JPH08317651A - スイッチングモード電源供給装置のスイッチング素子駆動回路 - Google Patents

スイッチングモード電源供給装置のスイッチング素子駆動回路

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JPH08317651A
JPH08317651A JP8026570A JP2657096A JPH08317651A JP H08317651 A JPH08317651 A JP H08317651A JP 8026570 A JP8026570 A JP 8026570A JP 2657096 A JP2657096 A JP 2657096A JP H08317651 A JPH08317651 A JP H08317651A
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JP
Japan
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switching
power supply
effect transistor
mos field
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JP8026570A
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Inventor
Dong-Young Huh
東栄 許
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Daiu Denshi Kk
WiniaDaewoo Co Ltd
Original Assignee
Daiu Denshi Kk
Daewoo Electronics Co Ltd
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Filing date
Publication date
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    • H03K—PULSE TECHNIQUE
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【課題】 スイッチング素子を制御する回路の提供。 【解決手段】 外部から入力される交流電源を直流電源
に変換させる電源変換部と、電源変換部の直流電源を負
荷に供給するためにスイッチングするスイッチング素子
と、外部から入力される制御信号に応じて所定周期を有
する矩形波の駆動信号を発生させるための発振部と、発
振部の駆動信号がローレベルからハイレベルにトリガさ
れる毎に第１制御信号を発生するための第１制御信号発
生部と、外部から入力される制御信号がハイレベルから
ローレベルにトリガされる時第２制御信号を発生するた
めの第２制御信号発生部と、第１制御信号発生部の第１
制御信号に応じてスイッチング素子がターンオン状態に
スイッチングされ、第２制御信号発生部の第２制御信号
に応じてスイッチング素子をターンオフ状態にスイッチ
ングするように制御するためのドライブ部よりなる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はスイッチングモード
電源供給装置に係り、特に小型のトランスフォーマを用
いてスイッチング素子を駆動させるスイッチング素子駆
動回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般のスイッチングモード電源供給装置
は入力される交流電源を直流電源に変換させる電源変換
部と、電源変換部の直流電源を負荷を供給させるために
スイッチング動作を行うスイッチング素子と、外部から
入力される第１制御信号及び第２制御信号に応じてスイ
ッチング素子を制御するドライブ回路よりなる。この
際、スイッチング素子はスイッチング損失の少ないＭＯ
Ｓ電界効果トランジスタを用いる。
【０００３】図１において、スイッチング素子としてＭ
ＯＳ電界効果トランジスタ２を用いたスイッチングモー
ド電源供給装置において、ＭＯＳ電界効果トランジスタ
２をターンオンまたはターンオフ状態にスイッチングさ
せるドライブ回路１が示されている。外部からＭＯＳ電
界効果トランジスタ２をターンオフ状態にスイッチング
させるためにハイレベルに入力される第１制御信号Ｓ１
は抵抗１１の入力側に供給され、抵抗１１の出力側には
第１制御信号Ｓ１に応じてターンオン状態にスイッチン
グするトランジスタ１２のベース側が連結され、トラン
ジスタ１２のコレクタ側にはトランスフォーマ１３の１
次側巻線の第１出力側ＯＵＴ１が連結される。この際、
トランジスタ１２のエミッタ側は接地と連結され、トラ
ンスフォーマ１３の１次側巻線の入力側には直流電圧Ｖ
ｃｃが供給される。
【０００４】トランスフォーマ１３の２次側巻線にはト
ランスフォーマ１３の励磁電圧でターンオン状態にスイ
ッチングするＭＯＳ電界効果トランジスタ２のゲートが
連結され、ＭＯＳ電界効果トランジスタ２のドレインに
は電源変換部３が連結され、ＭＯＳ電界効果トランジス
タ２のソースにはトランスフォーマ１３の２次側巻線の
出力側と連結される。
【０００５】ＭＯＳ電界効果トランジスタ２のゲート及
びソース間に形成された電位ＶＧＳがトランスフォーマ
１３の２次側巻線の入力側に供給されることを遮断する
ツェナーダイオード１４が連結され、かつＭＯＳ電界効
果トランジスタ２のゲートとソースとの間に形成された
電位ＶＧＳを一定に保たせるツェナーダイオード１５が
連結される。
【０００６】一方、ＭＯＳ電界効果トランジスタ２をタ
ーンオフ状態にスイッチングするためにハイレベルに入
力される第２制御信号Ｓ２が抵抗１６の入力側に供給さ
れ、抵抗１６の出力側には第２制御信号Ｓ２に応じてタ
ーンオン状態にスイッチングする第２トランジスタ１７
のベース側が連結され、第２トランジスタ１７のコレク
タはトランスフォーマ１３の１次側巻線の第２出力側Ｏ
ＵＴ２を連結する。この際、第２トランジスタ１７のエ
ミッタ側は接地と連結される。
【０００７】前述したようなスイッチングモード電源供
給装置のスイッチング素子駆動回路を図２に基づき説明
すれば次の通りである。
【０００８】外部から図２Ａに示したような第１制御信
号Ｓ１がハイレベルにトリガされ駆動回路１の抵抗１１
を通じて第１トランジスタ１２に供給されれば、第１ト
ランジスタ１２はターンオン状態にスイッチングされ
る。従って、トランスフォーマ１３の１次側巻線は入力
側から第１出力側ＯＵＴ１に電流が流れてトランスフォ
ーマ１３の２次側巻線が励磁される。
【０００９】トランスフォーマ１３の励磁電圧はツェナ
ーダイオード１４を通してＭＯＳ電界効果トランジスタ
２に供給され、ＭＯＳ電界効果トランジスタ２をターン
オン状態にスイッチングさせる。従って、電源変換部３
から出力される直流電源がＭＯＳ電界効果トランジスタ
２のソースに供給される。この際、ＭＯＳ電界効果トラ
ンジスタ２のゲート及びソースとの間に形成された電位
ＶＧＳは図２Ｃに示したように、ＭＯＳ電界効果トラン
ジスタ２のゲート及びソース間の電位ＶＧＳはツェナー
ダイオード１５の設定電圧以上を越えなくなる。
【００１０】一方、図２Ｂに示したような第２制御信号
Ｓ２がハイレベルにトリガされ抵抗１６を通して第２ト
ランジスタ１７に供給されれば、第２トランジスタ１７
はターンオン状態にスイッチングするようになる。従っ
て、トランスフォーマ１３の１次側巻線は入力側から第
２出力側ＯＵＴ２に電流が流れてトランスフォーマ１３
の２次側巻線が励磁される。この際、トランスフォーマ
１３の励磁電圧はトランスフォーマ１３の入力側から第
１出力側ＯＵＴ１に電流が流れる時励磁された電位と逆
の電位である。
【００１１】トランスフォーマ１３の励磁電圧はツェナ
ーダイオード１４を通してＭＯＳ電界効果トランジスタ
２に供給されＭＯＳ電界トランジスタ２をターンオフ状
態にスイッチングし、よって電源変換部３から出力され
る直流電源がＭＯＳ電界効果トランジスタ２のソースに
供給されなくなる。
【００１２】このような従来のスイッチング素子駆動装
置において、第１制御信号Ｓ１及び第２制御信号Ｓ２に
応じてトランスフォーマ１３が駆動され、トランスフォ
ーマ１３の励磁電圧によりＭＯＳ電界効果トランジスタ
２がスイッチングされるので、ＭＯＳ電界効果トランジ
スタ２のスイッチング周波数が低い場合はＭＯＳ電界効
果トランジスタ２を正確にスイッチングさせるためにト
ランスフォーマ１３が大きくなり、よってスイッチング
モード電源供給装置の軽薄短小が不可能になった。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】従って、本発明の目的
はトランスフォーマを駆動させるための制御信号を周期
的に発生させトランスフォーマの大きさが縮められるス
イッチング素子駆動回路を提供することである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】前述した目的を達成する
ために本発明によるスイッチングモード電源供給装置の
スイッチング素子駆動装置は、外部から入力される交流
電源を直流電源に変換させる電源変換部と、電源変換部
の直流電源を負荷に供給するためにスイッチングするス
イッチング素子と、外部から入力される制御信号に応じ
て所定周期を有する矩形波の駆動信号を発生させるため
の発振部と、発振部の駆動信号がローレベルからハイレ
ベルにトリガされる毎に第１制御信号を発生するための
第１制御信号発生部と、外部から入力される制御信号が
ハイレベルからローレベルにトリガされる時第２制御信
号を発生するための第２制御信号発生部と、第１制御信
号発生部の第１制御信号に応じてスイッチング素子がタ
ーンオン状態にスイッチングされ、第２制御信号発生部
の第２制御信号に応じてスイッチング素子をターンオフ
状態にスイッチングするように制御するためのドライブ
部よりなることを特徴とする。
【００１５】本発明の望ましい具現例によれば、外部か
ら入力される制御信号がハイレベルにトリガされる時、
発振部では所定周期を有する駆動信号を連続的に発生
し、駆動信号がローレエルからハイレベルにトリガされ
る時第１制御信号が第１制御信号発生部で発生され、か
つ外部から入力される制御信号がハイレベルからローレ
ベルにトリガされる時第１制御信号発生部では第２制御
信号を発生する。そして、ドライブ部では第１制御信号
に応じてスイッチング素子がターンオン状態にスイッチ
ングするように動作され電源変換部から出力される直流
電源が負荷に供給され、第２制御信号に応じてスイッチ
ング素子がターンオフ状態にスイッチングされるように
動作して電源変換部の直流電源が負荷に供給されない。
従って、第１制御信号が周期的に連続して発生するの
で、スイッチング素子のスイッチング周波数が低い時も
スイッチング素子を正確にスイッチングさせるためのト
ランスフォーマが縮められる。
【００１６】
【発明の実施の形態】以下、添付した図面に基づき本発
明の望ましい一実施例をさらに詳しく説明する。
【００１７】図３は本発明によるスイッチング素子駆動
回路の構成を示すブロック図であり、図４は図３のスイ
ッチング素子駆動回路の構成を示す詳細回路図である。
【００１８】この図を参照すれば、本発明によるスイッ
チングモード電源供給装置は入力される交流電源を直流
電源に変換させる電源変換部３００と、電源変換部３０
０からの直流電源を負荷に供給するようにスイッチング
するためのＭＯＳ電界効果トランジスタよりなるスイッ
チング素子２００と、スイッチング素子２００をスイッ
チングするように制御させる駆動回路１００を含む。
【００１９】ここで、電源変換部３００、スイッチング
素子２００は前記と同様な構成を有するので、これに対
する説明は省くこととする。スイッチング素子駆動回路
１００は外部から入力される制御信号Ｓに応じて所定周
期を有する矩形波の駆動信号ＯＵＴを発生させる発振部
１１０と、発振部１１０の駆動信号ＯＵＴがローレベル
からハイレベルにトリガされる時第１制御信号Ｓ１を発
生する第１制御信号発生部１２０と、外部から入力され
る制御信号Ｓがハイレベルからローレベルにトリガされ
る時第２制御信号Ｓ２を発生する第２制御信号発生部１
３０と、第１制御信号発生部１２０及び第２制御信号発
生部１３０の第１制御信号Ｓ１及び第２制御信号Ｓ２に
応じてＭＯＳ電界効果トランジスタ２００のスイッチン
グ動作を制御するドライブ部１４０を含む。ここで、外
部から入力される制御信号Ｓはマイクロプロセッサ（図
示せず）からパワーグッド信号が出力される時ハイレベ
ルにトリガされる信号である。
【００２０】これに対する細部構成を図４の詳細回路図
に基づき説明する。直流電源Ｖｃｃの入力側には発振部
１１０の抵抗１１１、１１２及びキャパシタ１１３が直
列に連結され、キャパシタ１１３の他側は接地と連結さ
れる。そして、抵抗１１２の出力側には抵抗１１１、１
１２及びキャパシタ１１３の時定数を周期として有する
矩形波の駆動信号ＯＵＴを出力するマルチバイブレータ
１１４が連結される。そして、直流電源Ｖｃｃはマルチ
バイブレータ１１４の電源端子ＩＮ１を通して入力され
マルチバイブレータ１１４を駆動させる。
【００２１】外部から入力される制御信号Ｓが発振部１
１０の抵抗１１５の入力側に供給され、抵抗１１５の出
力側には制御信号Ｓに応じてスイッチングするトランジ
スタ１１６のベース側が連結され、トランジスタ１１６
のエミッタ側は抵抗１１２の出力側が連結され、トラン
ジスタ１１６のコレクタ側は接地と連結される。
【００２２】一方、マルチバイブレータ１１４の駆動信
号ＯＵＴに応じてＭＯＳ電界効果トランジスタ２００を
ターンオン状態にスイッチングさせるための第１制御信
号Ｓ１を発生する第１制御信号発生部１２０はマルチバ
イブレータ１１４の駆動信号ＯＵＴを充放電させるキャ
パシタ１２１と、キャパシタ１２１の充電電圧を放電さ
せる抵抗１２２と、キャパシタ１２１の出力信号及び駆
動信号ＯＵＴを論理積して第１制御信号Ｓ１を発生する
ＡＮＤゲート１２３とを備える。
【００２３】そして、外部から入力される制御信号Ｓに
応じてＭＯＳ電界効果トランジスタ２００をターンオフ
状態にスイッチングさせるための第２制御信号Ｓ２を発
生する第２制御信号発生部１３０は制御信号Ｓを反転さ
せるインバータ１３１と、インバータ１３１の出力信号
を充放電させるキャパシタ１３２と、キャパシタ１３２
の充電電圧を放電させる抵抗１３３と、キャパシタ１３
２の出力信号及び制御信号Ｓを論理積して第２制御信号
Ｓ２を発生するＡＮＤゲート１３４とを備える。
【００２４】第１制御信号発生部１２０及び第２制御信
号発生部１３０の出力側には第１制御信号Ｓ１及び第２
制御信号Ｓ２に応じてＭＯＳ電界効果トランジスタ２０
０をスイッチングさせるためのドライブ部１４０が連結
される。第１制御信号発生部１２０の第１制御信号Ｓ１
を通過させるドライブ部１４０の抵抗１４１の出力側に
は抵抗１４１の出力電圧によりスイッチングする第１ト
ランジスタ１４２のベース側が連結され、第１トランジ
スタ１４２のコレクタ側には第１トランジスタ１４２が
ターンオン状態になる時１次側巻線に電流が流れて２次
側巻線を励磁させるトランスフォーマ１４３の１次側巻
線の第１出力側ＯＵＴ１と連結され、トランスフォーマ
１４３の入力側には入力電源Ｖｃｃが供給される。
【００２５】トランスフォーマ１４３の２次側巻線の入
力側にはＭＯＳ電界効果トランジスタ２００のゲートと
ソースとの間に形成された電位ＶＧＳがトランスフォー
マ１４３の２次側巻線に供給されることを防ぐためのツ
ェナーダイオード１４４のアノードが連結され、ツェナ
ーダイオード１４４のカソードにはＭＯＳ電界効果トラ
ンジスタ２００のゲート側が連結される。そして、ＭＯ
Ｓ電界効果トランジスタ２００のドレイン側には入力さ
れる交流電源を直流電源に変換させる電源変換部３００
の出力側が連結され、ＭＯＳ電界効果トランジスタ２０
０のソース側はトランスフォーマ１４３の２次側巻線の
出力側と連結される。ＭＯＳ電界効果トランジスタ２０
０がターンオン状態にスイッチングされる時直流電源は
トランスフォーマ１４３の２次側巻線の出力側に供給さ
れる。
【００２６】そして、ＭＯＳ電界効果トランジスタ２０
０のゲート側にはＭＯＳ電界効果トランジスタ２００の
ゲート及びソース間に形成された電位ＶＧＳを一定に保
たせＭＯＳ電界効果トランジスタ２００を保護するため
のツェナーダイオード１４５のカソードを連結し、ツェ
ナーダイオード１４５のアノードはＭＯＳ電界効果トラ
ンジスタ２００のソース側を連結する。そして、ツェナ
ーダイオード１４５のカソードとアノードとの間にＭＯ
Ｓ電界効果トランジスタ２００のゲート及びソース間に
形成された電位ＶＧＳを放電させＭＯＳ電界効果トラン
ジスタ２００を保護するための抵抗１４６が連結され
る。
【００２７】一方、第２制御信号発生部１３０の第２制
御信号Ｓ２を通過させるドライブ部１４０の抵抗１４７
の出力側には抵抗１４７の出力電圧によりスイッチング
する第２トランジスタ１４８のベース側が連結され、第
２トランジスタ１４８のコレクタ側にはトランジスタ１
４８がターンオン状態にスイッチングされる時１次側巻
線に電流が流れて２次側巻線を励磁させるトランスフォ
ーマ１４３の１次側巻線の第２出力側ＯＵＴ２と連結さ
れる。この際、トランスフォーマ１４３の２次側巻線の
励磁電圧は第１トランジスタ１４２がターンオンされる
時トランスフォーマ１４３の２次側巻線の励磁電位と逆
の電位を有する。
【００２８】図５は図４の各部の出力信号を示した波形
図であって、これに基づき本発明によるＭＯＳ電界効果
トランジスタの作用を説明すれば次の通りである。図５
Ａに示したように、外部から制御信号Ｓがハイレベルに
トリガされ入力される場合を説明する。
【００２９】直流電源Ｖｃｃが入力端子ＩＮ１を通して
発振部１１０のマルチバイブレータ１１４に入力されれ
ば、マルチバイブレータ１１４が動作され図５Ｂに示し
たような矩形波の駆動信号ＯＵＴが出力される。駆動信
号ＯＵＴの周期は抵抗１１１、１１２及びキャパシタ１
１３の時定数により決定される。マルチバイブレータ１
１４の駆動信号ＯＵＴは第１制御信号発生部１２０に供
給され第１制御信号発生部１２０ではＭＯＳ電界効果ト
ランジスタ２００をターンオン状態にスイッチングさせ
るための第１制御信号Ｓ１を発生する。例えば、駆動信
号ＯＵＴがローレベルからハイレベルにトリガされる時
ハイレベルにトリガされた駆動信号ＯＵＴはキャパシタ
１２１に供給して充電するが、かかるキャパシタ１２１
が充電される間キャパシタ１２１の出力信号はハイレベ
ルにＡＮＤゲート１２３の一側に供給する。そして、ハ
イレベルの駆動信号ＯＵＴはＡＮＤゲート１２３の他側
に供給する。従って、ＡＮＤゲート１２３は供給された
キャパシタ１２１の充電信号と駆動信号とを論理積して
ＡＮＤゲート１２３では第１制御信号Ｓ１を出力する。
【００３０】その後、キャパシタ１２１の充電が終わる
と、キャパシタ１２１の充電電圧は抵抗１２２を通して
放電されるので、キャパシタ１２１の出力信号はローレ
ベルにＡＮＤゲート１２３の一側に供給され、ハイレベ
ルの駆動信号ＯＵＴはＡＮＤゲート１２３の他側に供給
され論理積される。ＡＮＤゲート１２３の第１制御信号
Ｓ１はハイレベルからローレベルにトリガされる。この
際、ハイレベルからローレベルにトリガされる区間はキ
ャパシタ１２１及び抵抗１２２の時定数で決定され、図
５Ｂに示した通りである。
【００３１】そして、第１制御信号発生部１２０の第１
制御信号Ｓ１はドライブ部１４０に供給されＭＯＳ電界
効果トランジスタ２００をターンオン状態にスイッチン
グさせる。すなわち、ハイレベルの第１制御信号Ｓ１が
抵抗１４１を通じて第１トランジスタ１４２に供給さ
れ、第１トランジスタ１４２がターンオン状態にスイッ
チングされる。
【００３２】一方、ハイレベルの制御信号Ｓは第２制御
信号発生部１３０に供給され、第２制御信号発生部１３
０ではＭＯＳ電界効果トランジスタ２００をターンオン
状態にスイッチングさせるための第２制御信号Ｓ２を出
力する。すなわちハイレベルの制御信号Ｓは第２制御信
号発生部１３０のインバータ１３１に供給され制御信号
Ｓは反転され、インバータ１３１の出力信号はＡＮＤゲ
ート１３４の一側に供給される。この際、インバータ１
３１の出力信号に応じてＡＮＤゲート１３４ではローレ
ベルの第２制御信号Ｓ２が出力される。ローレベルの第
２制御信号Ｓ２はドライブ部１４０の抵抗１４７を通し
て第２トランジスタ１４８に供給され第２トランジスタ
１４８に供給され第２トランジスタ１４８に供給され第
２トランジスタ１４８がターンオフ状態にスイッチング
される。
【００３３】従って、トランスフォーマ１４３は１次側
巻線の入力側から第１出力側ＯＵＴ１に電流が流れて２
次側巻線に励磁される。この際、２次側巻線の励磁電圧
はトランスフォーマ１４３の１次側巻線及び２次側巻線
の比で決定される。
【００３４】トランスフォーマ１４３の２次側巻線は励
磁電圧はツェナーダイオード１４４を通してＭＯＳ電界
効果トランジスタ２００のゲートに供給されＭＯＳ電界
効果トランジスタ２００がターンオン状態にスイッチン
グされる。すなわち電源変換部３００から出力される直
流電源がＭＯＳ電界効果トランジスタ２００のソースに
供給されるので、ソースに連結された負荷が動作され
る。この際、ＭＯＳ電界効果トランジスタ２００のゲー
トとソースとの間に形成された電位ＶＧＳは図５Ｅに示
した通りである。
【００３５】かかる過程はマルチバイブレータ１１４か
ら駆動信号ＯＵＴが出力される間繰り返すので、ＭＯＳ
電界効果トランジスタ２００はターンオン状態を保ち続
ける。
【００３６】一方、図５Ａに示したように、外部から制
御信号Ｓがローレベルにトリガされる場合を説明する。
【００３７】ローレベルの制御信号Ｓは発振部１１０の
抵抗１１５を通してトランジスタ１１６に供給されトラ
ンジスタ１１６がターンオン状態にスイッチングされ、
よって抵抗１１２の出力電圧はトランジスタ１１６のエ
ミッタ側からコレクタ側へ供給される。
【００３８】そして、抵抗１１１、１１２の出力電流が
トランジスタ１１６を通して接地に供給されるので、マ
ルチバイブレータ１１４の駆動が停止され、よって図５
Ｂに示したようにローレベルの駆動信号ＯＵＴが出力さ
れる。
【００３９】ローレベルの駆動信号ＯＵＴは第１制御信
号発生部１２０のＡＮＤゲート１２３の他側に供給され
るので、ＡＮＤゲート１２３の一側へ供給されるキャパ
シタ１２１の出力信号を問わず図５Ｃに示したようにロ
ーレベルの第１制御信号Ｓ１が出力される。ローレベル
の第１制御信号Ｓ１はドライブ部１４０の抵抗１４１を
通して第１トランジスタ１４２に供給され第１トランジ
スタ１４２がターンオフ状態にスイッチングされる。
【００４０】一方、ローレベルの制御信号Ｓは第１制御
信号発生部１３０に供給されＭＯＳ電界効果トランジス
タ２００をターンオフ状態にスイッチングさせるための
第２制御信号Ｓ２が出力される。
【００４１】すなわち、ローレベルの制御信号Ｓは第２
制御信号発生部１３０のインバータ１３１に供給され反
転され、インバータ１３１の出力信号はＡＮＤゲート１
３４の一側に供給されると共にキャパシタ１３２に供給
されるが、かかるキャパシタ１３２が充電される間キャ
パシタ１３２の出力信号はハイレベルにＡＮＤゲート１
３４の他側に供給される。したがって、ＡＮＤゲート１
３４はキャパシタ１３２の出力信号とインバータ１３１
の出力信号とを論理積してＡＮＤゲート１３４では第２
制御信号Ｓ２を出力する。
【００４２】それから、キャパシタ１３２の充電が完了
されれば、キャパシタ１３２の充電電圧は抵抗１３３を
通して放電するので、ＡＮＤゲート１３４の他側に供給
されるキャパシタ１３２の出力信号はローレベルにトリ
ガされる。従って、ＡＮＤゲート１３２はキャパシタ１
３２の出力信号とインバータ１３１の出力信号とを論理
積してＡＮＤゲート１３４ではハイレベルの第２制御信
号Ｓ２をローレベルにトリガさせ、この際第２制御信号
Ｓ２は図５Ｄに示した通りである。
【００４３】そして、第２制御信号発生部１３０の第２
制御信号Ｓ２はドライブ部１４０に供給されＭＯＳ電界
効果トランジスタ２００をターンオン状態にスイッチン
グさせる。すなわち、ハイレベルの第２制御信号Ｓ２は
抵抗１４７を通して第２トランジスタ１４８に供給され
第２トランジスタ１４８がターンオン状態にスイッチン
グされる。
【００４４】したがって、トランスフォーマ１４３は１
次側巻線の入力側から第２出力側ＯＵＴ２に電流が流れ
て２次側巻線に励磁される。この際、２次側巻線の励磁
電位は、トランスフォーマ１４３が１次側巻線の入力側
と第１出力側ＯＵＴ１に電流が流れた時２次側巻線に励
磁された電位と逆となる。
【００４５】そして、トランスフォーマ１４３の２次側
巻線の励磁電圧はツェナーダイオード１４４を通過しな
いので、ＭＯＳ電界効果トランジスタ２００はターンオ
フ状態にスイッチングされる。従って、電源変換部３０
０から発生された直流電源はＭＯＳ電界効果トランジス
タ２００を通して出力されない。
【００４６】
【発明の効果】以上述べたように、本発明においてスイ
ッチング素子駆動回路を使う場合、マルチバイブレータ
を通して連続的に生ずる駆動信号に応じて第１制御信号
が発生され、第１制御信号に応じてＭＯＳ電界効果トラ
ンジスタがターンオン状態に保たれるので、低いスイッ
チング周波数でＭＯＳ電界効果トランジスタのターンオ
ンを保たせるために大きくなったトランスフォーマが縮
められる。したがって、スイッチング素子駆動装置の軽
薄短小化が可能になってスイッチングモード電源供給装
置が小型化できる。
【００４７】以上本発明を前述した実施例を挙げて具体
的に説明したが、本発明はこれに限定されず当業者の通
常の知識の範囲内でその変形や改良が可能である。例え
ば、本発明の実施例をＭＯＳ電界効果トランジスタの動
作のみを例として説明したが、前記本発明のＭＯＳ電界
効果トランジスタは他の一般のスイッチング素子として
も使える。
【図面の簡単な説明】
【図１】一般のスイッチング素子駆動回路の構成を示す
ブロック図である。
【図２】図１のスイッチング素子駆動回路の構成を示す
波形図である。
【図３】本発明によるスイッチング素子駆動回路の構成
を示すブロック図である。
【図４】図３のスイッチング素子駆動回路の詳細回路図
である。
【図５】図４の各部の出力信号を示した波形図である。
【符号の説明】
１００ 駆動回路 １１０ 発振部 １１１，１１２，１１５，１２２ 抵抗 １１４ マルチバイブレータ １１６ トランジスタ １２０ 第１制御信号発生部 １２１，１３２ キャパシタ １２３，１３４ ＡＮＤゲート １３０ 第２制御信号発生部 １３１ インバータ １４３ トランスフォーマ １４４ ツェナーダイオード ２００ ＭＯＳ電界効果トランジスタ ３００ 電源変換部

Claims (10)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 入力される交流電源を直流電源に変換さ
    せる電源変換手段と、 前記電源変換手段の直流電源を負荷に供給するためにス
    イッチングさせるためのＭＯＳ電界効果トランジスタタ
    と、 外部から入力される制御信号に応じて前記ＭＯＳ電界効
    果トランジスタをスイッチングさせるために駆動信号を
    発生するための発振手段と、 前記発振手段の駆動信号及び前記外部制御信号に応じて
    前記ＭＯＳ電界効果トランジスタをターンオンまたはタ
    ーンオフ状態にスイッチングさせるために第１制御信号
    及び第２制御信号を発生するための制御信号発生手段
    と、 前記第１制御信号に応じてＭＯＳ電界効果トランジスタ
    とターンオン状態にスイッチングさせ、第２制御信号に
    応じてＭＯＳ電界効果トランジスタをターンオフ状態に
    スイッチングさせるためのドライブ手段よりなることを
    特徴とするスイッチングモード電源供給装置のスイッチ
    ング素子駆動回路。
  2. 【請求項２】 前記発振手段は、 外部から入力される直流電源により矩形波の駆動信号を
    発生するためのマルチバイブレータと、 前記マルチバイブレータから出力される駆動信号の周期
    を決定する手段と、 前記外部から入力される制御信号に応じて前記マルチバ
    イブレータの駆動を停止させるためのトランジスタより
    なることを特徴とする請求項１に記載のスイッチングモ
    ード電源供給装置のスイッチング素子駆動回路。
  3. 【請求項３】 前記周期決定手段は、 外部に入力される直流電圧をバイアスさせるための第１
    抵抗と、 前記第１抵抗の出力電圧をバイアスさせるための第２抵
    抗と、 前記第２抵抗の出力電流を供給して充電させた後放電さ
    せ駆動信号の周期を決定するためのキャパシタを含むこ
    とを特徴とする請求項２に記載のスイッチングモード電
    源供給装置のスイッチング素子駆動回路。
  4. 【請求項４】 前記制御信号発生手段は、 前記発振手段の駆動信号に応じて前記ＭＯＳ電界効果ト
    ランジスタをターンオン状態にスイッチングさせるため
    に第１制御信号を発生させるための第１制御信号発生手
    段と、 前記外部から入力される制御信号に応じてＭＯＳ電界効
    果トランジスタをターンオフ状態にスイッチングさせる
    ための第２制御信号を発生させるための第２制御信号発
    生手段を含むことを特徴とする請求項１に記載のスイッ
    チングモード電源供給装置のスイッチング素子駆動回
    路。
  5. 【請求項５】 前記第１制御信号発生手段は、 前記マルチバイブレータの駆動信号を充放電させるため
    のキャパシタと、 前記キャパシタの充電電圧を放電させるための抵抗と、 前記キャパシタの出力信号及び駆動信号を論理積して第
    １制御信号を出力するためのＡＮＤゲートを含むことを
    特徴とする請求項４に記載のスイッチングモード電源供
    給装置のスイッチング素子駆動回路。
  6. 【請求項６】 前記第２制御信号発生手段は、 前記外部に入力される制御信号を反転させるためのイン
    バータと、 前記インバータの出力信号を充放電させるためのキャパ
    シタと、 前記キャパシタの充電電圧を放電させるための抵抗と、 前記キャパシタの出力信号及び制御信号を論理積して第
    ２制御信号を出力するＡＮＤゲートを含むことを特徴と
    する請求項４に記載のスイッチングモード電源供給装置
    のスイッチング素子駆動回路。
  7. 【請求項７】 前記ドライブ手段は、 前記ＭＯＳ電界効果トランジスタをターンオン状態にス
    イッチングさせるために前記制御信号発生手段から出力
    される第１制御信号に応じてターンオン状態にスイッチ
    ングするための第１トランジスタと、 前記第１トランジスタのスイッチング状態により１次側
    巻線に電流が流れ、２次側巻線に励磁される電圧を前記
    ＭＯＳ電界効果トランジスタに供給してＭＯＳ電界効果
    トランジスタをターンオン状態にスイッチングさせるた
    めのトランスフォーマと、 前記ＭＯＳ電界効果トランジスタのゲート及びソース間
    に形成される電位が前記トランスフォーマに供給される
    ことを遮断させるための第１ツェナーダイオードと、 前記制御信号発生手段から出力される第２制御信号に応
    じてターンオン状態にスイッチングしてトランスフォー
    マの２次側巻線の励磁電圧の電位を反転させ、該励磁電
    圧を以て前記ＭＯＳ電界効果トランジスタをターンオフ
    状態にスイッチングさせるための第２トランジスタより
    なることを特徴とする請求項１に記載のスイッチングモ
    ード電源供給装置のスイッチング素子駆動回路。
  8. 【請求項８】 前記ＭＯＳ電界効果トランジスタのゲー
    ト及びソース間に形成される電位を一体に保たせるため
    の第２ツェナーダイオードと、 前記ＭＯＳ電界効果トランジスタのゲート及びソース電
    位を放電させＭＯＳ電界効果トランジスタを保護するた
    めの第２抵抗をさらに含むことを特徴とする請求項７に
    記載のスイッチングモード電源供給装置のスイッチング
    素子駆動回路。
  9. 【請求項９】入力される交流電源を直流電源に変換させ
    る電源変換手段と、 前記電源変換手段の直流電源を負荷に供給するためにス
    イッチングさせるためのＭＯＳ電界効果トランジスタタ
    と、 外部から入力される直流電源により矩形波の駆動信号を
    発生するためのマルチバイブレータと、 前記マルチバイブレータから出力される駆動信号の周期
    を決定する手段と、 前記外部から入力される制御信号に応じて前記マルチバ
    イブレータの駆動を停止させるためのトランジスタと、 前記発振手段の駆動信号及び前記外部制御信号に応じて
    前記ＭＯＳ電界効果トランジスタをターンオンまたはタ
    ーンオフ状態にスイッチングさせるために第１制御信号
    及び第２制御信号を発生するための制御信号発生手段
    と、 前記第１制御信号に応じてＭＯＳ電界効果トランジスタ
    をターンオン状態にスイッチングさせ、第２制御信号に
    応じてＭＯＳ電界効果トランジスタをターンオフ状態に
    スイッチングさせるためのドライブ手段よりなることを
    特徴とするスイッチングモード電源供給装置のスイッチ
    ング素子駆動回路。
  10. 【請求項１０】 入力される交流電源を直流電源に変換
    させる電源変換手段と、 前記電源変換手段の直流電源を負荷に供給するためにス
    イッチングするＭＯＳ電界効果トランジスタと、 外部から入力される制御信号に応じて前記ＭＯＳ電界効
    果トランジスタをスイッチングさせるために駆動信号を
    発生する発振手段と、 前記発振手段の駆動信号に応じて前記ＭＯＳ電界効果ト
    ランジスタをターンオン状態にスイッチングさせるため
    に第１制御信号を発生させるための第１制御信号発生手
    段と、 前記外部から入力される制御信号に応じてＭＯＳ電界効
    果トランジスタをターンオフ状態にスイッチングさせる
    ための第２制御信号を発生させるための第２制御手段
    と、 前記第１制御信号に応じてＭＯＳ電界効果トランジスタ
    をターンオン状態にスイッチングさせ、第２制御信号に
    応じてＭＯＳ電界効果トランジスタをターンオフ状態に
    スイッチングさせるためのドライブ手段よりなることを
    特徴とするスイッチングモード電源供給装置のスイッチ
    ング素子駆動回路。
JP8026570A 1995-02-14 1996-02-14 スイッチングモード電源供給装置のスイッチング素子駆動回路 Withdrawn JPH08317651A (ja)

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