(eraly) ・レイト(late)構造を利用す
る。
【００３２】また、複素拡散を用いるスペクトル拡散信
号用のダイレクトコンバージョン受信機においては、Ｑ
ＰＳＫ変調ブロックが、複素拡散器を構成する。受信信
号は複素拡散を伴う信号である。
【００３３】また、たとえば、ソフトウェア無線におけ
うソフトウェアモジュールを利用したダイレクトコンバ
ージョンを伴うスペクトル拡散のための同期保持回路が
一般化される。ソフトウェアモジュールは、初期の荒い
（粗）同期、あるいはＰＮコード同期捕捉が、トラッキ
ングループのためのロック範囲内に引き込む値の領域を
通すＶＣＯの周波数を進める処理を通して、実行するよ
うにプログラムされる。ソフトウェアモジュールは、ま
たエラー信号の生成を含むトラッキングループ用、およ
びこの信号のフィルタリング用アルゴリズムを含む。
【００３４】
【発明の実施の形態】以下、ソフトウェア無線（ＳＤ
Ｒ）用直接拡散スペクトル拡散受信機の最善の形態を、
図面に関連付けて詳細に説明する。
【００３５】図２は、本発明に係るスペクトル拡散受信
機の第１の実施形態を示すブロック図である。
【００３６】スペクトル拡散受信機２０は、図２に示す
ように、ｎ（ｎは３またはそれ以上の整数、本実施形態
では、たとえばｎ＝５または４）ポートダイレクトコン
バージョン回路２１、ＰＮコード同期保持回路２２、デ
ジタル回路２３、およびローカル発振器２４を有してい
る。
【００３７】ｎポートダイレクトコンバージョン回路２
１は、２つの信号、すなわち送信側でＰＮコードｃ
（ｔ）が乗算された受信信号ｒ（ｔ）と、ローカル発振
器２４によるローカル信号ｌ（ｔ）にＰＮコード同期保
持回路２２によるローカルＰＮコード（±１値）を乗算
することにより生成されたローカル信号ｌ（ｔ）とを線
形合成で合成し、一つの信号あるいは２つあるいはそれ
以上の信号を出力する。出力信号のアナログ電力値は、
たとえばＦＥＴ二乗検波器により検波される。
【００３８】ＰＮコード同期回路２２は、送信側からの
受信信号ｒ（ｔ）およびローカル発振器２４によるロー
カル信号ｌ（ｔ）に基づく同期（捕捉）および同期保持
処理を通してローカルＰＮコードを生成する。
【００３９】デジタル回路２３は、ｎポートダイレクト
コンバージョン回路２１の出力信号を、図示しないＡ／
Ｄコンバータを介して受信信号あるいはローカル信号に
含まれる１または複数の信号成分に変換する。
【００４０】次に、ｎポートダイレクトコンバージョン
回路２１およびＰＮコード同期保持回路２２の具体的な
構成および基本的な機能について順を追って説明する。
【００４１】まず、ｎポートダイレクトコンバージョン
回路２１の具体的な構成について説明する。
【００４２】図３は、本発明に係る５（ｎ＝５）ポート
ダイレクトコンバージョン回路の構成例を示す図であ
る。
【００４３】５ポートダイレクトコンバージョン回路２
１０は、図３に示すように、乗算器２１０１、位相シフ
タ２１０２，２１０３、加算器２１０４，２１０５、検
波器２１０６，２１０７，２１０８、およびＲＣフィル
タ２１０９，２１１０，２１１１を有している。
【００４４】ここで、５ポートは、受信信号用入力端子
ＴINr 、ローカル信号用入力端子IN l 、ＲＣフィルタ２
１０９の出力端子（ポート）、ＲＣフィルタ２１１０の
出力端子、およびＲＣフィルタ２１１１の出力端子によ
り構成される。
【００４５】図３において、パラメータθは、位相シフ
ト（理論上は４５°）を示している。実際に実現される
５ポートデバイスは、２つの位相シフトが完全に整合す
る（釣り合う）ことを確実にしている。利得係数ｋijは
回路構成要素パラメータによる。検波器２１０６〜２１
０８の関数ｇ（．）は、二乗関数におおよそあるいは理
想的には等しい非線形関数であり、ＲＣフィルタ２１０
９〜２１１１は、一次ローパスフィルタである。
【００４６】乗算器２１０１においては、受信信号ｒ
（ｔ）が、ＰＮコード同期保持回路２２において同期お
よび同期保持処理を通して得られたＰＮコードｃ（ｔ）
と掛け合わされ、リファレンスローカル信号Ｓ２１０２
が位相シフタ２１０３および加算器２１０４に出力され
る。ローカル信号ｌ（ｔ）がＢｃｏｓ〔ωc ｔ−π／
４〕で与えられると、リファレンスローカル信号は、Ｂ
c （ｔ）ｃｏｓ〔ωc ｔ−π／４〕で与えられる。
【００４７】位相シフタ２１０２においては、受信信号
ｒ（ｔ）がθ（たとえば４５°）だけ位相シフトされ、
信号Ｓ２１０２（ｒθ（ｔ））が加算器２１０４に出力
される。
【００４８】位相シフタ２１０３においては、リファレ
ンスローカルＳ２１０２がθだけ位相シフトされ、信号
Ｓ２１０３が加算器２１０５に出力される。
【００４９】加算器２１０４においては、位相シフタ２
１０２の出力信号Ｓ２１０４とリファレンスローカル信
号Ｓ２１０１が加算され、信号Ｓ２１０４が検波器２１
０７に出力される。
【００５０】加算器２１０５においては、位相シフタ２
１０３の出力信号Ｓ２１０３と受信信号ｒ（ｔ）が加算
され、信号Ｓ２１０５が検波器２１０８に出力される。
【００５１】検波器２１０６においては、受信信号ｒ
（ｔ）の振幅成分が検波され、検波された振幅成分がＲ
Ｃフィルタ２１０９に供給される。
【００５２】検波器２１０７においては、加算器２１０
４の出力信号Ｓ２１０４の振幅成分が検波され、検波さ
れた振幅成分がＲＣフィルタ２１１０に供給される。
【００５３】検波器２１０８においては、加算器２１０
５の出力信号Ｓ２１０５の振幅成分が検波され、検波さ
れた振幅成分がＲＣフィルタ２１１１に供給される。
【００５４】ＲＣフィルタ２１０９は、たとえばローパ
スフィルタ（ＬＰＦ）により構成され、検波器２１０６
による振幅成分に対するフィルタリング処理を行い、パ
ワー信号Ｐ0 をデジタル回路２３に出力する。
【００５５】ＲＣフィルタ２１１０は、たとえばＬＰＦ
により構成され、検波器２１０７による振幅成分に対す
るフィルタリング処理をい、パワー信号Ｐ1 をデジタル
回路２３に出力する。
【００５６】ＲＣフィルタ２１１１は、たとえばＬＰＦ
により構成され、検波器２１０８による振幅成分に対す
るフィルタリング処理をい、パワー信号Ｐ2 をデジタル
回路２３に出力する。
【００５７】ここで、受信信号ｒ（ｔ）が、次のような
両側波帯信号である場合を考察する。
【００５８】
【数１】 ｒ（ｔ）＝Ａｍ（ｔ）ｃｏｓ（ωc ｔ＋φ（ｔ）） （１）
【００５９】ここで、φ（ｔ）はゆっくりと時間変動す
ると仮定した場合の位相であり、ｍ（ｔ）は変調信号で
ある。上述したように、ローカル信号ｌ（ｔ）＝Ｂｃｏ
ｓ〔ωc ｔ−π／４〕とする。
【００６０】もし、ローカル信号ｌ（ｔ）が完全に受信
信号ｒ（ｔ）を同期保持すると、φ（ｔ）＝−π／４と
なる。
【００６１】今、ｇ（．）を二乗関数と仮定する。信号
Ｐ0 はおおよそκ01 2 Ａ2 ／２・ｍ 2 （ｔ）と等しい。
信号Ｐ1 は次のように与えられる。
【００６２】
【数２】
【００６３】ここで、Ｌｐはローパス成分を示し、ｒθ
（ｔ）は位相をθだけシフトしたｒ（ｔ）と等しい。
【００６４】今、上記において、第１項は出力Ｐ0 （κ
11＝κ01ならば同等）、第２項は、ＤＣ（直流）成分、
第３項は所望の信号である。したがって、Ｐ1 およびＰ
0 を処理して、次を得ることができる。
【００６５】
【数３】
【００６６】同様にして、Ｐ2 での出力は、次のように
得られるように処理可能に示すことが可能である。
【００６７】
【数４】
【００６８】パラメータθ＝π／４と設定すると、次を
得ることができる。
【００６９】
【数５】 Ｙ1 ＝ｋｍ（ｔ）ｃ（ｔ）ｃｏｓφ （５）
【００７０】
【数６】 ＹQ ＝−ｋｍ（ｔ）ｃ（ｔ）ｓｉｎφ （６）
【００７１】ここで、ｋは比例定数である。５ポートダ
イレクトコンバージョン回路２１０の出力Ｐ1 およびＰ
2 は、Ｐ0 の多重を減算し、ＤＣ成分の除去する処理が
行われ、これにより上記Ｉ−Ｑ信号が得られる。したが
って、５ポートダイレクトコンバージョン回路２１０
は、Ｉ−Ｑダイレクトコンバータとして使用することが
可能である。
【００７２】なお、回路成分が、κ11＝κ01と仮定でき
るように、都合よく整合されれば、５ポートダイレクト
コンバージョン回路は、図４に示すように、４ポートダ
イレクトコンバージョン回路に適応させることができ
る。ここで、Ｉ−Ｑ成分は、Ｙ 1 およびＹ2 からＤＣオ
フセットを除去することにより得ることができる。
【００７３】今、受信信号ｒ（ｔ）を次のように書くこ
とができる直交変調信号のより一般的なケースについて
考察する。
【００７４】
【数７】
【００７５】多重Ｐ0 を減算し、ＤＣオフセットを除去
する５ポートデバイスの出力処理の後、次のＩ−Ｑ信号
を得ることができる。
【００７６】
【数８】
【００７７】
【数９】
【００７８】転送された（あるいは情報）Ｉ−Ｑ信号は
次のように計算することができる。
【００７９】
【数１０】
【００８０】なお、上記は、θ＝π／４を除く任意の位
相角θについて解くことができる。しかしながら、θ＝
π／４の値は、荒い（骨の折れる）計算に関しては最適
である。θ＝π／４を選択するならば、上記した式は、
次のようになる。
【００８１】
【数１１】
【００８２】オリジナル（変調）Ｉ−Ｑ信号は、式（１
１）のように、ディローテーションマトリクスにより上
記（検波された）Ｉ−Ｑ信号を処理することにより回復
される。この動作を行うため、受信信号のキャリア位相
φの情報が要求される。
【００８３】上記展開の後、５ポートデバイスを、図５
に示すように、効果的に４ポートデバイスに設計するこ
とができる。
【００８４】もしも、前述の展開におけるローカル発振
器２４のローカル信号ｌ（ｔ）が、受信信号のキャリア
に位相ロックしていないならば、上記位相エラーΦは、
時間変動し、実際、Δωとして示す周波数オフセットに
寄与する。Δω＝０を達成し、位相Φを追跡するための
２つの主なアプローチがある。一つのアプローチは位相
ロックループを用いることである。エラー信号は、受信
信号の位相を追跡するためにＶＣＯを駆動するような方
法で、回転されたＩ−Ｑ出力から生成される。
【００８５】もう一つは、位相を正確に追跡する代わり
に、４ポートデバイス出力の粗周波数推定を行い、図６
に示すように、それをステップ入力制御を持つ発振器の
周波数制御に使うことである。
【００８６】図６において、２１０Ａは４ポートダイレ
クトコンバージョン回路を示し、２１１および２１２は
サンプラを示し、２１３および２１４はＡ／Ｄコンバー
タを示し、２１５は位相推定器（エスティメータ）・デ
ィローテータを示し、２１６は粗周波数推定器（エステ
ィメータ）を示し、２１７は電圧制御発振器（ＶＣＯ）
を示している。
【００８７】粗周波数推定アルゴリズムは、受信信号ｒ
（ｔ）のキャリアに対するローカル発振器の周波数ドリ
フトの度合いによって決定される周期により周期的に行
われる。デジタル位相推定器（エスティメータ）２１５
の実現は、変調機構の特性による。ＱＡＭ変調について
は、位相推定器は、デジタルトラッキングループとして
実現可能である。２つの主なアプローチは、Ｎのべき乗
法および決定有向法(decision direct method)である
（文献〔３〕参照：H.Meyr,M.Moeneclaey,and S.Fechte
l,Digital Communication Receivers:Synchronization,
Cannel Estimation,and Signal Processing ）。
【００８８】ダウンコンバージョンのシングルステージ
を用いると、図１におけるスペクトル拡散（ＳＳ）受信
機は、図６のダイレクトコンバータ受信機のハードウェ
アリファレンスモデルに適合する。ＰＮコードチップ検
出のためにダイレクトコンバージョン回路を使用するこ
とができ従来のデジタル相関技術を用いた逆拡散を行う
ことができる。しかしながら、他に採りうる道は、ダイ
レクト検波処理を用いるアナログ相関を実現することで
ある。
【００８９】そのようなダイレクトコンバージョン回路
は図３に示されている。上述したように、図３におい
て、ｃ（ｔ）はＰＮコード（±１値）のローカルレプリ
カを示している。このローカルＰＮコードは、ＰＮコー
ド同期保持回路２２において同期および同期保持処理を
通して得られる必要がある。
【００９０】スペクトル拡散受信機の設計における要点
は、ＰＮコードｃ（ｔ）の同期である。拡散コードがデ
ータにより変調されている場合、この同期を、達成する
のは困難である。
【００９１】実際のシステムにおいては、典型的には、
無変調拡散コードが同期信号として送信される。この信
号は、データフレームの始め、すなわちシンクあるいは
パイロットバースト、あるいはパイロット信号として連
続する場所に現出できる。
【００９２】大きな処理利得および高ＳＮＲの場合、デ
ータシンボルの転送内に符号同期捕捉が発生するＰＮコ
ードにおけるデータ変調と仮定することができる。ここ
での目的として、データ変調を伴わない拡散コードの転
送と仮定することができる。最良な例は、ＩＳ−９５あ
るいはＷＣＤＭＡシステムにおけるパイロット信号であ
る。
【００９３】図７は、図２のＰＮコード同期保持回路の
構成例を示す図である。ＰＮコード同期保持回路２２０
は、図７に示すように、ＰＮコード生成器２２０１、位
相調整回路２２０２，２２０３、乗算器２２０４，２２
０５、加算器２２０６，２２０７、二乗検波器２１０
８，２２０９、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２２１
０，２２１１、エンベロープ検波器２２１２，２２１
３、減算器２２１４、ループフィルタ２２１５、および
ＶＣＯ２２１６を有している。
【００９４】短から中の長さのＰＮコードのシステム
（たとえば、ＩＳ−９５、あるいはＷＣＤＭＡにおける
パイロット信号）では、この回路は、ＰＮコード同期捕
捉(acquisition) および同期保持(tracking)の２つの機
能を実行できる。
【００９５】初期ＰＮコードクロック周波数オフセット
がさほど大きくなければ、ローカルＰＮコード同期捕捉
処理においてＰＮコードを引き入れることによりスライ
ドする。このスライド処理は、結局２つの符号をアライ
メントする（時間的に同期化させる）。そのような時
に、同期保持回路は、２つの符号の同期を維持する。
【００９６】同期保持ループのＶＣＯの周波数のステッ
プ制御は、ＰＮコード長およびフィルタの帯域（あるい
は積分時間に等価）による期間内に現出する同期のため
の実行可能な値にスライドレートが伴うように設計可能
である。
【００９７】具体的には、ＰＮコード生成器２２０１に
おいて、ＰＮコードｃ（ｔ）はＶＣＯ２２１６による制
御信号Ｓ２２１６に基づいて生成され、生成されたＰＮ
コードｃ（ｔ）は、位相調整回路２２０２，２２０３、
および図３の５ポートダイレクトコンバージョン回路２
１０の乗算器２１０１（あるいは図４の４ポートダイレ
クトコンバージョン回路２１０Ａの乗算器２１０１）に
出力される。
【００９８】位相調整回路２２０２においては、ＰＮコ
ード生成器２２０１により生成されたＰＮコードｃ
（ｔ）の位相が、−Δ（公称、Δ＝１／２チップ）だけ
遅延され、信号Ｓ２２０２（ｃ（ｔ−Δ））が乗算器２
２０４に出力される。
【００９９】位相調整回路２２０３においては、ＰＮコ
ード生成器２２０１により生成されたＰＮコードｃ
（ｔ）の位相が、＋Δ（上述したように、公称、Δ＝１
／２チップ）だけ遅延され、信号Ｓ２２０３（ｃ（ｔ＋
Δ））が乗算器２２０５に出力される。
【０１００】乗算器２２０４においては、ローカル信号
ｌ（ｔ）〔＝Ｂｃｏｓ（ω0 ｔ）〕が位相調整回路２２
０２による出力信号Ｓ２２０２と掛け合わされ（乗算さ
れ）、信号Ｓ２２０４（Ｂc （ｔ−Δ）ｃｏｓ（ω0
ｔ））が加算器２２０６に出力される。
【０１０１】乗算器２２０５においては、ローカル信号
ｌ（ｔ）〔＝Ｂc ｃｏｓ（ω0 ｔ）〕が位相調整回路２
２０３による出力信号Ｓ２２０３と掛け合わされ（乗算
され）、信号（Ｂc （ｔ＋Δ）ｃｏｓ（ω0 ｔ））が加
算器２２０７に出力される。
【０１０２】加算器２２０６においては、受信信号ｒ
（ｔ）〔＝Ａｃ（ｔ）ｃｏｓ（ω0 ｔ＋φ）〕と乗算器
２２０４の出力信号Ｓ２２０４を加算し、信号Ｓ２２０
６（ｒ（ｔ）＋ＢC （ｔ−Δ）ｃｏｓ（ω0 ｔ））が二
乗検波器２２０８に出力される。
【０１０３】加算器２２０７においては、受信信号ｒ
（ｔ）と乗算器２２０５の出力信号Ｓ２２０４を加算
し、信号Ｓ２２０７（ｒ（ｔ）＋ＢC （ｔ＋Δ）ｃｏｓ
（ω0 ｔ））が二乗検波器２２０９に出力される。
【０１０４】二乗検波器２２０８においては、信号Ａ１
が加算器２２０７の出力信号Ｓ２２０７に基づいて得ら
れる。
【０１０５】同様に、二乗検波器２２０９においては、
信号Ａ２が加算器２２０８の出力信号Ｓ２２０８に基づ
いて得られる。
【０１０６】ここで、信号Ａ１は次により与えられる。
【０１０７】
【数１２】
【０１０８】バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２２１０の
出力は、次の入力に対するバンドパスフィルタの応答と
して得られる。
【０１０９】
【数１３】
【０１１０】そして、次のように与えられる。
【０１１１】
【数１４】
【０１１２】ここで、バーは図７のバンドパスフィルタ
の帯域の１／２に相当する帯域を有するローパスフィル
タのフィルタリングを示している。
【０１１３】Ｂ１におけるエンベロープ検波器２２１２
の出力は、次のようになる。
【０１１４】
【数１５】
【０１１５】同様に、Ｂ２点における信号（エンベロー
プ検波器２２１３の出力）は次のように与えられる。
【０１１６】
【数１６】
【０１１７】今、方形チップパルスとし、かつＰＮコー
ドの相関自己ノイズを無視すると、引き入れＰＮコード
とローカルに生成されたＰＮコード間のタイミングエラ
ーを対でプロットしたとき、Ｂ１およびＢ２における信
号は、図８に示すような値を持つ。
【０１１８】Ｃ点における信号（減算器２２１４の出
力）は、タイミングエラーの関数として、図９に示すよ
うに、”Ｓ”カーブを追跡する。
【０１１９】図７のＰＮコード同期保持回路２２０は、
ＩＦ周波数ωIFで動作する。それ自体、より簡単なロー
パスフィルタの代わりに二乗検波器の出力において２つ
のバンドパスフィルタを必要とする。
【０１２０】ローカル発振器周波数が、受信信号ｒ
（ｔ）のキャリア周波数と等しい適当な周波数に選択さ
れた同期保持回路のベースバンドバージョンを設計する
ことが可能である。そのような同期保持回路を設計する
ため、二乗検波器２２０８（２２０９）の出力を、入力
信号ｒ（ｔ）およびローカルリファレンス信号Ｌ1
（ｔ）から考察する。
【０１２１】
【数１７】
【０１２２】
【数１８】
【０１２３】今、この信号および可能ならば他の二乗検
波器の出力から、図９のようなトラッキングカーブ（”
Ｓ”カーブ）を生成する必要がある。受信信号とリファ
レンスローカル信号の周波数がロックしていない場合を
考察する。この場合において、位相φは実際には時間変
動であり、φ（ｔ）＝Δωｔと書くことができる。Δω
は小さい周波数オフセットである。
【０１２４】”Ｓ”カーブを生成するためには、”アー
リー(early) ”リファレンス信号Ｌ E （ｔ）＝Ｂc （ｔ
＋τ）ｃｏｓ（ωc −θ）との相関は必ずしも必要でな
いことは明らかである。簡単化のため、図３における電
圧伝達係数ｋijは、１（ｕｎｉｔｙ）に等しいもの仮定
する。二乗検波器の一つの出力は次のようになる。
【０１２５】
【数１９】
【０１２６】上記において、要求される成分は第３項で
ある。しかしながら、この項は、発振し、小さいΔωは
トラッキングループに十分に長い時間にゼロになる。そ
の結果、入力信号をθだけシフトし、ローカルリファレ
ンスｃｏｓ（ωc ｔ）を用いることにより効果的に直交
成分を生成する。ここで、θ＝π／４は位相の公称値で
ある。今、式（１７）および（１８）における信号は、
積分時間の逆(inverse) に等しい帯域のローパスフィル
タでフィルタリングされる。次の４つの信号が得られ
る。
【０１２７】
【数２０】
【０１２８】上記４つの信号の第１項は、ＳＳチップ時
間が積分時間、あるいはローパスフィルタ（ＬＰＦ）帯
域の逆(inverse) より十分に小さいと仮定する定数によ
って近似できる。この定数は、ＤＣオフセットとして扱
うことができ、除去できる。θ＝π／４を用いて、第１
の２つの項は、アーリー相関のための値を得るための処
理（二乗の和の平方根）が可能である。同様に、第２の
２つの項は、遅延相関を得るための処理が可能である。
しかしながら、より簡単なアプローチは、絶対値を使う
こと、および２つの”Ｓ”カーブの和である”Ｓ”カー
ブを形成することである。ベクトルの成分としてこれら
２つの項を考えれる、２つのアプローチは、ベクトルの
Ｌ1 およびＬ2 ノルムを計算することに対応する。Ｌ1
ノルムを使用する場合では、引き込み信号のタイミング
エラーをεと仮定すると、トラッキングループの”Ｓ”
カーブを次のように生成することができる。
【０１２９】
【数２１】
【０１３０】図１０は、上記理論に基づいた図２のＰＮ
コード同期保持回路の他の構成例を示す図である。
【０１３１】ＰＮコード同期保持回路２２０Ａは、図１
０に示すように、ＰＮコード生成器２２２１、位相調整
回路２２２２，２２２３、乗算器２２２４，２２２５、
位相シフタ２２２６，２２２７，２２２８，２２２９、
加算器２２３０，２２３１，２２３２，２２３３、二乗
検波器２２３４，２２３５、ＬＰＦ２２３８，２２３
９，２２４０，２２４１、減算器２２４２，２２４３，
２２４４，２２４５、ノルム回路２２４６，２２４７、
総和回路２２４８、ループフィルタ２２４９、およびＶ
ＣＯ２２５０を有している。
【０１３２】ＰＮコード生成器２２３１においては、Ｐ
Ｎコードｃ（ｔ）がＶＣＯによる制御信号Ｓ２２５０に
基づいて生成され、生成されたＰＮコードｃ（ｔ）は、
位相調整回路２２２２，２２２３、および図３の５ポー
トダイレクトコンバージョン回路２１０の乗算器２１０
１（あるいは図４の４ポートダイレクトコンバージョン
回路２１０Ａの乗算器２１０１）に出力される。
【０１３３】位相調整回路２２２２においては、ＰＮコ
ード生成器２２２１により生成されたＰＮコードｃ
（ｔ）の位相が、−Δ（公称、Δ＝１／２チップ）だけ
遅延され、信号Ｓ２２２２（ｃ（ｔ−Δ））が乗算器２
２２４に出力される。
【０１３４】位相調整回路２２２３においては、ＰＮコ
ード生成器２２２１により生成されたＰＮコードｃ
（ｔ）の位相が、＋Δだけ遅延され、信号Ｓ２２２３
（ｃ（ｔ＋Δ））が乗算器２２２５に出力される。
【０１３５】乗算器２２２４においては、ローカル信号
ｌ（ｔ）〔＝Ｂｃｏｓ（ω0 ｔ）〕が位相調整回路２２
２２の出力信号Ｓ２２２２と掛け合わされ（乗算さ
れ）、信号Ｓ２２２４（Ｂc （ｔ−Δ）ｃｏｓ（ω0
ｔ））が位相シフタ２２２７および加算器２２３０に出
力される。
【０１３６】一方、乗算器２２２５においては、ローカ
ル信号ｌ（ｔ）が位相調整回路２２２３による出力信号
Ｓ２２２３と掛け合わされ（乗算され）、信号Ｓ２２２
５（Ｂc （ｔ＋Δ）ｃｏｓ（ω0 ｔ））が位相シフタ２
２２８および加算器２２３３に出力される。
【０１３７】位相シフタ２２２６においては、受信信号
ｒ（ｔ）がθ（たとえば４５°）だけ位相シフトされ、
信号Ｓ２２２６が加算器２２３０に出力される。
【０１３８】位相シフタ２２２７においては、乗算器２
２２４の出力信号Ｓ２２２４がθだけ位相シフトされ、
信号Ｓ２２２７が加算器２２３１に出力される。
【０１３９】加算器２２３０においては、位相シフタ２
２２６の出力信号Ｓ２２２６と乗算器２２２４の出力信
号Ｓ２２２４とが加算され、信号Ｓ２２３０が二乗検波
器２２３４に出力される。
【０１４０】加算器２２３１においては、受信信号ｒ
（ｔ）と位相シフタ２２２７の出力信号Ｓ２２２７とが
加算され、信号Ｓ２２３１が二乗検波器２２３５に出力
される。
【０１４１】二乗検波器２２３４においては、加算器２
２３０の出力信号Ｓ２２３０が二乗され、ＬＰＦ２２３
８に出力され、そして減算器２２４２に入力される。
【０１４２】減算器２２４２においては、ＬＰＦ２２３
８の出力からＤＣオフセット等が除去され、ノルム回路
２２４６に出力される。
【０１４３】同様に、二乗検波器２２３５においては、
加算器２２３１の出力信号Ｓ２２３１が二乗され、ＬＰ
Ｆ２２３９に出力され、そして減算器２２４３に入力さ
れる。
【０１４４】減算器２２４３においては、ＬＰＦ２２３
９の出力からＤＣオフセット等が除去され、ノルム回路
２２４６に出力される。
【０１４５】ノルム回路２２４６においては、ベクトル
のノルムが計算され、総和回路２２４８に出力される。
【０１４６】位相シフタ２２２８においては、乗算器２
２２５の出力信号Ｓ２２２５がθだけ位相シフトされ、
信号Ｓ２２２８が加算器２２３２に出力される。
【０１４７】位相シフタ２２２９においては、受信信号
ｒ（ｔ）がθ（たとえば４５°）だけ位相シフトされ、
信号Ｓ２２２９が加算器２２３３に出力される。
【０１４８】加算器２２３２においては、受信信号ｒ
（ｔ）と位相シフタ２２２８の出力信号Ｓ２２２８とが
加算され、信号Ｓ２２３２が二乗検波器２２３６に出力
される。
【０１４９】加算器２２３３においては、位相シフタ２
２２９の出力信号Ｓ２２２９と乗算器２２２５の出力信
号Ｓ２２２５とが加算され、信号Ｓ２２３３が二乗検波
器２２３７に出力される。
【０１５０】二乗検波器２２３６においては、加算器２
２３２の出力信号Ｓ２２３２が二乗され、ＬＰＦ２２４
０に出力され、そして減算器２２４４に入力される。
【０１５１】減算器２２４４においては、ＬＰＦ２２４
０の出力からＤＣオフセット等が除去され、ノルム回路
２２４７に出力される。
【０１５２】同様に、二乗検波器２２３７においては、
加算器２２３３の出力信号Ｓ２２３３が二乗され、ＬＰ
Ｆ２２４１に出力され、そして減算器２２４５に入力さ
れる。
【０１５３】減算器２２４５においては、ＬＰＦ２２４
１の出力からＤＣオフセット等が除去され、ノルム回路
２２４７に出力される。
【０１５４】ノルム回路２２４７においては、ベクトル
のノルムが計算され、総和回路２２４８に出力される。
【０１５５】総和回路２２４８においては、ノルム回路
２２４６および２２４７の出力の総和がとられ、ループ
フィルタ２２４９を介してＶＣＯ２２５０に出力され
る。
【０１５６】ＶＣＯ２２５０においては、発振周波数が
ループフィルタ２２４９の出力により変化し、制御信号
Ｓ２２５０の値が発振周波数の変化に応じて変化する。
【０１５７】ＰＮコード同期保持回路２２０Ａにおいて
は、ＬＰＦの帯域はＳＮＲによる。引き込み信号が無変
調信号、たとえばＩＳ−９５あるいはＷＣＤＭＡにおけ
るパイロット信号を有するとすると、帯域はＰＮコード
相関のための積分時間の逆とほぼ等しい。この帯域は、
ＳＮＲおよび誤ったロックの確率要求によって選択され
る。
【０１５８】一方、引き込み信号がデータによって変調
されていると、ＬＰＦの帯域は、データレートより小さ
くすべきではない、すなわち（等価）積分時間がデータ
期間以下であるべきである。
【０１５９】図７および図１０のＩＦおよびベースバン
ド同期保持回路に比較においては、ダイレクトコンバー
ジョン受信器は、典型的には影像阻止フィルタ(image r
ejection filter)を必要としないことに留意すべきであ
る。パワー検出回路において干渉の強さが制限されるの
で、ＲＦフロントエンドフィルタは、なお望ましく、非
線形領域でこれら回路を駆動できる。しかしながら、通
過(pass-band) 域から停止域(stop-band) のロールオフ
の点からみると、フィルタの設計はクリティカルではな
い。
【０１６０】一方、ＩＦ基調の受信機を用いると、ＲＦ
フロントエンドフィルタは、影像周波数の除去の機能を
有する。狭帯域システムでは、影像周波数が除去される
ことはクリティカルであり、フィルタの複雑さは、使用
されるＩＦ周波数による。小さいＩＦ周波数はローカル
発振器周波数と近く、フィルタ仕様（ロールオフ）はよ
り厳格である。
【０１６１】一方、スペクトル拡散信号を用いると、利
得処理の結果、影像阻止能力を備えたＲＦフィルタを使
用することは、本質ではない。影像周波数の信号は、干
渉として働き、受信機の効果は、ＳＮＲで約３ｄＢの損
失となる。
【０１６２】図１１は、本発明に係るスペクトル拡散受
信機の第２の実施形態を示すブロック図である。
【０１６３】スペクトル拡散受信機３０は、直交拡散お
よび逆拡散処理に対応して構成されている。
【０１６４】スペクトル拡散受信機３０は、図１１に示
すように、ｎ（ｎは３またはそれ以上の整数、本実施形
態では、たとえばｎ＝５または４）ポートダイレクトコ
ンバージョン回路３１、ＰＮコード同期保持回路３２、
デジタル回路３３、およびローカル発振器３４を有して
いる。
【０１６５】ｎポートダイレクトコンバージョン回路３
１は、送信側でＰＮコードｃ（ｔ）が乗算された受信信
号ｒ（ｔ）と、ＰＮコード同期保持回路３２からのロー
カルＰＮコード（Ｃi （ｔ）とＣq （ｔ））を用いたロ
ーカル発振器２４によるローカル信号ｌ（ｔ）を変調す
ることにより生成されたリファレンスローカル信号ｌ
（ｔ）ｃ* （ｔ）（ここでｃ* （ｔ）は後述するように
複素拡散コードである）とを線形合成で合成し、一つの
信号あるいは２つあるいはそれ以上の信号を出力する。
出力信号のアナログ電力値は、たとえばＦＥＴ二乗検波
器により検波される。
【０１６６】ＰＮコード同期回路３２は、送信側からの
受信信号ｒ（ｔ）およびローカル発振器３４によるロー
カル信号ｌ（ｔ）に基づく同期（捕捉）および同期保持
処理を通してローカルＰＮコードｃi （ｔ）とｃq
（ｔ）を生成する。
【０１６７】デジタル回路３３は、図示しないＡ／Ｄコ
ンバータを介したｎポートダイレクトコンバージョン回
路３１の出力信号を、受信信号あるいはローカル信号に
含まれる１または複数の信号成分に変換する。
【０１６８】チップレベルでＱＰＳＫ変調の幾つかのフ
ォーマットを利用する３つの主なダイレクトコンバージ
ョンスキームがある。ここでは、ＱＰＳＫ１、ＱＰＳＫ
２、およびＱＰＳＫ３が参照される。ＱＰＳＫ１におい
ては、データシンボルを使用することにより正規のＱＰ
ＳＫ信号を形成し、２つ異なるＰＮコードを用いてデー
タシンボル（同相および直交キャリアにおける）の各々
を拡散する。
【０１６９】ＱＰＳＫ２においては、個々のデータシン
ボルを取り出すことができ、２つの異なるＰＮコードを
用いてそれらを拡散することができる。一方の拡散信号
は同キャリアで送信され、他方は直交キャリアで送信さ
れる。スペクトル拡散のこの形式は、ＩＳ−９５のフォ
ワードリンクにおいて用いられる。
【０１７０】ＱＰＳＫ３は、典型的には複素拡散として
言及され、３Ｇ ＣＤＭＡシステムにおいて用いられ
る。
【０１７１】まず、受信機において同期したローカルＰ
Ｎコードが存在すると仮定した信号のダイレクト検出の
ための５ポートデバイスの使用について考察し、ＰＮコ
ード同期のたのための回路について検討する。
【０１７２】ＱＰＳＫ１の場合では、まず、同期したロ
ーカルＰＮコードおよびキャリア信号が存在する場合を
考察する。この場合、受信信号は、実際上、同相および
直交キャリア成分における２つの独自のＳＳ信号から構
成されることから、２つの５ポート回路を利用すること
ができ、以上説明したように、ＢＰＳＫの場合では、同
相および直交信号を独立に復調できる。完全なキャリア
同期が実現されれば、２つのブランチ（同相および直
交）間は無干渉となる。
【０１７３】次に、受信機において、同期したキャリア
な無いが同期したＰＮコードがある場合を考察する。こ
の場合、同相および直交データを復調するために２つの
独立したタイプの回路を用いることができるが、２つの
ＱＰＳＫブランチにおける拡散コードの非ゼロ相互相関
のために２つのブランチ間に干渉がある。この干渉の程
度は、積分時間、フィルタの帯域、あるいは等価な処理
利得により、３つのパラメータの大きい値により控えめ
に小さくすべきである。
【０１７４】次に、ｎポートダイレクトコンバージョン
回路３１およびＰＮコード同期保持回路３２の具体的な
構成および基本的な機能について順を追って説明する。
【０１７５】まず、ｎポートダイレクトコンバージョン
回路３１の具体的な構成について説明する。
【０１７６】図１２は、本発明に係る５（ｎ＝５）ポー
トダイレクトコンバージョン回路の構成例を示す図であ
る。
【０１７７】５ポートダイレクトコンバージョン回路３
１０は、図１２に示すように、ＱＰＳＫ変調器３１０
１、位相シフタ３１０２，３１０３、加算器３１０４，
３１０５、検波器３１０６，３１０７，３１０８、およ
びＲＣフィルタ３１０９，３１１０，３１１１を有して
いる。
【０１７８】ここで、５ポートは、受信信号用入力端子
ＴINR 、ローカル信号用入力端子IN l 、ＲＣフィルタ３
１０９の出力端子（ポート）、ＲＣフィルタ３１１０の
出力端子、およびＲＣフィルタ３１１１の出力端子によ
り構成される。
【０１７９】ＱＰＳＫ変調器３１０１においては、受信
信号ｒ（ｔ）が、ＰＮコード同期保持回路２２において
同期および同期保持処理を通して得られたＰＮコードＣ
i （ｔ）およびＣq （ｔ）を用いて変調され、リファレ
ンスローカル信号Ｓ３１０１が位相シフタ３１０３およ
び加算器３１０４に出力される。
【０１８０】位相シフタ３１０２においては、受信信号
ｒ（ｔ）がθ（たとえば４５°）だけ位相シフトされ、
信号Ｓ３１０２が加算器３１０４に出力される。
【０１８１】位相シフタ３１０３においては、リファレ
ンスローカルＳ２１０２がθだけ位相シフトされ、信号
Ｓ３１０３が加算器３１０５に出力される。
【０１８２】加算器３１０４においては、位相シフタ３
１０２の出力信号Ｓ３１０２とリファレンスローカル信
号Ｓ３１０１が加算され、信号Ｓ３１０４が検波器３１
０７に出力される。
【０１８３】加算器３１０５においては、位相シフタ３
１０３の出力信号Ｓ３１０３と受信信号ｒ（ｔ）が加算
され、信号Ｓ３１０５が検波器３１０８に出力される。
【０１８４】検波器３１０６においては、受信信号ｒ
（ｔ）の振幅成分が検波され、検波された振幅成分がＲ
Ｃフィルタ３１０９に供給される。
【０１８５】検波器３１０７においては、加算器３１０
４の出力信号Ｓ３１０４の振幅成分が検波され、検波さ
れた振幅成分がＲＣフィルタ３１１０に供給される。
【０１８６】検波器３１０８においては、加算器３１０
５の出力信号Ｓ３１０５の振幅成分が検波され、検波さ
れた振幅成分がＲＣフィルタ３１１１に供給される。
【０１８７】ＲＣフィルタ３１０９は、たとえばローパ
スフィルタ（ＬＰＦ）により構成され、検波器３１０６
による振幅成分に対するフィルタリング処理を行い、パ
ワー信号Ｐ0 をデジタル回路３３に出力する。
【０１８８】ＲＣフィルタ３１１０は、たとえばＬＰＦ
により構成され、検波器３１０７による振幅成分に対す
るフィルタリング処理をい、パワー信号Ｐ1 をデジタル
回路３３に出力する。
【０１８９】ＲＣフィルタ３１１１は、たとえばＬＰＦ
により構成され、検波器３１０８による振幅成分に対す
るフィルタリング処理をい、パワー信号Ｐ2 をデジタル
回路３３に出力する。
【０１９０】ここで、図１２のダイレクトコンバージョ
ン回路３１０におけるＱＰＳＫ２およびＱＰＳＫ３を考
察する。以下のように２つのケースを一緒に扱うことが
できる。次の受信ＳＳ信号を考察する。
【０１９１】
【数２２】
【０１９２】ここで、ｃ（ｔ）＝ｃi （ｔ）＋ｊｃq
（ｔ）は複素拡散コード（２つの実拡散コード）であ
り、ｄ（ｔ）はデータ信号である。上述したように、ｄ
（ｔ）が実成分であれば、ＱＰＳＫ２であり、ｄ（ｔ）
が複素成分であれば、ＱＰＳＫ３である。
【０１９３】ここで、式（２４）の信号を検波するため
のダイレクトコンバージョン回路３１０について考察す
る。たとえば下記のローカル信号ｌi （ｔ）の総和に基
づき、受信信号は二乗検波器に入力する。
【０１９４】
【数２３】
【０１９５】そして、次式（２５）が得られる。
【０１９６】
【数２４】
【０１９７】受信およびローカル信号の二乗と二乗周波
数項を減算し、｜ｃ（ｔ）｜2 ＝２と仮定すると（たと
えば方形のローカルチップパルス）、次式が得られる。
【０１９８】
【数２５】
【０１９９】次のようなローカル信号を用いて上記と同
様の処理により、結果Ｑを得る。
【０２００】
【数２６】
【０２０１】
【数２７】
【０２０２】今、θ＝π／４では、以下の２つの出力が
得られる。
【０２０３】
【数２８】
【０２０４】したがって、データ信号は次のように確定
できる。
【０２０５】
【数２９】
【０２０６】上記処理は、図１２の５ポートダイレクト
コンバージョン回路３１０において実行される。
【０２０７】次に、種々のＱＰＳＫスキームのための図
１１のＰＮコード同期回路について説明する。そのアプ
ローチは、ダイレクト検波対応回路を用いてＰＮコード
同期を達成することであり、キャリア周波数および位相
同期をベースバンド処理においてデジタル領域に任せる
ことである。データ変調を伴わない受信信号の場合を仮
定する。したがって、全てのＱＰＳＫスキームでは、同
期問題は、次の形式の信号にロックすることに帰するこ
とになる。
【０２０８】
【数３０】
【０２０９】ここで、ｃI （ｔ）およびｃQ （ｔ）は２
つの拡散コード、ＱＰＳＫ２（ＩＳ−９５）の場合いわ
ゆる直交拡散である。
【０２１０】この場合、拡散コード同期を達成するた
め、送信機で互いにロックしているので、２つのＰＮコ
ードのいずれかに同期すれば十分である。よって、主と
して、２つの直交拡散のいずれかにセットされたｃ
（ｔ）を用いる図７あるいは図１０のタイプの回路を用
いることができる。
【０２１１】また、トラッキングループにおいてより高
いＳＮＲを達成するために、図１３に示すような、ロー
カルＱＰＳＫタイプの信号と効果的に相互関係を示す回
路を実現できる。
【０２１２】図１３は、 ローカルＱＰＳＫタイプの信
号と効果的に相互関係を示す図１１のＰＮコード同期保
持回路の構成例を示す図である。
【０２１３】ＰＮコード同期保持回路３３０は、図１３
に示すように、ＰＮコード生成器３２２１ａ，３２２１
ｂ、位相調整回路３２２２ａ，３２２２ｂ，３２２３
ａ，３２２３ｂ、ＱＰＳＫ復調器３２２４，３２２５、
位相シフタ３２２６，３２２７，３２２８，３２２９、
加算器３２３０，３２３１，３２３２，３２３３、二乗
検波器３２３４，３２３５，３２３６，３２３７、ＬＰ
Ｆ３２３８，３２３９，３２４０，３２４１、減算器３
２４２，３２４３，３２４４，３２４５、ノルム回路３
２４６，３２４７、総和回路３２４８、ループフィルタ
３２４９、およびＶＣＯ３２５０を有している。
【０２１４】ＰＮコード生成器３２３１ａにおいては、
ＰＮコードｃI （ｔ）がＶＣＯ３２５０による制御信号
Ｓ３２５０に基づいて生成され、生成されたＰＮコード
ｃI（ｔ）は、位相調整回路３２２２ａ，３２２３ｂ、
および図１２の５ポートダイレクトコンバージョン回路
３１０のＱＰＳＫ変調器３１０１に出力される。
【０２１５】ＰＮコード生成器３２３１ｂにおいては、
ＰＮコードｃQ （ｔ）がＶＣＯ３２５０による制御信号
Ｓ３２５０に基づいて生成され、生成されたＰＮコード
ｃQ（ｔ）は、位相調整回路３２２２ｂ，３２２３ｂ、
および図１２の５ポートダイレクトコンバージョン回路
３１０のＱＰＳＫ変調器３１０１に出力される。
【０２１６】位相調整回路３２２２ａにおいては、ＰＮ
コード生成器３２２１により生成されたＰＮコードｃI
（ｔ）の位相が、−Δ（公称、Δ＝１／２チップ）だけ
遅延され、信号Ｓ３２２２ａ（ｃI （ｔ−Δ））がＱＰ
ＳＫ変調器３２２４に出力される。
【０２１７】位相調整回路３２２２ｂにおいては、ＰＮ
コード生成器３２２１により生成されたＰＮコードｃQ
（ｔ）の位相が、−Δ（公称、Δ＝１／２チップ）だけ
遅延され、信号Ｓ３２２２ｂ（ｃQ （ｔ−Δ））がＱＰ
ＳＫ変調器３２２４に出力される。
【０２１８】位相調整回路３２２３ａにおいては、ＰＮ
コード生成器３２２１により生成されたＰＮコードｃI
（ｔ）の位相が、＋Δだけ遅延され、信号Ｓ３２２３ａ
（ｃ I （ｔ＋Δ））がＱＰＳＫ変調器３２２５に出力さ
れる。
【０２１９】位相調整回路３２２３ｂにおいては、ＰＮ
コード生成器３２２１により生成されたＰＮコードｃQ
（ｔ）の位相が、＋Δだけ遅延され、信号Ｓ３２２３ｂ
（ｃ Q （ｔ＋Δ））がＱＰＳＫ変調器３２２４に出力さ
れる。
【０２２０】ＱＰＳＫ変調器３２２４においては、ロー
カル信号ｌ（ｔ）〔＝Ｂｃｏｓ（ω 0 ｔ）〕が位相調整
回路３２２２ａ，３２２２ｂの出力信号Ｓ３２２２ａ，
３２２２ｂによって変調され、信号Ｓ３２２４が位相シ
フタ３２２７および加算器３２３０に出力される。
【０２２１】一方、ＱＰＳＫ変調器３２２５において
は、ローカル信号ｌ（ｔ）が位相調整回路３２２３ａ，
３２２３ｂの出力信号Ｓ３２２３ａ，３２２３ｂによっ
て変調され、信号Ｓ３２２５が位相シフタ３２２８およ
び加算器３２３３に出力される。
【０２２２】位相シフタ３２２６においては、受信信号
ｒ（ｔ）がθ（たとえば４５°）だけ位相シフトされ、
信号Ｓ３２２６が加算器３２３０に出力される。
【０２２３】位相シフタ２２２７においては、ＱＰＳＫ
変調器３２２４の出力信号Ｓ３２２４がθだけ位相シフ
トされ、信号Ｓ３２２７が加算器３２３１に出力され
る。
【０２２４】加算器３２３０においては、位相シフタ３
２２６の出力信号Ｓ３２２６とＱＰＳＫ変調器３２２４
の出力信号Ｓ３２２４とが加算され、信号Ｓ３２３０が
二乗検波器３２３４に出力される。
【０２２５】加算器２２３１においては、受信信号ｒ
（ｔ）と位相シフタ３２２７の出力信号Ｓ３２２７とが
加算され、信号Ｓ３２３１が二乗検波器３２３５に出力
される。
【０２２６】二乗検波器３２３４においては、加算器３
２３０の出力信号Ｓ３２３０が二乗され、ＬＰＦ３２３
８に出力され、そして減算器３２４２に入力される。
【０２２７】減算器３２４２においては、ＬＰＦ３２３
８の出力からＤＣオフセット等が除去され、ノルム回路
３２４６に出力される。
【０２２８】同様に、二乗検波器３２３５においては、
加算器３２３１の出力信号Ｓ３２３１が二乗され、ＬＰ
Ｆ３２３９に出力され、そして減算器３２４３に入力さ
れる。
【０２２９】減算器３２４３においては、ＬＰＦ３２３
９の出力からＤＣオフセット等が除去され、ノルム回路
３２４６に出力される。
【０２３０】ノルム回路３２４６においては、ベクトル
のノルムが計算され、総和回路３２４８に出力される。
【０２３１】位相シフタ３２２８においては、ＱＰＳＫ
変調器３２２５の出力信号Ｓ３２２５がθだけ位相シフ
トされ、信号Ｓ３２２８が加算器３２３２に出力され
る。
【０２３２】位相シフタ３２２９においては、受信信号
ｒ（ｔ）がθ（たとえば４５°）だけ位相シフトされ、
信号Ｓ３２２９が加算器３２３３に出力される。
【０２３３】加算器３２３２においては、受信信号ｒ
（ｔ）と位相シフタ３２２８の出力信号Ｓ３２２８とが
加算され、信号Ｓ３２３２が二乗検波器３２３６に出力
される。
【０２３４】加算器３２３３においては、位相シフタ３
２２９の出力信号Ｓ３２２９とＱＰＳＫ変調器３２２５
の出力信号Ｓ３２２５とが加算され、信号Ｓ３２３３が
二乗検波器３２３７に出力される。
【０２３５】二乗検波器３２３６においては、加算器３
２３２の出力信号Ｓ３２３２が二乗され、ＬＰＦ３２４
０に出力され、そして減算器３２４４に入力される。
【０２３６】減算器３２４４においては、ＬＰＦ３２４
０の出力からＤＣオフセット等が除去され、ノルム回路
３２４７に出力される。
【０２３７】同様に、二乗検波器３２３７においては、
加算器３２３３の出力信号Ｓ３２３３が二乗され、ＬＰ
Ｆ３２４１に出力され、そして減算器３２４５に入力さ
れる。
【０２３８】減算器３２４５においては、ＬＰＦ３２４
１の出力からＤＣオフセット等が除去され、ノルム回路
３２４７に出力される。
【０２３９】ノルム回路３２４７においては、ベクトル
のノルムが計算され、総和回路３２４８に出力される。
【０２４０】総和回路３２４８においては、ノルム回路
３２４６および３２４７の出力の総和がとられ、ループ
フィルタ３２４９を介してＶＣＯ３２５０に出力され
る。
【０２４１】ＶＣＯ３２５０においては、発振周波数が
ループフィルタ３２４９の出力により変化し、制御信号
Ｓ３２５０の値が発振周波数の変化に応じて変化する。
【０２４２】図１３の構成によれば、Ａ（減算器３２４
２の出力）における信号は次のように与えられる。
【０２４３】
【数３１】
【０２４４】今、上記において第１の３つの項は、ＤＣ
あるいは二重周波数項である。よって、信号がローパス
フィルタを通過すると、ＤＣオフセットが除去され、次
のようなＡにおける信号が得られる。
【０２４５】
【数３２】
【０２４６】ここで、バーはローパスフィルタリングを
示している。同様の方法で、Ｂ−，Ａ＋，Ｂ＋における
信号はそれぞれ次のように得られる。
【０２４７】
【数３３】
【０２４８】式（３３）および式（３４）における２つ
の値をベクトルおよび得られるＬ2ノルムの２つの成分
として扱うと、トラッキングループのためのエラー信号
の計算における任意の位相依存性を除去できる。
【０２４９】また、簡単化の実現およびＬ1 ノルムを伴
う計算に役立つ。ここでノルムの計算は、２つの複素数
の絶対値の和に帰着することになる。
【０２５０】次に、キャリア位相シフタを必要としない
略最適な同期保持回路について考察する。
【０２５１】図１４は、キャリア位相シフタを備えない
図１１のＰＮコード同期保持回路の他の構成例を示す図
である。
【０２５２】図１４においては、乗算器３２５１および
３２５２が図１３のＱＰＳＫ変調器３２２４の代わりに
設けられている。乗算器３２５１は、ローカル信号ｌ
（ｔ）と位相調回路３２２２ａの出力信号Ｓ３２２２ａ
を乗算する。乗算器３２５２は、ローカル信号ｌ（ｔ）
と位相調回路３２２２ｂの出力信号Ｓ３２２２ｂを乗算
する。
【０２５３】同様に、図１４においては、乗算器３２５
３および３２５４が図１３のＱＰＳＫ変調器３２２５の
代わりに設けられている。乗算器３２５３は、ローカル
信号ｌ（ｔ）と位相調回路３２２３ａの出力信号Ｓ３２
２３ａを乗算する。乗算器３２５４は、ローカル信号ｌ
（ｔ）と位相調回路３２２３ｂの出力信号Ｓ３２２３ｂ
を乗算する。
【０２５４】また、図１４においては、加算器３２５５
および３２５６が、図１３の位相シフタ３２２６および
３２２７、並びに加算器３２３０および３２３１の代わ
りに設けられている。加算器３２５５は、受信信号ｒ
（ｔ）と乗算器３２５１の出力信号Ｓ３２５１を加算す
る。加算器３２５６は、受信信号ｒ（ｔ）と乗算器３２
５２の出力信号Ｓ３２５２を加算する。
【０２５５】また、図１４においては、加算器３２５７
および３２５８が、図１３の位相シフタ３２２８および
３２２９、並びに加算器３２３２および３２３３の代わ
りに設けられている。加算器３２５７は、受信信号ｒ
（ｔ）と乗算器３２５４の出力信号Ｓ３２５４を加算す
る。加算器３２５８は、受信信号ｒ（ｔ）と乗算器３２
５４の出力信号Ｓ３２５４を加算する。
【０２５６】図１４の構成によれば、Ａ（減算器３２４
２の出力）における信号は次のように与えられる。
【０２５７】
【数３４】
【０２５８】ここで、近似は、低相互相関を有する同相
および直交コードｃI （ｔ）およびｃQ （ｔ）に基づ
く。同様に、Ｂ（減算器３２４３の出力）における信号
は次のように計算できる。
【０２５９】
【数３５】
【０２６０】今、Ａ−およびＢ−における信号を考察す
ると、両者をゼロにさせる位相φの値がない。｜ｃｏｓ
φ｜がゼロになると、｜ｓｉｎφ｜ が最大となり、逆
もまた同様である。上記と同様の方法において、回路の
より低いブランチに対応する信号は次のように計算可能
である。
【０２６１】
【数３６】
【０２６２】
【数３７】
【０２６３】図１４に示すように、Ａ−，Ｂ−，Ａ＋，
およびＢ＋における信号は処理できる。しかしながら、
２つのノルムブロック（ノルム回路３２４６，３２４
７）と加算器（あるいは減算器）を、存在するループに
おけるノイズ、ＤＣオフセット、および他の欠陥により
よい性能を持つさらに一般化されたブロックと置き換え
ることが望ましい。
【０２６４】図１５に示す一般化されらブロックが利用
できる。この場合、エラー信号を計算するためのアルゴ
リズムは、いずれの欠陥にも活用でき、アナログ回路の
成分の特性の変化にさえ適応できる。
【０２６５】図１６は、ソフトウェア無線用の図１１の
ＰＮコード同期保持回路の他の構成例を示す図である。
【０２６６】図１６の回路３２０ｂが図１３の回路と異
なる点は、図１３のＤＣ除去用減算器３２４２〜３２４
５、ノルム回路３２４６および３２４７、総和回路３２
４８、およびループフィルタ３２４９の代わりに、ＬＰ
Ｆ３２３８，３２３９，３２４０，および３２４１の出
力にＡＤコンバータ３２６０，３２６１，３２６２，お
よび３２６３を設け、かつ、ソフトウェア無線アーキテ
クチャを生成する部分であるデジタルプロセッサ３２６
４を設けたことにある。
【０２６７】ここまで検討した種々のＤＳ／ＳＳ同期保
持器回路のためのアーキテクチャは、ＲＦ周波数で動作
する部分、およびより低い周波数で動作する部分を含
む。低周波数部は、異なる干渉環境、および回路によっ
て導入される周波数オフセットおよびＤＣオフセットの
異なるケースにおける同期保持回路の柔軟な動作を達す
るするために、デジタル式に実現できる。
【０２６８】そのような変更は、より高速なロック処理
も生じさせることができる。したがって、最適化された
同期捕捉回路および同期保持回路の設計では、一つのユ
ニットに含めることができる。
【０２６９】したがって、ＰＮコード同期保持回路３２
０Ｂにおいては、Ａ／Ｄコンバータ３２６０〜３２６３
がＬＰＦ（ローパスフィルタ）３２３８〜３２４１の後
段に設けられている。また、上述したように、図１３の
ＤＣ除去用減算器３２４２〜３２４５、ノルム回路３２
４６および３２４７、総和回路３２４８、およびループ
フィルタ３２４９が、全てデジタルプロセッサ３２６
４、すなわち全てのソフトウェア無線アーキテクチャの
部分に組み入れられている。それはそのようなアーキテ
クチャにおけるソフトウェアモジュールとなり得る。
【０２７０】また、図３および図４のダイレクトコンバ
ージョン回路２１０および２１０Ａは、パワー検波用Ｆ
ＥＴデバイス（上述した文献〔１〕参照）の基本原理を
含む代替えの形態を採用できる。これらの形態の全て
は、少なくとも２つの入力（受信信号およびローカルリ
ファレンス信号）と少なくとも２つの出力信号を持つ。
各出力は、一方の入力信号が、他方に対して角度θだけ
位相シフトされている入力信号の和のパワー信号（ロー
パスでフィルタリングされた信号）から構成される。出
力信号は、受信信号の同相および直交成分を抽出可能に
するに十分な情報を含む。４ポート回路は、基本的に
は、ＦＥＴ出力における信号パワー（電力）をローパス
（たとえばＲＣフィルタ）でフィルタリングする、図１
７に示すような形態を持つ。
【０２７１】一般化された図１７の４ポートダイレクト
コンバージョン回路に基づいて、図１８に示すような一
般化されたＰＮコード同期保持回路を設計できる。
【０２７２】図１８において、３２５６はＰＮ生成器を
示し、３２６６は変調器を示し、３２６７および３２６
８は４ポートダイレクトコンバージョン回路を示してい
る。
【０２７３】たとえば、変調器３２６６は、図１３の位
相調整回路３２２２ａ，３２２２ｂ，３２２３ａ，およ
び３２２３ｂ、並びにＱＰＳＫ変調器３２２４および３
２２５を含み、一方、４ポートダイレクトコンバージョ
ン回路３２６７は、図１３の位相シフタ３２２６，３２
２７、加算器３２３０，３２３１、二乗検波器３２３
４，３２３５、およびＬＰＦ３２３８，３２３９を含ん
でいる。
【０２７４】同様に、４ポートダイレクトコンバージョ
ン回路３２６８は、図１３の位相シフタ３２２８，３２
２９、加算器３２３２，３２３３、二乗検波器３２３
６，３２３７、およびＬＰＦ３２４０，３２４１を含ん
でいる。
【０２７５】図１６および図１８の回路は、ソフトウェ
アモジュール（デジタルプロセッサ）におけるアルゴリ
ズムを適切に設計することにより、ＰＮコード同期捕捉
と同期保持の両方に使用することができる。ＰＮコード
同期捕捉では、モジュールは、究極的に、ローカルＰＮ
コードを受信したＰＮコードを用いるアルゴリズムに取
り入れる周波数系列(sequence)を通したＶＣＯ３２５０
の効果的に周波数を進める（ステップする）エラー信号
系列を出力できる。いずれの同期捕捉および同期保持回
路において、重要なパラメータは、二乗検波器３２３４
〜３２３７の出力、あるいはＡ／Ｄコンバータ３２６０
〜３２６３の入力におけるフィルタの帯域である。
【０２７６】この帯域は、同等の積分時間を効果的に決
定する。最適な同期捕捉回路は、受信信号ｒ（ｔ）のＳ
ＮＲによる積分時間を持たなければならない。固定帯域
（ＦＥＴ出力における固定ＲＣフィルタ）の４ポートダ
イレクトコンバージョン回路を設計でき、さらにソフト
ウェアモジュールにおけるデジタル式のフィルタリング
を実現できる。ソフトウェアモジュールの実際のアルゴ
リズムは、ＰＮコード長、受信信号のＳＮＲ、および同
期捕捉処理の開始時のクロック周波数不確定による。
【０２７７】この実施形態において、直接拡散スペクト
ル拡散信号のためのダイレクト検波およびＰＮコード同
期用回路について説明した。これら回路は、最近開発さ
れた高い線形性の程度を示す広帯域ダイレクト検波ＦＥ
Ｔ回路の使用に基づいている。本実施形態において説明
した回路は、スペクトル拡散における逆拡散機能をアナ
ログにより効果的に実現している。そのような実現は、
結果としてＰＮコード拡散クロック周波数と無関係に受
信機の複雑さをもたらす。その結果である回路は、３Ｇ
ＷＣＤＭＡあるいはその他の将来のシステム用広帯域
受信機の設計に重要である。
【０２７８】すなわち、本実施形態によれば、ＦＥＴ広
帯域ダイレクトコンバータ回路に基づく直接拡散ＲＦス
ペクトル拡散信号のアナログの逆拡散およびダイレクト
コンバージョンのための回路が述べられている。この回
路は、回路の複雑さがチップレートに無関係な、非常に
高チップレートの電力効率スペクトル拡散システムの設
計を可能としている。これの回路の使用は、背景技術の
現状における問題、すなわち、チップレートに伴って電
力消費が増大するスペクトル拡散の現実を解決する。
【０２７９】また、この実施形態においては、直接拡散
スペクトル拡散の異なるタイプのＰＮコード同期および
逆拡散のための回路が述べられている。これらの回路
は、現代の直接拡散スペクトル拡散受信機の背景技術に
おいて習慣的に現実化されるチップレートに代わり、デ
ータシンボルレート（あるいは、シンボルレートの小さ
い倍数）でデジタル処理が実行されるソフトウェア無線
受信機の設計を可能としている。
【０２８０】これらの回路では、チップレートは、帯域
およびＦＥＴダイレクト検波回路の線形性によってのみ
制限される。最近の非常に広帯域で広ダイナミックレン
ジを持つＦＥＴダイレクト検波器の開発は、ここで提案
した直接拡散スペクトル拡散受信機の設計のための提案
されたアプローチの実現を可能としている。
【０２８１】したがって、本発明は、インターネットに
接続する低コスト情報処理デバイスを含む、スペクトル
拡散およびＣＤＭＡシステムのための極めて簡単化され
た受信機の設計を許容する。スペクトル拡散システム
は、受信機の複雑さによる拡散帯域において典型的に制
限を受ける。本発明は、これらシステムの帯域制限を、
非常に拡げている。
【０２８２】なお、本実施形態においては、ｎポートデ
バイスとして、逆拡散用ダイレクトコンバージョン回路
を例に説明したが、本発明は、他のタイプのダイレクト
コンバージョン回路、たとえば図１９に示すような（た
とえば、特開平１１−３１７７７７号公報 参照）回路
を適用できる。
【０２８３】図１９のダイレクトコンバージョン回路４
０は、直交変調器４１、直交変調器４２、およびＬＰＦ
４３および４４を有している。
【０２８４】直交変調器４１は、ローカル発振器４１
１、乗算器４１２，４１３，および４１４、並びに位相
シフタ（π／２シフタ）４１５により構成されている。
【０２８５】直交変調器４１においては、乗算器４１２
がローカル信号ｌ（ｔ）とＰＮコードｃ（ｔ）を掛け合
わせる（乗算する）。
【０２８６】また、直交変調器４２は、ローカル発振器
４２１、乗算器４２２，４２３，および４２４、位相シ
フタ４２５、および加算器４２６により構成されてい
る。
【０２８７】直交変調器４２においては、乗算器４３２
がローカル信号ｌ（ｔ）とＰＮコードｃ（ｔ）を掛け合
わせる（乗算する）。
【０２８８】本発明は図解の目的のために選択された特
定の実施形態に関連付けて説明したが、本発明の基本概
念および範囲を逸脱しない範囲で、当業者によって変更
しえる種々の変更が可能であることは明らかである。
【０２８９】以上説明したように、本スペクトル拡散受
信機によれば、スペクトル拡散受信機はダイレクトコン
バージョン技術に基づく回路２１，２２を採用してい
る。これらの回路は、大幅に複雑が低減し、標準アプロ
ーチの完全なデジタル受信機で実現可能なレートより非
常に高速のチップレートのスペクトル拡散受信機を許容
する、これらの回路を用いることによって、受信機での
デジタル処理は、背景技術のおけるスペクトル拡散およ
びＣＤＭＡ受信機の設計に習慣的に用いられるチップレ
ートの倍数でなく、データシンボルレートで実行され
る。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の直接拡散スペクトル拡散受信機のブロッ
ク図である。
【図２】本発明に係るスペクトル拡散受信機の第１の実
施形態を示すブロック図である。
【図３】本発明に係る５ポートダイレクトコンバージョ
ン回路の構成例を示す図である。
【図４】本発明に係る４ポートダイレクトコンバージョ
ン回路の構成例を示す図である。
【図５】直交変調信号の一般的な場合における４ポート
ダイレクトコンバージョン回路の等価回路を示す図であ
る。
【図６】周波数見積およびデジタル見積の場合に基づく
受信機を示す図である。
【図７】図２のＰＦ符号同期保持回路の構成例を示す図
である。
【図８】ＰＮコード相関の説明図である。
【図９】同期保持”Ｓ”カーブの説明図である。
【図１０】図２のＰＮコード同期保持回路の他の構成例
を示す図である。
【図１１】本発明に係るスペクトル拡散受信機の第２の
実施形態を示すブロック図である。
【図１２】本発明に係るＤＳ／ＢＰＳＫ用５ポートダイ
レクトコンバージョン回路の構成例を示す図である。
【図１３】ローカルＱＰＳＫタイプの信号と効果的に相
互関係を示す図１１のＰＮコード同期保持回路の構成例
を示す図である。
【図１４】キャリア位相シフタを有していない図１１の
ＰＮコード同期保持回路５の他の構成例を示す図であ
る。
【図１５】一般化されたエラー信号計算の説明図であ
る。
【図１６】ソフトウェア無線用の図１１のＰＮコード同
期保持回路の他の構成例を示す図である。
【図１７】一般化された４ポートダイレクトコンバージ
ョン回路を示す図である。
【図１８】一般化されたソフトウェア無線用ＰＮコード
同期保持回路を示す図である。
【図１９】本発明に係るダイレクトコンバージョン回路
の他のタイプを示す図である。
【符号の説明】
２０ スペクトル拡散受信機 ２１ ｎポートダイレクトコンバージョン回路 ２２ ＰＮコード同期保持回路 ２３ デジタル回路 ２４ ローカル発振器 ２１０ ５ポートダイレクトコンバージョン回路 ２１０１ 乗算器 ２１０２，２１０３ 位相シフタ ２１０４，２１０５ 加算器 ２１０６〜２１０８ 二乗検波器 ２１０９〜２１１１ ＲＣフィルタ ２１０Ａ ４ポートダイレクトコンバージョン回路 ２２０ ＰＮコード同期保持回路 ２２０１ ＰＮコード生成器 ２２０２，２２０３ 位相調整回路 ２２０４，２２０５ 乗算器 ２２０６，２２０７ 加算器 ２１０８，２２０９ 二乗検波器 ２２１０，２２１１ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ） ２２１２，２２１３ エンベロープ検波器 ２２１４ 減算器 ２２１５ ループフィルタ ２２１６ ＶＣＯ ２２０Ａ ＰＮコード同期保持回路 ２２２１ ＰＮコード生成器 ２２２２，２２２３ 位相調整回路 ２２２４，２２２５ 乗算器 ２２２６〜２２２９ 位相シフタ ２２３０〜２２３３ 加算器 ２２３４〜２２３７ 二乗検波器 ２２３８〜２２４１ ローパスフィルタ（ＬＰＦ） ２２４２〜２２４３ 減算器 ２２４６，２２４７ ノルム回路 ２２４８ 総和回路 ２２４９ ループフィルタ ２２５０ ＶＣＯ ３０ スペクトル拡散受信機 ３１ ｎポートダイレクトコンバージョン回路 ３２ ＰＮコード同期保持回路 ３３ デジタル回路 ３４ ローカル発振器 ３１０ ５ポートダイレクトコンバージョン回路 ３１０１ ＱＰＳＫ変調器 ３１０２，３１０３ 位相シフタ ３１０４，３１０５ 加算器 ３１０６〜３１０８ 二乗検波器 ３１０９〜３１１１ ＲＣフィルタ ３２０ ＰＮコード同期保持回路 ３２２１ａ，３２２１ｂ ＰＮコード生成器 ３２２２ａ，３２２２ｂ，３２２３ａ，３２２３ｂ 位
相調整回路 ３２２４，３２２５ ＱＰＳＫ変調器 ３２２６〜３２２９ 位相シフタ ３２３０〜３２３３ 加算器 ３２３４〜３２３７ 二乗検波器 ３２３８〜３２４１ ＬＰＦ ３２４２〜３２４５ 減算器 ３２４８ 総和回路 ３２４９ ループフィルタ ３２５０ ＶＣＯ ３２０Ａ ＰＮコード同期保持回路 ３２５１〜３２５４ 乗算器 ３２５５〜３２５８ 加算器 ３２０Ｂ ＰＮコード同期保持回路 ３２６０〜３２６３ Ａ／Ｄコンバータ ３２６４ デジタルプロセッサ ３２０Ｃ ＰＮコード同期保持回路 ３２６６ 変調器 ３２６７，３２６８ ４ポートダイレクトコンバージョ
ン回路 ４０ ダイレクトコンバージョン回路 ４１ 直交変調器 ４２ 直交変調器 ４３，４４ ＬＰＦ ４１１，４２１ ローカル発振器 ４１２〜４１４，４２２〜４２４ 乗算器 ４１５，４２５ 位相シフタ ４２６ 加算器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5K004 AA05 FG02 FH01 FH08 5K022 EE02 EE33 EE36 5K047 AA16 BB01 BB05 CC01 GG34 HH21 LL06 MM33 MM45

Claims (40)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 所定の拡散コードによりある帯域に拡散
    されたスペクトル拡散信号を受信するスペクトル拡散受
    信機であって、 所定周波数のローカル信号を出力するローカル発振器
    と、 受信信号の拡散コードに応じてローカル拡散コードを生
    成するローカル拡散コード生成手段と、 上記ローカル発振器によるローカル信号および上記ロー
    カル拡散コード生成手段によるローカル拡散コードに基
    づいてリファレンスローカル信号を生成し、受信信号お
    よび上記リファレンスローカル信号に基づいて位相差を
    有する２つの信号を生成し、上記位相差を持つ２つの信
    号に基づいて逆拡散を行うダイレクトコンバージョン回
    路とを有するスペクトル拡散受信機。
  2. 【請求項２】 上記ダイレクトコンバージョン回路は、 上記ローカル信号と上記ローカル拡散コードを乗算し、
    リファレンスローカル信号として出力する乗算器と、 受信信号の位相をシフトする第１の位相シフタと、 上記リファレンスローカル信号の位相をシフトする第２
    の位相シフタと、 上記リファレンスローカル信号と上記第１の位相シフタ
    の出力信号とを加算する第１の加算器と、 受信信号と上記第２の位相シフタの出力信号とを加算す
    る第２の加算器と、 上記第１の加算器の出力の信号レベルを検波する第１の
    検波器と、 上記第２の加算器の出力の信号レベルを検波する第２の
    検波器とを有する請求項１記載のスペクトル拡散受信
    機。
  3. 【請求項３】 上記ダイレクトコンバージョン回路は、 上記第１の検波器の出力信号に対して所定のフィルタリ
    ング処理を行う第１のフィルタと、 上記第２の検波器の出力信号に対して所定のフィルタリ
    ング処理を行う第２のフィルタとをさらに有する請求項
    ２記載のスペクトル拡散受信機。
  4. 【請求項４】 上記ダイレクトコンバージョン回路は、 受信信号の信号レベルを検波する第３の検波器をさらに
    有する請求項２記載のスペクトル拡散受信機。
  5. 【請求項５】 上記ダイレクトコンバージョン回路は、 上記第１の検波器の出力信号に対して所定のフィルタリ
    ング処理を行う第１のフィルタと、 上記第２の検波器の出力信号に対して所定のフィルタリ
    ング処理を行う第２のフィルタと、 上記第３の検波器の出力信号に対して所定のフィルタリ
    ング処理を行う第３のフィルタとをさらに有する請求項
    ４記載のスペクトル拡散受信機。
  6. 【請求項６】 上記ダイレクトコンバージョン回路は、 上記ローカル拡散コードにより上記ローカル信号を変調
    し、リファレンスローカル信号として出力する変調器
    と、 受信信号の位相をシフトする第１の位相シフタと、 上記リファレンスローカル信号の位相をシフトする第２
    の位相シフタと、 上記リファレンスローカル信号と上記第１の位相シフタ
    の出力信号とを加算する第１の加算器と、 受信信号と上記第２の位相シフタの出力信号とを加算す
    る第２の加算器と、 上記第１の加算器の出力の信号レベルを検波する第１の
    検波器と、 上記第２の加算器の出力の信号レベルを検波する第２の
    検波器とを有する請求項１記載のスペクトル拡散受信
    機。
  7. 【請求項７】 上記ダイレクトコンバージョン回路は、 上記第１の検波器の出力信号に対して所定のフィルタリ
    ング処理を行う第１のフィルタと、 上記第２の検波器の出力信号に対して所定のフィルタリ
    ング処理を行う第２のフィルタとをさらに有する請求項
    ６記載のスペクトル拡散受信機。
  8. 【請求項８】 上記ダイレクトコンバージョン回路は、 受信信号の信号レベルを検波する第３の検波器をさらに
    有する請求項６記載のスペクトル拡散受信機。
  9. 【請求項９】 上記ダイレクトコンバージョン回路は、 上記第１の検波器の出力信号に対して所定のフィルタリ
    ング処理を行う第１のフィルタと、 上記第２の検波器の出力信号に対して所定のフィルタリ
    ング処理を行う第２のフィルタと、 上記第３の検波器の出力信号に対して所定のフィルタリ
    ング処理を行う第３のフィルタとをさらに有する請求項
    ８記載のスペクトル拡散受信機。
  10. 【請求項１０】 上記変調器は直交変調器を有する請求
    項６記載のスペクトル拡散受信機。
  11. 【請求項１１】 上記リファレンスローカル信号に含ま
    れる拡散コードは、受信信号の拡散コードに同期してい
    る請求項１記載のスペクトル拡散受信機。
  12. 【請求項１２】 上記受信信号のキャリア周波数は、上
    記リファレンスローカル信号のキャリア周波数に略等し
    い請求項１記載のスペクトル拡散受信機。
  13. 【請求項１３】 少なくとも第１の検波器と第２の検波
    器の一つは、二乗検波器を有する請求項２記載のスペク
    トル拡散受信機。
  14. 【請求項１４】 少なくとも第１、第２、および第３の
    検波器の一つは、二乗検波器を有する請求項２記載のス
    ペクトル拡散受信機。
  15. 【請求項１５】 少なくとも第１の検波器と第２の検波
    器の一つは、二乗検波器を有する請求項６記載のスペク
    トル拡散受信機。
  16. 【請求項１６】 少なくとも第１、第２、および第３の
    検波器の一つは、二乗検波器を有する請求項８記載のス
    ペクトル拡散受信機。
  17. 【請求項１７】 所定の拡散コードによりある帯域に拡
    散されたスペクトル拡散信号を受信するスペクトル拡散
    受信機であって、 所定周波数のローカル信号を出力するローカル発振器
    と、 受信信号および上記ローカル発振器によるローカル信号
    に基づいて同期および同期保持処理を介してローカル拡
    散コードを生成するローカル拡散コード同期保持手段
    と、 上記ローカル発振器によるローカル信号および上記ロー
    カル拡散コード同期保持手段によるローカル拡散コード
    に基づいてリファレンスローカル信号を生成し、受信信
    号および上記リファレンスローカル信号に基づいて位相
    差を有する２つの信号を生成し、上記位相差を持つ２つ
    の信号に基づいて逆拡散を行うダイレクトコンバージョ
    ン回路とを有するスペクトル拡散受信機。
  18. 【請求項１８】 上記ローカル拡散コード同期保持回路
    は、 制御信号の値に基づいて上記ローカル拡散コードを生成
    するローカル拡散コード生成器と、 所定の時間だけ上記生成されたローカル拡散コードを遅
    延させる第１の位相調整手段と、 所定の時間だけ上記生成されたローカル拡散コードを進
    行させる第２の位相調整手段と、 上記ローカル信号と上記第１の位相調整手段の出力信号
    を乗算する第１の乗算器と、 上記ローカル信号と上記第２の位相調整手段の出力信号
    を乗算する第２の乗算器と、 上記受信信号と上記第１の乗算器の出力信号とを加算す
    る第１の加算器と、 上記第１の加算器の出力信号の振幅成分を検波する第１
    の検波器と、 上記第１の検波器の出力信号の第１のエンベロープを検
    波する第１のエンベロープ検波手段と、 上記受信信号と上記第２の乗算器の出力信号とを加算す
    る第２の加算器と、 上記第２の加算器の出力信号の振幅成分を検波する第１
    の検波器と、 上記第２の検波器の出力信号の第２のエンベロープを検
    波する第２のエンベロープ検波手段と、 上記第１のエンベロープと第２のエンベロープ間の差が
    ゼロに近づいて減少するように上記制御信号を生成する
    制御信号生成手段とを有する請求項１７記載のスペクト
    ル拡散受信機。
  19. 【請求項１９】 上記ローカル拡散コード同期保持回路
    は、 制御信号の値に基づいて上記ローカル拡散コードを生成
    するローカル拡散コード生成器と、 所定の時間だけ上記生成されたローカル拡散コードを遅
    延させる第１の位相調整手段と、 所定の時間だけ上記生成されたローカル拡散コードを進
    行させる第２の位相調整手段と、 上記ローカル信号と上記第１の位相調整手段の出力信号
    を乗算する第１の乗算器と、 上記ローカル信号と上記第２の位相調整手段の出力信号
    を乗算する第２の乗算器と、 上記受信信号の位相をシフトする第１の位相シフタと、 上記第１の乗算器の出力信号の位相をシフトする第２の
    位相シフタと、 上記第２の乗算器の出力信号の位相をシフトする第３の
    位相シフタと、 上記受信信号の位相をシフトする第４の位相シフタと、 上記第１の位相シフタの出力信号と上記第１の乗算器の
    出力信号とを加算する第１の加算器と、 上記受信信号と上記第２の位相シフタの出力信号とを加
    算する第２の加算器と、 上記受信信号と上記第３の位相シフタの出力信号とを加
    算する第３の加算器と、 上記第２の乗算器の出力信号と上記第４の位相シフタの
    出力信号とを加算する第４の加算器と、 上記第１の加算器の出力信号の信号レベルを検波する第
    １の検波器と、 上記第２の加算器の出力信号の信号レベルを検波する第
    ２の検波器と、 上記第３の加算器の出力信号の信号レベルを検波する第
    ３の検波器と、 上記第４の加算器の出力信号の信号レベルを検波する第
    ４の検波器と、 上記第１の検波器の出力に対して所定のフィルタリング
    処理を行う第１のフィルタと、 上記第２の検波器の出力に対して所定のフィルタリング
    処理を行う第２のフィルタと、 上記第３の検波器の出力に対して所定のフィルタリング
    処理を行う第３のフィルタと、 上記第４の検波器の出力に対して所定のフィルタリング
    処理を行う第４のフィルタと、 上記第１および第２のフィルタの出力に基づいて第１の
    ノルムを計算する第１のノルム回路と、 上記第３および第４のフィルタの出力に基づいて第２の
    ノルムを計算する第２のノルム回路と、 上記第１のノルムと第２のノルム間の差がゼロに近づい
    て減少するように上記制御信号を生成する制御信号生成
    手段とを有する請求項１７記載のスペクトル拡散受信
    機。
  20. 【請求項２０】 少なくとも上記第１、第２、第３、お
    よび第４の検波器の一つは二乗検波器を有する請求項１
    ９記載のスペクトル拡散受信機。
  21. 【請求項２１】 上記ローカル拡散コード同期保持回路
    は、 上記第１、第２、第３、および第４のフィルタの出力か
    らＤＣオフセットを除去する手段を有する請求項１９記
    載のスペクトル拡散受信機。
  22. 【請求項２２】 上記ローカル拡散コード同期保持回路
    は、 制御信号の値に基づいて上記同相ローカル拡散コードを
    生成する第１のローカル拡散コード生成器と、 制御信号の値に基づいて上記直交ローカル拡散コードを
    生成する第２のローカル拡散コード生成器と、 所定の時間だけ上記生成された同相および直交ローカル
    拡散コードを遅延させる第１の位相調整手段と、 所定の時間だけ上記生成された同相および直交ローカル
    拡散コードを進行させる第２の位相調整手段と、 上記第１の位相調整手段の出力信号により上記ローカル
    信号を変調する第１の直交変調器と、 上記第２の位相調整手段の出力信号により上記ローカル
    信号を変調する第２の直交変調器と、 上記受信信号の位相をシフトする第１の位相シフタと、 上記第１の直交変調器の出力信号の位相をシフトする第
    ２の位相シフタと、 上記第２の直交変調器の出力信号の位相をシフトする第
    ３の位相シフタと、 上記受信信号の位相をシフトする第４の位相シフタと、 上記第１の位相シフタの出力信号と上記第１の直交変調
    器の出力信号とを加算する第１の加算器と、 上記受信信号と上記第２の位相シフタの出力信号とを加
    算する第２の加算器と、 上記受信信号と上記第３の位相シフタの出力信号とを加
    算する第３の加算器と、 上記第２の直交変調器の出力信号と上記第４の位相シフ
    タの出力信号とを加算する第４の加算器と、 上記第１の加算器の出力信号の信号レベルを検波する第
    １の検波器と、 上記第２の加算器の出力信号の信号レベルを検波する第
    ２の検波器と、 上記第３の加算器の出力信号の信号レベルを検波する第
    ３の検波器と、 上記第４の加算器の出力信号の信号レベルを検波する第
    ４の検波器と、 上記第１の検波器の出力に対して所定のフィルタリング
    処理を行う第１のフィルタと、 上記第２の検波器の出力に対して所定のフィルタリング
    処理を行う第２のフィルタと、 上記第３の検波器の出力に対して所定のフィルタリング
    処理を行う第３のフィルタと、 上記第４の検波器の出力に対して所定のフィルタリング
    処理を行う第４のフィルタと、 上記第１および第２のフィルタの出力に基づいて第１の
    ノルムを計算する第１のノルム回路と、 上記第３および第４のフィルタの出力に基づいて第２の
    ノルムを計算する第２のノルム回路と、 上記第１のノルムと第２のノルム間の差がゼロに近づい
    て減少するように上記制御信号を生成する制御信号生成
    手段とを有する請求項１７記載のスペクトル拡散受信
    機。
  23. 【請求項２３】 少なくとも上記第１、第２、第３、お
    よび第４の検波器の一つは二乗検波器を有する請求項２
    ２記載のスペクトル拡散受信機。
  24. 【請求項２４】 上記ローカル拡散コード同期保持回路
    は、 上記第１、第２、第３、および第４のフィルタの出力か
    らＤＣオフセットを除去する手段を有する請求項２２記
    載のスペクトル拡散受信機。
  25. 【請求項２５】 上記ローカル拡散コード同期保持回路
    は、 制御信号の値に基づいて上記同相ローカル拡散コードを
    生成する第１のローカル拡散コード生成器と、 制御信号の値に基づいて上記直交ローカル拡散コードを
    生成する第２のローカル拡散コード生成器と、 所定の時間だけ上記生成された同相ローカル拡散コード
    を遅延させる第１の位相調整手段と、 所定の時間だけ上記生成された直交ローカル拡散コード
    を遅延させる第２の位相調整手段と、 所定の時間だけ上記生成された同相ローカル拡散コード
    を進行させる第３の位相調整手段と、 所定の時間だけ上記生成された直交ローカル拡散コード
    を進行させる第４の位相調整手段と、 上記ローカル信号と上記第１の位相調整手段の出力信号
    を乗算する第１の乗算器と、 上記ローカル信号と上記第２の位相調整手段の出力信号
    を乗算する第２の乗算器と、 上記ローカル信号と上記第３の位相調整手段の出力信号
    を乗算する第３の乗算器と、 上記ローカル信号と上記第４の位相調整手段の出力信号
    を乗算する第４の乗算器と、 上記受信信号と上記第１の乗算器の出力信号とを加算す
    る第１の加算器と、 上記受信信号と上記第２の乗算器の出力信号とを加算す
    る第２の加算器と、 上記受信信号と上記第３の乗算器の出力信号とを加算す
    る第３の加算器と、 上記受信信号と上記第４の乗算器の出力信号とを加算す
    る第４の加算器と、 上記第１の加算器の出力信号の信号レベルを検波する第
    １の検波器と、 上記第２の加算器の出力信号の信号レベルを検波する第
    ２の検波器と、 上記第３の加算器の出力信号の信号レベルを検波する第
    ３の検波器と、 上記第４の加算器の出力信号の信号レベルを検波する第
    ４の検波器と、 上記第１の検波器の出力に対して所定のフィルタリング
    処理を行う第１のフィルタと、 上記第２の検波器の出力に対して所定のフィルタリング
    処理を行う第２のフィルタと、 上記第３の検波器の出力に対して所定のフィルタリング
    処理を行う第３のフィルタと、 上記第４の検波器の出力に対して所定のフィルタリング
    処理を行う第４のフィルタと、 上記第１および第２のフィルタの出力に基づいて第１の
    ノルムを計算する第１のノルム回路と、 上記第３および第４のフィルタの出力に基づいて第２の
    ノルムを計算する第２のノルム回路と、 上記第１のノルムと第２のノルム間の差がゼロに近づい
    て減少するように上記制御信号を生成する制御信号生成
    手段とを有する請求項１７記載のスペクトル拡散受信
    機。
  26. 【請求項２６】 少なくとも上記第１、第２、第３、お
    よび第４の検波器の一つは二乗検波器を有する請求項２
    ５記載のスペクトル拡散受信機。
  27. 【請求項２７】 上記ローカル拡散コード同期保持回路
    は、 上記第１、第２、第３、および第４のフィルタの出力か
    らＤＣオフセットを除去する手段を有する請求項２５記
    載のスペクトル拡散受信機。
  28. 【請求項２８】 上記ダイレクトコンバージョン回路
    は、 上記ローカル信号と上記ローカル拡散コードを乗算し、
    リファレンスローカル信号として出力する乗算器と、 受信信号の位相をシフトする第１の位相シフタと、 上記リファレンスローカル信号の位相をシフトする第２
    の位相シフタと、 上記リファレンスローカル信号と上記第１の位相シフタ
    の出力信号とを加算する第１の加算器と、 受信信号と上記第２の位相シフタの出力信号とを加算す
    る第２の加算器と、 上記第１の加算器の出力の信号レベルを検波する第１の
    検波器と、 上記第２の加算器の出力の信号レベルを検波する第２の
    検波器とを有する請求項１８記載のスペクトル拡散受信
    機。
  29. 【請求項２９】 上記ダイレクトコンバージョン回路
    は、 上記第１の検波器の出力信号に対して所定のフィルタリ
    ング処理を行う第１のフィルタと、 上記第２の検波器の出力信号に対して所定のフィルタリ
    ング処理を行う第２のフィルタとをさらに有する請求項
    ２８記載のスペクトル拡散受信機。
  30. 【請求項３０】 上記ダイレクトコンバージョン回路
    は、 受信信号の信号レベルを検波する第３の検波器をさらに
    有する請求項２８記載のスペクトル拡散受信機。
  31. 【請求項３１】 上記ダイレクトコンバージョン回路
    は、 上記第１の検波器の出力信号に対して所定のフィルタリ
    ング処理を行う第１のフィルタと、 上記第２の検波器の出力信号に対して所定のフィルタリ
    ング処理を行う第２のフィルタと、 上記第３の検波器の出力信号に対して所定のフィルタリ
    ング処理を行う第３のフィルタとをさらに有する請求項
    ３０記載のスペクトル拡散受信機。
  32. 【請求項３２】 上記ダイレクトコンバージョン回路
    は、 上記同相および直交ローカル拡散コードにより上記ロー
    カル信号を変調し、リファレンスローカル信号として出
    力する直交変調器と、 受信信号の位相をシフトする第１の位相シフタと、 上記リファレンスローカル信号の位相をシフトする第２
    の位相シフタと、 上記リファレンスローカル信号と上記第１の位相シフタ
    の出力信号とを加算する第１の加算器と、 受信信号と上記第２の位相シフタの出力信号とを加算す
    る第２の加算器と、 上記第１の加算器の出力の信号レベルを検波する第１の
    検波器と、 上記第２の加算器の出力の信号レベルを検波する第２の
    検波器とを有する請求項１９記載のスペクトル拡散受信
    機。
  33. 【請求項３３】 上記ダイレクトコンバージョン回路
    は、 上記第１の検波器の出力信号に対して所定のフィルタリ
    ング処理を行う第１のフィルタと、 上記第２の検波器の出力信号に対して所定のフィルタリ
    ング処理を行う第２のフィルタとをさらに有する請求項
    ３２記載のスペクトル拡散受信機。
  34. 【請求項３４】 上記ダイレクトコンバージョン回路
    は、 受信信号の信号レベルを検波する第３の検波器をさらに
    有する請求項３２記載のスペクトル拡散受信機。
  35. 【請求項３５】 上記ダイレクトコンバージョン回路
    は、 上記第１の検波器の出力信号に対して所定のフィルタリ
    ング処理を行う第１のフィルタと、 上記第２の検波器の出力信号に対して所定のフィルタリ
    ング処理を行う第２のフィルタと、 上記第３の検波器の出力信号に対して所定のフィルタリ
    ング処理を行う第３のフィルタとをさらに有する請求項
    ３４記載のスペクトル拡散受信機。
  36. 【請求項３６】 上記リファレンスローカル信号に含ま
    れる拡散コードは、受信信号の拡散コードに同期してい
    る請求項１７記載のスペクトル拡散受信機。
  37. 【請求項３７】 上記受信信号のキャリア周波数は、上
    記リファレンスローカル信号のキャリア周波数に略等し
    い請求項１７記載のスペクトル拡散受信機。
  38. 【請求項３８】 所定の拡散コードによりある帯域に拡
    散されたスペクトル拡散信号を受信するソフトウェア無
    線用スペクトル拡散受信機であって、 所定周波数のローカル信号を出力するローカル発振器
    と、 受信信号および上記ローカル発振器によるローカル信号
    に基づいて同期および同期保持のデジタル処理を介して
    ローカル拡散コードを生成するローカル拡散コード同期
    保持手段と、 上記ローカル発振器によるローカル信号および上記ロー
    カル拡散コード同期保持手段によるローカル拡散コード
    に基づいてリファレンスローカル信号を生成し、受信信
    号および上記ローカルリファレンス信号に基づいて位相
    差を有する２つの信号を生成し、上記位相差を持つ２つ
    の信号に基づいて逆拡散を行うダイレクトコンバージョ
    ン回路とを有するスペクトル拡散受信機。
  39. 【請求項３９】 上記ローカル拡散コード同期保持回路
    は、 制御信号の値に基づいて上記同相ローカル拡散コードを
    生成する第１のローカル拡散コード生成器と、 制御信号の値に基づいて上記直交ローカル拡散コードを
    生成する第２のローカル拡散コード生成器と、 所定の時間だけ上記生成された同相および直交ローカル
    拡散コードを遅延させる第１の位相調整手段と、 所定の時間だけ上記生成された同相および直交ローカル
    拡散コードを進行させる第２の位相調整手段と、 上記第１の位相調整手段の出力信号により上記ローカル
    信号を変調する第１の直交変調器と、 上記第２の位相調整手段の出力信号により上記ローカル
    信号を変調する第２の直交変調器と、 上記受信信号の位相をシフトする第１の位相シフタと、 上記第１の直交変調器の出力信号の位相をシフトする第
    ２の位相シフタと、 上記第２の直交変調器の出力信号の位相をシフトする第
    ３の位相シフタと、 上記受信信号の位相をシフトする第４の位相シフタと、 上記第１の位相シフタの出力信号と上記第１の直交変調
    器の出力信号とを加算する第１の加算器と、 上記受信信号と上記第２の位相シフタの出力信号とを加
    算する第２の加算器と、 上記受信信号と上記第３の位相シフタの出力信号とを加
    算する第３の加算器と、 上記第２の直交変調器の出力信号と上記第４の位相シフ
    タの出力信号とを加算する第４の加算器と、 上記第１の加算器の出力信号の信号レベルを検波する第
    １の検波器と、 上記第２の加算器の出力信号の信号レベルを検波する第
    ２の検波器と、 上記第３の加算器の出力信号の信号レベルを検波する第
    ３の検波器と、 上記第４の加算器の出力信号の信号レベルを検波する第
    ４の検波器と、 上記第１の検波器の出力に対して所定のフィルタリング
    処理を行う第１のフィルタと、 上記第２の検波器の出力に対して所定のフィルタリング
    処理を行う第２のフィルタと、 上記第３の検波器の出力に対して所定のフィルタリング
    処理を行う第３のフィルタと、 上記第４の検波器の出力に対して所定のフィルタリング
    処理を行う第４のフィルタと、 上記第１および第２のフィルタの出力アナログ信号をデ
    ジタル信号に変換する第１のアナログ−デジタル（Ａ／
    Ｄ）変換手段と、 上記第３および第４のフィルタの出力アナログ信号をデ
    ジタル信号に変換する第２のＡ／Ｄ変換手段と、 上記第１のＡ／Ｄ変換手段と第２のＡ／Ｄ変換手段の出
    力間の差がゼロに近づいて減少するように上記制御信号
    を生成するデジタル処理手段とを有する請求項３８記載
    のスペクトル拡散受信機。
  40. 【請求項４０】 少なくとも上記第１、第２、第３、お
    よび第４の検波器の一つは二乗検波器を有する請求項３
    ９記載のスペクトル拡散受信機。
JP2000363847A 2000-10-24 2000-10-24 スペクトル拡散受信機 Expired - Fee Related JP4505981B2 (ja)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2000363847A JP4505981B2 (ja) 2000-10-24 2000-10-24 スペクトル拡散受信機
US10/017,217 US7010022B2 (en) 2000-10-24 2001-10-23 Spread spectrum receiver

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2000363847A JP4505981B2 (ja) 2000-10-24 2000-10-24 スペクトル拡散受信機

Publications (3)

Publication Number Publication Date
JP2002135169A true JP2002135169A (ja) 2002-05-10
JP2002135169A5 JP2002135169A5 (ja) 2007-04-26
JP4505981B2 JP4505981B2 (ja) 2010-07-21

Family

ID=18834891

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2000363847A Expired - Fee Related JP4505981B2 (ja) 2000-10-24 2000-10-24 スペクトル拡散受信機

Country Status (2)

Country Link
US (1) US7010022B2 (ja)
JP (1) JP4505981B2 (ja)

Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20020136276A1 (en) * 2000-03-09 2002-09-26 Franceschini Michael R. Frequency domain direct sequence spread spectrum with flexible time frequency code
DE60208149T2 (de) * 2002-01-18 2006-07-06 Sony Deutschland Gmbh Fünfport-topologie für Direktmischung
DE10222115B4 (de) * 2002-05-17 2018-02-15 Advanced Micro Devices, Inc. Gemeinsam verwendete Schaltkreise für Funktionseinheiten eines WLAN-Empfängers
US7885409B2 (en) 2002-08-28 2011-02-08 Rockwell Collins, Inc. Software radio system and method
EP1573995A1 (en) * 2002-12-09 2005-09-14 Philips Intellectual Property & Standards GmbH Phase/gain imbalance estimation or compensation
GB2400282B8 (en) * 2003-03-31 2014-08-27 St Microelectronics Res & Dev Integrated circuit for code acquisition
KR101037829B1 (ko) * 2006-04-25 2011-05-31 닛본 덴끼 가부시끼가이샤 파일럿 신호 전송 방법 및 무선 통신 장치
US7720506B1 (en) 2006-07-28 2010-05-18 Rockwell Collins, Inc. System and method of providing antenna specific front ends for aviation software defined radios
US7831255B1 (en) 2006-07-31 2010-11-09 Rockwell Collins, Inc. System and method of providing automated availability and integrity verification for aviation software defined radios
KR100946124B1 (ko) * 2008-12-08 2010-03-10 삼성전기주식회사 멀티포트 네트워크의 ｉ／ｑ 신호 재생 장치 및 그 방법
FR2974914B1 (fr) * 2011-05-05 2013-05-10 Thales Sa Dispositif de reception d'un systeme de positionnement par satellite comprenant une fonction de detection de faux accrochages

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6276942A (ja) * 1985-09-30 1987-04-09 Mitsubishi Electric Corp 受信回路
JPH01188130A (ja) * 1988-01-22 1989-07-27 Tokyo Electric Co Ltd スペクトラム拡散通信装置
JPH0856176A (ja) * 1994-08-11 1996-02-27 Matsushita Electric Ind Co Ltd 直接変換受信機
JPH09219728A (ja) * 1996-02-09 1997-08-19 Matsushita Electric Ind Co Ltd フィルタに遮断周波数切替手段を備えた直接変換受信機
JPH09261114A (ja) * 1996-03-22 1997-10-03 Yamaha Motor Co Ltd スペクトル拡散通信方法および装置
JPH10303776A (ja) * 1997-04-28 1998-11-13 Toshiba Corp 受信装置

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4538281A (en) * 1982-05-06 1985-08-27 Rockwell International Corporation Adaptive acquisition of multiple access codes
US4736390A (en) * 1986-10-15 1988-04-05 Itt Avionics, A Division Of Itt Corporation Zero IF radio receiver apparatus
US4888788A (en) * 1986-11-20 1989-12-19 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Transmitting and receiving systems
JPH0777361B2 (ja) * 1990-07-04 1995-08-16 クラリオン株式会社 スペクトラム拡散受信装置
JP2689890B2 (ja) * 1993-12-30 1997-12-10 日本電気株式会社 スペクトラム拡散受信機
DE69634845T2 (de) * 1995-01-05 2006-05-18 Ntt Docomo Inc. Vorrichtung und verfahren zur kohärenten verfolgung eines signals zur verwendung in einem cdma empfänger
DE69636424T8 (de) * 1995-06-13 2007-12-06 Ntt Docomo, Inc. Direktsequenz-Kodemultiplexvielfachzugriffsempfänger und Verfahren zur Synchronisierung dafür
JP2737730B2 (ja) * 1995-11-30 1998-04-08 日本電気株式会社 スペクトル拡散送受信機
US5774493A (en) * 1996-08-02 1998-06-30 General Electric Company Sequence constructions for delay-and-correlate transmitted reference signaling
US6029052A (en) * 1997-07-01 2000-02-22 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Multiple-mode direct conversion receiver
US6445726B1 (en) * 1999-04-30 2002-09-03 Texas Instruments Incorporated Direct conversion radio receiver using combined down-converting and energy spreading mixing signal
US6484042B1 (en) * 1999-08-25 2002-11-19 Skyworks Solutions, Inc. Secondary automatic gain control loops for direct conversion CDMA receivers
FI111579B (fi) * 1999-10-13 2003-08-15 U Nav Microelectronics Corp Hajaspektrivastaanotin
US6704349B1 (en) * 2000-01-18 2004-03-09 Ditrans Corporation Method and apparatus for canceling a transmit signal spectrum in a receiver bandwidth
AU2000258506A1 (en) * 2000-07-07 2002-01-21 Sony Corporation Universal platform for software defined radio

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6276942A (ja) * 1985-09-30 1987-04-09 Mitsubishi Electric Corp 受信回路
JPH01188130A (ja) * 1988-01-22 1989-07-27 Tokyo Electric Co Ltd スペクトラム拡散通信装置
JPH0856176A (ja) * 1994-08-11 1996-02-27 Matsushita Electric Ind Co Ltd 直接変換受信機
JPH09219728A (ja) * 1996-02-09 1997-08-19 Matsushita Electric Ind Co Ltd フィルタに遮断周波数切替手段を備えた直接変換受信機
JPH09261114A (ja) * 1996-03-22 1997-10-03 Yamaha Motor Co Ltd スペクトル拡散通信方法および装置
JPH10303776A (ja) * 1997-04-28 1998-11-13 Toshiba Corp 受信装置

Also Published As

Publication number Publication date
US20020131480A1 (en) 2002-09-19
US7010022B2 (en) 2006-03-07
JP4505981B2 (ja) 2010-07-21

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP0682427B1 (en) Correlation detector and communication apparatus
EP0708534B1 (en) Spread spectrum receiving apparatus
US5712869A (en) Data transmitter and receiver of a spread spectrum communication system using a pilot channel
US5594754A (en) Spread spectrum communication receiver
EP0577044B1 (en) Phase difference correcting demodulator for a receiver for spread spectrum communication and method of demodulating
EP0622920B1 (en) Spread spectrum receiving apparatus and method
JPH098699A (ja) スペクトラム拡散信号受信装置
JP4505981B2 (ja) スペクトル拡散受信機
US5848096A (en) Communication method and system using different spreading codes
WO2002032015A1 (en) Baseband phase estimation technique for demodulation of overlap ping packets
US6850558B1 (en) Spread spectrum receiver
JPH088782A (ja) 直接スペクトル拡散通信方式
JP2952305B2 (ja) 相関検出器および通信装置
KR950011080B1 (ko) 대역확산통신방식의 비동기 디지탈 수신시스템
JP2650553B2 (ja) スペクトル拡散復調装置
KR0163749B1 (ko) 힐버트 필터에 의한 단일 사이드 밴드 bpsk 변/복조 방식
JPH07283762A (ja) スペクトラム拡散通信装置
JP2724949B2 (ja) スペクトル拡散通信方式
JP2001086175A (ja) Ｖｓｂ復調器
JPH1141201A (ja) 搬送波再生回路
JP2004254066A (ja) スペクトラム拡散信号の復調方式
JPH1065571A (ja) スペクトル拡散無線通信装置
JPH03236644A (ja) スペクトル拡散通信受信装置
JPH1198107A (ja) スペクトラム拡散通信方式の受信装置
JPH07193557A (ja) 直接拡散スペクトル拡散通信方式

Legal Events

Date Code Title Description
A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20070312

A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20070312

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20090710

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20090728

A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20090924

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20091201

A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20100125

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20100406

A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20100419

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130514

Year of fee payment: 3

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130514

Year of fee payment: 3

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees