JPH0799718B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents
放電灯点灯装置Info
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- JPH0799718B2 JPH0799718B2 JP20065186A JP20065186A JPH0799718B2 JP H0799718 B2 JPH0799718 B2 JP H0799718B2 JP 20065186 A JP20065186 A JP 20065186A JP 20065186 A JP20065186 A JP 20065186A JP H0799718 B2 JPH0799718 B2 JP H0799718B2
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- transistor
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Description
【発明の詳細な説明】 [技術分野] 本発明は直流電源に所定周期で交互にオン、オフするス
イッチング素子を含み、交流出力で放電灯を点灯する放
電灯点灯装置に関するである。
イッチング素子を含み、交流出力で放電灯を点灯する放
電灯点灯装置に関するである。
[背景技術] 第17図は従来例のインバータ回路3を用いた放電灯点灯
装置を示しており、この従来例ではインバータ回路3と
してトランジスタ等からなる高周波インバータ回路を用
い、全波整流回路2及びスイッチSWを介して交流電源AC
に接続してある。インバータ回路3の出力トランスT1は
出力巻き線N2に蛍光灯のような放電灯l1、l2を2灯直列
接続し、出力巻き線N2に誘起される高周波電圧にて両放
電灯l1、l2を点灯させる。放電灯l1のフイラメントf11
の非電源側端はカレントトランスT2の1次巻線n1及びリ
レーRyの接点Rysとを介して放電灯l2のフイラメントf21
の非電源側端に接続し、又両放電灯l1、l2の他方のフイ
ラメントf12、f22の非接続側端間にはカレントトランス
T2の2次巻線n2を接続してある。リレーRyは制御回路1
により制御されるものである。制御回路1はタイマ5、
トランジスタQ0等から構成されており、出力トランスT1
の3次巻き線N3に誘起される電圧を整流するダイオード
D0と、整流された電圧を抵抗R1を介して平滑するコンデ
ンサCaとから構成される補助電源回路4からの出力電圧
を電源として作動するものである。制御回路1のタイマ
5は電源投入後予め設定された時間の間出力を“H"レベ
ルに保ち、その時間の経過後出力を“L"レベルにして停
止するようになっている。
装置を示しており、この従来例ではインバータ回路3と
してトランジスタ等からなる高周波インバータ回路を用
い、全波整流回路2及びスイッチSWを介して交流電源AC
に接続してある。インバータ回路3の出力トランスT1は
出力巻き線N2に蛍光灯のような放電灯l1、l2を2灯直列
接続し、出力巻き線N2に誘起される高周波電圧にて両放
電灯l1、l2を点灯させる。放電灯l1のフイラメントf11
の非電源側端はカレントトランスT2の1次巻線n1及びリ
レーRyの接点Rysとを介して放電灯l2のフイラメントf21
の非電源側端に接続し、又両放電灯l1、l2の他方のフイ
ラメントf12、f22の非接続側端間にはカレントトランス
T2の2次巻線n2を接続してある。リレーRyは制御回路1
により制御されるものである。制御回路1はタイマ5、
トランジスタQ0等から構成されており、出力トランスT1
の3次巻き線N3に誘起される電圧を整流するダイオード
D0と、整流された電圧を抵抗R1を介して平滑するコンデ
ンサCaとから構成される補助電源回路4からの出力電圧
を電源として作動するものである。制御回路1のタイマ
5は電源投入後予め設定された時間の間出力を“H"レベ
ルに保ち、その時間の経過後出力を“L"レベルにして停
止するようになっている。
次にこの従来例装置の動作を説明する。
今スイッチSWを投入して回路に交流電源ACを印加するこ
とで、インバータ回路3が作動し、出力トランスT1の3
次巻き線N3に電圧が誘起され、タイマ5が動作を開始す
る。タイマ5はコンデンサCb、抵抗R2を時定数とするも
ので、この時定数で定まる一定期間出力を“H"レベルと
し、トランジスタQ0をオンさせる。このトランジスタQ0
のオンによりリレーRyの励磁コイルに電流が流れてリレ
ーRyが動作し、その接点Rysをオンする。このオンによ
りインバータ回路3の出力トランスT1の出力巻き線N2、
フイラメントf11、カレントトランスT2の1次巻き線
n1、接点Rys、フイラメントf21の閉回路が形成され、ま
たカレントトランスT2の2次巻き線n2と放電灯l1、l2の
フイラメントf12、f22にも電流が流れ、両放電灯l1、l2
のフイラメントf11,f12、f21,f22は予熱されることにな
る。
とで、インバータ回路3が作動し、出力トランスT1の3
次巻き線N3に電圧が誘起され、タイマ5が動作を開始す
る。タイマ5はコンデンサCb、抵抗R2を時定数とするも
ので、この時定数で定まる一定期間出力を“H"レベルと
し、トランジスタQ0をオンさせる。このトランジスタQ0
のオンによりリレーRyの励磁コイルに電流が流れてリレ
ーRyが動作し、その接点Rysをオンする。このオンによ
りインバータ回路3の出力トランスT1の出力巻き線N2、
フイラメントf11、カレントトランスT2の1次巻き線
n1、接点Rys、フイラメントf21の閉回路が形成され、ま
たカレントトランスT2の2次巻き線n2と放電灯l1、l2の
フイラメントf12、f22にも電流が流れ、両放電灯l1、l2
のフイラメントf11,f12、f21,f22は予熱されることにな
る。
出力トランスT1は磁気漏れ型となっているもので、予熱
時の出力巻き線N2の出力電圧は小さくなって、放電灯
l1、l2は予熱されるだけであり、始動点灯はしない。
時の出力巻き線N2の出力電圧は小さくなって、放電灯
l1、l2は予熱されるだけであり、始動点灯はしない。
さて設定された時間の後、タイマ5はその出力を“L"レ
ベルにする。従ってトランジスタQ0はオフし、リレーRy
の励磁コイルへの電流を遮断する。結果接点Rysがオフ
し、上記閉回路に流れていた高周波の予熱電流は遮断さ
れることになる。
ベルにする。従ってトランジスタQ0はオフし、リレーRy
の励磁コイルへの電流を遮断する。結果接点Rysがオフ
し、上記閉回路に流れていた高周波の予熱電流は遮断さ
れることになる。
これにより放電灯l1、l2の予熱が停止され、インバータ
回路3の出力トランスT1の出力巻き線N2には高電圧が現
れ、放電灯l1、l2が始動点灯する。このようにタイマ5
により設定された一定期間において充分に放電灯l1、l2
のフイラメントf11,f12、f21,f22に予熱電流を流し、フ
イラメント温度を高くし、その後で高電圧を印加して点
灯させることにより、充分に予熱電流を流さないで、高
電圧を印加して点灯させるものに比べて、放電灯l1、l2
のランプ寿命が非常に長くなる。
回路3の出力トランスT1の出力巻き線N2には高電圧が現
れ、放電灯l1、l2が始動点灯する。このようにタイマ5
により設定された一定期間において充分に放電灯l1、l2
のフイラメントf11,f12、f21,f22に予熱電流を流し、フ
イラメント温度を高くし、その後で高電圧を印加して点
灯させることにより、充分に予熱電流を流さないで、高
電圧を印加して点灯させるものに比べて、放電灯l1、l2
のランプ寿命が非常に長くなる。
しかしこの従来例装置ではリレーRyを必要とし、その上
このリレーRyの接点Rysは高周波の予熱電流をオンオフ
し、又印加される電圧も高電圧であるから、リレーRyと
しては耐圧が高く且つ接点容量の大きいものを必要とす
る。又リレーRyの代わりにトランジスタなどの半導体素
子を用いるならば高耐圧のものが必要となり、コスト、
信頼性、回路構成の複雑さの面で欠点が有る。
このリレーRyの接点Rysは高周波の予熱電流をオンオフ
し、又印加される電圧も高電圧であるから、リレーRyと
しては耐圧が高く且つ接点容量の大きいものを必要とす
る。又リレーRyの代わりにトランジスタなどの半導体素
子を用いるならば高耐圧のものが必要となり、コスト、
信頼性、回路構成の複雑さの面で欠点が有る。
第18図は複数の放電灯l1…を並列点灯させる放電灯点灯
装置を示すものであり、この回路ではインバータ回路3
の出力を、インダクタンスL1…、放電灯l1…及びコンデ
ンサC1…からなる負荷回路RL1…に並列的に印加するよ
うになっており、負荷回路RL1…の固有振動周波数に対
してインバータ回路3のトランジスタQ5,Q8、Q6,Q7のス
イッチング周波数が高くなるようにインバータ回路3は
設定してある。つまりコンデンサC1…、インダクタンス
L1…、放電灯l1…からなる負荷回路RL1…の振動電流が
遅相電流として流れるように動作周波数を設定してあ
る。この時のスイッチング周波数が第19図のf1で、この
時の放電灯l1…に印加される電圧Vl1が高くて放電灯l1
…は点灯する。
装置を示すものであり、この回路ではインバータ回路3
の出力を、インダクタンスL1…、放電灯l1…及びコンデ
ンサC1…からなる負荷回路RL1…に並列的に印加するよ
うになっており、負荷回路RL1…の固有振動周波数に対
してインバータ回路3のトランジスタQ5,Q8、Q6,Q7のス
イッチング周波数が高くなるようにインバータ回路3は
設定してある。つまりコンデンサC1…、インダクタンス
L1…、放電灯l1…からなる負荷回路RL1…の振動電流が
遅相電流として流れるように動作周波数を設定してあ
る。この時のスイッチング周波数が第19図のf1で、この
時の放電灯l1…に印加される電圧Vl1が高くて放電灯l1
…は点灯する。
ここでスイッチング周波数を高くしていき、例えばスイ
ッチング周波数がf2で動作しているとき、放電灯l1…に
印加される電圧Vl2を放電灯l1…を始動点灯させるのに
必要な電圧以下に設定するならば放電灯l1…は始動しな
い。このとき放電灯l1…のフイラメントf11,f12…の非
電源側端間に接続されたコンデンサC1…で予熱電流が流
れる。
ッチング周波数がf2で動作しているとき、放電灯l1…に
印加される電圧Vl2を放電灯l1…を始動点灯させるのに
必要な電圧以下に設定するならば放電灯l1…は始動しな
い。このとき放電灯l1…のフイラメントf11,f12…の非
電源側端間に接続されたコンデンサC1…で予熱電流が流
れる。
而してこの従来例では電源電圧投入後の一定時間におい
てスイッチング周波数をf2にして放電灯l1…を点灯させ
ず予熱電流のみを流して先行予熱を行い、一定時間後ス
イッチング周波数をf1にして放電灯l1…に高電圧を印加
して点灯させる。このスイッチング周波数の制御を行う
のが制御回路6であり、第17図従来例と同様にランプ寿
命の改善が図れるが、次のような問題点がある。つまり
ランプ印加電圧を調整するためにスイッチング周波数を
f1からf2といった広範囲にスイッチング周波数を変化さ
せなければならないため、スイッチング周波数がf1のと
きトランジスタQ5,Q8、Q6,Q7の駆動を最適とする周波数
であれば、この周波数f1より高くなるスイッチング周波
数f2ではトランジスタQ5〜Q8のスイッチングロスが大き
くなる等の問題が生じる。またスイッチング周波数帯が
広がるため、雑音低減上問題がある。つまりスイッチン
グ周波数f1で雑音が低減してもスイッチング周波数f2で
は雑音が高くなり、逆にスイッチング周波数f2で雑音が
低減しても、スイッチング周波数f1では雑音が高くなる
のである。そのため両スイッチング周波数f1,f2で雑音
を低減させる雑音低減用フイルタを設計して用いること
が考えられるが、コストが高くなるという問題がある。
てスイッチング周波数をf2にして放電灯l1…を点灯させ
ず予熱電流のみを流して先行予熱を行い、一定時間後ス
イッチング周波数をf1にして放電灯l1…に高電圧を印加
して点灯させる。このスイッチング周波数の制御を行う
のが制御回路6であり、第17図従来例と同様にランプ寿
命の改善が図れるが、次のような問題点がある。つまり
ランプ印加電圧を調整するためにスイッチング周波数を
f1からf2といった広範囲にスイッチング周波数を変化さ
せなければならないため、スイッチング周波数がf1のと
きトランジスタQ5,Q8、Q6,Q7の駆動を最適とする周波数
であれば、この周波数f1より高くなるスイッチング周波
数f2ではトランジスタQ5〜Q8のスイッチングロスが大き
くなる等の問題が生じる。またスイッチング周波数帯が
広がるため、雑音低減上問題がある。つまりスイッチン
グ周波数f1で雑音が低減してもスイッチング周波数f2で
は雑音が高くなり、逆にスイッチング周波数f2で雑音が
低減しても、スイッチング周波数f1では雑音が高くなる
のである。そのため両スイッチング周波数f1,f2で雑音
を低減させる雑音低減用フイルタを設計して用いること
が考えられるが、コストが高くなるという問題がある。
[発明の目的] 本発明は上述の問題点に鑑みて成されたもので、その目
的とするところは、コストが安価で、信頼性も高く、回
路構成も簡単で、その上周波数を大きく変化させる必要
がなく雑音問題上有利で且つスイッチングロスも少ない
放電灯点灯装置を提供するにある。
的とするところは、コストが安価で、信頼性も高く、回
路構成も簡単で、その上周波数を大きく変化させる必要
がなく雑音問題上有利で且つスイッチングロスも少ない
放電灯点灯装置を提供するにある。
[発明の開示] 第1図(a)は本発明の原理図であり、直流成分電圧E0
を含んだインバータ回路3にはコンデンサC0を介して放
電灯を含む負荷回路RLを接続してある。ここで電源電圧
c0(t)は で表される電圧である。ここで は交流成分電圧を表す。コンデンサC0の印加電圧は上記
電源電圧c0(t)の内の直流成分電圧E0を受け持ち、負
荷電圧e1(t)には交流成分 が印加される。電流は一般に として表されるが、瞬時電力pは p=e0(t)・i0(t) となり、基本波の周期をTとすると、有効電力Paは となる。ここで直流成分の電流I0はコンデンサC0によっ
てカットされるので負荷回路RLに供給される電力は Pa=Eh・Ihcosφh となる。
を含んだインバータ回路3にはコンデンサC0を介して放
電灯を含む負荷回路RLを接続してある。ここで電源電圧
c0(t)は で表される電圧である。ここで は交流成分電圧を表す。コンデンサC0の印加電圧は上記
電源電圧c0(t)の内の直流成分電圧E0を受け持ち、負
荷電圧e1(t)には交流成分 が印加される。電流は一般に として表されるが、瞬時電力pは p=e0(t)・i0(t) となり、基本波の周期をTとすると、有効電力Paは となる。ここで直流成分の電流I0はコンデンサC0によっ
てカットされるので負荷回路RLに供給される電力は Pa=Eh・Ihcosφh となる。
第1図(b)はe0(t)の内、直流成分電圧E0と交流成
分電圧 の相関を示し、図においてはe0(t)が一定の場合を示
している。e0(t)が一定で直流成分電圧E0を大きくす
る程、交流成分電圧 は小さくなり、直流成分電圧E0はコンデンサC0でカット
されるの、負荷回路RLに印加される電圧を低減できる。
分電圧 の相関を示し、図においてはe0(t)が一定の場合を示
している。e0(t)が一定で直流成分電圧E0を大きくす
る程、交流成分電圧 は小さくなり、直流成分電圧E0はコンデンサC0でカット
されるの、負荷回路RLに印加される電圧を低減できる。
実施例1 本実施例は上記基本回路を基にしたもので、第2図
(a)は第1図(a)に示した負荷回路RLをインダクタ
ンスLと、放電灯l0、予熱用コンデンサC4から構成して
ある。この回路ではインバータ回路3の交流電圧e
0(t)の内直流成分電圧E0を変化させることによっ
て、交流成分電圧 が変化して、放電灯l0の光出力を変化させることができ
る。ここで交流成分電圧 と直流成分電圧E0の和e0(t)は一定になっているもの
とする。しかして第2図(b)に示すように直流成分電
圧E0が大きく成る程負荷回路RLに印加される電圧e
1(t)は小さくなる。
(a)は第1図(a)に示した負荷回路RLをインダクタ
ンスLと、放電灯l0、予熱用コンデンサC4から構成して
ある。この回路ではインバータ回路3の交流電圧e
0(t)の内直流成分電圧E0を変化させることによっ
て、交流成分電圧 が変化して、放電灯l0の光出力を変化させることができ
る。ここで交流成分電圧 と直流成分電圧E0の和e0(t)は一定になっているもの
とする。しかして第2図(b)に示すように直流成分電
圧E0が大きく成る程負荷回路RLに印加される電圧e
1(t)は小さくなる。
ここで電源電圧の印加後、一定期間第2図(b)のイ点
に印加電圧が設定されると上記和e0(t)の直流成分電
圧E0はe01となり、交流成分電圧はe11となり、負荷回路
RLに印加される電圧e1(t)=e11は小さくなる。この
時の電圧e11は放電灯l0を点灯させるのに必要な電圧以
下に設定されているので、放電灯l0は点灯しない。しか
しe1(t)=e11によってインダクタンスLを介してフ
イラメントf11、コンデンサC4、フイラメントf12に電流
が流れ、フイラメントf11、f12は加熱される。フイラメ
ントf11,f12が充分に温度上昇した一定期間後に第2図
(b)の動作点をロ点に設定されると、上記和e0(t)
の直流成分電圧はe02のように小さく、交流成分電圧はe
12となり、負荷回路RLに印加される電圧は大きくなり、
この時放電灯l0を点灯させるのに充分な電圧となってい
るので、放電灯l0は始動点灯する。
に印加電圧が設定されると上記和e0(t)の直流成分電
圧E0はe01となり、交流成分電圧はe11となり、負荷回路
RLに印加される電圧e1(t)=e11は小さくなる。この
時の電圧e11は放電灯l0を点灯させるのに必要な電圧以
下に設定されているので、放電灯l0は点灯しない。しか
しe1(t)=e11によってインダクタンスLを介してフ
イラメントf11、コンデンサC4、フイラメントf12に電流
が流れ、フイラメントf11、f12は加熱される。フイラメ
ントf11,f12が充分に温度上昇した一定期間後に第2図
(b)の動作点をロ点に設定されると、上記和e0(t)
の直流成分電圧はe02のように小さく、交流成分電圧はe
12となり、負荷回路RLに印加される電圧は大きくなり、
この時放電灯l0を点灯させるのに充分な電圧となってい
るので、放電灯l0は始動点灯する。
ここでコンデンサC0を介して交互に負荷回路RLに印加す
る電圧の極性を切り換える場合、第2図(c)に示す負
荷の極性の期間T1においては、点灯時ロの波形に比べて
ピーク値は高くなるが、当該期間T2が短くなるため、電
気量(電圧×時間)が少なく、放電灯l0を充分にアーク
放電に移行させるためには電気エネルギが不充分で、そ
のため放電しない。また正の極性の期間T2では電圧(又
は電気量)が小さくなっているので、負の極性の電圧の
ピーク値が高くなっていても放電しない。
る電圧の極性を切り換える場合、第2図(c)に示す負
荷の極性の期間T1においては、点灯時ロの波形に比べて
ピーク値は高くなるが、当該期間T2が短くなるため、電
気量(電圧×時間)が少なく、放電灯l0を充分にアーク
放電に移行させるためには電気エネルギが不充分で、そ
のため放電しない。また正の極性の期間T2では電圧(又
は電気量)が小さくなっているので、負の極性の電圧の
ピーク値が高くなっていても放電しない。
つまり放電灯l0が点灯しない予熱期間が設定できるので
ある。そして放電灯l0を安定に始動点灯させるためには
所定値以上の交流電圧〔正と負の極性の電圧を合わせた
(実効値)〕が必要であり、動作点を上述のように第2
図(b)のロ点に設定することにより上記所定値以上の
交流電圧が得られることになるのである。
ある。そして放電灯l0を安定に始動点灯させるためには
所定値以上の交流電圧〔正と負の極性の電圧を合わせた
(実効値)〕が必要であり、動作点を上述のように第2
図(b)のロ点に設定することにより上記所定値以上の
交流電圧が得られることになるのである。
第2図(b)のイ点、ロ点に対応する動作切換はインバ
ータ回路3の制御手段により行う。
ータ回路3の制御手段により行う。
このように本実施例では予熱電流を一定期間流し、その
後遮断するためのリレーや半導体スイッチング素子を必
要とせず、コストが安価となり、また信頼性の向上が図
れ、更に回路構成が簡単となり、しかもスイッチング周
波数を大きく変化させる必要がなく、周波数をほぼ一定
で予熱から点灯に切り換えることができ雑音の低減、ス
イッチングロスの低減が図れるのである。
後遮断するためのリレーや半導体スイッチング素子を必
要とせず、コストが安価となり、また信頼性の向上が図
れ、更に回路構成が簡単となり、しかもスイッチング周
波数を大きく変化させる必要がなく、周波数をほぼ一定
で予熱から点灯に切り換えることができ雑音の低減、ス
イッチングロスの低減が図れるのである。
実施例2 本実施例ではインバータ回路3を第3図の枠A内のよう
な回路構成によって達成している。
な回路構成によって達成している。
つまり直流電源4にトランジスタQ5,Q6の直列回路及び
トランジスタQ7,Q8を接続し、該トランジスタQ5,Q6の直
列回路及びトランジスタQ7,Q8の各々の接続端にコンデ
ンサC0を介してインダクタンスL1…と、放電灯l1…との
直列回路からなる負荷回路RL1…を複数並列に接続して
ある。放電灯l1…の非電源側端には夫々予熱用のコンデ
ンサC1…を接続してある。制御回路6はトランジスタ
Q5,Q6及びトランジスタQ7,Q8を夫々において交互にオ
ン、オフさせる回路であり、先行予熱制御部7は電源電
圧4の投入後、一定期間インバータ回路3の出力電圧e0
(t)の直流成分電圧を可変指示するための回路であ
る。しかしてトランジスタQ5,Q6及びトランジスタQ7,Q8
は直流電源9の直流電圧E0を交流電圧に変換するインバ
ータ回路3を構成する。
トランジスタQ7,Q8を接続し、該トランジスタQ5,Q6の直
列回路及びトランジスタQ7,Q8の各々の接続端にコンデ
ンサC0を介してインダクタンスL1…と、放電灯l1…との
直列回路からなる負荷回路RL1…を複数並列に接続して
ある。放電灯l1…の非電源側端には夫々予熱用のコンデ
ンサC1…を接続してある。制御回路6はトランジスタ
Q5,Q6及びトランジスタQ7,Q8を夫々において交互にオ
ン、オフさせる回路であり、先行予熱制御部7は電源電
圧4の投入後、一定期間インバータ回路3の出力電圧e0
(t)の直流成分電圧を可変指示するための回路であ
る。しかしてトランジスタQ5,Q6及びトランジスタQ7,Q8
は直流電源9の直流電圧E0を交流電圧に変換するインバ
ータ回路3を構成する。
しかしてインバータ回路3の出力電圧をe0(t)、コン
デンサC0の直流成分電圧をE0、インダクタンスL1…,放
電灯l1…に印加される電圧をe0(t)とする。ここでe0
(t),E0,e1(t)は第1図のe0(t),E0,e1(t)に
対応する。第4図は第3図の制御回路6と先行予熱制御
部7の具体的回路を示しており、先行予熱制御部7のタ
イマ用IC回路IC3,IC4は例えばINTERSIL社製NE/SE555或
いはNEC社製μPC1555Cなどで構成されている。抵抗R5,R
6、コンデンサC6、タイマ用IC回路IC3で無安定マルチバ
イブレータを構成している。
デンサC0の直流成分電圧をE0、インダクタンスL1…,放
電灯l1…に印加される電圧をe0(t)とする。ここでe0
(t),E0,e1(t)は第1図のe0(t),E0,e1(t)に
対応する。第4図は第3図の制御回路6と先行予熱制御
部7の具体的回路を示しており、先行予熱制御部7のタ
イマ用IC回路IC3,IC4は例えばINTERSIL社製NE/SE555或
いはNEC社製μPC1555Cなどで構成されている。抵抗R5,R
6、コンデンサC6、タイマ用IC回路IC3で無安定マルチバ
イブレータを構成している。
このタイマ用回路IC3の出力をタイマ用IC回路IC4の端
子のトリガー端子に接続している。タイマ用IC回路I
C4、制御回路1の可変抵抗R5、コンデンサC7,C8は無安
定マルチバイブレータを構成している。タイマ用IC回路
IC4の出力は抵抗R8を介してトランジスタQ9のベース
へ、又インバータゲートIC5で反転させた後に抵抗R9を
介してトランジスタQ10のベースへ接続してある。トラ
ンジスタQ9,Q10は交互にオン、オフし、トランスTr3、T
r4を介して絶縁した信号を抵抗R10〜抵抗R13を夫々介し
てトランジスタQ5,Q8,Q7,Q6のベース、エミッタ間へ供
給する。第5図は第4図回路の各部の信号である。タイ
マ用IC回路IC3の出力信号aは第5図(a)に示すよう
に抵抗R5,R6、コンデンサC6で決まる周期T0の信号であ
る。この信号aがタイマ用IC回路IC4の端子に1/3Vcc
以下の電圧(トリガパルス)を印加すると第5図(b)
に示す出力信号bは“H"となる。この“H"の期間T1は可
変抵抗R7,R7′、コンデンサC8で決まる。この第5図
(b)の信号bを反転した電圧cは第5図(c)に示す
ようにこの期間T1の間“L"となる。一定期間T1が経過す
ると、信号bは“L"、信号cは“H"となる、従ってトラ
ンジスタQ9は期間T1でオンし、トランジスタQ10は期間T
2でオンする。トランジスタQ9(Q10)がオン、オフする
と期間T1(T2)を介してトランジスタQ5,Q8(Q7,Q6)が
オン、オフする。また、T1、T2の期間は制御回路6の抵
抗R7,R7′を可変することによって可変することができ
る。
子のトリガー端子に接続している。タイマ用IC回路I
C4、制御回路1の可変抵抗R5、コンデンサC7,C8は無安
定マルチバイブレータを構成している。タイマ用IC回路
IC4の出力は抵抗R8を介してトランジスタQ9のベース
へ、又インバータゲートIC5で反転させた後に抵抗R9を
介してトランジスタQ10のベースへ接続してある。トラ
ンジスタQ9,Q10は交互にオン、オフし、トランスTr3、T
r4を介して絶縁した信号を抵抗R10〜抵抗R13を夫々介し
てトランジスタQ5,Q8,Q7,Q6のベース、エミッタ間へ供
給する。第5図は第4図回路の各部の信号である。タイ
マ用IC回路IC3の出力信号aは第5図(a)に示すよう
に抵抗R5,R6、コンデンサC6で決まる周期T0の信号であ
る。この信号aがタイマ用IC回路IC4の端子に1/3Vcc
以下の電圧(トリガパルス)を印加すると第5図(b)
に示す出力信号bは“H"となる。この“H"の期間T1は可
変抵抗R7,R7′、コンデンサC8で決まる。この第5図
(b)の信号bを反転した電圧cは第5図(c)に示す
ようにこの期間T1の間“L"となる。一定期間T1が経過す
ると、信号bは“L"、信号cは“H"となる、従ってトラ
ンジスタQ9は期間T1でオンし、トランジスタQ10は期間T
2でオンする。トランジスタQ9(Q10)がオン、オフする
と期間T1(T2)を介してトランジスタQ5,Q8(Q7,Q6)が
オン、オフする。また、T1、T2の期間は制御回路6の抵
抗R7,R7′を可変することによって可変することができ
る。
第5図の各波形は電源電圧が投入した時の所定の時間に
おいて、放電灯l1…を点灯させないで、予熱電流のみを
流している場合の波形図である。この所定期間は第1図
と同様に抵抗R16、コンデンサC9、タイマ回路8によっ
て決定される。この時タイマ回路8の出力が“L"レベル
になるように設定されと、トランジスタQ12はオフし、
トランジスタQ11もオフし、抵抗R7、R7′、コンデンサC
8で決まる期間T1と長い期間となる。第6図の波形は第
5図波形に対応するもので、上記所定期間後において、
放電灯l1…を点灯させた時の波形図である。この時のタ
イマ回路8の出力が“H"レベルになるように設定される
と、トランジスタQ12、Q11はオンし、抵抗R7、C8で決ま
る期間T1と短い期間となる。ここで第5図、第6図の波
形で示すように切り換える回路構成はIC3、IC4、タイマ
回路8、抵抗R7、R7′、コンデンサC8、トランジスタQ
11、Q12、抵抗R16、コンデンサC9以外の回路でも容易に
達成できるが、特に本発明の主要な構成でないので省略
する。
おいて、放電灯l1…を点灯させないで、予熱電流のみを
流している場合の波形図である。この所定期間は第1図
と同様に抵抗R16、コンデンサC9、タイマ回路8によっ
て決定される。この時タイマ回路8の出力が“L"レベル
になるように設定されと、トランジスタQ12はオフし、
トランジスタQ11もオフし、抵抗R7、R7′、コンデンサC
8で決まる期間T1と長い期間となる。第6図の波形は第
5図波形に対応するもので、上記所定期間後において、
放電灯l1…を点灯させた時の波形図である。この時のタ
イマ回路8の出力が“H"レベルになるように設定される
と、トランジスタQ12、Q11はオンし、抵抗R7、C8で決ま
る期間T1と短い期間となる。ここで第5図、第6図の波
形で示すように切り換える回路構成はIC3、IC4、タイマ
回路8、抵抗R7、R7′、コンデンサC8、トランジスタQ
11、Q12、抵抗R16、コンデンサC9以外の回路でも容易に
達成できるが、特に本発明の主要な構成でないので省略
する。
以上第4図回路によってに第7図、第8図に示すように
周期を一定にし、期間を可変する制御が達成される。
周期を一定にし、期間を可変する制御が達成される。
次に第7図、第8図の波形図により本実施例の動作を更
に説明する。まず第7図は点灯の場合を示し、第8図は
予熱状態の場合を示しており、各図の(a)はインバー
タ回路3の出力電圧e0(t)を、又各図の(b)はトラ
ンジスタQ5,Q8がオン、オフする期間を、各図の(c)
はトランジスタQ7,Q6のオン、オフする期間を夫々示
し、更に各図(d)は直流成分電圧E0と交流成分e
0(t)を分けてスカラー量として示したものである。
第7図では同図(b),(c)に示すようにトランジス
タQ5,Q8とトランジスタQ7,Q6のオンする期間T1,T2は等
しい。従って同図(a)に示すインバータ回路3の出力
電圧e0(t)は直流成分電圧E0が零となっている。従っ
て負荷RL1…(インダクタンスL1…と放電灯l1…)に印
加される交流成分電圧e1(t)は出力電圧e0(t)とな
り、この場合が放電灯l1…に印加される電圧が最も大き
く、放電灯l1…は点灯する。
に説明する。まず第7図は点灯の場合を示し、第8図は
予熱状態の場合を示しており、各図の(a)はインバー
タ回路3の出力電圧e0(t)を、又各図の(b)はトラ
ンジスタQ5,Q8がオン、オフする期間を、各図の(c)
はトランジスタQ7,Q6のオン、オフする期間を夫々示
し、更に各図(d)は直流成分電圧E0と交流成分e
0(t)を分けてスカラー量として示したものである。
第7図では同図(b),(c)に示すようにトランジス
タQ5,Q8とトランジスタQ7,Q6のオンする期間T1,T2は等
しい。従って同図(a)に示すインバータ回路3の出力
電圧e0(t)は直流成分電圧E0が零となっている。従っ
て負荷RL1…(インダクタンスL1…と放電灯l1…)に印
加される交流成分電圧e1(t)は出力電圧e0(t)とな
り、この場合が放電灯l1…に印加される電圧が最も大き
く、放電灯l1…は点灯する。
第8図は同図(b),(c)に示すようにトランジスタ
Q5,Q8のオン期間T1がトランジスタQ7,Q6のオン期間T2よ
り大きい場合である。この場合インバータ回路3の出力
電圧e0(t)は同図(a)に示すように正負非対称の電
圧となる。ここで出力電圧e0(t)をモデル的に考える
と、斜線に示した正負の大きさが等しい交流成分電圧e1
(t)と斜線を施していない直流成分電圧E0に分けるこ
とができる。実際に於いては図示のような波形として分
けることはできず、直流成分電圧E0を含んだ正負非対称
の電圧となるが、本発明の要点を説明するためにこのよ
うにモデル的に取り扱った。第8図の(d)に交流成分
電圧e1(t)、直流電圧成分E0の大きさ(スカラー量と
しての)を示している。
Q5,Q8のオン期間T1がトランジスタQ7,Q6のオン期間T2よ
り大きい場合である。この場合インバータ回路3の出力
電圧e0(t)は同図(a)に示すように正負非対称の電
圧となる。ここで出力電圧e0(t)をモデル的に考える
と、斜線に示した正負の大きさが等しい交流成分電圧e1
(t)と斜線を施していない直流成分電圧E0に分けるこ
とができる。実際に於いては図示のような波形として分
けることはできず、直流成分電圧E0を含んだ正負非対称
の電圧となるが、本発明の要点を説明するためにこのよ
うにモデル的に取り扱った。第8図の(d)に交流成分
電圧e1(t)、直流電圧成分E0の大きさ(スカラー量と
しての)を示している。
ここで直流成分電圧E0はコンデンサC0によってカットさ
れ、負荷RLには直流電流が流れないので、負荷RL(イン
ダクタンスL1…、放電灯…l1)に印加される電圧は交流
成分電圧e1のみとなる。第8図の場合の交流成分電圧e1
(t)は第7図の場合の交流成分電圧e1(t)より小さ
くなり、この場合放電灯l1…を点灯するには不充分な電
圧に設定される。放電灯l1…は点灯しなくなり、又放電
灯l1の非電源側端に接続されたコンデンサによって、予
熱電流が流れ、先行予熱される。
れ、負荷RLには直流電流が流れないので、負荷RL(イン
ダクタンスL1…、放電灯…l1)に印加される電圧は交流
成分電圧e1のみとなる。第8図の場合の交流成分電圧e1
(t)は第7図の場合の交流成分電圧e1(t)より小さ
くなり、この場合放電灯l1…を点灯するには不充分な電
圧に設定される。放電灯l1…は点灯しなくなり、又放電
灯l1の非電源側端に接続されたコンデンサによって、予
熱電流が流れ、先行予熱される。
尚第7図、第8図は直流電源9の電圧は一定であるの
で、インバータ回路3の出力電圧e0(t)の実効電圧は
一定である。
で、インバータ回路3の出力電圧e0(t)の実効電圧は
一定である。
実施例3 第9図は本実施例の回路を示すものである。本実施例で
直流電源4、トランジスタQ9,Q10、トランジスタTr5の
1次側の分割巻線n1,n2でプッシュプル型のインバータ
回路3を構成している。分割巻線n1,n2の巻数はほぼ等
しく設計している。ここで、第7図,第8図で説明した
と同様にトランジスタQ9,Q10を交互にオン、オフし、し
かも所定周期でオンする周期を変えると、第7図,第8
図に示すようにインバータの出力電圧e0(t)は直流成
分電圧E0と交流成分電圧e1(t)に分けられる電圧とな
る。直流成分電圧E0は負荷回路RLと直列接続されるコン
デンサC0によってカットされるので、負荷回路RLには交
流成分の電圧e1(t)と、電流のみ供給される。直流成
分電圧E0が大きくなる程、交流成分電圧e1(t)が小さ
くなるので、放電灯lは点灯せず、この間予熱する。予
熱した所定の時間後、直流成分電圧E0を零として、上記
より大きな交流成分電圧e1(t)を印加して放電灯lを
点灯させる。
直流電源4、トランジスタQ9,Q10、トランジスタTr5の
1次側の分割巻線n1,n2でプッシュプル型のインバータ
回路3を構成している。分割巻線n1,n2の巻数はほぼ等
しく設計している。ここで、第7図,第8図で説明した
と同様にトランジスタQ9,Q10を交互にオン、オフし、し
かも所定周期でオンする周期を変えると、第7図,第8
図に示すようにインバータの出力電圧e0(t)は直流成
分電圧E0と交流成分電圧e1(t)に分けられる電圧とな
る。直流成分電圧E0は負荷回路RLと直列接続されるコン
デンサC0によってカットされるので、負荷回路RLには交
流成分の電圧e1(t)と、電流のみ供給される。直流成
分電圧E0が大きくなる程、交流成分電圧e1(t)が小さ
くなるので、放電灯lは点灯せず、この間予熱する。予
熱した所定の時間後、直流成分電圧E0を零として、上記
より大きな交流成分電圧e1(t)を印加して放電灯lを
点灯させる。
実施例4 第10図は本実施例の回路を示すものであり、ハーフブリ
ッジ型のインバータ回路3を構成している。ここで分圧
用のコンデンサC9,C10は容量の異なっているものを使用
している。第11図(a),(b)はこのインバータ回路
3の出力電圧e0(t)を示している。この第11図
(a),(b)に示すようにトランジスタQ11,Q12を交
互にオン、オフし、しかも所定周期Tでオンする周期
T1,T2を変えると、第11図(a),(b)に示すように
インバータ回路3の出力電圧e0(t)は直流成分電圧E0
と交流成分電圧e1(t)に分けられる電圧となる。この
直流成分電圧E0は放電灯を含む負荷回路RLと直列接続さ
れるコンデンサC0によってカットされるので、負荷回路
RLには交流成分の電圧e1(t)と電流のみ供給される。
ッジ型のインバータ回路3を構成している。ここで分圧
用のコンデンサC9,C10は容量の異なっているものを使用
している。第11図(a),(b)はこのインバータ回路
3の出力電圧e0(t)を示している。この第11図
(a),(b)に示すようにトランジスタQ11,Q12を交
互にオン、オフし、しかも所定周期Tでオンする周期
T1,T2を変えると、第11図(a),(b)に示すように
インバータ回路3の出力電圧e0(t)は直流成分電圧E0
と交流成分電圧e1(t)に分けられる電圧となる。この
直流成分電圧E0は放電灯を含む負荷回路RLと直列接続さ
れるコンデンサC0によってカットされるので、負荷回路
RLには交流成分の電圧e1(t)と電流のみ供給される。
ここで分圧用のコンデンサC9,C10の容量が異なっている
ものを使用しているので、コンデンサC9,C10に分圧され
る電圧も異なったものとなる。今、コンデンサC9の電圧
をE1、コンデンサC10の電圧をE2とし、第11図(a)に
示すようにトランジスタQ11がオフ、トランジスタQ12が
オンとなる期間T1と、トランジスタQ11がオン、トラン
ジスタQ12がオフとなる期間T2がほぼ同じに設定した場
合、E1>E2となるように設定されると、インバータ回路
3の出力電圧e0(t)は直流成分電圧E0と、斜線で示し
た交流成分電圧e1(t)に分けられ、この交流成分電圧
e1(t)が負荷回路RLに供給される。この時、負荷回路
RLには第11図(b)に示す交流成分電圧e1(t)より大
きい電圧が印加される。第11図(b)はトランジスタQ
11がオフし、トランジスタQ12がオンとなる周期T1と、
トランジスタQ11がオン、トランジスタQ12がオフとなる
期間T2がT2>T1に設定した場合であり、インバータ回路
3の出力電圧e0(t)が直流成分電圧E0と斜線で示した
交流成分電圧e1(t)に分けられ、この交流成分電圧e1
(t)が負荷回路RLに供給される。ここでE1>E2である
ので、第11図(a)の場合に比べて直流成分電圧E0及び
交流成分電圧e1(t)は小さくなる。従って負荷回路RL
には第11図(a)より小さい交流成分電圧e1(t)が供
給され、負荷回路RLの供給電圧は低減され、放電灯は点
灯しない。しかも、第11図(a),(b)の斜線で示し
た交流成分電圧e1(t)は休止期間のない、周波数が一
定となる電圧となっている。第11図(a),(b)に示
すT1+T2期間は同じに設定されるので周波数は同一にな
る。
ものを使用しているので、コンデンサC9,C10に分圧され
る電圧も異なったものとなる。今、コンデンサC9の電圧
をE1、コンデンサC10の電圧をE2とし、第11図(a)に
示すようにトランジスタQ11がオフ、トランジスタQ12が
オンとなる期間T1と、トランジスタQ11がオン、トラン
ジスタQ12がオフとなる期間T2がほぼ同じに設定した場
合、E1>E2となるように設定されると、インバータ回路
3の出力電圧e0(t)は直流成分電圧E0と、斜線で示し
た交流成分電圧e1(t)に分けられ、この交流成分電圧
e1(t)が負荷回路RLに供給される。この時、負荷回路
RLには第11図(b)に示す交流成分電圧e1(t)より大
きい電圧が印加される。第11図(b)はトランジスタQ
11がオフし、トランジスタQ12がオンとなる周期T1と、
トランジスタQ11がオン、トランジスタQ12がオフとなる
期間T2がT2>T1に設定した場合であり、インバータ回路
3の出力電圧e0(t)が直流成分電圧E0と斜線で示した
交流成分電圧e1(t)に分けられ、この交流成分電圧e1
(t)が負荷回路RLに供給される。ここでE1>E2である
ので、第11図(a)の場合に比べて直流成分電圧E0及び
交流成分電圧e1(t)は小さくなる。従って負荷回路RL
には第11図(a)より小さい交流成分電圧e1(t)が供
給され、負荷回路RLの供給電圧は低減され、放電灯は点
灯しない。しかも、第11図(a),(b)の斜線で示し
た交流成分電圧e1(t)は休止期間のない、周波数が一
定となる電圧となっている。第11図(a),(b)に示
すT1+T2期間は同じに設定されるので周波数は同一にな
る。
実施例5 第12図は本実施例の回路を示すものである。
本実施例では分圧用のコンデンサC9,C10を設けないもの
であって、直流電源4に直列にトランジスタQ1,Q12を接
続し、トランジスタQ11,Q12と並列にダイオードD3,D4を
接続している。ここでダイオードD3,D4は必ずしも必要
でない。これは実施例4でも同様である。そしてトラン
ジスタQ11には並列にコンデンサC0を介して負荷回路RL
を接続している。第13図は本実施例の出力電圧e0(t)
及び交流成分電圧e1(t)を示しており、第13図(a)
の動作の場合はトランジスタQ11がオフ、トランジスタQ
12がオンする期間T1と、トランジスタQ11がオフ、トラ
ンジスタQ12がオンする期間T2がほぼ等しい時のトラン
ジスタQ11の両端電圧である出力電圧e0(t)は図示す
るように直流成分電圧E0と交流成分電圧e1(t)を合成
した電圧となる。負荷回路RLには第15図(b)に示す出
力電圧e0(t)よりコンデンサC0で直流成分電圧E0をカ
ットされた電圧e1が印加される。
であって、直流電源4に直列にトランジスタQ1,Q12を接
続し、トランジスタQ11,Q12と並列にダイオードD3,D4を
接続している。ここでダイオードD3,D4は必ずしも必要
でない。これは実施例4でも同様である。そしてトラン
ジスタQ11には並列にコンデンサC0を介して負荷回路RL
を接続している。第13図は本実施例の出力電圧e0(t)
及び交流成分電圧e1(t)を示しており、第13図(a)
の動作の場合はトランジスタQ11がオフ、トランジスタQ
12がオンする期間T1と、トランジスタQ11がオフ、トラ
ンジスタQ12がオンする期間T2がほぼ等しい時のトラン
ジスタQ11の両端電圧である出力電圧e0(t)は図示す
るように直流成分電圧E0と交流成分電圧e1(t)を合成
した電圧となる。負荷回路RLには第15図(b)に示す出
力電圧e0(t)よりコンデンサC0で直流成分電圧E0をカ
ットされた電圧e1が印加される。
この時の交流成分電圧e1(t)は大きく、負荷回路RL内
の放電灯は点灯する。
の放電灯は点灯する。
次に第13図(c)の動作の場合はトランジスタQ11がオ
フ、トランジスタQ12がオンとなる期間T1と、トランジ
スタQ11がオン、トランジスタQ12がオフとなる期間T
2を、T1<T2となるように設定した場合である。この
時、トランジスタQ11の両端電圧である出力電圧e
0(t)は同図に示すように直流成分電圧E0と交流成分
電圧e1(t)を合成した電圧となる。第13図(a)の場
合に比べて第13図(c)の出力電圧e0(t)はトランジ
スタQ11のオン期間T2が長いので小さくなる。従って第1
3図(c)の場合の直流成分電圧E0と交流成分電圧e
1(t)は小さくなり、負荷回路RLに供給される第13図
(d)に示す交流成分電圧e1(t)は小さくなり、負荷
回路RLの供給電圧が小さくなる。そのため負荷回路RLに
放電灯は点灯しなくて、予熱電流のみが供給される。
フ、トランジスタQ12がオンとなる期間T1と、トランジ
スタQ11がオン、トランジスタQ12がオフとなる期間T
2を、T1<T2となるように設定した場合である。この
時、トランジスタQ11の両端電圧である出力電圧e
0(t)は同図に示すように直流成分電圧E0と交流成分
電圧e1(t)を合成した電圧となる。第13図(a)の場
合に比べて第13図(c)の出力電圧e0(t)はトランジ
スタQ11のオン期間T2が長いので小さくなる。従って第1
3図(c)の場合の直流成分電圧E0と交流成分電圧e
1(t)は小さくなり、負荷回路RLに供給される第13図
(d)に示す交流成分電圧e1(t)は小さくなり、負荷
回路RLの供給電圧が小さくなる。そのため負荷回路RLに
放電灯は点灯しなくて、予熱電流のみが供給される。
しかも第13図(b)(c)の交流成分電圧e1(t)は休
止期間のない、周波数が一定となる電圧となっている。
ここで第10図回路の直流電源4の電圧Eを分圧するコン
デンサC9,C10の働きと、直流成分をカットするコンデン
サC0の働きを、第14図回路では1個のコンデンサC0で達
成しており、実施例4に比べて回路構成が簡単となって
いる。第10図回路でコンデンサC0を省いて、コンデンサ
C0の働き(e0(t)の直流成分をカットする)をコンデ
ンサC9、C10で行うような構成としてもよい。
止期間のない、周波数が一定となる電圧となっている。
ここで第10図回路の直流電源4の電圧Eを分圧するコン
デンサC9,C10の働きと、直流成分をカットするコンデン
サC0の働きを、第14図回路では1個のコンデンサC0で達
成しており、実施例4に比べて回路構成が簡単となって
いる。第10図回路でコンデンサC0を省いて、コンデンサ
C0の働き(e0(t)の直流成分をカットする)をコンデ
ンサC9、C10で行うような構成としてもよい。
実施例6 第14図は実施例6の回路を示しており、第15図、第16図
はその動作波形を示しており、第15図は点灯したとき、
第16図は予熱状態の場合である。発振トランスT3でトラ
ンジスタQ1、Q2を交互にオン、オフ駆動する自励式イン
バータ回路3を構成している。枠内Bはインバータ回路
3を起動する起動回路である。第4図回路においてトラ
ンジスタQ1に印加される電圧、つまり出力電圧は第15図
(a)に示すようにe0(t)となり、同図(b)に示す
直流成分電圧E0と同図(c)に示す交流成分電圧e
1(t)を持つ電圧となる。ここでインダクタンスL1、
コンデンサC4、放電灯lで構成される負荷回路RLに印加
される電圧e1(t)は出力電圧e0(t)より直流成分電
圧E0を差し引いた電圧となる。この電圧e1(t)は第16
図の方が第15図の場合より小さくなり、第15図の場合は
放電灯lは点灯しなくて予熱のみ行なわれ、第16図で放
電灯lを始動させるのに必要な電圧が印加され点灯す
る。
はその動作波形を示しており、第15図は点灯したとき、
第16図は予熱状態の場合である。発振トランスT3でトラ
ンジスタQ1、Q2を交互にオン、オフ駆動する自励式イン
バータ回路3を構成している。枠内Bはインバータ回路
3を起動する起動回路である。第4図回路においてトラ
ンジスタQ1に印加される電圧、つまり出力電圧は第15図
(a)に示すようにe0(t)となり、同図(b)に示す
直流成分電圧E0と同図(c)に示す交流成分電圧e
1(t)を持つ電圧となる。ここでインダクタンスL1、
コンデンサC4、放電灯lで構成される負荷回路RLに印加
される電圧e1(t)は出力電圧e0(t)より直流成分電
圧E0を差し引いた電圧となる。この電圧e1(t)は第16
図の方が第15図の場合より小さくなり、第15図の場合は
放電灯lは点灯しなくて予熱のみ行なわれ、第16図で放
電灯lを始動させるのに必要な電圧が印加され点灯す
る。
交流電源ACが印加されると、所定の一定時間タイマ回路
10の出力は“L"レベルとなり、トランジスタQ4はオフ
し、後で述べるようにトランジスタQ3がトランスT4から
の信号によってオンオフする。タイマ回路10によって決
まる所定の一定時間後タイマ回路10の出力が“H"レベル
となり、トランジスタQ4がオンすると、トランジスタQ3
のオンオフが停止する。
10の出力は“L"レベルとなり、トランジスタQ4はオフ
し、後で述べるようにトランジスタQ3がトランスT4から
の信号によってオンオフする。タイマ回路10によって決
まる所定の一定時間後タイマ回路10の出力が“H"レベル
となり、トランジスタQ4がオンすると、トランジスタQ3
のオンオフが停止する。
第15図はトランジスタQ4がオンした点灯時の各部の波形
を示し、第16図はトランジスタQ4がオフしたとき予熱時
の各部の波形を示す。そして各図(d)はインダクタン
スL1に流れる電流iLを示し、第15図(d)中のiQ2、iQ2
はトランジスタQ1、Q2に流れるコレクタ電流であり、i
D1、iD2はダイオードD1、D2に流れる電流である。また
各図(e)はトランジスタQ2に流れるコレクタ電流
IQ2、各図(f)はトランジスタQ2のベース電流IB2、各
図(g)は発振トランスT3の2次巻き線n3の両端電圧Vn
3、各図(h)はトランジスタQ2のベース・エミッタ間
電圧VBE2、各図(i)はトランジスタQ3のコレクタ電流
IO3、各図(g)はトランジスタQ3のベース電流IB3を示
す。尚第14図回路において抵抗R9、ダイオードD3はトラ
ンジスタQ3のベース電流が所定値に限定され、トランジ
スタQ3のベース・エミッタ間の耐圧に問題がなければ無
くても良い。またトランスT4の一端からトランジスタQ3
のベース端間にインダクタンスやコンデンサ等からなる
移相素子を接続しても良い。
を示し、第16図はトランジスタQ4がオフしたとき予熱時
の各部の波形を示す。そして各図(d)はインダクタン
スL1に流れる電流iLを示し、第15図(d)中のiQ2、iQ2
はトランジスタQ1、Q2に流れるコレクタ電流であり、i
D1、iD2はダイオードD1、D2に流れる電流である。また
各図(e)はトランジスタQ2に流れるコレクタ電流
IQ2、各図(f)はトランジスタQ2のベース電流IB2、各
図(g)は発振トランスT3の2次巻き線n3の両端電圧Vn
3、各図(h)はトランジスタQ2のベース・エミッタ間
電圧VBE2、各図(i)はトランジスタQ3のコレクタ電流
IO3、各図(g)はトランジスタQ3のベース電流IB3を示
す。尚第14図回路において抵抗R9、ダイオードD3はトラ
ンジスタQ3のベース電流が所定値に限定され、トランジ
スタQ3のベース・エミッタ間の耐圧に問題がなければ無
くても良い。またトランスT4の一端からトランジスタQ3
のベース端間にインダクタンスやコンデンサ等からなる
移相素子を接続しても良い。
トランジスタQ4がオンした第15図(a)のい場合、トラ
ンジスタQ1,Q2は発振トランスT1によつて帰還された電
流にて交互にオンオフし、インバータ回路3出力がコン
デンサC0、C4、インダクタンスL1、放電灯lからなる共
振回路に印加され、放電灯lに所定の電流が供給され、
全点灯状態となる。
ンジスタQ1,Q2は発振トランスT1によつて帰還された電
流にて交互にオンオフし、インバータ回路3出力がコン
デンサC0、C4、インダクタンスL1、放電灯lからなる共
振回路に印加され、放電灯lに所定の電流が供給され、
全点灯状態となる。
次にトランジスタQ4がオフされたとき、第15図(b)に
示すように、トランジスタQ2のオン期間(図中t2〜t3の
期間)においてトランスT4からダイオードD3を介してト
ランジスタQ3に電流が供給され、トランジスタQ3がオン
する。このため、今まで流れていたトランジスタQ2のベ
ース電流IB2がカットされ、同時にトランジスタQ2のベ
ース・エミッタ間の浮遊容量に蓄えられていた電荷がト
ランジスタQ3に流れるので、トランジスタQ2は急速にオ
フする。従って、トランジスタQ4がオフすることによっ
て、トランジスタQ3がオンオフすると、トランジスタQ2
のオン期間が短くなり、トランジスタQ1,Q2の導通期間
が非対称となる。このためトランジスタQ1の電圧はe
0(t)となり、e0(t)より直流成分を除去した電圧e
1(t)は小さく、このとき放電灯lは点灯せず、予熱
電流のみ流れる。トランスT4は放電灯lの非電源側端に
接続されているので、コンデンサC5、トランスT4の1次
巻き線n1、2次巻き線n2を変えることによって、トラン
ジスタQ3のベース電流を制御し、トランジスタQ1,Q2の
オンオフ比を自由に設定でき、予熱電流を自由に設定す
ることができるのである。
示すように、トランジスタQ2のオン期間(図中t2〜t3の
期間)においてトランスT4からダイオードD3を介してト
ランジスタQ3に電流が供給され、トランジスタQ3がオン
する。このため、今まで流れていたトランジスタQ2のベ
ース電流IB2がカットされ、同時にトランジスタQ2のベ
ース・エミッタ間の浮遊容量に蓄えられていた電荷がト
ランジスタQ3に流れるので、トランジスタQ2は急速にオ
フする。従って、トランジスタQ4がオフすることによっ
て、トランジスタQ3がオンオフすると、トランジスタQ2
のオン期間が短くなり、トランジスタQ1,Q2の導通期間
が非対称となる。このためトランジスタQ1の電圧はe
0(t)となり、e0(t)より直流成分を除去した電圧e
1(t)は小さく、このとき放電灯lは点灯せず、予熱
電流のみ流れる。トランスT4は放電灯lの非電源側端に
接続されているので、コンデンサC5、トランスT4の1次
巻き線n1、2次巻き線n2を変えることによって、トラン
ジスタQ3のベース電流を制御し、トランジスタQ1,Q2の
オンオフ比を自由に設定でき、予熱電流を自由に設定す
ることができるのである。
[発明の効果] 本発明は直流電源を所定周期で交互にオン、オフする対
のスイッチング素子を少なくとも含んで交流出力を得て
該交流出力をインダクタンス、放電灯及び放電灯のフイ
ラメントの非電源側端間に接続された予熱用のコンデン
サよりなる負荷回路に供給する放電灯点灯装置におい
て、交流出力と負荷回路との間に直列に別のコンデンサ
を挿入し、上記直流電源投入後の所定時間対のスイッチ
ング素子が双方共実質的にオフとなる期間がなく且つ負
荷回路に与える電気量が放電灯を点灯させないように両
スイッチング素子のオン、オフ比を可変し、上記一定時
間後両スイッチング素子のオンオフ比を略同じに設定す
る制御手段を備え、上記所定時間中に放電灯を上記予熱
用のコンデンサを通じて予熱し、該所定時間後に放電灯
を点灯させるので、予熱電流を所定時間流し、その後遮
断するためのリレーや半導体スイッチング素子を必要と
せず、そのためコストが安価となり、また信頼性が向上
し、回路構成も簡単となるという効果があり、しかもス
イッチング周波数をほぼ一定で予熱から点灯に切り換え
ることができるので、雑音やスイッチングロスの面でも
有利であるという効果を奏する。
のスイッチング素子を少なくとも含んで交流出力を得て
該交流出力をインダクタンス、放電灯及び放電灯のフイ
ラメントの非電源側端間に接続された予熱用のコンデン
サよりなる負荷回路に供給する放電灯点灯装置におい
て、交流出力と負荷回路との間に直列に別のコンデンサ
を挿入し、上記直流電源投入後の所定時間対のスイッチ
ング素子が双方共実質的にオフとなる期間がなく且つ負
荷回路に与える電気量が放電灯を点灯させないように両
スイッチング素子のオン、オフ比を可変し、上記一定時
間後両スイッチング素子のオンオフ比を略同じに設定す
る制御手段を備え、上記所定時間中に放電灯を上記予熱
用のコンデンサを通じて予熱し、該所定時間後に放電灯
を点灯させるので、予熱電流を所定時間流し、その後遮
断するためのリレーや半導体スイッチング素子を必要と
せず、そのためコストが安価となり、また信頼性が向上
し、回路構成も簡単となるという効果があり、しかもス
イッチング周波数をほぼ一定で予熱から点灯に切り換え
ることができるので、雑音やスイッチングロスの面でも
有利であるという効果を奏する。
第1図(a)、(b)は本発明の原理回路図、原理動作
説明図、第2図(a)、(b)、(c)は本発明の実施
例1の回路図、同回路の動作説明図、同回路の負荷回路
に印加される電圧の説明図、第3図は本発明の実施例2
の回路図、第4図は同上の制御回路及び負荷電流制御部
の具体回路図、第5図,第6図は同上の制御回路及び負
荷電流制御部の具体回路の動作説明用の波形図、第7
図,第8図は同上の各部の波形図、第9図は本発明の実
施例3の回路図、第10図は本発明の実施例4の回路図、
第11図は同上の動作説明用の波形図、第12図は本発明の
実施例5の回路図、第13図は同上の動作説明用の波形
図、第14図は本発明の実施例6の回路図、第15図、第16
図は同上の動作説明用の波形図、第17図は従来例の回路
図、第18図は別の従来例の回路図、第19図は同上の動作
説明図である。 RL,RL1…は負荷、C0はコンデンサ、Q1,Q2,Q1′,Q3′,Q5
乃至Q12はトランジスタ、1は制御回路、2は負荷電流
制御回路、3はインバータ回路である。
説明図、第2図(a)、(b)、(c)は本発明の実施
例1の回路図、同回路の動作説明図、同回路の負荷回路
に印加される電圧の説明図、第3図は本発明の実施例2
の回路図、第4図は同上の制御回路及び負荷電流制御部
の具体回路図、第5図,第6図は同上の制御回路及び負
荷電流制御部の具体回路の動作説明用の波形図、第7
図,第8図は同上の各部の波形図、第9図は本発明の実
施例3の回路図、第10図は本発明の実施例4の回路図、
第11図は同上の動作説明用の波形図、第12図は本発明の
実施例5の回路図、第13図は同上の動作説明用の波形
図、第14図は本発明の実施例6の回路図、第15図、第16
図は同上の動作説明用の波形図、第17図は従来例の回路
図、第18図は別の従来例の回路図、第19図は同上の動作
説明図である。 RL,RL1…は負荷、C0はコンデンサ、Q1,Q2,Q1′,Q3′,Q5
乃至Q12はトランジスタ、1は制御回路、2は負荷電流
制御回路、3はインバータ回路である。
Claims (2)
- 【請求項1】直流電源を所定周期で交互にオン、オフす
る対のスイッチング素子を少なくとも含んで交流出力を
得て該交流出力をインダクタンス、コンデンサ及び放電
灯よりなる負荷回路に供給する放電灯点灯装置におい
て、交流出力と負荷回路との間に直列に別のコンデンサ
を挿入し、上記直流電源投入後の一定時間対のスイッチ
ング素子が双方共実質的にオフとなる期間がなく且つ負
荷回路に与える電気量が放電灯を点灯させないように両
スイッチング素子のオン、オフ比を可変し、上記一定時
間後両スイッチング素子のオンオフ比を同じに設定する
制御手段と、上記一定時間中に放電灯を予熱する予熱回
路とを備え、該一定時間後に放電灯を点灯させることを
特徴とする放電灯点灯装置。 - 【請求項2】上記スイッチング素子の制御端に副スイッ
チング素子を並列接続し、該副スイッチング素子の制御
端に電源投入後に一定時間、予熱回路の出力の一部を帰
還することを特徴とする特許請求の範囲第1項記載の放
電灯点灯装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP20065186A JPH0799718B2 (ja) | 1986-08-26 | 1986-08-26 | 放電灯点灯装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP20065186A JPH0799718B2 (ja) | 1986-08-26 | 1986-08-26 | 放電灯点灯装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6355889A JPS6355889A (ja) | 1988-03-10 |
JPH0799718B2 true JPH0799718B2 (ja) | 1995-10-25 |
Family
ID=16427946
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP20065186A Expired - Lifetime JPH0799718B2 (ja) | 1986-08-26 | 1986-08-26 | 放電灯点灯装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0799718B2 (ja) |
-
1986
- 1986-08-26 JP JP20065186A patent/JPH0799718B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS6355889A (ja) | 1988-03-10 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
EXPY | Cancellation because of completion of term |