JPH0793444A - 積分器用コンパレータ回路装置 - Google Patents
積分器用コンパレータ回路装置Info
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- JPH0793444A JPH0793444A JP3127092A JP12709291A JPH0793444A JP H0793444 A JPH0793444 A JP H0793444A JP 3127092 A JP3127092 A JP 3127092A JP 12709291 A JP12709291 A JP 12709291A JP H0793444 A JPH0793444 A JP H0793444A
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- JP
- Japan
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- transistor
- current
- integrator
- voltage
- controlled
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
- H03K5/22—Circuits having more than one input and one output for comparing pulses or pulse trains with each other according to input signal characteristics, e.g. slope, integral
- H03K5/24—Circuits having more than one input and one output for comparing pulses or pulse trains with each other according to input signal characteristics, e.g. slope, integral the characteristic being amplitude
- H03K5/2409—Circuits having more than one input and one output for comparing pulses or pulse trains with each other according to input signal characteristics, e.g. slope, integral the characteristic being amplitude using bipolar transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
- H03K5/22—Circuits having more than one input and one output for comparing pulses or pulse trains with each other according to input signal characteristics, e.g. slope, integral
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- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Manipulation Of Pulses (AREA)
- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
- Pulse Circuits (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
- Transforming Light Signals Into Electric Signals (AREA)
- Measurement Of Radiation (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 拡大された入力電圧領域を有しかつ回路コス
トの低減されたコンパレータ回路装置を実現することを
本発明の目的とする。 【構成】 飽和状態で作動されるトランジスタ及び特殊
な回路技術によりコンパレータに対する入力電圧をほぼ
作動電圧の大きさに達するようし得、当該回路は小さく
されたチップ面積に収容され得る。
トの低減されたコンパレータ回路装置を実現することを
本発明の目的とする。 【構成】 飽和状態で作動されるトランジスタ及び特殊
な回路技術によりコンパレータに対する入力電圧をほぼ
作動電圧の大きさに達するようし得、当該回路は小さく
されたチップ面積に収容され得る。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は積分器用コンパレータ回
路装置に関する。
路装置に関する。
【0002】
【従来の技術】多くの電気回路では信号のレベルを検出
し、当該レベルの瞬時の高さに依存して出力信号をそれ
のロジックレベルにおいて変化させる(例えば積分器使
用下でのランプ関数発生器のため)ことが必要である。
し、当該レベルの瞬時の高さに依存して出力信号をそれ
のロジックレベルにおいて変化させる(例えば積分器使
用下でのランプ関数発生器のため)ことが必要である。
【0003】当該コンパレータ機能は集積化コンパレー
タで形成され得、例えばメーカー;ナショナル半導体社
National Semiconductorの型式
LM111で形成され得、積分器機能は例えば型式74
1又は帰還されたトランジスタで形成される。両者の結
合体は1つのチップ上で集積化され得る。
タで形成され得、例えばメーカー;ナショナル半導体社
National Semiconductorの型式
LM111で形成され得、積分器機能は例えば型式74
1又は帰還されたトランジスタで形成される。両者の結
合体は1つのチップ上で集積化され得る。
【0004】通常はコンパレータの所定の動作のために
はそれの入力電圧はアース電位よりもほぼ1〜2V上回
り、動作電圧よりもほぼ1〜2V下回る領域に存在しな
ければならない。要するに、利用可能な入力電圧領域は
明らかに動作電圧に対して制限されている。成程、アー
ス電位まで入力電圧が利用可能であるコンパレータ、例
えばナショナル半導体社National Semic
onductorの型式LM193が存在する。然し乍
ら入力電圧領域の上限は上記型式においても、動作電圧
をほぼ1〜2V下回る。更にそのような公知のコンパレ
ータ用の回路はコスト高であって、積分器用の集積化コ
ンパレータ回路は比較的大きなチップ面積が必要とされ
ることとなる。
はそれの入力電圧はアース電位よりもほぼ1〜2V上回
り、動作電圧よりもほぼ1〜2V下回る領域に存在しな
ければならない。要するに、利用可能な入力電圧領域は
明らかに動作電圧に対して制限されている。成程、アー
ス電位まで入力電圧が利用可能であるコンパレータ、例
えばナショナル半導体社National Semic
onductorの型式LM193が存在する。然し乍
ら入力電圧領域の上限は上記型式においても、動作電圧
をほぼ1〜2V下回る。更にそのような公知のコンパレ
ータ用の回路はコスト高であって、積分器用の集積化コ
ンパレータ回路は比較的大きなチップ面積が必要とされ
ることとなる。
【0005】
【発明の目的】本発明の目的ないし課題とするところは
積分器のため、拡大された入力電圧領域を有しかつ回路
コストの低減されたコンパレータ回路装置を提供するこ
とにある。
積分器のため、拡大された入力電圧領域を有しかつ回路
コストの低減されたコンパレータ回路装置を提供するこ
とにある。
【0006】
【発明の構成】上記課題は請求項1に記載の構成要件に
より解決される。本発明の別の発展形態が引用請求項に
記載されている。
より解決される。本発明の別の発展形態が引用請求項に
記載されている。
【0007】本発明のコンパレータ回路装置では積分器
により制御される相補トランジスタの飽和状態が次のよ
うに利用される、即ち、当該コンパレータ出力(側)が
飽和電圧に到達の際はじめて切換わる(動作する)よう
にして利用される。相補トランジスタの相応の飽和電圧
が夫々ほぼ50mである。例えば2つのコンパレータ出
力側が設けられ得る。コンパレータ回路装置の入力電圧
が第1の限界値(アース電位+VCEsat)に達する
と、一方の出力(側)はそのロジックレベルが変わり、
第2限界値(動作電圧−VCEsat)に達すると他方
の出力(側)にて、そのロジックレベルが変わる。第1
の限界値に対する出力トランジスタは例えばNPNトラ
ンジスタにより制御され、第2限界値に対する出力トラ
ンジスタがPNPトランジスタにより制御される。
により制御される相補トランジスタの飽和状態が次のよ
うに利用される、即ち、当該コンパレータ出力(側)が
飽和電圧に到達の際はじめて切換わる(動作する)よう
にして利用される。相補トランジスタの相応の飽和電圧
が夫々ほぼ50mである。例えば2つのコンパレータ出
力側が設けられ得る。コンパレータ回路装置の入力電圧
が第1の限界値(アース電位+VCEsat)に達する
と、一方の出力(側)はそのロジックレベルが変わり、
第2限界値(動作電圧−VCEsat)に達すると他方
の出力(側)にて、そのロジックレベルが変わる。第1
の限界値に対する出力トランジスタは例えばNPNトラ
ンジスタにより制御され、第2限界値に対する出力トラ
ンジスタがPNPトランジスタにより制御される。
【0008】
【実施例】次に図を用いて本発明の実施例を説明する。
【0009】図1にはアンプ10と積分コンデンサ11
とから成る積分器が示してある。この積分器の出力側に
は2つの差動アンプ12,13が接続されている。これ
らアンプは動作電圧26(Vcc)とアース電位27に
接続されている。第1差動アンプ13の入力側131に
基準電圧Vlowが加わり、第2差動アンプ12の入力
側121には基準電圧Vhighが加わる。第2差動ア
ンプ12の入力側121におけるVhighは例えば最
大値(Vcc−2V)をとり、第1差動アンプ13の入
力側におけるVloawは例えば最小値(アース電位+
1V)を取り得る。最大のコンパレータ入力電圧変化量
(幅)は動作電圧26より2〜3V低く、積分器及びコ
ンパレータの相応に集積化した結合体は比較的大きなチ
ップ面積を要する。
とから成る積分器が示してある。この積分器の出力側に
は2つの差動アンプ12,13が接続されている。これ
らアンプは動作電圧26(Vcc)とアース電位27に
接続されている。第1差動アンプ13の入力側131に
基準電圧Vlowが加わり、第2差動アンプ12の入力
側121には基準電圧Vhighが加わる。第2差動ア
ンプ12の入力側121におけるVhighは例えば最
大値(Vcc−2V)をとり、第1差動アンプ13の入
力側におけるVloawは例えば最小値(アース電位+
1V)を取り得る。最大のコンパレータ入力電圧変化量
(幅)は動作電圧26より2〜3V低く、積分器及びコ
ンパレータの相応に集積化した結合体は比較的大きなチ
ップ面積を要する。
【0010】図2はトランジスタ241,242と積分
コンデンサ21とから成る積分器を示す。積分器は入力
側24における電流により制御され、カレントミラーと
して接続構成されたトランジスタ251からその給電電
流を得る。このトランジスタ251はトランジスタ25
2を有する電流源の電流の相似的な電流を供給する。積
分コンデンサ21は同様にトランジスタ251を有する
ミラー構成配置の電流源に接続されている。入力側24
に電流が流れ込むと、トランジスタ251,252と積
分コンデンサ21との接続点における電圧が低下する、
それというのは上記コンデンサは放電されるからであ
る。上記接続点における電圧は益々値零に近づく。トラ
ンジスタT242が飽和状態におかれコレクタとエミッ
タとの間の飽和電圧がほぼ50mVになると上記過程は
終了される。それによりトランジスタ242にてベース
電流が流れる。このベース電流はトランジスタ241の
コレクタをも流れ、抵抗255が取出され、従ってトラ
ンジスタ256には流れない。それによりトランジスタ
256(ないし抵抗257)における電圧が低下し、ト
ランジスタ23は阻止(オフ)状態になる。さらに入力
側24に電流が流れると、トランジスタ241も飽和状
態になり、その結果この電流は有利に積分コンデンサ2
1に流れないで、トランジスタ241のベースに流れ込
む。従って上記接続点251,242,21における電
圧の下方レベルが、阻止状態のトランジスタ23によっ
て検出される。トランジスタ241が飽和すると、トラ
ンジスタ252を流れる電流はトランジスタ241のコ
レクタにおける電圧変動によってはわずかな影響しか受
けない。入力側24のところから電流が流れ出る場合は
トランジスタ251,242を積分コンデンサ21との
接続点における電圧が上昇する、それというのは、上記
コンデンサ21は充電されるからである。上記接続点に
おける電圧は益々動作電圧26(Vcc)に近づく。上
記の過程は次のような際に終了される、即ち、トランジ
スタT251が飽和状態におかれコレクタとエミッタ間
の飽和電圧がほぼ50mVになる際上記過程は終了され
る。そうすると、トランジスタ251にてベース電流が
流れる。このベース電流はトランジスタ253のコレク
タを通って、また、さらに抵抗254を通って流され
る。それにより、抵抗254における電圧が上昇し、ト
ランジスタ22が導通状態になる。上記接続点、25
1,242と21の接続点における電圧の上方レベル
が、導通状態のトランジスタ22により検出される。
コンデンサ21とから成る積分器を示す。積分器は入力
側24における電流により制御され、カレントミラーと
して接続構成されたトランジスタ251からその給電電
流を得る。このトランジスタ251はトランジスタ25
2を有する電流源の電流の相似的な電流を供給する。積
分コンデンサ21は同様にトランジスタ251を有する
ミラー構成配置の電流源に接続されている。入力側24
に電流が流れ込むと、トランジスタ251,252と積
分コンデンサ21との接続点における電圧が低下する、
それというのは上記コンデンサは放電されるからであ
る。上記接続点における電圧は益々値零に近づく。トラ
ンジスタT242が飽和状態におかれコレクタとエミッ
タとの間の飽和電圧がほぼ50mVになると上記過程は
終了される。それによりトランジスタ242にてベース
電流が流れる。このベース電流はトランジスタ241の
コレクタをも流れ、抵抗255が取出され、従ってトラ
ンジスタ256には流れない。それによりトランジスタ
256(ないし抵抗257)における電圧が低下し、ト
ランジスタ23は阻止(オフ)状態になる。さらに入力
側24に電流が流れると、トランジスタ241も飽和状
態になり、その結果この電流は有利に積分コンデンサ2
1に流れないで、トランジスタ241のベースに流れ込
む。従って上記接続点251,242,21における電
圧の下方レベルが、阻止状態のトランジスタ23によっ
て検出される。トランジスタ241が飽和すると、トラ
ンジスタ252を流れる電流はトランジスタ241のコ
レクタにおける電圧変動によってはわずかな影響しか受
けない。入力側24のところから電流が流れ出る場合は
トランジスタ251,242を積分コンデンサ21との
接続点における電圧が上昇する、それというのは、上記
コンデンサ21は充電されるからである。上記接続点に
おける電圧は益々動作電圧26(Vcc)に近づく。上
記の過程は次のような際に終了される、即ち、トランジ
スタT251が飽和状態におかれコレクタとエミッタ間
の飽和電圧がほぼ50mVになる際上記過程は終了され
る。そうすると、トランジスタ251にてベース電流が
流れる。このベース電流はトランジスタ253のコレク
タを通って、また、さらに抵抗254を通って流され
る。それにより、抵抗254における電圧が上昇し、ト
ランジスタ22が導通状態になる。上記接続点、25
1,242と21の接続点における電圧の上方レベル
が、導通状態のトランジスタ22により検出される。
【0011】そのようにして、コンパレータに対して有
利に(Vcc−2*VCEsat)の電圧領域が利用さ
れ得る。
利に(Vcc−2*VCEsat)の電圧領域が利用さ
れ得る。
【0012】積分器に結合されたコンパレータのわずか
な回路コストにより、集積化の際に必要なチップ面積が
小さくなり当該回路に対する給電電流が有利に小にな
る。
な回路コストにより、集積化の際に必要なチップ面積が
小さくなり当該回路に対する給電電流が有利に小にな
る。
【0013】コンパレータ出力側222,232を利用
して例えばそのつど1つの電流源が極性反転されてこの
電流源がたんに入力側24にのみ接続される場合にはラ
ンプ関数発生器が形成される。この発生器の出力電圧は
積分コンデンサ21とトランジスタ242,251の接
続点から取出可能である。
して例えばそのつど1つの電流源が極性反転されてこの
電流源がたんに入力側24にのみ接続される場合にはラ
ンプ関数発生器が形成される。この発生器の出力電圧は
積分コンデンサ21とトランジスタ242,251の接
続点から取出可能である。
【0014】図3には入力側24にて流れ込む電流の場
合に対して、図2のコンパレータ回路装置における幾つ
かの時間的電流、電圧経過が示してある。ここにおける
シンボルは下記の内容を意味する。
合に対して、図2のコンパレータ回路装置における幾つ
かの時間的電流、電圧経過が示してある。ここにおける
シンボルは下記の内容を意味する。
【0015】 −ib(q2) トランジスタ242のベース電流 −ic(q1) トランジスタ241のコレクタ電流 −ie(q5) トランジスタ256のエミッタ電流 −ib(q1) トランジスタ241のベース電流 − v(k1) トランジスタのコレクタにおける電圧 − v(k2) トランジスタのコレクタにおける電圧 − v(k6) トランジスタ242のベースにおける
電圧 − v(k5) トランジスタ23のベースにおける電
圧 − v(k232)トランジスタ23のコレクタにおけ
る電圧(このトランジスタ23が抵抗を介して動作電圧
26と接続されている場合) 図4には入力側24のところから流れ出る電流の場合に
対して図2のコンパレータ回路装置における幾つかの時
間的電流、電圧経過を示す。ここにおけるシンボルは下
記の内容を意味する。
電圧 − v(k5) トランジスタ23のベースにおける電
圧 − v(k232)トランジスタ23のコレクタにおけ
る電圧(このトランジスタ23が抵抗を介して動作電圧
26と接続されている場合) 図4には入力側24のところから流れ出る電流の場合に
対して図2のコンパレータ回路装置における幾つかの時
間的電流、電圧経過を示す。ここにおけるシンボルは下
記の内容を意味する。
【0016】 −ic(q3) トランジスタ251のコレクタ電流 −ic(q4) トランジスタ253のコレクタ電流 −ib(q3) トランジスタ251のベース電流 − v(k1) トランジスタ242のコレクタにおけ
る電圧 − v(k6) トランジスタ242のベースにおける
電圧 − v(k4) トランジスタ22のベースにおける電
圧 − v(k222)トランジスタ22のコレクタにおけ
る電圧(上記トランジスタ22が抵抗を介して動作電圧
26と接続されている場合) Vccが5Vの値を有する場合、利用可能な電圧変化量
は(5V−2×0.05V)=4.9Vとなる。それに
より、積分コンデンサ21の相応の大きさのもとで例え
ば10μsの周期期間を有するランプ関数が実現され得
る。
る電圧 − v(k6) トランジスタ242のベースにおける
電圧 − v(k4) トランジスタ22のベースにおける電
圧 − v(k222)トランジスタ22のコレクタにおけ
る電圧(上記トランジスタ22が抵抗を介して動作電圧
26と接続されている場合) Vccが5Vの値を有する場合、利用可能な電圧変化量
は(5V−2×0.05V)=4.9Vとなる。それに
より、積分コンデンサ21の相応の大きさのもとで例え
ば10μsの周期期間を有するランプ関数が実現され得
る。
【0017】相応の公知の回路では例えば(Vcc−
2.5V)=2.5Vの電圧変化量のみが利用され得る
に過ぎない。同じ周期期間を有するランプ関数を実現す
るには積分コンデンサ21は近似的に2倍の値を有しな
ければならないこととなり、相応して2倍のチップ面積
を要することとなる。
2.5V)=2.5Vの電圧変化量のみが利用され得る
に過ぎない。同じ周期期間を有するランプ関数を実現す
るには積分コンデンサ21は近似的に2倍の値を有しな
ければならないこととなり、相応して2倍のチップ面積
を要することとなる。
【0018】
【発明の効果】本発明によれば積分器のため拡大された
入力電圧領域を有しかつ回路コストの低減されたコンパ
レータ回路装置を実現できる効果が奏される。
入力電圧領域を有しかつ回路コストの低減されたコンパ
レータ回路装置を実現できる効果が奏される。
【図1】積分器用の公知のコンパレータ回路装置の構成
図である。
図である。
【図2】積分器用の本発明のコンパレータ評価回路装置
の回路図である。
の回路図である。
【図3】当該入力側にて電流が流れる際のコンパレータ
回路装置の電流電圧特性図である。
回路装置の電流電圧特性図である。
【図4】当該入力側外に電流が流れる際のコンパレータ
回路装置の電流電圧特性図である。
回路装置の電流電圧特性図である。
10 アンプ 11 積分コンデンサ 12,13 差動アンプ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ルードルフ コブリッツ ドイツ連邦共和国 フィリンゲン ヨッ ト. ヨット.リーガーシュトラーセ 12 アー (72)発明者 クノ レンツ ドイツ連邦共和国 フィリンゲン ヴィル ストルフシュトラーセ 20
Claims (1)
- 【請求項1】 積分器用コンパレータ回路装置において
上記積分器により制御されるトランジスタ(242,2
51)を有し、該トランジスタは飽和状態まで制御さ
れ、それの飽和状態及び非飽和状態化により当該コンパ
レータ回路の出力信号(222,232)が導出される
ように構成されていることを特徴とする積分器用コンパ
レータ回路装置。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE4017738A DE4017738A1 (de) | 1990-06-01 | 1990-06-01 | Komparatorschaltung fuer einen integrator |
DE4017738.6 | 1990-06-01 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0793444A true JPH0793444A (ja) | 1995-04-07 |
JP3100664B2 JP3100664B2 (ja) | 2000-10-16 |
Family
ID=6407659
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP03127092A Expired - Fee Related JP3100664B2 (ja) | 1990-06-01 | 1991-05-30 | 積分器用コンパレータ回路装置及び比較方法 |
Country Status (9)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5237222A (ja) |
EP (1) | EP0459313B1 (ja) |
JP (1) | JP3100664B2 (ja) |
KR (1) | KR0177175B1 (ja) |
AT (1) | ATE143195T1 (ja) |
DE (2) | DE4017738A1 (ja) |
ES (1) | ES2091833T3 (ja) |
HK (1) | HK66097A (ja) |
SG (1) | SG46478A1 (ja) |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6407594B1 (en) | 1993-04-09 | 2002-06-18 | Sgs-Thomson Microelectronics S.R.L. | Zero bias current driver control circuit |
DE69306764T2 (de) * | 1993-05-31 | 1997-04-10 | Sgs Thomson Microelectronics | Abschaltbarer Halbbrücken-Austragszeit-Regler unter Verwendung eines einzelnen Kondensators |
US11736022B2 (en) * | 2020-07-29 | 2023-08-22 | Infineon Technologies Austria Ag | Power supply and winding switch control via an integrator voltage |
Family Cites Families (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3098939A (en) * | 1961-12-21 | 1963-07-23 | Ibm | Integrating pulse circuit having regenerative feed back to effect pulse shaping |
GB1152488A (en) * | 1966-06-20 | 1969-05-21 | Brookdeal Electronics Ltd | Electronic Circuit Arrangements |
DE1921213A1 (de) * | 1968-04-30 | 1969-11-06 | Tesla Np | Transistorisierter Saegezahnspannungsgenerator |
DE3408220A1 (de) * | 1984-03-07 | 1985-09-12 | Telefunken electronic GmbH, 7100 Heilbronn | Steuerbarer integrator |
US4598259A (en) * | 1984-12-05 | 1986-07-01 | Sprague Electric Company | Stable frequency sawtooth oscillator |
JPS62101116A (ja) * | 1985-10-29 | 1987-05-11 | Toko Inc | パルス遅延回路 |
US4682059A (en) * | 1985-10-31 | 1987-07-21 | Harris Corporation | Comparator input stage for interface with signal current |
IT1215369B (it) * | 1987-02-25 | 1990-02-08 | Sgs Microelettronica Spa | Generatore di segnali periodici con andamento esponenziale, in particolare per alimentatori a commutazione. |
-
1990
- 1990-06-01 DE DE4017738A patent/DE4017738A1/de not_active Withdrawn
-
1991
- 1991-05-24 ES ES91108419T patent/ES2091833T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1991-05-24 DE DE59108188T patent/DE59108188D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1991-05-24 EP EP91108419A patent/EP0459313B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1991-05-24 AT AT91108419T patent/ATE143195T1/de active
- 1991-05-24 SG SG1996004987A patent/SG46478A1/en unknown
- 1991-05-30 JP JP03127092A patent/JP3100664B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1991-05-30 US US07/707,481 patent/US5237222A/en not_active Expired - Lifetime
- 1991-05-31 KR KR1019910009018A patent/KR0177175B1/ko not_active IP Right Cessation
-
1997
- 1997-05-15 HK HK66097A patent/HK66097A/xx not_active IP Right Cessation
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