JP4694044B2 - スイッチング電源用集積回路 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、テレビジョン受像機あるいは音響機器等の電源に用いられるスイッチング電源用集積回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
テレビジョン受像機あるいは音響機器等の電源に用いられるスイッチング電源回路として、一般的にチョツパー方式と呼ばれるオンラインスイッチング電源回路とオフラインスイッチング電源回路とがある。前記オフラインスイッチング電源回路にはフライバック方式スイッチング電源回路とフォワード方式スイッチング電源回路がある。
【0003】
前記フライバック方式スイッチング電源回路は一次側のパワートランジスタがオンした後オフしたときに、二次側に電流(電力)を供給する方式で、自励方式と他励方式及び擬似共振方式がある。前記自励方式は発振器を半導体回路自体では持たず、L又はCにて発振動作をするもので、代表例としてリンギング・チョーク・コンバータ(RCC)方式スイチング電源回路がある。
【0004】
図6は前記RCC方式スイッチング電源回路の基本的回路図で、希望する入力電圧範囲に対して、必要なDC電圧及びDC電流を出力できる。整流回路1は商業電源からのAC電圧を整流し、前記整流された直流電圧を平滑コンデンサ2で平滑する。電源トランス3は一次側巻線4と二次側巻線5及び補助側巻線6を有する。前記一次側巻線4の一端にはパワーMOSトランジスタ7のドレインが接続され、検出抵抗8を介しアースされ、又一次側巻線4間にスナバー回路9が接続されている。
【0005】
前記二次側巻線5には出力電圧が高くなった時に動作する誤差増幅器12が接続されている。前記誤差増幅器12はトランジスタ13、該トランジスタ13に接続されたホトカプラ14を構成する発光ダイオード15、抵抗16、17、18等よりなる。
【0006】
また補助側巻線6には抵抗21とコンデンサ22とを直列接続したオンラインドライブ回路20、オフ制御器24及び前記ホトカプラ14を構成するホトトランジスタ25が接続されている。
【0007】
前記商業電源からのAC電圧を整流回路1で整流し、前記整流された直流電圧は平滑コンデンサ2で平滑される。平滑された直流電圧は起動抵抗10を介してパワーMOSトランジスタ7加わり、該パワーMOSトランジスタ7をオンさせ起動動作を開始する。前記パワーMOSトランジスタ7がオンさると、電源トランス3の一次側巻線4に矢印方向に電流が流れる。
【0008】
前記一次巻線3に流れる電流により補助側巻線6に矢印方向の電流が流れる。前記補助側巻線6から生じる電圧は、パワーMOSトランジスタ7がオンしている時に発生するように巻線が巻かれているため、一次巻線4の巻数NP1に比例した電圧が発生する。電源トランス3を理想的パルストランスと想定すると、補助側巻線6に発生する電圧NDは
ND=Vin×ND1/NP1
となる。尚、Vinは入力電圧、ND1は補助側巻線6の巻数である。このようにしてパワーMOSトランジスタ7がオンした時に生じる巻線電圧を利用して、正帰還により十分なゲート電圧が供給される。
【0009】
前記パワーMOSトランジスタ7がオンすることにより検出抵抗8にて検出される電圧とホトカプラ14のホトトランジスタ25との合計電圧が所定電圧以上となるとオフ制御器24がオンされる。前記オフ制御器24がオンされると、パワーMOSトランジスタ7のゲート電圧が減少し、前記パワーMOSトランジスタ7はオフされる。
【0010】
前記パワーMOSトランジスタ7がオフすることにより電源トランス3の二次側巻線5には矢印と逆方向の電流が流れ、ダイオード26を介して負荷が接続される出力ピン端子27、27に負荷電圧を供給する。このとき補助側巻線6にも反矢印方向の電流が流れ、前記二次側巻線5への電流が流し終わったときに、補助側巻線6にリンギング電圧が生じ、このリンギング電圧によりパワーMOSトランジスタ7を再びオンする。斯かる動作を繰り返し、整流回路1から得られた直流電圧を適当な電圧にコンバートして出力ピン端子27、27に負荷電圧を供給する。
【0011】
前記出力ピン端子27、27の出力電圧が高くなると、誤差増幅器12のトランジスタ13がオンし発光ダイオード15を発光させる。発光ダイオード15が発光されると、発光された光を受けホトトランジスタ25の抵抗値が低下しオフ制御器24をオンさせ、パワートランジスタ7のゲートへの電圧を減少し、前記パワーMOSトランジスタ7を制御し、負荷回路に過電圧が加わるのを防止する。
【0012】
又前述のRCC方式スイッチング電源回路では、パワーMOSトランジスタ7に流れる電流を検出し、前記パワーMOSトランジスタ7に過電流が流れるのを防止することも行われる。
【0013】
図7は従来のRCC方式スイッチング電源回路の回路図で、前記パワーMOSトランジスタ7の制御と共に過電流の防止を行う制御部30を有する。前記制御部30はワンチップで形成されて、さらに前記パワーMOSトランジスタ7を同一基板に取付け複合素子29としている。前記制御部30は制御トランジスタ31、32とエナーダイオード33、34、35、36及び遅延回路を構成するトランジスタ37及びダイオード38等よりなる。
【0014】
前述したように、商業電源からのAC電圧を整流回路1で整流し、前記整流された直流電圧は平滑コンデンサ2で平滑される。平滑された直流電圧は起動抵抗10を介してDelay端子より制御部30に加わる。前記制御部30に加えられた直流電圧は最初コンデンサ39を介して遅延回路のダイオード38を逆方向にバイアスする。従って前記ダイオード38は暫時オフするためパワーMOSトランジスタ7のゲート電極に加わることはない。
【0015】
しかしトランジスタ37のオンにより前記ダイオード38はオンする。又この時制御トランジスタ31、32がオフされているため、前記制御部30に加えられた直流電圧はパワーMOSトランジスタ7のゲートに加わり、前記パワーMOSトランジスタ7をオンさせ起動動作を開始する。前記パワーMOSトランジスタ7がオンさると、電源トランス3の一次側巻線4はDrain端子を経てパワートランジスタ7のソース・ドレイン電極そしてSource端子を介して閉回路が形成され、前記一次側巻線4に矢印方向に電流が流れる。
【0016】
前記一次巻線4に流れる電流により補助側巻線6に矢印方向の電流が流れる。前記補助側巻線6から生じる電圧は、パワーMOSトランジスタ7がオンしている時に発生するように巻線が巻かれているため、一次巻線4の巻数NP1に比例した電圧が発生する。前記補助側巻線6に発生された電圧はVin端子よりダイオード38を介して正帰還し、パワーMOSトランジスタ7のゲート電極に十分なゲート電圧を供給する。
【0017】
前記パワーMOSトランジスタ7がオンすることにより検出抵抗8にて検出される電圧が所定電圧以上となると、OCP端子より加わる電圧にて制御トランジスタがオンされる。前記制御トランジスタ32がオンされると制御トランジスタ31もオンし、パワーMOSトランジスタ7のゲート電圧を減少させ、前記パワーMOSトランジスタ7をオフさせる。
【0018】
前記パワーMOSトランジスタ7がオフすることにより電源トランス3の二次側巻線に電流が流れ、前記二次側巻線5への電流が流し終わったときに、補助側巻線6にリンギング電圧が生じ、このリンギング電圧によりパワーMOSトランジスタ7を再びオンする。斯かる動作を繰り返し、整流回路1から得られた直流電圧を適当な電圧にコンバートして出力ピン端子27、27に負荷電圧を供給する。
【0019】
更にパワーMOSトランジスタ7に流れる電流が過大になりゲートに加わる電圧が大きくなると、ツエナーダイオード33、34、35、36がオンしゲート電圧を減少し、パワーMOSトランジスタ7に過電流が流れるのを防止する。
【0020】
【発明が解決しようとする課題】
前記パワーMOSトランジスタに流れる過電流を少ない素子数で検出するためセンサーMOSトランジスタが使用することが行われる。しかし軽負荷時あるいは無負荷時はパワーMOSトランジスタに流れるドレイン・ソース電流IDが小さく、パワーMOSトランジスタのドレイン・ソース間電圧VDSonが低いため、補助側巻線等からの帰還電流が検出抵抗に流れず、センサーMOSトランジスタに逆流することがある。そのため制御トランジスタが制御されず、パワーMOSトランジスタの異常発振(間欠発振)することがある。
【0021】
【課題を解決するための手段】
本発明は電源トランスと、検出抵抗および制御トランジスタよりなるオフドライバー制御集積回路と、パワーMOSトランジスタと、センサーMOSトランジスタとを具備し、前記パワーMOSトランジスタのドレイン電極とソース電極を電源トランスの一次側巻線とアース間に接続し、センサーMOSトランジスタのドレイン電極とゲート電極を夫々パワーMOSトランジスタのドレイン電極とゲート電極に接続し、オフドライバー制御集積回路の検出抵抗をセンサーMOSトランジスタのソース電極とアース間に接続し且つ前記検出抵抗の一端を前記制御トランジスタのゲート電極に接続し、前記検出抵抗でセンサーMOSトランジスタに流れる電流および補助側巻線からの帰還電流に基づく電圧を検出し、センサーMOSトランジスタと前記検出抵抗との間に異常発振防止用の抵抗を接続したスイッチング電源用集積回路を提供する。
【0022】
本発明は前記オフドライバー制御集積回路の検出抵抗に負荷電圧に応じて変化するホトトランジスタの電流を流し、この電流と前記センサーMOSトランジスタ及び補助側巻線に流れる電流とに基づき検出抵抗に生じる電圧で前記制御トランジスタを制御するスイッチング電源用集積回路を提供する。
【0023】
【発明の実施の形態】
本発明のスイッチング電源用集積回路を図1から図5に従って説明する。
【0024】
図1は本発明のスイッチング電源用集積回路における主要部の回路図である。パワーMOSトランジスタ41と、該パワーMOSトランジスタ41のドレイン電極とゲート電極が夫々接続されたセンサーMOSトランジスタ42と、前記パワーMOSトランジスタ41を制御する過電流保護とFB兼用のオフドライバー制御集積回路40及び後述する電源トランスの補助側巻線6に接続されたOCPレベル補正用の抵抗43並びにドライブ回路44を構成する抵抗45とコンデンサ46と有する。
【0025】
前記オフドライバー制御回路40は前記センサーMOSトランジスタ41に流れる電流と補助側巻線6からOCPレベル補正用の抵抗43を介して加わる電流とにより生じる検出電圧を検出する検出抵抗47と、該検出抵抗47に生じる電圧で制御され前記パワーMOSトランジスタ41を制御する制御MOSトランジスタ48及び該制御MOSトランジスタ48のゲート電極アース間に抵抗50を介して接続されたツエナーダイオード49よりなる。前記オフドライバー制御回路40は遅延回路52等と共にワンチップ集積回路にて形成されている。
【0026】
図2に示すように前記ワンチップに形成されたオフドライバー制御集積回路40と過電圧入力電圧制限回路51及び遅延回路52とパワーMOSトランジスタ41及びセンサーMOSトランジスタ42は1つのパッケージ55に収納された複合素子をなす。
【0027】
前記パッケージ55はオフドライバー制御集積回路40が接続されたFBピン端子▲1▼、遅延回路52に接続されるDelayピン端子▲2▼、前記パワーMOSトランジスタ41及びセンサーMOSトランジスタ42のドレイン電極に接続されるDrainピン端子▲3▼、前記パワートランジスタ41のゲート電極に接続されるVinピン端子▲4▼及びパワーMOSトランジスタ41のソース電極に接続されるSourceピン端子▲5▼を有する。
【0028】
図3は前記パッケージ55を実際に用いたスイッチング電源回路のブロック図である。尚、前述した従来例と同一構成部分は同一番号を付す。
【0029】
整流回路1は商業電源からのAC電圧を整流し、平滑コンデンサ2で前記整流された直流電圧を平滑する。電源トランス3は一次側巻線4と二次側巻線5及び補助側巻線6を有する。前記Drainピン端子▲3▼は電源トランス3の一次側巻線4の一端に接続され、又一次側巻線4間にはスナバー回路9が接続されている。
【0030】
前記電源トランス3の二次側巻線5には出力電圧が高くなった時に動作する誤差増幅器12が接続されている。前記誤差増幅器12はトランジスタ13、該トランジスタ13に接続されたホトカプラ14を構成する発光ダイオード15、抵抗16、17、18等よりなる。
【0031】
またVinピン端子▲4▼は電源トランス3の補助側巻線6に抵抗45とコンデンサ46とよりなるドライブ回路44を介しに接続される。前記Sourceピン端子▲5▼は整流回路1のアースに接続され、Delayピン端子▲2▼は遅延時間設定用のコンデンサ56と起動抵抗10を介して前記整流回路1に接続されている。さらにDelayピン端子▲2▼には抵抗57を介してホトカプラ14のホトトランジスタ25の一が接続されている。さらに前記Drainピン端子▲3▼とSourceピン端子▲5▼間に電圧共振コンデンサ59が接続されている。
【0032】
前記ホトトランジスタ25の他端は入力電圧調整用の抵抗58を介して補助側巻線6の一端に結合されると共にFBピン端子▲1▼に接続されている。尚、FBピン端子▲1▼はOCP・FB調整用の抵抗43も接続されている。
【0033】
前記商業電源からのAC電圧を整流回路1で整流し、前記整流された直流電圧は平滑コンデンサ2で平滑される。平滑された直流電圧は起動抵抗10を介してDelayピン端子▲2▼に加わり遅延回路52で遅延される。前記遅延された電圧はパワートランジスタ41及びセンサーMOSトランジスタ42のゲート電極に加わり、前記パワーMOSトランジスタ41及びセンサーMOSトランジスタ42をオンさせ起動動作を開始する。前記パワーMOSトランジスタ7がオンさると、電源トランス3の一次側巻線4に矢印方向に電流が流れる。
【0034】
前記一次巻線3に流れる電流により補助側巻線6に矢印方向の電流が流れる。前記補助側巻線6から生じる電圧は、パワーMOSトランジスタ41がオンしている時に発生するように巻線が巻かれているため、一次巻線4の巻数NP1に比例した電圧が発生する。電源トランス3を理想的パルストランスと想定すると、補助側巻線6に発生する巻線電圧NDは
ND=Vin×ND1/NP1
となる。尚、Vinは入力電圧、ND1は補助側巻線6の巻数である。前記巻線電圧NDはドライバー回路44の抵抗45とコンデンサ46を通ってVinピン端子に加わり、このときは遅延回路52で遅延されることなくパワーMOSトランジスタ41のゲート電極に加わる。従ってパワーMOSトランジスタ41は十分なゲート電圧が加わりオンし続ける。このようにしてパワーMOSトランジスタ41がオンした時に生じる巻線電圧VDを利用して、正帰還によりパワーMOSトランジスタ41のゲート電極に十分なゲート電圧が供給される。
【0035】
前記センサーMOSトランジスタ42を通って流れる電流により検出抵抗47にて検出される電圧と抵抗43を介して流れる電流により検出抵抗47にて検出される電圧の合計検出電圧が所定電圧以上となると制御MOSトランジスタ48がオンされる。前記制御MOSトランジスタ48がオンされると、パワーMOSトランジスタ41のゲート電圧が減少し、前記パワーMOSトランジスタ41はオフされる。
【0036】
前記パワーMOSトランジスタ41がオフすることにより電源トランス3の二次側巻線5には矢印と逆方向の電流が流れ、ダイオード26を介して負荷が接続される出力ピン端子27、27に負荷電圧を供給する。このとき補助側巻線6にも反矢印方向の電流が流れ、前記二次側巻線5への電流が流し終わったときに、補助側巻線6にリンギング電圧が生じ、このリンギング電圧によりパワーMOSトランジスタ41を再びオンする。斯かる動作を繰り返し、整流回路1から得られた直流電圧を適当な電圧にコンバートして出力ピン端子27、27に負荷電圧を供給する。
【0037】
前記出力ピン端子27、27の出力電圧が高くなると、誤差増幅器12のトランジスタ13がオンし発光ダイオード15を発光させる。発光ダイオード14が発光されると、その発光された光を受光しホトトランジスタ25の抵抗値が低下され、抵抗57及び抵抗58をパワートランジスタ41がオン時に補助側巻線6に発生するが検出抵抗47で検出され、パワートランジスタ41のゲートへの電圧を減少し、前記パワーMOSトランジスタ41を制御し、負荷回路に過電圧が加わるのを防止する。
【0038】
又前記パワーMOSトランジスタ41に過電流が流れると、パワーMOSトランジスタ41のドレイン電極にドレイン電極が接続されているセンサーMOSトランジスタ42にも過電流が流れ、検出抵抗47に検出される検出電圧が大きくなり、制御MOSトランジスタ48を直ぐにオンさせるため、前述と同様にパワーMOSトランジスタ41をオフし、過電流が流れるのを防止する。
【0039】
前記過電流保護についてさらに詳述する。過電流保護動作はセンサーMOSトランジスタ42からの電流IsenseとOCP補正用の抵抗43からの電流Irocpを検出抵抗47で検出し、その検出電圧により前述のように制御MOSトランジスタ48を制御して行う。尚、ここでは簡単のためホトトランジスタ14からの電流は前記電流Irocpに含めて計算する。
【0040】
パワーMOSトランジスタ41に流れる電流をID、オン抵抗値をRonとすると、ドレインピン端子電圧VDSonは
VDSon=ID×Ron・・・・・(1)
また、パワーMOSトランジスタ41とセンサーMOSトランジスタ42のドレイン電極は共通であることから、電圧VDSonを電流IsenseとIrocpで表すと
VDSon=Isenseラ(Rsense+R47)+IrocpラR47・・・・・(2)
となる。ここで、RsenseはセンサーMOSトランジスタ42のオン抵抗値、R47は検出抵抗47の抵抗値である。さらに抵抗43の補助側巻線6からの入力電圧をVinとすると、
Vin=IsenseラR47+Irocpラ(Rocp+R47)・・・(3)
となる。ここで、Rocpは抵抗43の抵抗値、R47は抵抗47の抵抗値である。制御MOSトランジスタ48のゲート・ソース間電圧VGSは検出抵抗47の両端の電圧であることから、
VGS=(Isense+Irocp)ラR47・・・・(4)
となる。(1)〜(4)式より電流IDを前記VGS、Ron、Rsense、Rocp、R47、Vinで表すと、
ID=A・VGS-B/Ron・Rocp・R47・・・・・・・・・(5)
となる。ここで、
A=(Rocp+R47)・(Rsense+R47)-R472、
B=Rsense・R47・VGS
である。同様に電流Isenseと電流Irocpを求めると、
Isense=C/Rocp・R47・A・・・・(6)
となる。ここで
C=(Rocp+R47)・(A・VGS-Rsense・R47・Vin)-Rsense・R472・Vinである。又Irocpは
Irocp=D/Rocp・A・・・・・・・・・・・(7)
となる。ここで
D=Rocp・(Rsense+R47)・VGS-(A・VGS-Rsense・R47・Vin)である。
【0041】
(5)、(6)及び(7)式において未知数は検出抵抗47の検出電圧VGSだけであり、検出電圧VGSを決めれば電流ID、Isense、Irocpの設定が可能となる。
【0042】
前述したように過電流動作は模式的には制御MOSトランジスタ48がオンすることにより、パワーMOSトランジスタ41のゲート電流が減少し、該パワーMOSトランジスタFET41がオフされて過電流が防止できる。従って制御MOSトランジス48がどの程度の電流を流せば過電流動作するか、その時の制御MOSトランジスタ48のゲート・ソース電極間、即ち検出抵抗47の検出電圧VGSがどの程度かを分れば(5)式より設定が可能となる。
【0043】
ところでセンサーMOSトランジスタ42とオフドライバー集積制御回路40の検出抵抗47間に異常発振防止用の抵抗44がないと、軽負荷時及び無負荷時にパワーMOSトランジスタ41に流れるドレイン・ソース電流IDが小さく、パワーMOSトランジスタ41のドレイン・ソース間電圧VDSonが低いため、補助側巻線等からの帰還電流が検出抵抗に流れず、センサーMOSトランジスタに逆流することがある。そのため制御MOSトランジスタ48がオンされず、パワーMOSトランジスタ41が異常発振(間欠発振)することがある。
【0044】
図4はセンサーMOSトランジスタ42とオフドライバー集積制御回路40の検出抵抗47間に750Ωの異常発振防止用の抵抗44を接続した場合である。前記パワーMOSトランジスタ41のゲート電圧が立ち上りとほぼ同時に検出抵抗47の検出電圧が立ち上がる。従って制御MOSトランジスタ48のゲート電圧が立ち上がり、前記制御MOSトランジスタ48がオン状態となりパワーMOSトランジスタ41のゲート電圧を制御する。
【0045】
図5はセンサーMOSトランジスタ42とオフドライバー集積制御回路40の検出抵抗47間に異常発振防止用の抵抗44を接続しない場合である。前記パワーMOSトランジスタ41のゲート電圧が立ち上ってから検出抵抗47の検出電圧が立ち上がるまでに遅れがある。従って制御MOSトランジスタ48のゲート電圧が立ち上がりが遅れ、前記制御MOSトランジスタ48がオン状態になるまで時間的な遅れがある。
【0046】
そのためパワーMOSトランジスタ41のゲート電圧がオンレベルになる幅をある時間幅より狭める制御ができない。このため軽負荷時には必要以上にパワーMOSトランジスタ41のドレイン・ソース電流IDが流れ、電源トランス4の2次側巻線4の電圧が上昇し、帰還量が過大になり、連続発振できなくなり間欠発振状態になってしまう。
【0047】
これは前記検出抵抗47に生じる制御MOSトランジスタ48のゲート電圧はセンサーMOSトランジスタ42からの電流Isense、ホトトランジスタ25からの電流Ipc、OCPレベル補正用の抵抗44からの帰還電流Irocpにより生じる検出電圧である。
【0048】
前記パワーMOSトランジスタ41がオンした瞬間ドレイン・ソース電流IDはまだ流れないので、パワーMOSトランジスタ41のドレイン・ソース間電圧VDSon=0V、の検出電圧VseはパワーMOSトランジスタ41のドレイン電極とほぼ同電位で0Vとなる。
【0049】
前記異常発振防止用の抵抗44がない場合、制御用MOSトランジスタ48のゲート電極も0Vになるため、前記帰還電流Irocpが検出抵抗47に流れず、センサーMOSトランジスタ42に逆流する。従って検出抵抗47に電位を発生させることができない。前記異常発振防止用の抵抗44がある場合、前記帰還電流Irocpとホトトランジスタ25からの電流Ipcは前記抵抗44と検出抵抗47に分流するため検出電圧が発生し、発振動作を繰返し正常なスイッチング電源動作を行う。
【0050】
【発明の効果】
本発明はドレイン電極とソース電極を電源トランスの一次側巻線とアース間に接続したパワーMOSトランジスタに、パワーMOSトランジスタに流れる電流を検出するセンサーMOSトランジスタに接続し、検出抵抗にてセンサーMOSトランジスタに流れる電流及び補助側巻線からの帰還電流に基づく電圧を検出し、制御トランジスタを前記検出抵抗に生じる検出電圧にて制御し、前記パワーMOSトランジスタを制御すると共に、前記センサーMOSトランジスタとオフドライバー制御集積回路の検出抵抗との間に異常発振防止用の抵抗を接続したので、軽負荷及び無負荷時にも発振動作を繰返し正常なスイッチング電源動作を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明のスイッチング電源用集積回路の主要部の回路図である。
【図2】本発明のスイッチング電源用集積回路のブロック図である。
【図3】本発明のスイッチング電源用集積回路を用いたスイッチング電源回路の回路図である。
【図4】本発明のスイッチング電源集積回路の動作特性を示す各部分の動作波形図である。
【図5】本発明の抵抗を接続しない場合のスイッチング電源集積回路の動作特性を示すための各部分の動作波形図である。
【図6】本発明に関連するスイッチング電源回路を説明するための基本的回路図である。
【図7】従来のスイッチング電源回路の回路図である。
【符号の説明】
3 電源トランス
4 一次側巻線
5 二次側巻線
6 補助側巻線
10 起動抵抗
40 オフドライバー制御集積回路
41 パワーMOSトランジスタ
42 センサーMOSトランジスタ
44 異常発振防止用の抵抗
47 検出抵抗
48 制御MOSトランジスタ
Claims (4)
- 一次側巻線,二次側巻線および補助側巻線を有する電源トランスと、
検出抵抗および制御MOSトランジスタよりなるオフドライバー制御集積回路と、
パワーMOSトランジスタと、
センサーMOSトランジスタとを具備し、
前記パワーMOSトランジスタのドレイン電極とソース電極を前記電源トランスの一次側巻線とアース間に接続し、
前記センサーMOSトランジスタのドレイン電極とゲート電極を夫々前記パワーMOSトランジスタのドレイン電極とゲート電極に接続し、前記センサーMOSトランジスタで前記パワーMOSトランジスタに流れる電流を検出し、
前記オフドライバー制御集積回路の検出抵抗をセンサーMOSトランジスタのソース電極とアース間に接続し且つ前記検出抵抗の一端を前記制御MOSトランジスタのゲート電極に接続し、前記検出抵抗でセンサーMOSトランジスタに流れる電流および補助側巻線からの帰還電流に基づく電圧を検出し、前記検出抵抗で検出された検出電圧にて前記制御MOSトランジスタが制御され前記パワーMOSトランジスタを制御し、
前記センサーMOSトランジスタと前記検出抵抗との間に異常発振防止用の抵抗を接続したことを特徴とするスイッチング電源用集積回路。 - 前記オフドライバー制御集積回路の制御トランジスタはMOSトランジスタであることを特徴とする特徴とする請求項1記載のスイッチング電源用集積回路。
- 前記オフドライバー制御集積回路の検出抵抗に負荷電圧に応じて変化するホトトランジスタの電流を流し、この電流と前記センサーMOSトランジスタ及び補助側巻線からの帰還電流とに基づき検出抵抗に生じる電圧で前記制御トランジスタを制御することを特徴とする請求項2記載のスイッチング電源用集積回路。
- 前記補助側巻線からの帰還電流をOCPレベル補正用の抵抗を介して検出抵抗に加えることを特徴とする請求項1記載のスイッチング電源用集積回路。
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