JPH0799718B2

JPH0799718B2 - 放電灯点灯装置

Info

Publication number: JPH0799718B2
Application number: JP20065186A
Authority: JP
Inventors: 太志岡本; 明則平松; 晃司山田
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1986-08-26
Filing date: 1986-08-26
Publication date: 1995-10-25
Anticipated expiration: 2010-10-25
Also published as: JPS6355889A

Description

【発明の詳細な説明】［技術分野］本発明は直流電源に所定周期で交互にオン、オフするス
イッチング素子を含み、交流出力で放電灯を点灯する放
電灯点灯装置に関するである。

［背景技術］第17図は従来例のインバータ回路３を用いた放電灯点灯
装置を示しており、この従来例ではインバータ回路３と
してトランジスタ等からなる高周波インバータ回路を用
い、全波整流回路２及びスイッチSWを介して交流電源AC
に接続してある。インバータ回路３の出力トランスT₁は
出力巻き線N₂に蛍光灯のような放電灯l₁、l₂を２灯直列
接続し、出力巻き線N₂に誘起される高周波電圧にて両放
電灯l₁、l₂を点灯させる。放電灯l₁のフイラメントf₁₁
の非電源側端はカレントトランスT₂の１次巻線n₁及びリ
レーRyの接点Rysとを介して放電灯l₂のフイラメントf₂₁
の非電源側端に接続し、又両放電灯l₁、l₂の他方のフイ
ラメントf₁₂、f₂₂の非接続側端間にはカレントトランス
T₂の２次巻線n₂を接続してある。リレーRyは制御回路１
により制御されるものである。制御回路１はタイマ５、
トランジスタQ₀等から構成されており、出力トランスT₁
の３次巻き線N₃に誘起される電圧を整流するダイオード
D₀と、整流された電圧を抵抗R₁を介して平滑するコンデ
ンサCaとから構成される補助電源回路４からの出力電圧
を電源として作動するものである。制御回路１のタイマ
５は電源投入後予め設定された時間の間出力を“H"レベ
ルに保ち、その時間の経過後出力を“L"レベルにして停
止するようになっている。

次にこの従来例装置の動作を説明する。

今スイッチSWを投入して回路に交流電源ACを印加するこ
とで、インバータ回路３が作動し、出力トランスT₁の３
次巻き線N₃に電圧が誘起され、タイマ５が動作を開始す
る。タイマ５はコンデンサCb、抵抗R₂を時定数とするも
ので、この時定数で定まる一定期間出力を“H"レベルと
し、トランジスタQ₀をオンさせる。このトランジスタQ₀
のオンによりリレーRyの励磁コイルに電流が流れてリレ
ーRyが動作し、その接点Rysをオンする。このオンによ
りインバータ回路３の出力トランスT₁の出力巻き線N₂、
フイラメントf₁₁、カレントトランスT₂の１次巻き線
n₁、接点Rys、フイラメントf₂₁の閉回路が形成され、ま
たカレントトランスT₂の２次巻き線n₂と放電灯l₁、l₂の
フイラメントf₁₂、f₂₂にも電流が流れ、両放電灯l₁、l₂
のフイラメントf₁₁,f₁₂、f₂₁,f₂₂は予熱されることにな
る。

出力トランスT₁は磁気漏れ型となっているもので、予熱
時の出力巻き線N₂の出力電圧は小さくなって、放電灯
l₁、l₂は予熱されるだけであり、始動点灯はしない。

さて設定された時間の後、タイマ５はその出力を“L"レ
ベルにする。従ってトランジスタQ₀はオフし、リレーRy
の励磁コイルへの電流を遮断する。結果接点Rysがオフ
し、上記閉回路に流れていた高周波の予熱電流は遮断さ
れることになる。

これにより放電灯l₁、l₂の予熱が停止され、インバータ
回路３の出力トランスT₁の出力巻き線N₂には高電圧が現
れ、放電灯l₁、l₂が始動点灯する。このようにタイマ５
により設定された一定期間において充分に放電灯l₁、l₂
のフイラメントf₁₁,f₁₂、f₂₁,f₂₂に予熱電流を流し、フ
イラメント温度を高くし、その後で高電圧を印加して点
灯させることにより、充分に予熱電流を流さないで、高
電圧を印加して点灯させるものに比べて、放電灯l₁、l₂
のランプ寿命が非常に長くなる。

しかしこの従来例装置ではリレーRyを必要とし、その上
このリレーRyの接点Rysは高周波の予熱電流をオンオフ
し、又印加される電圧も高電圧であるから、リレーRyと
しては耐圧が高く且つ接点容量の大きいものを必要とす
る。又リレーRyの代わりにトランジスタなどの半導体素
子を用いるならば高耐圧のものが必要となり、コスト、
信頼性、回路構成の複雑さの面で欠点が有る。

第18図は複数の放電灯l₁…を並列点灯させる放電灯点灯
装置を示すものであり、この回路ではインバータ回路３
の出力を、インダクタンスL₁…、放電灯l₁…及びコンデ
ンサC₁…からなる負荷回路RL₁…に並列的に印加するよ
うになっており、負荷回路RL₁…の固有振動周波数に対
してインバータ回路３のトランジスタQ₅,Q₈、Q₆,Q₇のス
イッチング周波数が高くなるようにインバータ回路３は
設定してある。つまりコンデンサC₁…、インダクタンス
L₁…、放電灯l₁…からなる負荷回路RL₁…の振動電流が
遅相電流として流れるように動作周波数を設定してあ
る。この時のスイッチング周波数が第19図のf₁で、この
時の放電灯l₁…に印加される電圧Vl₁が高くて放電灯l₁
…は点灯する。

ここでスイッチング周波数を高くしていき、例えばスイ
ッチング周波数がf₂で動作しているとき、放電灯l₁…に
印加される電圧Vl₂を放電灯l₁…を始動点灯させるのに
必要な電圧以下に設定するならば放電灯l₁…は始動しな
い。このとき放電灯l₁…のフイラメントf₁₁,f₁₂…の非
電源側端間に接続されたコンデンサC₁…で予熱電流が流
れる。

而してこの従来例では電源電圧投入後の一定時間におい
てスイッチング周波数をf₂にして放電灯l₁…を点灯させ
ず予熱電流のみを流して先行予熱を行い、一定時間後ス
イッチング周波数をf₁にして放電灯l₁…に高電圧を印加
して点灯させる。このスイッチング周波数の制御を行う
のが制御回路６であり、第17図従来例と同様にランプ寿
命の改善が図れるが、次のような問題点がある。つまり
ランプ印加電圧を調整するためにスイッチング周波数を
f₁からf₂といった広範囲にスイッチング周波数を変化さ
せなければならないため、スイッチング周波数がf₁のと
きトランジスタQ₅,Q₈、Q₆,Q₇の駆動を最適とする周波数
であれば、この周波数f₁より高くなるスイッチング周波
数f₂ではトランジスタQ₅〜Q₈のスイッチングロスが大き
くなる等の問題が生じる。またスイッチング周波数帯が
広がるため、雑音低減上問題がある。つまりスイッチン
グ周波数f₁で雑音が低減してもスイッチング周波数f₂で
は雑音が高くなり、逆にスイッチング周波数f₂で雑音が
低減しても、スイッチング周波数f₁では雑音が高くなる
のである。そのため両スイッチング周波数f₁,f₂で雑音
を低減させる雑音低減用フイルタを設計して用いること
が考えられるが、コストが高くなるという問題がある。

［発明の目的］本発明は上述の問題点に鑑みて成されたもので、その目
的とするところは、コストが安価で、信頼性も高く、回
路構成も簡単で、その上周波数を大きく変化させる必要
がなく雑音問題上有利で且つスイッチングロスも少ない
放電灯点灯装置を提供するにある。

［発明の開示］第１図（ａ）は本発明の原理図であり、直流成分電圧E₀
を含んだインバータ回路３にはコンデンサC₀を介して放
電灯を含む負荷回路RLを接続してある。ここで電源電圧
c₀（ｔ）はで表される電圧である。ここでは交流成分電圧を表す。コンデンサC₀の印加電圧は上記
電源電圧c₀（ｔ）の内の直流成分電圧E₀を受け持ち、負
荷電圧e₁（ｔ）には交流成分が印加される。電流は一般にとして表されるが、瞬時電力ｐはｐ＝e₀（ｔ）・i₀（ｔ）となり、基本波の周期をＴとすると、有効電力Paはとなる。ここで直流成分の電流I₀はコンデンサC₀によっ
てカットされるので負荷回路RLに供給される電力は Pa＝Eh・Ihcosφｈとなる。

第１図（ｂ）はe₀（ｔ）の内、直流成分電圧E₀と交流成
分電圧の相関を示し、図においてはe₀（ｔ）が一定の場合を示
している。e₀（ｔ）が一定で直流成分電圧E₀を大きくす
る程、交流成分電圧は小さくなり、直流成分電圧E₀はコンデンサC₀でカット
されるの、負荷回路RLに印加される電圧を低減できる。

実施例１本実施例は上記基本回路を基にしたもので、第２図
（ａ）は第１図（ａ）に示した負荷回路RLをインダクタ
ンスＬと、放電灯l₀、予熱用コンデンサC₄から構成して
ある。この回路ではインバータ回路３の交流電圧e
₀（ｔ）の内直流成分電圧E₀を変化させることによっ
て、交流成分電圧が変化して、放電灯l₀の光出力を変化させることができ
る。ここで交流成分電圧と直流成分電圧E₀の和e₀（ｔ）は一定になっているもの
とする。しかして第２図（ｂ）に示すように直流成分電
圧E₀が大きく成る程負荷回路RLに印加される電圧e
₁（ｔ）は小さくなる。

ここで電源電圧の印加後、一定期間第２図（ｂ）のイ点
に印加電圧が設定されると上記和e₀（ｔ）の直流成分電
圧E₀はe₀₁となり、交流成分電圧はe₁₁となり、負荷回路
RLに印加される電圧e₁（ｔ）＝e₁₁は小さくなる。この
時の電圧e₁₁は放電灯l₀を点灯させるのに必要な電圧以
下に設定されているので、放電灯l₀は点灯しない。しか
しe₁（ｔ）＝e₁₁によってインダクタンスＬを介してフ
イラメントf₁₁、コンデンサC₄、フイラメントf₁₂に電流
が流れ、フイラメントf₁₁、f₁₂は加熱される。フイラメ
ントf₁₁,f₁₂が充分に温度上昇した一定期間後に第２図
（ｂ）の動作点をロ点に設定されると、上記和e₀（ｔ）
の直流成分電圧はe₀₂のように小さく、交流成分電圧はe
₁₂となり、負荷回路RLに印加される電圧は大きくなり、
この時放電灯l₀を点灯させるのに充分な電圧となってい
るので、放電灯l₀は始動点灯する。

ここでコンデンサC₀を介して交互に負荷回路RLに印加す
る電圧の極性を切り換える場合、第２図（ｃ）に示す負
荷の極性の期間T₁においては、点灯時ロの波形に比べて
ピーク値は高くなるが、当該期間T₂が短くなるため、電
気量（電圧×時間）が少なく、放電灯l₀を充分にアーク
放電に移行させるためには電気エネルギが不充分で、そ
のため放電しない。また正の極性の期間T₂では電圧（又
は電気量）が小さくなっているので、負の極性の電圧の
ピーク値が高くなっていても放電しない。

つまり放電灯l₀が点灯しない予熱期間が設定できるので
ある。そして放電灯l₀を安定に始動点灯させるためには
所定値以上の交流電圧〔正と負の極性の電圧を合わせた
（実効値）〕が必要であり、動作点を上述のように第２
図（ｂ）のロ点に設定することにより上記所定値以上の
交流電圧が得られることになるのである。

第２図（ｂ）のイ点、ロ点に対応する動作切換はインバ
ータ回路３の制御手段により行う。

このように本実施例では予熱電流を一定期間流し、その
後遮断するためのリレーや半導体スイッチング素子を必
要とせず、コストが安価となり、また信頼性の向上が図
れ、更に回路構成が簡単となり、しかもスイッチング周
波数を大きく変化させる必要がなく、周波数をほぼ一定
で予熱から点灯に切り換えることができ雑音の低減、ス
イッチングロスの低減が図れるのである。

実施例２本実施例ではインバータ回路３を第３図の枠Ａ内のよう
な回路構成によって達成している。

つまり直流電源４にトランジスタQ₅,Q₆の直列回路及び
トランジスタQ₇,Q₈を接続し、該トランジスタQ₅,Q₆の直
列回路及びトランジスタQ₇,Q₈の各々の接続端にコンデ
ンサC₀を介してインダクタンスL₁…と、放電灯l₁…との
直列回路からなる負荷回路RL₁…を複数並列に接続して
ある。放電灯l₁…の非電源側端には夫々予熱用のコンデ
ンサC₁…を接続してある。制御回路６はトランジスタ
Q₅,Q₆及びトランジスタQ₇,Q₈を夫々において交互にオ
ン、オフさせる回路であり、先行予熱制御部７は電源電
圧４の投入後、一定期間インバータ回路３の出力電圧e₀
（ｔ）の直流成分電圧を可変指示するための回路であ
る。しかしてトランジスタQ₅,Q₆及びトランジスタQ₇,Q₈
は直流電源９の直流電圧E₀を交流電圧に変換するインバ
ータ回路３を構成する。

しかしてインバータ回路３の出力電圧をe₀（ｔ）、コン
デンサC₀の直流成分電圧をE₀、インダクタンスL₁…，放
電灯l₁…に印加される電圧をe₀（ｔ）とする。ここでe₀
（ｔ）,E₀,e₁（ｔ）は第１図のe₀（ｔ）,E₀,e₁（ｔ）に
対応する。第４図は第３図の制御回路６と先行予熱制御
部７の具体的回路を示しており、先行予熱制御部７のタ
イマ用IC回路IC₃,IC₄は例えばINTERSIL社製NE/SE555或
いはNEC社製μPC1555Cなどで構成されている。抵抗R₅,R
₆、コンデンサC₆、タイマ用IC回路IC₃で無安定マルチバ
イブレータを構成している。

このタイマ用回路IC₃の出力をタイマ用IC回路IC₄の端
子のトリガー端子に接続している。タイマ用IC回路I
C₄、制御回路１の可変抵抗R₅、コンデンサC₇,C₈は無安
定マルチバイブレータを構成している。タイマ用IC回路
IC₄の出力は抵抗R₈を介してトランジスタQ₉のベース
へ、又インバータゲートIC₅で反転させた後に抵抗R₉を
介してトランジスタQ₁₀のベースへ接続してある。トラ
ンジスタQ₉,Q₁₀は交互にオン、オフし、トランスTr₃、T
r₄を介して絶縁した信号を抵抗R₁₀〜抵抗R₁₃を夫々介し
てトランジスタQ₅,Q₈,Q₇,Q₆のベース、エミッタ間へ供
給する。第５図は第４図回路の各部の信号である。タイ
マ用IC回路IC₃の出力信号ａは第５図（ａ）に示すよう
に抵抗R₅,R₆、コンデンサC₆で決まる周期T₀の信号であ
る。この信号ａがタイマ用IC回路IC₄の端子に1/3Vcc
以下の電圧（トリガパルス）を印加すると第５図（ｂ）
に示す出力信号ｂは“H"となる。この“H"の期間T₁は可
変抵抗R₇,R₇′、コンデンサC₈で決まる。この第５図
（ｂ）の信号ｂを反転した電圧ｃは第５図（ｃ）に示す
ようにこの期間T₁の間“L"となる。一定期間T₁が経過す
ると、信号ｂは“L"、信号ｃは“H"となる、従ってトラ
ンジスタQ₉は期間T₁でオンし、トランジスタQ₁₀は期間T
₂でオンする。トランジスタQ₉（Q₁₀）がオン、オフする
と期間T₁（T₂）を介してトランジスタQ₅,Q₈（Q₇,Q₆）が
オン、オフする。また、T₁、T₂の期間は制御回路６の抵
抗R₇,R₇′を可変することによって可変することができ
る。

第５図の各波形は電源電圧が投入した時の所定の時間に
おいて、放電灯l₁…を点灯させないで、予熱電流のみを
流している場合の波形図である。この所定期間は第１図
と同様に抵抗R₁₆、コンデンサC₉、タイマ回路８によっ
て決定される。この時タイマ回路８の出力が“L"レベル
になるように設定されと、トランジスタQ₁₂はオフし、
トランジスタQ₁₁もオフし、抵抗R₇、R₇′、コンデンサC
₈で決まる期間T₁と長い期間となる。第６図の波形は第
５図波形に対応するもので、上記所定期間後において、
放電灯l₁…を点灯させた時の波形図である。この時のタ
イマ回路８の出力が“H"レベルになるように設定される
と、トランジスタQ₁₂、Q₁₁はオンし、抵抗R₇、C₈で決ま
る期間T₁と短い期間となる。ここで第５図、第６図の波
形で示すように切り換える回路構成はIC₃、IC₄、タイマ
回路８、抵抗R₇、R₇′、コンデンサC₈、トランジスタQ
₁₁、Q₁₂、抵抗R₁₆、コンデンサC₉以外の回路でも容易に
達成できるが、特に本発明の主要な構成でないので省略
する。

以上第４図回路によってに第７図、第８図に示すように
周期を一定にし、期間を可変する制御が達成される。

次に第７図、第８図の波形図により本実施例の動作を更
に説明する。まず第７図は点灯の場合を示し、第８図は
予熱状態の場合を示しており、各図の（ａ）はインバー
タ回路３の出力電圧e₀（ｔ）を、又各図の（ｂ）はトラ
ンジスタQ₅,Q₈がオン、オフする期間を、各図の（ｃ）
はトランジスタQ₇,Q₆のオン、オフする期間を夫々示
し、更に各図（ｄ）は直流成分電圧E₀と交流成分e
₀（ｔ）を分けてスカラー量として示したものである。
第７図では同図（ｂ），（ｃ）に示すようにトランジス
タQ₅,Q₈とトランジスタQ₇,Q₆のオンする期間T₁,T₂は等
しい。従って同図（ａ）に示すインバータ回路３の出力
電圧e₀（ｔ）は直流成分電圧E₀が零となっている。従っ
て負荷RL₁…（インダクタンスL₁…と放電灯l₁…）に印
加される交流成分電圧e₁（ｔ）は出力電圧e₀（ｔ）とな
り、この場合が放電灯l₁…に印加される電圧が最も大き
く、放電灯l₁…は点灯する。

第８図は同図（ｂ），（ｃ）に示すようにトランジスタ
Q₅,Q₈のオン期間T₁がトランジスタQ₇,Q₆のオン期間T₂よ
り大きい場合である。この場合インバータ回路３の出力
電圧e₀（ｔ）は同図（ａ）に示すように正負非対称の電
圧となる。ここで出力電圧e₀（ｔ）をモデル的に考える
と、斜線に示した正負の大きさが等しい交流成分電圧e₁
（ｔ）と斜線を施していない直流成分電圧E₀に分けるこ
とができる。実際に於いては図示のような波形として分
けることはできず、直流成分電圧E₀を含んだ正負非対称
の電圧となるが、本発明の要点を説明するためにこのよ
うにモデル的に取り扱った。第８図の（ｄ）に交流成分
電圧e₁（ｔ）、直流電圧成分E₀の大きさ（スカラー量と
しての）を示している。

ここで直流成分電圧E₀はコンデンサC₀によってカットさ
れ、負荷RLには直流電流が流れないので、負荷RL（イン
ダクタンスL₁…、放電灯…l₁）に印加される電圧は交流
成分電圧e₁のみとなる。第８図の場合の交流成分電圧e₁
（ｔ）は第７図の場合の交流成分電圧e₁（ｔ）より小さ
くなり、この場合放電灯l₁…を点灯するには不充分な電
圧に設定される。放電灯l₁…は点灯しなくなり、又放電
灯l₁の非電源側端に接続されたコンデンサによって、予
熱電流が流れ、先行予熱される。

尚第７図、第８図は直流電源９の電圧は一定であるの
で、インバータ回路３の出力電圧e₀（ｔ）の実効電圧は
一定である。

実施例３第９図は本実施例の回路を示すものである。本実施例で
直流電源４、トランジスタQ₉,Q₁₀、トランジスタTr₅の
１次側の分割巻線n₁,n₂でプッシュプル型のインバータ
回路３を構成している。分割巻線n₁,n₂の巻数はほぼ等
しく設計している。ここで、第７図，第８図で説明した
と同様にトランジスタQ₉,Q₁₀を交互にオン、オフし、し
かも所定周期でオンする周期を変えると、第７図，第８
図に示すようにインバータの出力電圧e₀（ｔ）は直流成
分電圧E₀と交流成分電圧e₁（ｔ）に分けられる電圧とな
る。直流成分電圧E₀は負荷回路RLと直列接続されるコン
デンサC₀によってカットされるので、負荷回路RLには交
流成分の電圧e₁（ｔ）と、電流のみ供給される。直流成
分電圧E₀が大きくなる程、交流成分電圧e₁（ｔ）が小さ
くなるので、放電灯ｌは点灯せず、この間予熱する。予
熱した所定の時間後、直流成分電圧E₀を零として、上記
より大きな交流成分電圧e₁（ｔ）を印加して放電灯ｌを
点灯させる。

実施例４第10図は本実施例の回路を示すものであり、ハーフブリ
ッジ型のインバータ回路３を構成している。ここで分圧
用のコンデンサC₉,C₁₀は容量の異なっているものを使用
している。第11図（ａ），（ｂ）はこのインバータ回路
３の出力電圧e₀（ｔ）を示している。この第11図
（ａ），（ｂ）に示すようにトランジスタQ₁₁,Q₁₂を交
互にオン、オフし、しかも所定周期Ｔでオンする周期
T₁,T₂を変えると、第11図（ａ），（ｂ）に示すように
インバータ回路３の出力電圧e₀（ｔ）は直流成分電圧E₀
と交流成分電圧e₁（ｔ）に分けられる電圧となる。この
直流成分電圧E₀は放電灯を含む負荷回路RLと直列接続さ
れるコンデンサC₀によってカットされるので、負荷回路
RLには交流成分の電圧e₁（ｔ）と電流のみ供給される。

ここで分圧用のコンデンサC₉,C₁₀の容量が異なっている
ものを使用しているので、コンデンサC₉,C₁₀に分圧され
る電圧も異なったものとなる。今、コンデンサC₉の電圧
をE₁、コンデンサC₁₀の電圧をE₂とし、第11図（ａ）に
示すようにトランジスタQ₁₁がオフ、トランジスタQ₁₂が
オンとなる期間T₁と、トランジスタQ₁₁がオン、トラン
ジスタQ₁₂がオフとなる期間T₂がほぼ同じに設定した場
合、E₁＞E₂となるように設定されると、インバータ回路
３の出力電圧e₀（ｔ）は直流成分電圧E₀と、斜線で示し
た交流成分電圧e₁（ｔ）に分けられ、この交流成分電圧
e₁（ｔ）が負荷回路RLに供給される。この時、負荷回路
RLには第11図（ｂ）に示す交流成分電圧e₁（ｔ）より大
きい電圧が印加される。第11図（ｂ）はトランジスタQ
₁₁がオフし、トランジスタQ₁₂がオンとなる周期T₁と、
トランジスタQ₁₁がオン、トランジスタQ₁₂がオフとなる
期間T₂がT₂＞T₁に設定した場合であり、インバータ回路
３の出力電圧e₀（ｔ）が直流成分電圧E₀と斜線で示した
交流成分電圧e₁（ｔ）に分けられ、この交流成分電圧e₁
（ｔ）が負荷回路RLに供給される。ここでE₁＞E₂である
ので、第11図（ａ）の場合に比べて直流成分電圧E₀及び
交流成分電圧e₁（ｔ）は小さくなる。従って負荷回路RL
には第11図（ａ）より小さい交流成分電圧e₁（ｔ）が供
給され、負荷回路RLの供給電圧は低減され、放電灯は点
灯しない。しかも、第11図（ａ），（ｂ）の斜線で示し
た交流成分電圧e₁（ｔ）は休止期間のない、周波数が一
定となる電圧となっている。第11図（ａ），（ｂ）に示
すT₁＋T₂期間は同じに設定されるので周波数は同一にな
る。

実施例５第12図は本実施例の回路を示すものである。

本実施例では分圧用のコンデンサC₉,C₁₀を設けないもの
であって、直流電源４に直列にトランジスタQ₁,Q₁₂を接
続し、トランジスタQ₁₁,Q₁₂と並列にダイオードD₃,D₄を
接続している。ここでダイオードD₃,D₄は必ずしも必要
でない。これは実施例４でも同様である。そしてトラン
ジスタQ₁₁には並列にコンデンサC₀を介して負荷回路RL
を接続している。第13図は本実施例の出力電圧e₀（ｔ）
及び交流成分電圧e₁（ｔ）を示しており、第13図（ａ）
の動作の場合はトランジスタQ₁₁がオフ、トランジスタQ
₁₂がオンする期間T₁と、トランジスタQ₁₁がオフ、トラ
ンジスタQ₁₂がオンする期間T₂がほぼ等しい時のトラン
ジスタQ₁₁の両端電圧である出力電圧e₀（ｔ）は図示す
るように直流成分電圧E₀と交流成分電圧e₁（ｔ）を合成
した電圧となる。負荷回路RLには第15図（ｂ）に示す出
力電圧e₀（ｔ）よりコンデンサC₀で直流成分電圧E₀をカ
ットされた電圧e₁が印加される。

この時の交流成分電圧e₁（ｔ）は大きく、負荷回路RL内
の放電灯は点灯する。

次に第13図（ｃ）の動作の場合はトランジスタQ₁₁がオ
フ、トランジスタQ₁₂がオンとなる期間T₁と、トランジ
スタQ₁₁がオン、トランジスタQ₁₂がオフとなる期間T
₂を、T₁＜T₂となるように設定した場合である。この
時、トランジスタQ₁₁の両端電圧である出力電圧e
₀（ｔ）は同図に示すように直流成分電圧E₀と交流成分
電圧e₁（ｔ）を合成した電圧となる。第13図（ａ）の場
合に比べて第13図（ｃ）の出力電圧e₀（ｔ）はトランジ
スタQ₁₁のオン期間T₂が長いので小さくなる。従って第1
3図（ｃ）の場合の直流成分電圧E₀と交流成分電圧e
₁（ｔ）は小さくなり、負荷回路RLに供給される第13図
（ｄ）に示す交流成分電圧e₁（ｔ）は小さくなり、負荷
回路RLの供給電圧が小さくなる。そのため負荷回路RLに
放電灯は点灯しなくて、予熱電流のみが供給される。

しかも第13図（ｂ）（ｃ）の交流成分電圧e₁（ｔ）は休
止期間のない、周波数が一定となる電圧となっている。
ここで第10図回路の直流電源４の電圧Ｅを分圧するコン
デンサC₉,C₁₀の働きと、直流成分をカットするコンデン
サC₀の働きを、第14図回路では１個のコンデンサC₀で達
成しており、実施例４に比べて回路構成が簡単となって
いる。第10図回路でコンデンサC₀を省いて、コンデンサ
C₀の働き（e₀（ｔ）の直流成分をカットする）をコンデ
ンサC₉、C₁₀で行うような構成としてもよい。

実施例６第14図は実施例６の回路を示しており、第15図、第16図
はその動作波形を示しており、第15図は点灯したとき、
第16図は予熱状態の場合である。発振トランスT₃でトラ
ンジスタQ₁、Q₂を交互にオン、オフ駆動する自励式イン
バータ回路３を構成している。枠内Ｂはインバータ回路
３を起動する起動回路である。第４図回路においてトラ
ンジスタQ₁に印加される電圧、つまり出力電圧は第15図
（ａ）に示すようにe₀（ｔ）となり、同図（ｂ）に示す
直流成分電圧E₀と同図（ｃ）に示す交流成分電圧e
₁（ｔ）を持つ電圧となる。ここでインダクタンスL₁、
コンデンサC₄、放電灯ｌで構成される負荷回路RLに印加
される電圧e₁（ｔ）は出力電圧e₀（ｔ）より直流成分電
圧E₀を差し引いた電圧となる。この電圧e₁（ｔ）は第16
図の方が第15図の場合より小さくなり、第15図の場合は
放電灯ｌは点灯しなくて予熱のみ行なわれ、第16図で放
電灯ｌを始動させるのに必要な電圧が印加され点灯す
る。

交流電源ACが印加されると、所定の一定時間タイマ回路
10の出力は“L"レベルとなり、トランジスタQ₄はオフ
し、後で述べるようにトランジスタQ₃がトランスT₄から
の信号によってオンオフする。タイマ回路10によって決
まる所定の一定時間後タイマ回路10の出力が“H"レベル
となり、トランジスタQ₄がオンすると、トランジスタQ₃
のオンオフが停止する。

第15図はトランジスタQ₄がオンした点灯時の各部の波形
を示し、第16図はトランジスタQ₄がオフしたとき予熱時
の各部の波形を示す。そして各図（ｄ）はインダクタン
スL₁に流れる電流i_Lを示し、第15図（ｄ）中のi_Q2、i_Q2
はトランジスタQ₁、Q₂に流れるコレクタ電流であり、i
_D1、i_D2はダイオードD₁、D₂に流れる電流である。また
各図（ｅ）はトランジスタQ₂に流れるコレクタ電流
I_Q2、各図（ｆ）はトランジスタQ₂のベース電流I_B2、各
図（ｇ）は発振トランスT₃の２次巻き線n₃の両端電圧Vn
₃、各図（ｈ）はトランジスタQ₂のベース・エミッタ間
電圧V_BE2、各図（ｉ）はトランジスタQ₃のコレクタ電流
I_O3、各図（ｇ）はトランジスタQ₃のベース電流I_B3を示
す。尚第14図回路において抵抗R₉、ダイオードD₃はトラ
ンジスタQ₃のベース電流が所定値に限定され、トランジ
スタQ₃のベース・エミッタ間の耐圧に問題がなければ無
くても良い。またトランスT₄の一端からトランジスタQ₃
のベース端間にインダクタンスやコンデンサ等からなる
移相素子を接続しても良い。

トランジスタQ₄がオンした第15図（ａ）のい場合、トラ
ンジスタQ₁,Q₂は発振トランスT₁によつて帰還された電
流にて交互にオンオフし、インバータ回路３出力がコン
デンサC₀、C₄、インダクタンスL₁、放電灯ｌからなる共
振回路に印加され、放電灯ｌに所定の電流が供給され、
全点灯状態となる。

次にトランジスタQ₄がオフされたとき、第15図（ｂ）に
示すように、トランジスタQ₂のオン期間（図中t₂〜t₃の
期間）においてトランスT₄からダイオードD₃を介してト
ランジスタQ₃に電流が供給され、トランジスタQ₃がオン
する。このため、今まで流れていたトランジスタQ₂のベ
ース電流I_B2がカットされ、同時にトランジスタQ₂のベ
ース・エミッタ間の浮遊容量に蓄えられていた電荷がト
ランジスタQ₃に流れるので、トランジスタQ₂は急速にオ
フする。従って、トランジスタQ₄がオフすることによっ
て、トランジスタQ₃がオンオフすると、トランジスタQ₂
のオン期間が短くなり、トランジスタQ₁,Q₂の導通期間
が非対称となる。このためトランジスタQ₁の電圧はe
₀（ｔ）となり、e₀（ｔ）より直流成分を除去した電圧e
₁（ｔ）は小さく、このとき放電灯ｌは点灯せず、予熱
電流のみ流れる。トランスT₄は放電灯ｌの非電源側端に
接続されているので、コンデンサC₅、トランスT₄の１次
巻き線n₁、２次巻き線n₂を変えることによって、トラン
ジスタQ₃のベース電流を制御し、トランジスタQ₁,Q₂の
オンオフ比を自由に設定でき、予熱電流を自由に設定す
ることができるのである。

［発明の効果］本発明は直流電源を所定周期で交互にオン、オフする対
のスイッチング素子を少なくとも含んで交流出力を得て
該交流出力をインダクタンス、放電灯及び放電灯のフイ
ラメントの非電源側端間に接続された予熱用のコンデン
サよりなる負荷回路に供給する放電灯点灯装置におい
て、交流出力と負荷回路との間に直列に別のコンデンサ
を挿入し、上記直流電源投入後の所定時間対のスイッチ
ング素子が双方共実質的にオフとなる期間がなく且つ負
荷回路に与える電気量が放電灯を点灯させないように両
スイッチング素子のオン、オフ比を可変し、上記一定時
間後両スイッチング素子のオンオフ比を略同じに設定す
る制御手段を備え、上記所定時間中に放電灯を上記予熱
用のコンデンサを通じて予熱し、該所定時間後に放電灯
を点灯させるので、予熱電流を所定時間流し、その後遮
断するためのリレーや半導体スイッチング素子を必要と
せず、そのためコストが安価となり、また信頼性が向上
し、回路構成も簡単となるという効果があり、しかもス
イッチング周波数をほぼ一定で予熱から点灯に切り換え
ることができるので、雑音やスイッチングロスの面でも
有利であるという効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図（ａ）、（ｂ）は本発明の原理回路図、原理動作
説明図、第２図（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は本発明の実施
例１の回路図、同回路の動作説明図、同回路の負荷回路
に印加される電圧の説明図、第３図は本発明の実施例２
の回路図、第４図は同上の制御回路及び負荷電流制御部
の具体回路図、第５図，第６図は同上の制御回路及び負
荷電流制御部の具体回路の動作説明用の波形図、第７
図，第８図は同上の各部の波形図、第９図は本発明の実
施例３の回路図、第10図は本発明の実施例４の回路図、
第11図は同上の動作説明用の波形図、第12図は本発明の
実施例５の回路図、第13図は同上の動作説明用の波形
図、第14図は本発明の実施例６の回路図、第15図、第16
図は同上の動作説明用の波形図、第17図は従来例の回路
図、第18図は別の従来例の回路図、第19図は同上の動作
説明図である。 RL,RL₁…は負荷、C₀はコンデンサ、Q₁,Q₂,Q₁′,Q₃′,Q₅
乃至Q₁₂はトランジスタ、１は制御回路、２は負荷電流
制御回路、３はインバータ回路である。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源を所定周期で交互にオン、オフす
る対のスイッチング素子を少なくとも含んで交流出力を
得て該交流出力をインダクタンス、コンデンサ及び放電
灯よりなる負荷回路に供給する放電灯点灯装置におい
て、交流出力と負荷回路との間に直列に別のコンデンサ
を挿入し、上記直流電源投入後の一定時間対のスイッチ
ング素子が双方共実質的にオフとなる期間がなく且つ負
荷回路に与える電気量が放電灯を点灯させないように両
スイッチング素子のオン、オフ比を可変し、上記一定時
間後両スイッチング素子のオンオフ比を同じに設定する
制御手段と、上記一定時間中に放電灯を予熱する予熱回
路とを備え、該一定時間後に放電灯を点灯させることを
特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】上記スイッチング素子の制御端に副スイッ
チング素子を並列接続し、該副スイッチング素子の制御
端に電源投入後に一定時間、予熱回路の出力の一部を帰
還することを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の放
電灯点灯装置。