JPH0778438B2 - 超音波流量測定方法及び装置 - Google Patents
超音波流量測定方法及び装置Info
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- JPH0778438B2 JPH0778438B2 JP1507470A JP50747089A JPH0778438B2 JP H0778438 B2 JPH0778438 B2 JP H0778438B2 JP 1507470 A JP1507470 A JP 1507470A JP 50747089 A JP50747089 A JP 50747089A JP H0778438 B2 JPH0778438 B2 JP H0778438B2
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01F—MEASURING VOLUME, VOLUME FLOW, MASS FLOW OR LIQUID LEVEL; METERING BY VOLUME
- G01F1/00—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow
- G01F1/66—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow by measuring frequency, phase shift or propagation time of electromagnetic or other waves, e.g. using ultrasonic flowmeters
- G01F1/667—Arrangements of transducers for ultrasonic flowmeters; Circuits for operating ultrasonic flowmeters
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Description
【発明の詳細な説明】 超音波流量測定方法であつて、当該超音波は測定管を流
れる媒体にて、所定の相互間隔をおいて配属された２つ
の超音波変換器相互間で伝播するものであり、上記両超
音波変換器のうち一方のものは送信変換器として動作機
能し、この送信変換器は電気的送信信号を同周波数の超
音波に変換し、これに対し他方のものは受信変換器とし
て動作機能し、この受信変換器は到来超音波を同周波数
の電気受信信号に変換するものであり、その際、流量測
定のため送信信号と受信信号との位相ずれを測定する超
音波流量測定方法に関する。
れる媒体にて、所定の相互間隔をおいて配属された２つ
の超音波変換器相互間で伝播するものであり、上記両超
音波変換器のうち一方のものは送信変換器として動作機
能し、この送信変換器は電気的送信信号を同周波数の超
音波に変換し、これに対し他方のものは受信変換器とし
て動作機能し、この受信変換器は到来超音波を同周波数
の電気受信信号に変換するものであり、その際、流量測
定のため送信信号と受信信号との位相ずれを測定する超
音波流量測定方法に関する。
この種流量測定方法では被測定流量は１つの方向に伝播
する超音波において、当該音波速度が既知である際送信
損号と受信信号との位相ずれから検出され得る。当該順
流方向に伝播する超音波と、上記順流方向と逆方向（逆
流方向）に伝播する超音波において位相ずれを検出する
ことにより、当該各位相ずれの差から、音波速度に無関
係の流量の測定結果を得ることが公知である。
する超音波において、当該音波速度が既知である際送信
損号と受信信号との位相ずれから検出され得る。当該順
流方向に伝播する超音波と、上記順流方向と逆方向（逆
流方向）に伝播する超音波において位相ずれを検出する
ことにより、当該各位相ずれの差から、音波速度に無関
係の流量の測定結果を得ることが公知である。
スイス特許第628140号明細書から公知のその種方法では
送信信号と受信信号との間の、夫々の伝播方向に対して
検出された送信信号と受信信号との間の位相ずれがそれ
に比例する直流電圧に変換されこの直流電圧はサンプル
ーホールド回路に記憶される。その際２つの記憶（ホー
ルド）された直流電圧は１つの差動アンプの２つの入力
側に加えられ、従って、この差動アンプの出力側からは
位相ずれ相互間の差、ひいては流速に比例する差電圧が
送出される。付加的に、記憶された直流電圧の和の形成
により、媒体における音波速度に比例する電圧が得られ
る。更に、上記公知方法では超音波が、検出された位相
ずれに依存して、最適値に制御され、当該差電圧から得
られた流速が、調整された周波数に依存して補正され
る。
送信信号と受信信号との間の、夫々の伝播方向に対して
検出された送信信号と受信信号との間の位相ずれがそれ
に比例する直流電圧に変換されこの直流電圧はサンプル
ーホールド回路に記憶される。その際２つの記憶（ホー
ルド）された直流電圧は１つの差動アンプの２つの入力
側に加えられ、従って、この差動アンプの出力側からは
位相ずれ相互間の差、ひいては流速に比例する差電圧が
送出される。付加的に、記憶された直流電圧の和の形成
により、媒体における音波速度に比例する電圧が得られ
る。更に、上記公知方法では超音波が、検出された位相
ずれに依存して、最適値に制御され、当該差電圧から得
られた流速が、調整された周波数に依存して補正され
る。
上記公知方法は精密なアナログ回路に対して高いコスト
を要し、而も、いずれのアナログ処理においても付加避
の誤差原因を伴い、その結果得られる測定精度は限られ
たものとなる。更に得られた出力信号はアナログ電圧の
形で生じ、このアナログ電圧はデジタル評価、例えばマ
イクロコンピュータによるデジタル評価に直接用いられ
るには不適である。
を要し、而も、いずれのアナログ処理においても付加避
の誤差原因を伴い、その結果得られる測定精度は限られ
たものとなる。更に得られた出力信号はアナログ電圧の
形で生じ、このアナログ電圧はデジタル評価、例えばマ
イクロコンピュータによるデジタル評価に直接用いられ
るには不適である。
本発明の課題なしい目的とするところは、比較的わずか
な回路コストで且大きな測定精度で流量測定を可能に
し、従って測定結果をデジタル信号の形で用い得る冒頭
に述べた形式の流量測定方法を提供することにある。
な回路コストで且大きな測定精度で流量測定を可能に
し、従って測定結果をデジタル信号の形で用い得る冒頭
に述べた形式の流量測定方法を提供することにある。
本発明によれば上記課題は次のようにして解決される、
即ち、当該の位相ずれを次のようにして求め、即ち、
送、受信信号ないし該送、受信信号から導出される信号
の所定信号部分相互間の時間差ないし時間間隔を用い
て、当該の位相ずれを求め、上記位相ずれに相応する持
続時間を有する測定時間間隔において、カウント周波数
を有する信号の周期期間をカウントし、上記カウント周
波数を送信信号の周波数に相応する測定周波数より著し
く大とし、さらに各カウント過程の始めの際に上記測定
時間間隔に対してカウント周波数信号が有するスタート
位相を、複数の順次連続する測定時間間隔を含む１つの
測定サイクルにて測定時間間隔ごとに変化させ、更に、
測定サイクルの経過中得られたカウント値を、測定分解
能の高められた測定値の形成のため評価するのである。
即ち、当該の位相ずれを次のようにして求め、即ち、
送、受信信号ないし該送、受信信号から導出される信号
の所定信号部分相互間の時間差ないし時間間隔を用い
て、当該の位相ずれを求め、上記位相ずれに相応する持
続時間を有する測定時間間隔において、カウント周波数
を有する信号の周期期間をカウントし、上記カウント周
波数を送信信号の周波数に相応する測定周波数より著し
く大とし、さらに各カウント過程の始めの際に上記測定
時間間隔に対してカウント周波数信号が有するスタート
位相を、複数の順次連続する測定時間間隔を含む１つの
測定サイクルにて測定時間間隔ごとに変化させ、更に、
測定サイクルの経過中得られたカウント値を、測定分解
能の高められた測定値の形成のため評価するのである。
本発明による方法では上記位相ずれに相応する測定時間
間隔中カウント周波の周期期間のカウントによつて位相
測定はデジタル時間測定に帰さられ得、このデジタル時
間測定は広く普及した集積化デジタル回路で容易且確実
に実施され得る。但し、測定の際の達成可能な分解能を
制限する量子化誤差をシステム的に基因して伴なうとい
う問題が生起する。それというのは最小の識別可能な時
間間隔はカウント周波信号の周期期間に相応するからで
ある。位相測定に相応する測定時間間隔は通常の適用条
件下では著しく短かく、特に次のような場合大きな測定
精度及びそれに相応して高い分解能で測定されねばなら
ない、すなわち、音波速度に無関係な流量測定のため位
相ずれの差が評価される場合は殊に大きな測定精度及び
相応の分解能で測定されねばならない。測定時間間隔の
持続時間のオーダはμsec（マイクロ秒）であり、それ
の差のオーダはμsec（マイクロ秒）であり、それの差
のオーダはnsec（ナノ秒）である。そのように短かい時
間間隔をカウント周波−周期期間のデジタルカウントに
より所要の測定精度に十分な分解能で測定するには極め
て高いカウント周波が必要となり、それの発生及び評価
のためには大きな技術的コストを要することとなる。
間隔中カウント周波の周期期間のカウントによつて位相
測定はデジタル時間測定に帰さられ得、このデジタル時
間測定は広く普及した集積化デジタル回路で容易且確実
に実施され得る。但し、測定の際の達成可能な分解能を
制限する量子化誤差をシステム的に基因して伴なうとい
う問題が生起する。それというのは最小の識別可能な時
間間隔はカウント周波信号の周期期間に相応するからで
ある。位相測定に相応する測定時間間隔は通常の適用条
件下では著しく短かく、特に次のような場合大きな測定
精度及びそれに相応して高い分解能で測定されねばなら
ない、すなわち、音波速度に無関係な流量測定のため位
相ずれの差が評価される場合は殊に大きな測定精度及び
相応の分解能で測定されねばならない。測定時間間隔の
持続時間のオーダはμsec（マイクロ秒）であり、それ
の差のオーダはμsec（マイクロ秒）であり、それの差
のオーダはnsec（ナノ秒）である。そのように短かい時
間間隔をカウント周波−周期期間のデジタルカウントに
より所要の測定精度に十分な分解能で測定するには極め
て高いカウント周波が必要となり、それの発生及び評価
のためには大きな技術的コストを要することとなる。
本発明の方法ではカウント周波の割合で改善された分解
能が、順次連続する測定時間間隔にてスタート位相の付
加的変化により達成される。この手段によつては測定時
間間隔の経過中カウントされるカウント周波−周期期間
の数が測定サイクル中変化するようになる。複数測定時
間間隔のうちの或数に対してはＫのカウント周波−周期
期間がカウントされるのに対して、当該測定時間間隔の
残数に対してはKt1のカウント周波−周期期間がカウン
トされる。上記各数の比によつて測定時間間隔の実際の
持続時間に関し、従つて、カウント周波−周期期間に相
応する量子化ステツプを越えての分解能の増大について
の比較的に精確なデータないし表示が可能になる。上述
の分解能の増大度は１つの測定サイクルにて１つの測定
値の形成のため評価される測定時間間隔の数と共に大に
なるが、勿論、１つの測定値の形成に必要な測定時間も
同じ度合で大になる。一般的には所要の測定時間は極め
て短いので、それの持続時間は高められた分解能の利点
に比すれば大した問題ではない。
能が、順次連続する測定時間間隔にてスタート位相の付
加的変化により達成される。この手段によつては測定時
間間隔の経過中カウントされるカウント周波−周期期間
の数が測定サイクル中変化するようになる。複数測定時
間間隔のうちの或数に対してはＫのカウント周波−周期
期間がカウントされるのに対して、当該測定時間間隔の
残数に対してはKt1のカウント周波−周期期間がカウン
トされる。上記各数の比によつて測定時間間隔の実際の
持続時間に関し、従つて、カウント周波−周期期間に相
応する量子化ステツプを越えての分解能の増大について
の比較的に精確なデータないし表示が可能になる。上述
の分解能の増大度は１つの測定サイクルにて１つの測定
値の形成のため評価される測定時間間隔の数と共に大に
なるが、勿論、１つの測定値の形成に必要な測定時間も
同じ度合で大になる。一般的には所要の測定時間は極め
て短いので、それの持続時間は高められた分解能の利点
に比すれば大した問題ではない。
本発明の方法の有利な実施形及び発展形態並びにこの方
法を実施する装置はサブクレームに規定されている。こ
れらの実施形及び発展形態は殊に、測定区間上の波長全
体の数を検出するための手段、及び、本発明の方法の実
施に特に良好に適する超音波変換器の構成に関する。
法を実施する装置はサブクレームに規定されている。こ
れらの実施形及び発展形態は殊に、測定区間上の波長全
体の数を検出するための手段、及び、本発明の方法の実
施に特に良好に適する超音波変換器の構成に関する。
本発明の別の構成要件及び利点は図を用いての、実施例
の以降の記載から明らかである。以下各図について説明
する。
の以降の記載から明らかである。以下各図について説明
する。
第１図は本発明を適用可能な流量測定装置の構成の概略
図、 第２図は第１図の流量測定装置にて或動作形式のもとで
生じる信号の波形図、 第３図は第１図の流量測定装置の別の作動形式のもとで
の同じ信号の波形図、 第４図は第１図の流量測定装置にて適用されるデジタル
位相測定の説明用波形図、 第５図は本発明の流量測定装置の実施例のブロツク接続
図、 第６図は第５図の流量測定装置の動作説明用波形図、 第７図は第５図の流量測定装置にて設けられている移相
器の詳細を示すブロック図、 第８図は第５図の流量測定装置の変化実施形を示し、 第９図は本発明の流量測定装置の別の実施形のブロツク
図、 第10図は第９図の流量測定装置に設けられている差−カ
ウント周波数発生器の１実施形の回路図、 第11図は流量測定装置の別の実施形の説明用波形図、 第12図は第11図を用いて説明した流量測定装置のブロッ
ク接続図、 第13図は流量測定装置の別の実施形のブロック図、 第14図は第13図の流量測定装置の動作説明用波形図、 第15図は超音波変換器の有利な実施例の断面図、 第16図は第15図に示した形式の２つの減衰管と、２つの
超音波変換器と、１つの測定管とを有する流量測定装置
の全体図、 第17図は測定管における波長全体の数を検出するための
付加的装置構成のブロック図、 第18図は第17図の装置構成の動作の説明用波形図、 第19図は流量測定装置の全体の構成のブロック図、 第20図は第19図の流量測定装置に設けられたインバータ
回路の動作説明用波形図である。
図、 第２図は第１図の流量測定装置にて或動作形式のもとで
生じる信号の波形図、 第３図は第１図の流量測定装置の別の作動形式のもとで
の同じ信号の波形図、 第４図は第１図の流量測定装置にて適用されるデジタル
位相測定の説明用波形図、 第５図は本発明の流量測定装置の実施例のブロツク接続
図、 第６図は第５図の流量測定装置の動作説明用波形図、 第７図は第５図の流量測定装置にて設けられている移相
器の詳細を示すブロック図、 第８図は第５図の流量測定装置の変化実施形を示し、 第９図は本発明の流量測定装置の別の実施形のブロツク
図、 第10図は第９図の流量測定装置に設けられている差−カ
ウント周波数発生器の１実施形の回路図、 第11図は流量測定装置の別の実施形の説明用波形図、 第12図は第11図を用いて説明した流量測定装置のブロッ
ク接続図、 第13図は流量測定装置の別の実施形のブロック図、 第14図は第13図の流量測定装置の動作説明用波形図、 第15図は超音波変換器の有利な実施例の断面図、 第16図は第15図に示した形式の２つの減衰管と、２つの
超音波変換器と、１つの測定管とを有する流量測定装置
の全体図、 第17図は測定管における波長全体の数を検出するための
付加的装置構成のブロック図、 第18図は第17図の装置構成の動作の説明用波形図、 第19図は流量測定装置の全体の構成のブロック図、 第20図は第19図の流量測定装置に設けられたインバータ
回路の動作説明用波形図である。
第１図に示す流量測定装置は測定管10を有し、この測定
管を通って、流れ速度VMで矢印の方向に媒体が流れる。
媒体の容積流量の検出のためには流れ速度VMの測定をす
るだけで十分である。それというのは容積流量は流速VM
と測定管の既知の横断面との積に等しいからである。
管を通って、流れ速度VMで矢印の方向に媒体が流れる。
媒体の容積流量の検出のためには流れ速度VMの測定をす
るだけで十分である。それというのは容積流量は流速VM
と測定管の既知の横断面との積に等しいからである。
流速VMの測定のため測定管10にて２つの超音波変換器12
と14が、精確に既知の相互間隔をおいて取り付けられて
いる。各超音波変換器は選択的に送信変換器又は受信変
換器として作動され得る。方向切換スイッチ16により、
図示の位置１にて、超音波変換器12は送信周波発生器18
と接続され、同時に、超音波変換器14は受信信号−処理
回路20の入力側と接続される。他方の位置２では方向切
換スイッチ16により、超音波変換器14は送信周波発生器
18の出力側と接続され、超音波変換器12は受信信号−処
理回路20の入力側と接続される。方向切換スイッチ16は
図中シンボリックに機械的切換接点で示されているが、
実施にはそれ自体公知の形式で電子的切換素子で構成さ
れている。
と14が、精確に既知の相互間隔をおいて取り付けられて
いる。各超音波変換器は選択的に送信変換器又は受信変
換器として作動され得る。方向切換スイッチ16により、
図示の位置１にて、超音波変換器12は送信周波発生器18
と接続され、同時に、超音波変換器14は受信信号−処理
回路20の入力側と接続される。他方の位置２では方向切
換スイッチ16により、超音波変換器14は送信周波発生器
18の出力側と接続され、超音波変換器12は受信信号−処
理回路20の入力側と接続される。方向切換スイッチ16は
図中シンボリックに機械的切換接点で示されているが、
実施にはそれ自体公知の形式で電子的切換素子で構成さ
れている。
送信周波発生器18は出力側から周波数fMの送信交流電圧
USを送出し、この出力電圧は方向切換スイッチ16の図示
の位置において超音波変換器12に加えられる。このとき
超音波変換器12は送信変換器として動作する。この送信
変換器の構成によれば電気的送信交流電圧USによる励振
に基づき同じ周波数fMの超音波を生じるのであり、この
超音波は測定管内を流れる媒体内にて測定管10の軸線の
方向に伝播する。この超音波は順流方向で超音波変換器
14に達する。その際その変換器14は図示の、方向切換ス
イッチ１の位置１にて受信信号処理回路20の入力側と接
続されている。従って超音波変換器14は受信変換器とし
て動作する。この受信変換器14は到来超音波を受信交流
電圧UHに変換し、この交流電圧は受信信号処理回路20の
入力側に供給される。
USを送出し、この出力電圧は方向切換スイッチ16の図示
の位置において超音波変換器12に加えられる。このとき
超音波変換器12は送信変換器として動作する。この送信
変換器の構成によれば電気的送信交流電圧USによる励振
に基づき同じ周波数fMの超音波を生じるのであり、この
超音波は測定管内を流れる媒体内にて測定管10の軸線の
方向に伝播する。この超音波は順流方向で超音波変換器
14に達する。その際その変換器14は図示の、方向切換ス
イッチ１の位置１にて受信信号処理回路20の入力側と接
続されている。従って超音波変換器14は受信変換器とし
て動作する。この受信変換器14は到来超音波を受信交流
電圧UHに変換し、この交流電圧は受信信号処理回路20の
入力側に供給される。
方向切換スイッチ16が他方の位置２に切換えられると、
超音波変換器14は送信周波発生器18から送信交流電圧US
を受信し、その結果上記超音波変換器14は送信変換器と
して動作し、超音波を発生する。この発生された超音波
は測定管10内を流れる媒体中を、測定管10の軸線の方向
に伝播する。この超音波は流動方向と逆方向に変換器12
に達する。その際その変換器12は今や受信信号処理回路
20の入力側と接続されていて、受信変換器として動作す
る。この受信変換器は到来超音波を受信交流電圧UFに変
換し、この交流電圧は受信信号処理回路20の入力側に供
給される。
超音波変換器14は送信周波発生器18から送信交流電圧US
を受信し、その結果上記超音波変換器14は送信変換器と
して動作し、超音波を発生する。この発生された超音波
は測定管10内を流れる媒体中を、測定管10の軸線の方向
に伝播する。この超音波は流動方向と逆方向に変換器12
に達する。その際その変換器12は今や受信信号処理回路
20の入力側と接続されていて、受信変換器として動作す
る。この受信変換器は到来超音波を受信交流電圧UFに変
換し、この交流電圧は受信信号処理回路20の入力側に供
給される。
第２図の波形Ａは方向切換スイッチ16が第１図に示す位
置１をとる場合に対して、すなわち、超音波変換器12が
送信変換器として動作し超音波変換器14が受信変換器と
して動作する場合に対して、上記送信周波発生器18から
送出される送信交流電圧USと、受信変換器から受信信号
処理回路20に供給される受信交流電圧UEの時間的経過を
示す。上記両交流電圧間に全位相回転１が存在し、こ
の１は送信変換器から受信変換器への区間LMを流動媒
体内を走行するのに超音波が要する走行時間から生じる
ものである。上記走行時間は区間LMの長さと、定置超音
波変換器に対して相対的な超音波の速度とに依存する。
第２図の波形図Ａの場合には超音波は区間LMを媒体の流
動（順流）方向に走行するので、超音波の相対速度は流
動速度VMと、音波速度ｃとの和に相応する。区間LMを走
行すのに超音波が要する走行時間は全位相回転１に相
応し、この１は次の式で表わされる。
置１をとる場合に対して、すなわち、超音波変換器12が
送信変換器として動作し超音波変換器14が受信変換器と
して動作する場合に対して、上記送信周波発生器18から
送出される送信交流電圧USと、受信変換器から受信信号
処理回路20に供給される受信交流電圧UEの時間的経過を
示す。上記両交流電圧間に全位相回転１が存在し、こ
の１は送信変換器から受信変換器への区間LMを流動媒
体内を走行するのに超音波が要する走行時間から生じる
ものである。上記走行時間は区間LMの長さと、定置超音
波変換器に対して相対的な超音波の速度とに依存する。
第２図の波形図Ａの場合には超音波は区間LMを媒体の流
動（順流）方向に走行するので、超音波の相対速度は流
動速度VMと、音波速度ｃとの和に相応する。区間LMを走
行すのに超音波が要する走行時間は全位相回転１に相
応し、この１は次の式で表わされる。
この式中ωＭ＝２πfMは超音波の既知の角周波数であ
る。
る。
上記全位相回転１は両変換器間の波長全体の数m1・２
πと、残余位相角R1とから成る。１ ＝R1＋m1・２π （２） 同じようにして、第３図の波形図は送信交流電圧USと受
信交流電圧UEの時間的経過を示してあり、この時間的経
過は次のような場合に対して、即ち、方向切換スイツチ
16が他方の位置におかれており、それにより、超音波変
換器14は送信変換器として動作し超音波変換器12は受信
変換器として動作する場合に対して示してある。この場
合超音波は順流方向に対して逆方向に区間LMを走行し、
それにより相対速度は媒体中の音波速度ｃと、流動速度
VMとの差に相応する。その結果超音波は区間Ｌの走行の
際全***相変化２を受け、この２は次式により求ま
る。
πと、残余位相角R1とから成る。１ ＝R1＋m1・２π （２） 同じようにして、第３図の波形図は送信交流電圧USと受
信交流電圧UEの時間的経過を示してあり、この時間的経
過は次のような場合に対して、即ち、方向切換スイツチ
16が他方の位置におかれており、それにより、超音波変
換器14は送信変換器として動作し超音波変換器12は受信
変換器として動作する場合に対して示してある。この場
合超音波は順流方向に対して逆方向に区間LMを走行し、
それにより相対速度は媒体中の音波速度ｃと、流動速度
VMとの差に相応する。その結果超音波は区間Ｌの走行の
際全***相変化２を受け、この２は次式により求ま
る。
上記全位相回転２は両超音波変換器間の波長全体の数
m2・２πと、残留位相角R2とから成る。２ ＝R2＋m2・２π （４） 全位相回転１の測定により、式（１）から、所期の流
動速度VMが計算され得る（媒体中の音波速度が既知の場
合） 同様に、全位相回転２の測定により、流動速度VMが式
（３）により計算され得る（音波速度ｃが既知である場
合）。
m2・２πと、残留位相角R2とから成る。２ ＝R2＋m2・２π （４） 全位相回転１の測定により、式（１）から、所期の流
動速度VMが計算され得る（媒体中の音波速度が既知の場
合） 同様に、全位相回転２の測定により、流動速度VMが式
（３）により計算され得る（音波速度ｃが既知である場
合）。
但し媒体中の音波速度ｃは一定でない。この音速は媒体
の特性、殊に、それの温度と密度とに依存する。順流方
向及び逆流方向の全位相回転の交互の測定により、測定
結果の共同的評価を用いて流動速度VMを媒体中の音速ｃ
に無関係に検出することが可能である。式（５）と
（６）を加算すれば、次式が得られる。
の特性、殊に、それの温度と密度とに依存する。順流方
向及び逆流方向の全位相回転の交互の測定により、測定
結果の共同的評価を用いて流動速度VMを媒体中の音速ｃ
に無関係に検出することが可能である。式（５）と
（６）を加算すれば、次式が得られる。
１と２に対して、式（２）と（４）の相応の式内容
を代入すれば測定さるべき流動速度に対して次式が得ら
れる。
を代入すれば測定さるべき流動速度に対して次式が得ら
れる。
両超音波変換器間の区間LM上の完全波長の数m1ないしm2
を求めるための有利な方法について後述する。この測定
検出は比較的わずかな測定精度で行なわれ得る。更に、
１つの方向での検出で十分である、それというのは、生
じている流動速度のもとで走行時間差が著しく小さいの
で、概してm1＝m2＝ｍが成立つからである。その際、流
動速度VMの検出のためにはさらに残留位相角R1,R2
測定、すなわち、送信交流電圧USと受信交流電圧UEとの
間の簡単な位相ずれの測定が必要である。従つて流動速
度VMを検出し得る精度は当該測定方法においては、残留
位相R1とR2を測定し得る精度に依存する。
を求めるための有利な方法について後述する。この測定
検出は比較的わずかな測定精度で行なわれ得る。更に、
１つの方向での検出で十分である、それというのは、生
じている流動速度のもとで走行時間差が著しく小さいの
で、概してm1＝m2＝ｍが成立つからである。その際、流
動速度VMの検出のためにはさらに残留位相角R1,R2
測定、すなわち、送信交流電圧USと受信交流電圧UEとの
間の簡単な位相ずれの測定が必要である。従つて流動速
度VMを検出し得る精度は当該測定方法においては、残留
位相R1とR2を測定し得る精度に依存する。
そこで、式（９）によれば、当該差の流動速度は次式の
通り両残留位相角の差に比例する。
通り両残留位相角の差に比例する。
Δ＝R2−R1 通常測定されるべき流動速度VMのもとで残留位相角
R1,R2は同じオーダである。その差はわかり易くす
るため第２図と第３図の波形図に誇張して示してある。
従つて、位相差△も、各残留位相角R1,R2の大き
さに比して小である。それにより、残留位相R1,R2
の測定の際に測定精度に対する高い要求が生じる。それ
というのも、両残留位相角の測定の際わずかな誤差があ
つただけでもう、比較的大きな誤差となつて、両残留位
相角の差△に影響を及ぼすからである。
R1,R2は同じオーダである。その差はわかり易くす
るため第２図と第３図の波形図に誇張して示してある。
従つて、位相差△も、各残留位相角R1,R2の大き
さに比して小である。それにより、残留位相R1,R2
の測定の際に測定精度に対する高い要求が生じる。それ
というのも、両残留位相角の測定の際わずかな誤差があ
つただけでもう、比較的大きな誤差となつて、両残留位
相角の差△に影響を及ぼすからである。
第１図に示す測定装置では残留位相角R1,R2の測定
はデジタル手法で行なわれる。この目的のため受信交流
電圧UEは受信信号−処理回路20においてそれと同位相の
矩形波電圧QEに変換され、送信周波発生器18には送信信
号−処理回路22が接続されている。この処理回路22では
送信交流電圧USが、これと同位相の矩形波電圧QSに変換
される。第２図のダイヤフラムＢとＣは両超音波変換器
12と14との間で超音波が順流方向で伝播する場合に対し
て矩形波電圧QSないしQEを示す。第３図のダイヤグラム
ＢとＣは逆流方向で両超音波変換器12と14間で超音波が
伝播する場合に対する矩形波電圧QSないしQEを示す。上
記矩形波電圧の側縁はそれが導出された交流電圧の零点
通過部と一致する。従つて相互に対応し合う側縁間で、
すなわち、矩形波電圧QS,QEの立上り側縁相互間には交
流電圧US,UEの相応の零点通過位置相互間におけると同
じ位相ずれが存在する。要するに、上記位相ずれは第２
図の場合では残留位相角R1相応し、第３図の場合には
残留位相角R2相応する。
はデジタル手法で行なわれる。この目的のため受信交流
電圧UEは受信信号−処理回路20においてそれと同位相の
矩形波電圧QEに変換され、送信周波発生器18には送信信
号−処理回路22が接続されている。この処理回路22では
送信交流電圧USが、これと同位相の矩形波電圧QSに変換
される。第２図のダイヤフラムＢとＣは両超音波変換器
12と14との間で超音波が順流方向で伝播する場合に対し
て矩形波電圧QSないしQEを示す。第３図のダイヤグラム
ＢとＣは逆流方向で両超音波変換器12と14間で超音波が
伝播する場合に対する矩形波電圧QSないしQEを示す。上
記矩形波電圧の側縁はそれが導出された交流電圧の零点
通過部と一致する。従つて相互に対応し合う側縁間で、
すなわち、矩形波電圧QS,QEの立上り側縁相互間には交
流電圧US,UEの相応の零点通過位置相互間におけると同
じ位相ずれが存在する。要するに、上記位相ずれは第２
図の場合では残留位相角R1相応し、第３図の場合には
残留位相角R2相応する。
第２図の時間ダイヤグラムから明らかなように、残留位
相角R1は矩形波電圧QS,QEの相対応する側縁間の所定
の時間間隔△t1に相応する。それというのは既知の角周
波数ωＭのもとで次の関係式が成立つからである。R1 ＝ωＭ・△t1 （10） 同様に第３図の時間ダイヤグラムでは残留位相角R2は
下式（11）に従つて矩形波電圧QS,QEの相対応し合う側
縁間の精確に所定の時間間隔△t2に相応する。R2 ＝ωＭ・△t2 （11） 従つて残留位相角R1,R2の測定にはそれに比例する
時間間隔△t1ないし△t2の測定を行ないさえすればよ
い。
相角R1は矩形波電圧QS,QEの相対応する側縁間の所定
の時間間隔△t1に相応する。それというのは既知の角周
波数ωＭのもとで次の関係式が成立つからである。R1 ＝ωＭ・△t1 （10） 同様に第３図の時間ダイヤグラムでは残留位相角R2は
下式（11）に従つて矩形波電圧QS,QEの相対応し合う側
縁間の精確に所定の時間間隔△t2に相応する。R2 ＝ωＭ・△t2 （11） 従つて残留位相角R1,R2の測定にはそれに比例する
時間間隔△t1ないし△t2の測定を行ないさえすればよ
い。
両方の信号処理回路20,22の出力側は位相検出器24の２
つの入力側に接続されており、この位相検出器の出力側
からは矩形パルスIMの列が送出される。このパルス列は
第２図及び第３図のダイヤグラムＤに示されており、以
下測定パルスと称される。測定パルスIMのパルス繰返周
波数は送信周波発生器18により発生された周波fMに相応
し、この周波は以下測定周波と称される。各測定パルス
IMは当該ダイヤグラムＢとＣにおける両矩形波電圧の立
上り側縁相互間の時間間隔△t1,△t2に相応する。その
ような矩形パルス列は簡単にフリップフロップを用いて
生ぜしめられ得、このフリップフロップは矩形波電圧QS
の夫々の立上り側縁によってセットされ、矩形波電圧QE
の各々の立上り側縁によってリセットされる。
つの入力側に接続されており、この位相検出器の出力側
からは矩形パルスIMの列が送出される。このパルス列は
第２図及び第３図のダイヤグラムＤに示されており、以
下測定パルスと称される。測定パルスIMのパルス繰返周
波数は送信周波発生器18により発生された周波fMに相応
し、この周波は以下測定周波と称される。各測定パルス
IMは当該ダイヤグラムＢとＣにおける両矩形波電圧の立
上り側縁相互間の時間間隔△t1,△t2に相応する。その
ような矩形パルス列は簡単にフリップフロップを用いて
生ぜしめられ得、このフリップフロップは矩形波電圧QS
の夫々の立上り側縁によってセットされ、矩形波電圧QE
の各々の立上り側縁によってリセットされる。
要するに、残留位相角R1,R2に比例する時間間隔△t
1,△t2の測定のため測定パルスIMの持続時間T1が測定さ
れるべきである。上記測定は第１図の測定装置において
デジタル手法で、第４図のダイヤグラムを用いて説明し
たように行なわれる。この第４図では位相検出器24から
送出された、持続時間TIの測定パルス列が示されてい
る。位相検出器24の出力側はゲート回路26の制御入力側
に接続されており、このゲート回路の制御入力側はカウ
ント周波発生器28の出力側に接続されている。カウント
周波発生器28はカウントパルス列ICを発生する。このパ
ルス列ICの繰返周波数は測定周波数fMより著しく大であ
る。１例として第４図のダイヤグラムＢにカウントパル
ス列ICが示してある。上記カウントパルスICの時間間隔
はカウント周波fCにおける周期期間TCに相応する。わか
り易くするため、第４図のダイヤグラムＢにはダイヤグ
ラムＡの測定パルスIMの周期期間TMに比しての、カウン
トパルス列ICの周期期間TCの大きさの関係を誇張して示
してある。
1,△t2の測定のため測定パルスIMの持続時間T1が測定さ
れるべきである。上記測定は第１図の測定装置において
デジタル手法で、第４図のダイヤグラムを用いて説明し
たように行なわれる。この第４図では位相検出器24から
送出された、持続時間TIの測定パルス列が示されてい
る。位相検出器24の出力側はゲート回路26の制御入力側
に接続されており、このゲート回路の制御入力側はカウ
ント周波発生器28の出力側に接続されている。カウント
周波発生器28はカウントパルス列ICを発生する。このパ
ルス列ICの繰返周波数は測定周波数fMより著しく大であ
る。１例として第４図のダイヤグラムＢにカウントパル
ス列ICが示してある。上記カウントパルスICの時間間隔
はカウント周波fCにおける周期期間TCに相応する。わか
り易くするため、第４図のダイヤグラムＢにはダイヤグ
ラムＡの測定パルスIMの周期期間TMに比しての、カウン
トパルス列ICの周期期間TCの大きさの関係を誇張して示
してある。
ゲート回路26の出力側はカウンタ30のカウント入力側に
接続されており、このカウンタの多段出力側は評価回路
32の相応の入力側に接続されている。この評価回路は例
えば適当にプログラミングされたマイクロコンピュータ
であつてよい。
接続されており、このカウンタの多段出力側は評価回路
32の相応の入力側に接続されている。この評価回路は例
えば適当にプログラミングされたマイクロコンピュータ
であつてよい。
ゲート回路26は次のよう構成されている、すなわち、そ
れの制御入力側に加えられる夫々の測定パルスIMの持続
時間中開かれており、この開放状態において、カウント
周波発生器28から到来するカウントパルスICをカウンタ
30へ通過伝送させる（第４図ダイヤグラムＣ参照）のよ
うに構成されている。ゲート回路26の制御入力側に測定
パルスIMが加わらない場合にはこのゲート回路によりカ
ウンタ30へのカウンタパルスICの伝送が阻止される。各
測定パルスIMの持続時間中ゲート回路26により通過伝送
されたカウントパルスはカウンタ30にてカウントされ
る。その結果このカウンタは当該持続時間中カウント周
波発生器28から送出されたカウントパルスの数に相応す
るカウンタ状態を指示する。従つて上記カウンタ状態は
測定パルスIMの持続時間に対する尺度である。各測定パ
ルスIMの終りの後、カウンタ30のカウンタ状態が評価回
路30に伝送され、カウンタ30は再び０にリセットされ
る。
れの制御入力側に加えられる夫々の測定パルスIMの持続
時間中開かれており、この開放状態において、カウント
周波発生器28から到来するカウントパルスICをカウンタ
30へ通過伝送させる（第４図ダイヤグラムＣ参照）のよ
うに構成されている。ゲート回路26の制御入力側に測定
パルスIMが加わらない場合にはこのゲート回路によりカ
ウンタ30へのカウンタパルスICの伝送が阻止される。各
測定パルスIMの持続時間中ゲート回路26により通過伝送
されたカウントパルスはカウンタ30にてカウントされ
る。その結果このカウンタは当該持続時間中カウント周
波発生器28から送出されたカウントパルスの数に相応す
るカウンタ状態を指示する。従つて上記カウンタ状態は
測定パルスIMの持続時間に対する尺度である。各測定パ
ルスIMの終りの後、カウンタ30のカウンタ状態が評価回
路30に伝送され、カウンタ30は再び０にリセットされ
る。
従つて、評価回路32はカウンタ30から連続的にカウンタ
状態、即ち、位相検出器24から送出される測定パルスIM
の持続時間を表わすカウンタ状態を受取る。方向切換ス
イツチ16が位置１（第１図）にある場合、カウンタ30か
ら送出されるカウンタ状態は残留位相角R1に対する測
定値となる。方向切換スイツチ16が他方の位置にもたら
された場合にはカウンタ30から送出されるカウンタ状態
は残留位相角R2に対する測定値となる。それらの２つ
の測定値からは評価回路32は上記式（９）により、流れ
速度VMを、媒体中の音波速度ｃと無関係に計算できる。
状態、即ち、位相検出器24から送出される測定パルスIM
の持続時間を表わすカウンタ状態を受取る。方向切換ス
イツチ16が位置１（第１図）にある場合、カウンタ30か
ら送出されるカウンタ状態は残留位相角R1に対する測
定値となる。方向切換スイツチ16が他方の位置にもたら
された場合にはカウンタ30から送出されるカウンタ状態
は残留位相角R2に対する測定値となる。それらの２つ
の測定値からは評価回路32は上記式（９）により、流れ
速度VMを、媒体中の音波速度ｃと無関係に計算できる。
第４図のダイヤグラムはデジタルカウント手法の量子化
誤差により惹起される基本的問題点をも明らかにしてい
る。時間測定の分解能、すなわち、最も小さいなお識別
可能な時間差はカウント周波fCの周期期間TC相応する。
従つて分解能の向上、ひいては測定精度の向上のために
はカウント周波をできるだけ高く選定することが必要と
なりかねない。ところがこの手段には所要のコストによ
り限界が存する。実際に測定さるべき流れ速度では使用
される超音波周波のもとで、測定パルスTMの、残留位相
角R1,R2に相応するパルス持続時間TIはμsec（マイ
クロ秒）のオーダの大きさであり、式（９）により求め
られるべき残留位相角相互間の位相差△はnsec（ナノ
秒）の何分の１ないし一部に相応する。従つて、いずれ
のパルス持続時間TIをも十分大きな数のカウンタパルス
ICでカウントするには極めて高いカウンタ周波数fCが必
要なことになる。
誤差により惹起される基本的問題点をも明らかにしてい
る。時間測定の分解能、すなわち、最も小さいなお識別
可能な時間差はカウント周波fCの周期期間TC相応する。
従つて分解能の向上、ひいては測定精度の向上のために
はカウント周波をできるだけ高く選定することが必要と
なりかねない。ところがこの手段には所要のコストによ
り限界が存する。実際に測定さるべき流れ速度では使用
される超音波周波のもとで、測定パルスTMの、残留位相
角R1,R2に相応するパルス持続時間TIはμsec（マイ
クロ秒）のオーダの大きさであり、式（９）により求め
られるべき残留位相角相互間の位相差△はnsec（ナノ
秒）の何分の１ないし一部に相応する。従つて、いずれ
のパルス持続時間TIをも十分大きな数のカウンタパルス
ICでカウントするには極めて高いカウンタ周波数fCが必
要なことになる。
第５図は変形された実施例における、第１図の測定装置
の一部分のブロツク接続図を示し、この変形実施例では
比較的低いカウント周波数fCにより、デジタル位相測定
の際の分解能の著しい向上、ひいては流れ速度VMの測定
の際の測定精度の向上が行なわれ得る。第５図の測定装
置の構成部分が第１図のそれの構成部分に相応する限
り、第５図中の当該構成部分には第１図におけると同じ
番号が付されている。従つて再度の説明はなされない。
の一部分のブロツク接続図を示し、この変形実施例では
比較的低いカウント周波数fCにより、デジタル位相測定
の際の分解能の著しい向上、ひいては流れ速度VMの測定
の際の測定精度の向上が行なわれ得る。第５図の測定装
置の構成部分が第１図のそれの構成部分に相応する限
り、第５図中の当該構成部分には第１図におけると同じ
番号が付されている。従つて再度の説明はなされない。
第５図はやはり、２つの信号処理回路20,22、位相検出
器24、ゲート回路26、カウント周波発生器28、カウンタ
30、評価回路32を示す。第５図の測定装置が第１図のそ
れと相違する点は測定周波数fMがカウント周波fCから導
出され、それも、下記の特別な形式で導出される、即
ち、測定周波数及びカウント周波数が一定に保たれ、し
かも、付加的に、各カウント過程の際に測定パルスIMの
位相に対してカウントパルスICが有するスタート位相
Ｓ（第４図）が連続的に回転され、それにより、ｎの測
定の後２πだけ、即ちカウント周波fCの１つの完全な周
期期間だけの位相回転が行なわれ得るように特別な形式
で導出される。
器24、ゲート回路26、カウント周波発生器28、カウンタ
30、評価回路32を示す。第５図の測定装置が第１図のそ
れと相違する点は測定周波数fMがカウント周波fCから導
出され、それも、下記の特別な形式で導出される、即
ち、測定周波数及びカウント周波数が一定に保たれ、し
かも、付加的に、各カウント過程の際に測定パルスIMの
位相に対してカウントパルスICが有するスタート位相
Ｓ（第４図）が連続的に回転され、それにより、ｎの測
定の後２πだけ、即ちカウント周波fCの１つの完全な周
期期間だけの位相回転が行なわれ得るように特別な形式
で導出される。
この目的のため、カウント周波発生器28の出力側に、分
周係数Ｎを有する分周器34が接続されている。分周係数
Ｎはカウント周波数fCと、分周器34の出力周波数fM′と
の比を定める。例えばカウント周波発生器28がカウント
周波fC＝7MHZを発生し、分周器34が分周係数Ｎ＝128を
有する場合、ほぼ55KHzの周波数fM′が得られる。
周係数Ｎを有する分周器34が接続されている。分周係数
Ｎはカウント周波数fCと、分周器34の出力周波数fM′と
の比を定める。例えばカウント周波発生器28がカウント
周波fC＝7MHZを発生し、分周器34が分周係数Ｎ＝128を
有する場合、ほぼ55KHzの周波数fM′が得られる。
分周器34には可制御移相器36が後置接続されており、こ
の移相器36の出力側からは周波数fMの交流電圧が送出さ
れる。この交流電圧はその入力側に供給される周波数
fM′の交流電圧に対して位相ずれを有する。この位相ず
れはその制御入力側36aに加えられる位相制御電圧に依
存する。上記制御入力側は位相制御回路38の出力側に接
続されており、この位相制御回路はトリガ入力側38aを
介して加えられるトリガ信号によるトリガ後毎に、出力
側に、第６図のダイヤグラムＡに示す時間的経過を有す
るランプ電圧URを送出する。このランプ電圧URは持続時
間TR中直線的に、或値UDCから値USへ上昇し、次いで、
再び値UDCへジヤンプして下降して戻る。上記持続時間T
Rは測定周波fMのｎの周期期間に相応する。要するに、
次式の関係式（12）が成立つ。
の移相器36の出力側からは周波数fMの交流電圧が送出さ
れる。この交流電圧はその入力側に供給される周波数
fM′の交流電圧に対して位相ずれを有する。この位相ず
れはその制御入力側36aに加えられる位相制御電圧に依
存する。上記制御入力側は位相制御回路38の出力側に接
続されており、この位相制御回路はトリガ入力側38aを
介して加えられるトリガ信号によるトリガ後毎に、出力
側に、第６図のダイヤグラムＡに示す時間的経過を有す
るランプ電圧URを送出する。このランプ電圧URは持続時
間TR中直線的に、或値UDCから値USへ上昇し、次いで、
再び値UDCへジヤンプして下降して戻る。上記持続時間T
Rは測定周波fMのｎの周期期間に相応する。要するに、
次式の関係式（12）が成立つ。
上記ランプ電圧URは次のように選定されている、即ち、
各測定パルスIMの始めに対してカウントパルス列ICが有
するスタート（フエーズ）位相Ｓが、持続時間TRの経
過中、即ちｎの順次連続する測定パルスIMに亘つて、２
πだけ、つまり、カウント周波fCの１つの完全な周期期
間だけ回転するように選定されている。従つて、第６図
のダイヤグラムＢに示す、スタート位相Ｓの時間的経
過が生じる。ランプ電圧URの所期値UDCには一定のスタ
ート位相Ｏが対応し、当該終値USにはスタート位相
Ｏ＋２πが相応する。測定周波fMの各周期期間にて位相
測定過程がカウンタ30にてのカウントにより行なわれる
ので、スタート位相Ｓは連続的に測定過程ごとにずれ
る。上記スタート位相は持続時間TRの経過中ｐ番目の測
定の際下記の値をとる。
各測定パルスIMの始めに対してカウントパルス列ICが有
するスタート（フエーズ）位相Ｓが、持続時間TRの経
過中、即ちｎの順次連続する測定パルスIMに亘つて、２
πだけ、つまり、カウント周波fCの１つの完全な周期期
間だけ回転するように選定されている。従つて、第６図
のダイヤグラムＢに示す、スタート位相Ｓの時間的経
過が生じる。ランプ電圧URの所期値UDCには一定のスタ
ート位相Ｏが対応し、当該終値USにはスタート位相
Ｏ＋２πが相応する。測定周波fMの各周期期間にて位相
測定過程がカウンタ30にてのカウントにより行なわれる
ので、スタート位相Ｓは連続的に測定過程ごとにずれ
る。上記スタート位相は持続時間TRの経過中ｐ番目の測
定の際下記の値をとる。
ところで、移相器36はカウント周波fCに対して位相ずれ
を生じさせるのではなく、そこから導出される周波数
fM′に対して位相ずれを生じさせるのであり、上記の導
出される周波fM′に対しては下式（14）が成立つ。
を生じさせるのではなく、そこから導出される周波数
fM′に対して位相ずれを生じさせるのであり、上記の導
出される周波fM′に対しては下式（14）が成立つ。
カウント周波fCのもとでのスタート位相Ｓと、測定周
波fMのもとでの位相Ｍとの間には下記式（15）の関係
が成立つ。Ｓ ＝Ｎ・Ｍ （15） 要するに、移相器36により生ぜしめられるべき位相ずれ
は第６図のダイヤグラムＣにて示すように、スタート位
相Ｓの所望の位相ずれより係数Ｎだけ小でなければな
らない。ランプ電圧URの値UDCとUSとの間で、移相器44
により生ぜしめられる位相ずれが、２π/Nだけ変化す
る。上記位相ずれは持続時間TRの経過中ｐ番目の測定の
際下記の値をとる。
波fMのもとでの位相Ｍとの間には下記式（15）の関係
が成立つ。Ｓ ＝Ｎ・Ｍ （15） 要するに、移相器36により生ぜしめられるべき位相ずれ
は第６図のダイヤグラムＣにて示すように、スタート位
相Ｓの所望の位相ずれより係数Ｎだけ小でなければな
らない。ランプ電圧URの値UDCとUSとの間で、移相器44
により生ぜしめられる位相ずれが、２π/Nだけ変化す
る。上記位相ずれは持続時間TRの経過中ｐ番目の測定の
際下記の値をとる。
ランプ電圧URの各ランプの持続時間TR中の周波fM′とfM
との間の連続的位相ずれは周波数変化と同等である。そ
の際下記の関係式（17）が成立つ。
との間の連続的位相ずれは周波数変化と同等である。そ
の際下記の関係式（17）が成立つ。
但し、Ｎ・ｎ≫１であるので、近似的に次の関係式（1
8）が成立つ。
8）が成立つ。
fMfM′ （18） その場合移相器36の出力電圧は直接的に送信交流電圧US
と成り得る。要するに第１図の送信周波発生器18は第５
図の測定装置では位相制御回路38と関連した分周器34と
移相器36とによつて置き換えられている。
と成り得る。要するに第１図の送信周波発生器18は第５
図の測定装置では位相制御回路38と関連した分周器34と
移相器36とによつて置き換えられている。
ｎの順次連続する測定の経過中の２πだけのスタート位
相Ｓの連続的変化により次のような作用が得られる、
即ち、複数測定過程の一部の期間中、所定の数Ｋのカウ
ントパルスICがカウントされ、残りの部分の期間中は１
だけより多い数の（Ｋ＋１）のカウントパルスが各測定
パルスTMの持続時間中においてカウントされるようにな
る。持続時間TRの各測定サイクルごとに得られるｎの測
定値の適当な評価により、分解能、ひいては測定精度が
著しく高められ得、その際カウント周波fCは相応に高め
られることはない。ｎの順次連続するステツプ（段階）
における２πだけの連続的位相ずれはｎの部分ステツプ
への量子化ステツプの細分化に相当程度対応し、上記量
子化ステツプはカウント周期TC相応する。他のすべての
ランダムエラー、例えば熱的ノイズ、流れノイズ等を完
全に除去し得るとすれば、係数ｎだけの分解能の増大が
得られることとなる。
相Ｓの連続的変化により次のような作用が得られる、
即ち、複数測定過程の一部の期間中、所定の数Ｋのカウ
ントパルスICがカウントされ、残りの部分の期間中は１
だけより多い数の（Ｋ＋１）のカウントパルスが各測定
パルスTMの持続時間中においてカウントされるようにな
る。持続時間TRの各測定サイクルごとに得られるｎの測
定値の適当な評価により、分解能、ひいては測定精度が
著しく高められ得、その際カウント周波fCは相応に高め
られることはない。ｎの順次連続するステツプ（段階）
における２πだけの連続的位相ずれはｎの部分ステツプ
への量子化ステツプの細分化に相当程度対応し、上記量
子化ステツプはカウント周期TC相応する。他のすべての
ランダムエラー、例えば熱的ノイズ、流れノイズ等を完
全に除去し得るとすれば、係数ｎだけの分解能の増大が
得られることとなる。
そのようにして得られた測定結果の有利な評価手法によ
れば、各測定サイクル中得られたｎのカウンタ状態の平
均値が形成されるようにするのである。その際、その平
均値に相応する残留位相角は式（９）により流れ速度VM
の計算のため用いられる。
れば、各測定サイクル中得られたｎのカウンタ状態の平
均値が形成されるようにするのである。その際、その平
均値に相応する残留位相角は式（９）により流れ速度VM
の計算のため用いられる。
有利には位相制御回路38のトリガが、方向切換スイツチ
16の切換制御のタイミングに従つて行なわれる。その場
合交互に１つの測定サイクルにおいて、順流方向の測定
に対してｎの測定値を取出し後続の測定サイクルにて逆
流方向の測定に対してｎの測定値を取出す。従つて、夫
々２つの順次連続する測定サイクルの後毎に、２つの残
留位相角（これらは式（９）により流れ速度の計算のた
めに必要とされる）が、高められた測定精度で得られ
る。
16の切換制御のタイミングに従つて行なわれる。その場
合交互に１つの測定サイクルにおいて、順流方向の測定
に対してｎの測定値を取出し後続の測定サイクルにて逆
流方向の測定に対してｎの測定値を取出す。従つて、夫
々２つの順次連続する測定サイクルの後毎に、２つの残
留位相角（これらは式（９）により流れ速度の計算のた
めに必要とされる）が、高められた測定精度で得られ
る。
第７図には可制御移相器36の１実施例を詳細に示してあ
る。第７図はやはりカウント周波発生器28と、分周器34
と、位相制御回路38をも示す。
る。第７図はやはりカウント周波発生器28と、分周器34
と、位相制御回路38をも示す。
カウント周波発生器28は水晶発生器40により位相固定的
に同期化される。この同期化によつてはスタート位相は
ｎの測定について持続時間TRの各測定サイクルにて、カ
ウント周波fCの精確に１つの周期期間全体２πだけ回転
されることが確保される。更に、カウント周波発生器28
は有利に次のように構成されている。すなわち、カウン
ト周波fCが比較的大きな領域にて、例えば２と11MHzと
の間で可調整であるように構成されている。可調整周波
と関連しての位相固定制御を行なわせ得るため、カウン
ト周波発生器28は公知形式で位相固定回路（これはPLL
回路の名称で知られている）を有し得る。そのようなPL
L−回路はデジタル分周器を有し、この分周器の分周係
数はデジタル制御信号により可調整であつて、出力側か
ら送出される周波を規定する。第７図に示してあるよう
に、デジタル制御信号はカウント周波発生器28の１つの
制御入力側28aに供給される。
に同期化される。この同期化によつてはスタート位相は
ｎの測定について持続時間TRの各測定サイクルにて、カ
ウント周波fCの精確に１つの周期期間全体２πだけ回転
されることが確保される。更に、カウント周波発生器28
は有利に次のように構成されている。すなわち、カウン
ト周波fCが比較的大きな領域にて、例えば２と11MHzと
の間で可調整であるように構成されている。可調整周波
と関連しての位相固定制御を行なわせ得るため、カウン
ト周波発生器28は公知形式で位相固定回路（これはPLL
回路の名称で知られている）を有し得る。そのようなPL
L−回路はデジタル分周器を有し、この分周器の分周係
数はデジタル制御信号により可調整であつて、出力側か
ら送出される周波を規定する。第７図に示してあるよう
に、デジタル制御信号はカウント周波発生器28の１つの
制御入力側28aに供給される。
移相器36は同様にPLL回路50によつて形成されている。P
LL回路50はカスケード接続構成にて位相比較器52と、ロ
ーパスフイルタ54と、加算回路56と、電圧制御発振器58
（VCOとも称せられる）とを有する。そのようなVCOは周
知のように出力側から次のような交流電圧を送出する、
すなわち、その周波数が、当該制御入力側に加えられる
周波数制御電圧に依存する交流電圧を送出する。
LL回路50はカスケード接続構成にて位相比較器52と、ロ
ーパスフイルタ54と、加算回路56と、電圧制御発振器58
（VCOとも称せられる）とを有する。そのようなVCOは周
知のように出力側から次のような交流電圧を送出する、
すなわち、その周波数が、当該制御入力側に加えられる
周波数制御電圧に依存する交流電圧を送出する。
位相比較器52は１つの入力側にて分周器34の出力信号を
受取り、他方の入力側にて、VCO58の出力交流電圧を受
取る。このVCOは出力側にて、制御偏差信号を送出し、
この制御偏差信号はそれの両入力信号間の位相差に依存
する。上記制御偏差信号はローパスフイルタ54にてフイ
ルタリング後加算回路56の一方の入力側に供給され、こ
の加算回路56の他方の入力側には位相制御回路38の出力
側からのランプ電圧URが加えられる。加算回路56にて形
成される加算電圧はVCO58の制御入力側に周波数制御電
圧として供給される。
受取り、他方の入力側にて、VCO58の出力交流電圧を受
取る。このVCOは出力側にて、制御偏差信号を送出し、
この制御偏差信号はそれの両入力信号間の位相差に依存
する。上記制御偏差信号はローパスフイルタ54にてフイ
ルタリング後加算回路56の一方の入力側に供給され、こ
の加算回路56の他方の入力側には位相制御回路38の出力
側からのランプ電圧URが加えられる。加算回路56にて形
成される加算電圧はVCO58の制御入力側に周波数制御電
圧として供給される。
PLL回路50によつては位相比較器52の一方の入力側に供
給される、分周器34の出力周波fM′と、位相比較器52の
他方の入力側に供給される、VCO58の出力周波fMとの周
波数一致状態が形成される。上記の周波数一致状態が維
持されるようにするために、VCO58に供給される周波数
制御電圧は常に、周波数fMに相応する一定の値を有しな
ければならない。そこで、当該周波数制御電圧は連続的
に上昇するランプ電圧URと位相比較器52の出力電圧との
和から生じる。この周波数制御電圧が一定に保たれるよ
うにするためには位相比較器52の出力電圧はランプ電圧
URと逆方向に変化しなければならない。位相比較器52の
出力電圧の所要の変化はそれの２つの入力電圧の位相相
互間の位置関係の変化の結果として得られる。従つてPL
L回路は連続的に上昇するランプ電圧URの補償のため、
分周器34の出力交流電圧の位相状態（位置）に対するVC
O58の出力交流電圧の位相状態（位置）の連続的ずれを
生じさせる。移相器36の図示の実施例によつて、第５図
を用いて先に説明したのと全く同じ作用が得られる。
給される、分周器34の出力周波fM′と、位相比較器52の
他方の入力側に供給される、VCO58の出力周波fMとの周
波数一致状態が形成される。上記の周波数一致状態が維
持されるようにするために、VCO58に供給される周波数
制御電圧は常に、周波数fMに相応する一定の値を有しな
ければならない。そこで、当該周波数制御電圧は連続的
に上昇するランプ電圧URと位相比較器52の出力電圧との
和から生じる。この周波数制御電圧が一定に保たれるよ
うにするためには位相比較器52の出力電圧はランプ電圧
URと逆方向に変化しなければならない。位相比較器52の
出力電圧の所要の変化はそれの２つの入力電圧の位相相
互間の位置関係の変化の結果として得られる。従つてPL
L回路は連続的に上昇するランプ電圧URの補償のため、
分周器34の出力交流電圧の位相状態（位置）に対するVC
O58の出力交流電圧の位相状態（位置）の連続的ずれを
生じさせる。移相器36の図示の実施例によつて、第５図
を用いて先に説明したのと全く同じ作用が得られる。
第７図の位相制御回路38はのこぎり波発生器60とパラメ
ータ制御回路62を有する。このパラメータ制御回路62は
殊にその間でランプ電圧URが変化する両電圧値UDC,USを
規定する。パラメータUDCによつては一定の位相角Ｏ
が調整され得る。パラメータUSによつては最大の位相偏
移が、ランプ電圧URの夫々の上昇する側縁の持続時間TR
に亘つて調整され得る。入力側38aに供給されるトリガ
信号による各ランプのトリガがカウントパルスに対して
所定の時間関係で行なわれるようにするために、パラメ
ータ制御回路62はカウント周波数fCをも受取る。
ータ制御回路62を有する。このパラメータ制御回路62は
殊にその間でランプ電圧URが変化する両電圧値UDC,USを
規定する。パラメータUDCによつては一定の位相角Ｏ
が調整され得る。パラメータUSによつては最大の位相偏
移が、ランプ電圧URの夫々の上昇する側縁の持続時間TR
に亘つて調整され得る。入力側38aに供給されるトリガ
信号による各ランプのトリガがカウントパルスに対して
所定の時間関係で行なわれるようにするために、パラメ
ータ制御回路62はカウント周波数fCをも受取る。
第８図は第５図の装置構成の変化実施例を示し、この実
施例では位相制御回路はD/A変換器70によつて形成され
ており、この変換器は評価回路32より送出されたデジタ
ルコード群をアナログ電圧に変換する。このアナログ電
圧は位相制御電圧として移相器36の入力側36aに加えら
れる。従つて、評価回路32を形成するマイクロコンピユ
ータは測定サイクルの経過中スタート位相Ｓの変化を
所定のプログラムに従つて制御できる。このようにし
て、残留位相角の精確な測定値が、ｎの順次連続する測
定に亘つての平均値形成によるとは別の手法でも得るこ
とができる。殊に、各測定パルス持続時間TIごとのＫの
カウントパルスからＫ＋１のカウントパルスへの移行
に、バランス法により近似する順次連続（逐次）近似を
行ない得る。その場合、位相器36はマイクロコンピュー
タ32によりD/A変換器70を介して離散個別的ステツプで
制御される。その際、Ｐステツプでの、係数2Pだけの分
解能の向上を達成できる。
施例では位相制御回路はD/A変換器70によつて形成され
ており、この変換器は評価回路32より送出されたデジタ
ルコード群をアナログ電圧に変換する。このアナログ電
圧は位相制御電圧として移相器36の入力側36aに加えら
れる。従つて、評価回路32を形成するマイクロコンピユ
ータは測定サイクルの経過中スタート位相Ｓの変化を
所定のプログラムに従つて制御できる。このようにし
て、残留位相角の精確な測定値が、ｎの順次連続する測
定に亘つての平均値形成によるとは別の手法でも得るこ
とができる。殊に、各測定パルス持続時間TIごとのＫの
カウントパルスからＫ＋１のカウントパルスへの移行
に、バランス法により近似する順次連続（逐次）近似を
行ない得る。その場合、位相器36はマイクロコンピュー
タ32によりD/A変換器70を介して離散個別的ステツプで
制御される。その際、Ｐステツプでの、係数2Pだけの分
解能の向上を達成できる。
第９図に示す流量測定装置の別の実施例では２つの相互
にずれた周波数の使用によりｎの順次連続する測定パル
スIMの経過において２πだけのスタート位相Ｓの連続
的変化が行なわれ得る。第９図はにやはり、ゲート回路
26と、ゲート回路26の出力側に接続されたカウンタ30
と、評価回路32とを示し、上記ゲート回路26の制御入力
側には持続時間T1と繰返周波数fMを有する測定パルスIM
が加えられる。カウント周波数fC有するカウントパルス
ICは差−カウント周波発生器80の出力側80aから送出さ
れ、この発生器は別の出力側80bに、fC′（これはカウ
ント周波fCとは差周波△ｆだけ相違する）を送出する。
にずれた周波数の使用によりｎの順次連続する測定パル
スIMの経過において２πだけのスタート位相Ｓの連続
的変化が行なわれ得る。第９図はにやはり、ゲート回路
26と、ゲート回路26の出力側に接続されたカウンタ30
と、評価回路32とを示し、上記ゲート回路26の制御入力
側には持続時間T1と繰返周波数fMを有する測定パルスIM
が加えられる。カウント周波数fC有するカウントパルス
ICは差−カウント周波発生器80の出力側80aから送出さ
れ、この発生器は別の出力側80bに、fC′（これはカウ
ント周波fCとは差周波△ｆだけ相違する）を送出する。
fC′＝fC±△ｆ （19） 測定周波数fMは周波fC′から分周係数Ｎを有する分周器
34においての分周により導出される。従つて、カウント
周波fCは測定周波fMの整数倍でなく、その結果測定周波
fMの順次連続する周期期間においての、測定パルスIMに
比しての、カウントのスタート位相Ｓの連続的位相ず
れが行なわれ得る。差周波△ｆの適当な選定によつて、
スタート位相Ｓが測定周波fMのｎの順次連続する周期
期間で丁度２πだけ、すなわちカウント周波fCの１つの
完全な周期期間だけ変化することが達成される。このこ
とが行なわれ得るのは差周波△ｆが下記の値を有する場
合である。
34においての分周により導出される。従つて、カウント
周波fCは測定周波fMの整数倍でなく、その結果測定周波
fMの順次連続する周期期間においての、測定パルスIMに
比しての、カウントのスタート位相Ｓの連続的位相ず
れが行なわれ得る。差周波△ｆの適当な選定によつて、
スタート位相Ｓが測定周波fMのｎの順次連続する周期
期間で丁度２πだけ、すなわちカウント周波fCの１つの
完全な周期期間だけ変化することが達成される。このこ
とが行なわれ得るのは差周波△ｆが下記の値を有する場
合である。
例えば測定周波数fM＝55.6KHzであつて測定周波数fMの
ｎ＝1000の順次連続する周期期間における２πだけの位
相回転を行なわせ得ようとする場合差信号△ｆは次の通
りである。
ｎ＝1000の順次連続する周期期間における２πだけの位
相回転を行なわせ得ようとする場合差信号△ｆは次の通
りである。
カウント周波fCと測定周波fMとの比（関係）について下
式が成立つ 第10図は第９図のカウント周波発生器80の実施例を示
し、この実施例では所望の差周波△ｆだけ相異なる２つ
の周波fC,fC′を得ることができる。上記のカウント周
波発生器は位相比較器81を有し、この位相比較器は入力
側にて基準周波fREfを受取る。この基準周波は有利に水
晶発振器から導出され、例えば1KHzである。位相比較器
81の出力信号は周波数制御のためローパスフイルタ82に
てフイルタリング後第1VCO83に直接供給され、かつ、第
2VCO84には加算回路85を介して供給される。上記第1VCO
83は出力側に周波fC′を生じさせ、この周波fC′は分周
器86（これは第９図の分周器34に相応する）にて分周係
数Ｎでの分周後測定周波fMとなる。分周器86の出力電圧
RSは矩形波電圧であるので、この電圧は信号変換器87に
おいて、同じ周波fMの正弦波電圧に変換され、その際そ
の正弦波電圧は送信交流電圧USを形成する。
式が成立つ 第10図は第９図のカウント周波発生器80の実施例を示
し、この実施例では所望の差周波△ｆだけ相異なる２つ
の周波fC,fC′を得ることができる。上記のカウント周
波発生器は位相比較器81を有し、この位相比較器は入力
側にて基準周波fREfを受取る。この基準周波は有利に水
晶発振器から導出され、例えば1KHzである。位相比較器
81の出力信号は周波数制御のためローパスフイルタ82に
てフイルタリング後第1VCO83に直接供給され、かつ、第
2VCO84には加算回路85を介して供給される。上記第1VCO
83は出力側に周波fC′を生じさせ、この周波fC′は分周
器86（これは第９図の分周器34に相応する）にて分周係
数Ｎでの分周後測定周波fMとなる。分周器86の出力電圧
RSは矩形波電圧であるので、この電圧は信号変換器87に
おいて、同じ周波fMの正弦波電圧に変換され、その際そ
の正弦波電圧は送信交流電圧USを形成する。
さらに分周器86の出力側は第２分周器88を介して、位相
比較器81の第入力側に接続されている。そのようにし
て、公知形式のPLL回路が形成され、このPLL回路によつ
ては測定周波fMが、位相固定制御により、基準周波fMと
の関係で、第２分周器88の分周係数により定まる比をと
る状態におかれる。分周器88の分周係数は有利にデジタ
ル的に可調整であり、それにより、測定周波fMは所定の
領域にて所望の値に調整され得る。その際測定周波fMの
調整値と、周波fC′との間には常に、分周器86の分周係
数Ｎにより定まる一定の関係（比）が存続する。
比較器81の第入力側に接続されている。そのようにし
て、公知形式のPLL回路が形成され、このPLL回路によつ
ては測定周波fMが、位相固定制御により、基準周波fMと
の関係で、第２分周器88の分周係数により定まる比をと
る状態におかれる。分周器88の分周係数は有利にデジタ
ル的に可調整であり、それにより、測定周波fMは所定の
領域にて所望の値に調整され得る。その際測定周波fMの
調整値と、周波fC′との間には常に、分周器86の分周係
数Ｎにより定まる一定の関係（比）が存続する。
更にVCO83の出力側は位相比較器90の一方の入力側に接
続されており、この比較器90の他方の入力側には周波数
fCを有する他方のVCO84の出力信号が供給される。位相
比較器90の出力側はローパスフイルタ91を介して矩形波
信号成形回路92と接続されており、この成形回路92は例
えばシユミツトトリガによつて形成される。上記矩形波
信号成形回路の出力側には下記の周波数△ｆを有する矩
形波信号が得られる。
続されており、この比較器90の他方の入力側には周波数
fCを有する他方のVCO84の出力信号が供給される。位相
比較器90の出力側はローパスフイルタ91を介して矩形波
信号成形回路92と接続されており、この成形回路92は例
えばシユミツトトリガによつて形成される。上記矩形波
信号成形回路の出力側には下記の周波数△ｆを有する矩
形波信号が得られる。
△ｆ＝|fC′−fC| （24） 上記矩形波信号は位相比較器93の一方の入力側に供給さ
れる。位相比較器93の他方の入力側には分周器94の出力
信号が加わり、上記分周器94によつては分周器86の出力
周波fMが分周係数ｎにより分周される。位相比較器93の
出力側はローパスフイルタ95を介して加算回路85の第２
入力側に接続されており、この加算回路の出力電圧はVC
O84に対する周波数制御電圧を形成する。従つてVCO84は
周波数制御ループ中に設けられておりこの周波数制御ル
ープによつてそれの出力周波fCが、VCO83の出力周波数f
C′に対して一定の周波数間隔をおかれる。その際上記
周波数間隔△ｆは常に分周器94の出力周波に等しく保持
される。従つて次式が成立つ。
れる。位相比較器93の他方の入力側には分周器94の出力
信号が加わり、上記分周器94によつては分周器86の出力
周波fMが分周係数ｎにより分周される。位相比較器93の
出力側はローパスフイルタ95を介して加算回路85の第２
入力側に接続されており、この加算回路の出力電圧はVC
O84に対する周波数制御電圧を形成する。従つてVCO84は
周波数制御ループ中に設けられておりこの周波数制御ル
ープによつてそれの出力周波fCが、VCO83の出力周波数f
C′に対して一定の周波数間隔をおかれる。その際上記
周波数間隔△ｆは常に分周器94の出力周波に等しく保持
される。従つて次式が成立つ。
従って、第10図の回路はVCO84の出力側にカウント周波f
Cを送出し、このカウント周波は式（23）により与えら
れた条件を充足する。
Cを送出し、このカウント周波は式（23）により与えら
れた条件を充足する。
各測定サイクルごとにスタート位相５の連続的変化を
させるための別の手法によれば、カウント周波fCに周波
数変調を施し、一方、送信交流電圧USの周波数及び位相
を一定保持するのである。第11図には例として３つの変
調信号が示されており、これらの変調信号によつてはカ
ウント周波fCの周波数変調が行なわれ得る。第11図のダ
イヤグラムＡは正弦波状変調信号を示し、ダイヤグラム
Ｂは直線的に上昇するランプを有するのこぎり波状変調
信号を示し、ダイヤグラムＣはランダム信号を示す。い
ずれの場合においても、中心周波数fCOだけの所定の周
波数偏移分を有する周波数変化を示す。それにより、カ
ウント周波数fCは との間で変化する。ダイヤグラムＡとＢの変調信号は周
期的信号であり、中心周波数fCOを中心としてのカウン
ト周波数fCOの均一な変動が確保されるという利点を有
する。このような作用効果はランダム信号の場合、当該
変調信号が所定の周期を有するそれ自体公知の疑似ラン
ダム発生器により生ぜしめられる際にも、奏され得る。
それらすべての場合において、変調信号の周期期間は測
定サイクルの持続時間TRに等しく選定される。周波数変
調の別の手法によれば、カウント周波fCは統計的に十分
に均一に分布したランダム性変動をほぼ定められた周波
数帯域内で受けるようにするのである。このことは殊に
次のようにして行なわれ得る、即ち、変調信号として帯
域幅制限付きノイズ信号が用いられるようにするのであ
る。上記帯域制限によつてはカウント周波fCが中心周波
数fCOを中心として変化する速度（速さ）が、上方及び
下方で制限される。その際有利には帯域幅制限の上方遮
断周波数fGmaxに対しては次式が成立ち 帯域制限の下方遮断周波数に対しては次式（28）が成立
つ。
させるための別の手法によれば、カウント周波fCに周波
数変調を施し、一方、送信交流電圧USの周波数及び位相
を一定保持するのである。第11図には例として３つの変
調信号が示されており、これらの変調信号によつてはカ
ウント周波fCの周波数変調が行なわれ得る。第11図のダ
イヤグラムＡは正弦波状変調信号を示し、ダイヤグラム
Ｂは直線的に上昇するランプを有するのこぎり波状変調
信号を示し、ダイヤグラムＣはランダム信号を示す。い
ずれの場合においても、中心周波数fCOだけの所定の周
波数偏移分を有する周波数変化を示す。それにより、カ
ウント周波数fCは との間で変化する。ダイヤグラムＡとＢの変調信号は周
期的信号であり、中心周波数fCOを中心としてのカウン
ト周波数fCOの均一な変動が確保されるという利点を有
する。このような作用効果はランダム信号の場合、当該
変調信号が所定の周期を有するそれ自体公知の疑似ラン
ダム発生器により生ぜしめられる際にも、奏され得る。
それらすべての場合において、変調信号の周期期間は測
定サイクルの持続時間TRに等しく選定される。周波数変
調の別の手法によれば、カウント周波fCは統計的に十分
に均一に分布したランダム性変動をほぼ定められた周波
数帯域内で受けるようにするのである。このことは殊に
次のようにして行なわれ得る、即ち、変調信号として帯
域幅制限付きノイズ信号が用いられるようにするのであ
る。上記帯域制限によつてはカウント周波fCが中心周波
数fCOを中心として変化する速度（速さ）が、上方及び
下方で制限される。その際有利には帯域幅制限の上方遮
断周波数fGmaxに対しては次式が成立ち 帯域制限の下方遮断周波数に対しては次式（28）が成立
つ。
第12図に示す流量測定装置の実施例では帯域幅制限のな
されたノイズ信号によりカウント周波fCの周波数変調が
行なわれる。第12図にもやはり、位相検出器24、ゲート
回路26、カウンタ30、評価回路32（第１図に図示）を示
す。これら回路構成部分は第１図におけると同じ機能を
有し、再度の説明をしない。
されたノイズ信号によりカウント周波fCの周波数変調が
行なわれる。第12図にもやはり、位相検出器24、ゲート
回路26、カウンタ30、評価回路32（第１図に図示）を示
す。これら回路構成部分は第１図におけると同じ機能を
有し、再度の説明をしない。
カウント周波fCの周波数変調はPLL回路として構成され
た周波数変調回路100によつて行なわれる。水晶発振器1
02は分周器104を介して基準周波を位相比較器106の入力
側に供給する。位相比較器106の出力側はローパスフイ
ルタ108を介して加算回路110の一方の入力側に接続され
ている。この加算回路110の他方の入力側には変調信号
が加えられる。この変調信号はノイズ発生器112からバ
ンドパスフイルタ114を介して供給されるものである。
加算回路110の出力側はVCO116の制御入力側と接続され
ており、上記VCO116の出力信号は分周器118を介して位
相比較器106の他方の入力側に供給される。更に、VCO11
6の出力側にはパルス成形回路120が接続されており、こ
の成形回路の出力側はゲート回路26の信号入力側に接続
されている。
た周波数変調回路100によつて行なわれる。水晶発振器1
02は分周器104を介して基準周波を位相比較器106の入力
側に供給する。位相比較器106の出力側はローパスフイ
ルタ108を介して加算回路110の一方の入力側に接続され
ている。この加算回路110の他方の入力側には変調信号
が加えられる。この変調信号はノイズ発生器112からバ
ンドパスフイルタ114を介して供給されるものである。
加算回路110の出力側はVCO116の制御入力側と接続され
ており、上記VCO116の出力信号は分周器118を介して位
相比較器106の他方の入力側に供給される。更に、VCO11
6の出力側にはパルス成形回路120が接続されており、こ
の成形回路の出力側はゲート回路26の信号入力側に接続
されている。
第12図の回路の動作法は直ちに明らかとなる。分周器10
4によつて分周された、水晶発振器102の周波は位相比較
器106において、分周器118によつて分周された、VCO116
の出力周波と比較される。位相比較器106の出力信号は
ローパスフイルタ108にてフイルタリング後加算回路110
を介してVCO116の制御入力側に加えられる。上記の位相
比較器106の出力信号しか存在しないとすればVCO116の
出力信号はカウント周波fCの中心周波数fCOに一定保持
されることとなる。ところが位相比較器106の出力信号
には加算回路110にてバンドパスフイルタリングされた
ノイズ信号が重畳されることにより、VCO116の出力周波
には周波数変調がかけられ、その結果当該出力周波はf
CO＋fh/2とfCO−fh/2との間で変動する。VCO116の周波
数変調された出力信号はパルス成形回路120により、同
じく周波数変調された繰返周波数を有するパルス列に変
換される。このパルス列はカウントパルス列ICを成し、
このカウントパルス列は位相比較器24から送出された測
定パルスIMによりゲート回路26が開かれたときこのゲー
ト回路26を介してカウンタ30へ伝送される。
4によつて分周された、水晶発振器102の周波は位相比較
器106において、分周器118によつて分周された、VCO116
の出力周波と比較される。位相比較器106の出力信号は
ローパスフイルタ108にてフイルタリング後加算回路110
を介してVCO116の制御入力側に加えられる。上記の位相
比較器106の出力信号しか存在しないとすればVCO116の
出力信号はカウント周波fCの中心周波数fCOに一定保持
されることとなる。ところが位相比較器106の出力信号
には加算回路110にてバンドパスフイルタリングされた
ノイズ信号が重畳されることにより、VCO116の出力周波
には周波数変調がかけられ、その結果当該出力周波はf
CO＋fh/2とfCO−fh/2との間で変動する。VCO116の周波
数変調された出力信号はパルス成形回路120により、同
じく周波数変調された繰返周波数を有するパルス列に変
換される。このパルス列はカウントパルス列ICを成し、
このカウントパルス列は位相比較器24から送出された測
定パルスIMによりゲート回路26が開かれたときこのゲー
ト回路26を介してカウンタ30へ伝送される。
ノイズ発生器112がデジタル疑似ランダム発生器として
構成されている場合、この発生器は有利にリセット入力
側122を有し、このリセツト入力側には測定サイクルの
所定の初期状態に当該発生器をリセツトするリセツトパ
ルスが測定サイクルのスタートごとに供給される。それ
によつて、平均位相ずれの測定のため、測定サイクルの
持続時間中、カウント周波の平均が変化するのが防止さ
れる。それによつて、平均カウント周波fCOの安定性が
最適化される。
構成されている場合、この発生器は有利にリセット入力
側122を有し、このリセツト入力側には測定サイクルの
所定の初期状態に当該発生器をリセツトするリセツトパ
ルスが測定サイクルのスタートごとに供給される。それ
によつて、平均位相ずれの測定のため、測定サイクルの
持続時間中、カウント周波の平均が変化するのが防止さ
れる。それによつて、平均カウント周波fCOの安定性が
最適化される。
第12図の回路は次のように変形させ得る、すなわち、カ
ウント周波fC周期的変調信号によつて変調され、例え
ば、第11図のダイヤグラムＡによる正弦波状変調信号に
よつて、又は第11図のダイヤグラムＢによるのこぎり波
状変調信号によつて変調されるように変化させ得る。こ
のために第12図のノイズ発生器112及びバンドパスフイ
ルタ114は正弦波又はのこぎり波発生器により置換され
る。その際その発生器の出力信号は加算回路110におい
て位相比較器106の出力信号に重畳される。
ウント周波fC周期的変調信号によつて変調され、例え
ば、第11図のダイヤグラムＡによる正弦波状変調信号に
よつて、又は第11図のダイヤグラムＢによるのこぎり波
状変調信号によつて変調されるように変化させ得る。こ
のために第12図のノイズ発生器112及びバンドパスフイ
ルタ114は正弦波又はのこぎり波発生器により置換され
る。その際その発生器の出力信号は加算回路110におい
て位相比較器106の出力信号に重畳される。
流量測定装置のこれまで記載し実施例ではカウントパル
スは連続的に生ぜしめられ、その際、位相差測定の場合
における測定精度の向上のため、種々の手段によつて各
測定時間間隔の始めにおけるスタート位相のシステマチ
ツク又はランダム性変化が惹起される。この実施例に対
して第13図に示す流量測定装置実施例が基本的に相違す
る点は、各測定時間間隔の持続時間中のみそのつど繰返
周波数fCを有するカウントパルス列が生ぜしめられるこ
とである。その際、測定精度の向上に必要なスタート位
相制御のため、測定時間間隔の始めにおいて各カウント
パルス列が精確に次のような位相状態で始まる、即ち、
先行の測定時間間隔の終りにて先行のカウントパルス列
が終了された位相状態（位置）で始まるようにされる。
スは連続的に生ぜしめられ、その際、位相差測定の場合
における測定精度の向上のため、種々の手段によつて各
測定時間間隔の始めにおけるスタート位相のシステマチ
ツク又はランダム性変化が惹起される。この実施例に対
して第13図に示す流量測定装置実施例が基本的に相違す
る点は、各測定時間間隔の持続時間中のみそのつど繰返
周波数fCを有するカウントパルス列が生ぜしめられるこ
とである。その際、測定精度の向上に必要なスタート位
相制御のため、測定時間間隔の始めにおいて各カウント
パルス列が精確に次のような位相状態で始まる、即ち、
先行の測定時間間隔の終りにて先行のカウントパルス列
が終了された位相状態（位置）で始まるようにされる。
第13図はやはり第１図の位相検出器24と、カウンタ30
と、評価回路32とを示す。持続時間Ｔを有する測定パル
スTMが現われる位相検出器24の出力側は３角波発生器12
4の制御入力側と接続されている。３角波発生器124の出
力電圧UDはカウンタパルス成形回路126の入力側に供給
され、このパルス成形回路126の出力側からはカウント
パルスICが送出され、このカウントパルスはカウンタ30
に供給される。
と、評価回路32とを示す。持続時間Ｔを有する測定パル
スTMが現われる位相検出器24の出力側は３角波発生器12
4の制御入力側と接続されている。３角波発生器124の出
力電圧UDはカウンタパルス成形回路126の入力側に供給
され、このパルス成形回路126の出力側からはカウント
パルスICが送出され、このカウントパルスはカウンタ30
に供給される。
第13図の回路の動作法を第14図のダイヤグラムを用いて
説明する。第14図中ダイヤグラムＡは位相検出器24から
送出される測定パルスIMを示し、ダイヤグラムＢは３角
波発生器124の出力電圧UDを示し、ダイヤグラムＣはカ
ウントパルス成形回路126からカウンタ30へ供給される
カウントパルスを示す。
説明する。第14図中ダイヤグラムＡは位相検出器24から
送出される測定パルスIMを示し、ダイヤグラムＢは３角
波発生器124の出力電圧UDを示し、ダイヤグラムＣはカ
ウントパルス成形回路126からカウンタ30へ供給される
カウントパルスを示す。
３角波発生器124は次のように構成されている、即ち当
該発生器の制御入力側に測定パルスIM加わるときのみ、
上記発生器により周波数fCの３角波電圧が生ぜしめられ
るように構成されている。測定パルスIMの終了と共に３
角波発生器124はホールド停止状態におかれ、その結果
ホールド状態に入る。このホールド状態の特徴的な点は
出力電圧UDはリセツトされず、ホールド停止の際達した
信号レベルを維持することである。この信号レベルは例
えばコンデンサにて蓄積記憶され得る。次の測定パルス
IMの始めの際ホールド状態が終了され、３角波発生器12
4は蓄積記憶された信号レベルからの３角波電圧の発生
を継続する。
該発生器の制御入力側に測定パルスIM加わるときのみ、
上記発生器により周波数fCの３角波電圧が生ぜしめられ
るように構成されている。測定パルスIMの終了と共に３
角波発生器124はホールド停止状態におかれ、その結果
ホールド状態に入る。このホールド状態の特徴的な点は
出力電圧UDはリセツトされず、ホールド停止の際達した
信号レベルを維持することである。この信号レベルは例
えばコンデンサにて蓄積記憶され得る。次の測定パルス
IMの始めの際ホールド状態が終了され、３角波発生器12
4は蓄積記憶された信号レベルからの３角波電圧の発生
を継続する。
カウントパルス成形回路126は３角波発生器124の出力電
圧UDを位相同期したカウントパルスICに変換する。この
ことは次のようにして行なうことができる、すなわち、
当該電圧UDが所定の上方の限界値UDを越えるとカウント
パルスの発生がトリガされ、また、当該UDが所定の下方
の限界値を下回るとカウントパルスが終了されるように
するのである。従つて、カウントパルス成形回路126は
各測定パルスIMの持続時間中その出力側から複数のカウ
ントパルスIC、すなわち当該持続時間中発生され３角波
電圧の周期期間の数に等しい数のカウントパルスICを送
出する。これに対して２つの測定パルスIM間の休止期間
の間、カウントパルスは発生されない。電圧UDの信号レ
ベルの記憶により、次のことが達成される、即ち持続時
間TIの１つの測定時間間隔の終りに開始されたが完全に
は完了されていない最後のパルス周期期間TCが、次の測
定時間間隔の始めにて完全に完了（完成）されることが
達成される。従つて、それらのカウンタ過程では１測定
サイクルの経過中生じる測定パルスIMの持続時間TIが、
いわば継目なしに相互につなぎ合され、相応のカウンタ
結果の加算によつて誤りなく測定され得る。例えば第14
図のダイヤグラムＣにおいて第１の測定時間間隔にて５
つの完全なカウントパルスICが現われる。最後のカウン
トパルスの後の不完全なパルス休止間隙が第２測定時間
間隔の始めに完了される。第２の測定時間間隔において
は同様に５つの完全なカウントパルス及び１つの開始さ
れた６番目のカウントパルスが現われ、この６番目のカ
ウントパルスは第３の測定時間間隔の始めに完了され
る。カウンタ30がそのつどカウンタパルスICの立上り側
縁に応動すると、第１の測定時間間隔においてカウンタ
状態“5"が生じ、第２測定時間間隔において“6"が生じ
る。要するに、第１の測定時間間隔においてシステムに
基因して生じた所謂“残留位相誤差”が、第２の測定時
間間隔において補償される。一般的に述べれば、つま
り、複数の順次連続する測定時間間隔にて累加される残
留位相誤差が１つの後続の時間間隔において補償され
る。
圧UDを位相同期したカウントパルスICに変換する。この
ことは次のようにして行なうことができる、すなわち、
当該電圧UDが所定の上方の限界値UDを越えるとカウント
パルスの発生がトリガされ、また、当該UDが所定の下方
の限界値を下回るとカウントパルスが終了されるように
するのである。従つて、カウントパルス成形回路126は
各測定パルスIMの持続時間中その出力側から複数のカウ
ントパルスIC、すなわち当該持続時間中発生され３角波
電圧の周期期間の数に等しい数のカウントパルスICを送
出する。これに対して２つの測定パルスIM間の休止期間
の間、カウントパルスは発生されない。電圧UDの信号レ
ベルの記憶により、次のことが達成される、即ち持続時
間TIの１つの測定時間間隔の終りに開始されたが完全に
は完了されていない最後のパルス周期期間TCが、次の測
定時間間隔の始めにて完全に完了（完成）されることが
達成される。従つて、それらのカウンタ過程では１測定
サイクルの経過中生じる測定パルスIMの持続時間TIが、
いわば継目なしに相互につなぎ合され、相応のカウンタ
結果の加算によつて誤りなく測定され得る。例えば第14
図のダイヤグラムＣにおいて第１の測定時間間隔にて５
つの完全なカウントパルスICが現われる。最後のカウン
トパルスの後の不完全なパルス休止間隙が第２測定時間
間隔の始めに完了される。第２の測定時間間隔において
は同様に５つの完全なカウントパルス及び１つの開始さ
れた６番目のカウントパルスが現われ、この６番目のカ
ウントパルスは第３の測定時間間隔の始めに完了され
る。カウンタ30がそのつどカウンタパルスICの立上り側
縁に応動すると、第１の測定時間間隔においてカウンタ
状態“5"が生じ、第２測定時間間隔において“6"が生じ
る。要するに、第１の測定時間間隔においてシステムに
基因して生じた所謂“残留位相誤差”が、第２の測定時
間間隔において補償される。一般的に述べれば、つま
り、複数の順次連続する測定時間間隔にて累加される残
留位相誤差が１つの後続の時間間隔において補償され
る。
先に述べた流量測定計のすべての実施例において前提と
されていることは、測定管10の軸線の方向で送信変換器
から受信変換器への方向に当該音波が伝播することであ
る。勿論このことは第１図に示す超音波変換器の装置構
成によつて行なわれ得るのみならず、公知のように次の
ような装着構成によつても、即ち、超音波の主伝播方向
が（第１図におけるのとは異なつて）測定管軸線方向と
一致しないような装着構成によつても行なわれ得る。
されていることは、測定管10の軸線の方向で送信変換器
から受信変換器への方向に当該音波が伝播することであ
る。勿論このことは第１図に示す超音波変換器の装置構
成によつて行なわれ得るのみならず、公知のように次の
ような装着構成によつても、即ち、超音波の主伝播方向
が（第１図におけるのとは異なつて）測定管軸線方向と
一致しないような装着構成によつても行なわれ得る。
第１図の２つの超音波変換器12,14は次のように構成さ
れていなければならない、即ち、当該変換器は送信変換
器としての作動の際そのような音波を発生し得、且、受
信変換器としての作動の際十分な感度を以てそのような
音波を電気的受信信号に変換し得るように構成されてい
る。更に、殊に小さな径（大きさ）の流量計の場合、流
量計の流過横断面が超音波変換器により損なわれないこ
とが必要である。第15図には上述の条件を充足する超音
波変換器の有利な実施例が示してある。
れていなければならない、即ち、当該変換器は送信変換
器としての作動の際そのような音波を発生し得、且、受
信変換器としての作動の際十分な感度を以てそのような
音波を電気的受信信号に変換し得るように構成されてい
る。更に、殊に小さな径（大きさ）の流量計の場合、流
量計の流過横断面が超音波変換器により損なわれないこ
とが必要である。第15図には上述の条件を充足する超音
波変換器の有利な実施例が示してある。
第15図に示す超音波変換器130はリング状の圧電結晶132
から成り、この圧電結晶はその双方の端面にて、電極と
して用いられる金属化部134,136を有する。上記圧電結
晶は鉛−ジルコン−チタン化物、バリウム−チタン化物
又は他の適当な圧電材料から成り得る。超音波変換器13
0はその室140内に収納されており、この室140は測定管1
10に取付けられたフランジ142中及びねじボルト144を用
いてフランジ142に取付けられたリング状対向板146中の
切欠部によつて形成されている。上記対向板146は測定
管10及びフランジ142（これは有利にステンレススチー
ルとされる）と同じ材料から成る。
から成り、この圧電結晶はその双方の端面にて、電極と
して用いられる金属化部134,136を有する。上記圧電結
晶は鉛−ジルコン−チタン化物、バリウム−チタン化物
又は他の適当な圧電材料から成り得る。超音波変換器13
0はその室140内に収納されており、この室140は測定管1
10に取付けられたフランジ142中及びねじボルト144を用
いてフランジ142に取付けられたリング状対向板146中の
切欠部によつて形成されている。上記対向板146は測定
管10及びフランジ142（これは有利にステンレススチー
ルとされる）と同じ材料から成る。
圧電結晶132が化学的侵蝕性媒体によつて侵蝕されない
ようにするために、その内側の周面上には化学的侵蝕性
媒体に対して耐性のある材料から成る保護層138が被着
されている。化学的侵蝕性媒体の種類に応じて、保護層
（膜）13は、金、銀、又はチタンのような金属、又はガ
ラス、セラミツク等から成ることができる。特に有利で
あるのは、保護層138の材料が圧電結晶132の音響特性イ
ンピーダンスと媒体の音響特性インピーダンスとの間に
位置する音響インピーダンスを有し、その結果当該保護
層により同時に音響的インピーダンスマツチングが生ぜ
しめられるようにする。媒体が侵蝕性でない場合は当該
保護層を省いて、それにより圧電結晶132の内側周面が
流量計を流れる媒体と直接接触するようにし得る。
ようにするために、その内側の周面上には化学的侵蝕性
媒体に対して耐性のある材料から成る保護層138が被着
されている。化学的侵蝕性媒体の種類に応じて、保護層
（膜）13は、金、銀、又はチタンのような金属、又はガ
ラス、セラミツク等から成ることができる。特に有利で
あるのは、保護層138の材料が圧電結晶132の音響特性イ
ンピーダンスと媒体の音響特性インピーダンスとの間に
位置する音響インピーダンスを有し、その結果当該保護
層により同時に音響的インピーダンスマツチングが生ぜ
しめられるようにする。媒体が侵蝕性でない場合は当該
保護層を省いて、それにより圧電結晶132の内側周面が
流量計を流れる媒体と直接接触するようにし得る。
リング状圧電結晶132はフランジ142と対向板146との間
にシールリング150,152の間挿のもとに固定されてい
る。シールリング、150,152、保護層138付き圧電結晶13
2、フランジ142、対向板146は金属管10と同じ内径を有
し、その結果一貫して均一な流過横断面が形成され、こ
の横断面は超音波変換器の組込みによつて不都合な影響
を受けることがない。シールリング150,152は一方では
固定個所のシールに用いられ、他方では両方向で相続く
管部分からの超音波変換器130の音響的減結合のために
用いられる。シールリング150,152の材料は次のように
選定される、即ち、上記の２つの役割、要請を充足し且
流量計を流過する媒体に対して耐性のあるように選定さ
れる。良好な音響的減結合を行ない得るにはシールリン
グ150,152の音響インピーダンスは測定管10の音響イン
ピーダンスより著しく小にするとよい。シールリング15
0,152特に好適な材料としてはビトン（Viton）が明らか
になつている。フランジ142と対向板146の組立ての際シ
ールリング150,152は予選択された圧着状態におかれ
る。
にシールリング150,152の間挿のもとに固定されてい
る。シールリング、150,152、保護層138付き圧電結晶13
2、フランジ142、対向板146は金属管10と同じ内径を有
し、その結果一貫して均一な流過横断面が形成され、こ
の横断面は超音波変換器の組込みによつて不都合な影響
を受けることがない。シールリング150,152は一方では
固定個所のシールに用いられ、他方では両方向で相続く
管部分からの超音波変換器130の音響的減結合のために
用いられる。シールリング150,152の材料は次のように
選定される、即ち、上記の２つの役割、要請を充足し且
流量計を流過する媒体に対して耐性のあるように選定さ
れる。良好な音響的減結合を行ない得るにはシールリン
グ150,152の音響インピーダンスは測定管10の音響イン
ピーダンスより著しく小にするとよい。シールリング15
0,152特に好適な材料としてはビトン（Viton）が明らか
になつている。フランジ142と対向板146の組立ての際シ
ールリング150,152は予選択された圧着状態におかれ
る。
超音波変換器130が媒体中で、軸方向に伝播する音響波
を生ぜしめるために、上記変換器は位相測定のため、そ
れの電極134,136に加えられる送信交流電圧USにより次
のように励振される、即ち、半径方向に（放射方向に）
振動し、その際それの内径と外形が有利に同位相で変化
するように励振される。上記内径の変化によつては媒体
中に圧力変動が惹起されこの圧力変動は超音波として伝
播する。電極134と136は所望の振動方向に対して平行に
位置するが、半径方向（放射方向）振動は次のようにし
て生ぜしめられ得る、即ち、送信交流電圧USの周波数fM
が、圧電結晶132の半径方向共振周波数に等しいように
生ぜしめられ得る。上記半径方向周波数は縦方向共振周
波数、即ち電圧結晶132が軸方向に対して平行な方向
に、つまり、電極134,136に対して垂直な方向に振動す
る縦方向共振周波数より低い。
を生ぜしめるために、上記変換器は位相測定のため、そ
れの電極134,136に加えられる送信交流電圧USにより次
のように励振される、即ち、半径方向に（放射方向に）
振動し、その際それの内径と外形が有利に同位相で変化
するように励振される。上記内径の変化によつては媒体
中に圧力変動が惹起されこの圧力変動は超音波として伝
播する。電極134と136は所望の振動方向に対して平行に
位置するが、半径方向（放射方向）振動は次のようにし
て生ぜしめられ得る、即ち、送信交流電圧USの周波数fM
が、圧電結晶132の半径方向共振周波数に等しいように
生ぜしめられ得る。上記半径方向周波数は縦方向共振周
波数、即ち電圧結晶132が軸方向に対して平行な方向
に、つまり、電極134,136に対して垂直な方向に振動す
る縦方向共振周波数より低い。
電極134,136間に交流電圧を加えると先ず、当該電極に
対して垂直な方向での圧電結晶132の厚さ変化が生ぜし
められるが、上記厚さ変化には半径方向での収縮が伴な
い、この収縮は半径方向共振の条件が充足されると、半
径方向振動となつて現われる。
対して垂直な方向での圧電結晶132の厚さ変化が生ぜし
められるが、上記厚さ変化には半径方向での収縮が伴な
い、この収縮は半径方向共振の条件が充足されると、半
径方向振動となつて現われる。
上記半径方向振動周波数は圧電結晶132の寸法によつて
定まり、従つて、この寸法の選択によつて可調整であ
る。理論に従つて、流過断面プロフイールに無関係な平
均流速を測定するために、測定管10内で平面波が伝播し
なければならない。１つの管内で平坦波が形成され得る
ため、２つの条件が充足されていなければならない。
定まり、従つて、この寸法の選択によつて可調整であ
る。理論に従つて、流過断面プロフイールに無関係な平
均流速を測定するために、測定管10内で平面波が伝播し
なければならない。１つの管内で平坦波が形成され得る
ため、２つの条件が充足されていなければならない。
1. 媒体中の波長は測定管の内径より著しく大、有利に
は当該内径の1.6倍より大でなければならない。
は当該内径の1.6倍より大でなければならない。
2. 測定管の音響特性インピーダンスは媒体のそれより
遥かに大でなければならない。上記第１条件の充足を行
なうには圧電結晶132の半径方向共振周波数がそれの寸
法の相応の選定によつて次のような値に調整される、即
ち、媒体における超音波の波長が測定管の内径より大と
なる値に調整される。8mmの測定管の内径の場合、上記
条件は例えば次のような際充足される、即ち、圧電結晶
132の半径方向共振周波数、従つて、送信交流電圧USの
周波数fMがほぼ62KHzである際に充足される。
遥かに大でなければならない。上記第１条件の充足を行
なうには圧電結晶132の半径方向共振周波数がそれの寸
法の相応の選定によつて次のような値に調整される、即
ち、媒体における超音波の波長が測定管の内径より大と
なる値に調整される。8mmの測定管の内径の場合、上記
条件は例えば次のような際充足される、即ち、圧電結晶
132の半径方向共振周波数、従つて、送信交流電圧USの
周波数fMがほぼ62KHzである際に充足される。
第２条件は測定管10の材料の適当な選定によつて充足さ
れる。例えばステンレススチールから成る測定管は、夫
々の現存する流動媒体の音響特性インピーダンスに比し
て大である音響特性インピーダンスを有する。
れる。例えばステンレススチールから成る測定管は、夫
々の現存する流動媒体の音響特性インピーダンスに比し
て大である音響特性インピーダンスを有する。
流量測定装置の２つの超音波変換器は同じ構成を有し、
従つてまた同じ半径方向共振周波数をも有する。一方の
超音波変換器により生ぜしめられる超音波が他方の超音
波変換器に到来すると、この他方の超音波変換器の圧電
結晶132は圧力変動を介して半径方向共振周波数におい
て半径方向振動を生じるように励振される。この半径方
向振動には縦方向の収縮が伴ない、この収縮により、電
極134,136間に同じ周波数の交流電圧が生ぜしめられ
る。この交流電圧は受信交流電圧UEを成す。従つて第15
図の形式により構成された超音波変換器は選択的に送信
変換器又は受信変換器として動作し得る。
従つてまた同じ半径方向共振周波数をも有する。一方の
超音波変換器により生ぜしめられる超音波が他方の超音
波変換器に到来すると、この他方の超音波変換器の圧電
結晶132は圧力変動を介して半径方向共振周波数におい
て半径方向振動を生じるように励振される。この半径方
向振動には縦方向の収縮が伴ない、この収縮により、電
極134,136間に同じ周波数の交流電圧が生ぜしめられ
る。この交流電圧は受信交流電圧UEを成す。従つて第15
図の形式により構成された超音波変換器は選択的に送信
変換器又は受信変換器として動作し得る。
超音波変換器は共振作動されるので、送信変換器から受
信変換器への著しく良好な出力伝送が行なわれ得る。こ
のことが大きな利点となる理由は、それにより、比較的
わずかな送信出力で、例えば100mVの十分大きな受信交
流電圧が得られるからである。比較的狭帯域変換器の共
振作動の別の利点とするところは媒体中の障害ノイズ
（これは例えばポンプ、弁又は類似物により惹起され
る）が、測定検出器にて直接的にろ波除去されることで
ある。
信変換器への著しく良好な出力伝送が行なわれ得る。こ
のことが大きな利点となる理由は、それにより、比較的
わずかな送信出力で、例えば100mVの十分大きな受信交
流電圧が得られるからである。比較的狭帯域変換器の共
振作動の別の利点とするところは媒体中の障害ノイズ
（これは例えばポンプ、弁又は類似物により惹起され
る）が、測定検出器にて直接的にろ波除去されることで
ある。
送信変換器により生ぜしめられる超音波が流動媒体内に
て逆方向に伝播するので、測定管を含む導管系における
音響反射により測定誤差が惹起されないようにするには
測定管から出て行く超音波を減衰することが必要であ
る。この目的のため、超音波変換器130の、測定管10の
反対の側に、減衰管160が設けられている。この減衰管1
60は内側に非有孔性の減衰材料164で内張りされた鋼管1
62から成る。鋼管162にはフランジ166が成形して設けら
れており、このフランジはシール168の介挿下でねじ169
を用いて対向板146に取付けられている。
て逆方向に伝播するので、測定管を含む導管系における
音響反射により測定誤差が惹起されないようにするには
測定管から出て行く超音波を減衰することが必要であ
る。この目的のため、超音波変換器130の、測定管10の
反対の側に、減衰管160が設けられている。この減衰管1
60は内側に非有孔性の減衰材料164で内張りされた鋼管1
62から成る。鋼管162にはフランジ166が成形して設けら
れており、このフランジはシール168の介挿下でねじ169
を用いて対向板146に取付けられている。
特に良好に好適な減衰材料として明らかになつているの
はテフロンである。勿論、鋼管162の内径は減衰材料164
の厚さに相応して次のように選定されている、即ち、減
衰管160の自由直径が測定管10の内径に等しいように選
定されている。
はテフロンである。勿論、鋼管162の内径は減衰材料164
の厚さに相応して次のように選定されている、即ち、減
衰管160の自由直径が測定管10の内径に等しいように選
定されている。
測定管10の各端における直径は第15図に示す形式の超音
波変換器を有するので、測定管の各側に減衰管が設けら
れていて、それにより、第16図に示す構成全体が得られ
る。第16図はその両端に成形して設けられたフランジ14
2と、室を包囲する対向板146とを有する測定管10を示
す。フランジ142のところに圧電結晶の電極へ達する線
路に対するリード（導入）部170が示してある。測定管1
0の各側には減衰管160が設けられており、この減衰管は
それのフランジ166を用いて所属の対向板146に取付けら
れている。各減衰管160は他方の端にて導管系との接続
のためフランジ172を有する。
波変換器を有するので、測定管の各側に減衰管が設けら
れていて、それにより、第16図に示す構成全体が得られ
る。第16図はその両端に成形して設けられたフランジ14
2と、室を包囲する対向板146とを有する測定管10を示
す。フランジ142のところに圧電結晶の電極へ達する線
路に対するリード（導入）部170が示してある。測定管1
0の各側には減衰管160が設けられており、この減衰管は
それのフランジ166を用いて所属の対向板146に取付けら
れている。各減衰管160は他方の端にて導管系との接続
のためフランジ172を有する。
式（９）により流速VRを計算し得るため、残留位相角の
ほかに、両超音波変換器間の区間LM上での波長全体（完
全波長）の数m1,m2を必要とする。式（９）に関連して
述べたように、両測定方向での波長全体の数が等しいも
のと基礎とすることができる。それにより、下式（29）
が成立つ。
ほかに、両超音波変換器間の区間LM上での波長全体（完
全波長）の数m1,m2を必要とする。式（９）に関連して
述べたように、両測定方向での波長全体の数が等しいも
のと基礎とすることができる。それにより、下式（29）
が成立つ。
m1＝m2＝ｍ （29） 従つて、１方の測定方向での波長全体の数を測定すれば
足りる。媒体中の音波速度に応じて、異なる数ｍが生じ
るので、当該数ｍを測定しなければならない。その場合
所要の精度は比較的わずかである。ｍからｍ＋１又はｍ
−１への移行の際生じ得る誤差はリズナブルネスチエツ
クによつて容易に検出され補正され得る。
足りる。媒体中の音波速度に応じて、異なる数ｍが生じ
るので、当該数ｍを測定しなければならない。その場合
所要の精度は比較的わずかである。ｍからｍ＋１又はｍ
−１への移行の際生じ得る誤差はリズナブルネスチエツ
クによつて容易に検出され補正され得る。
第17図は遅延（伝播時間）−測定方式により完全波長の
数ｍを求めるために、第１図の流量測定装置に付加され
る装置構成を示す。この装置構成は超音波装置が第15図
に示す形式のリング状圧電変換器によつて形成されてい
る場合に特に好適である。第１図の流量計装置構成のう
ち第17図には簡単のため、２つの超音波変換器12,14及
び方向切換スイツチ16のほかにはたんに送信周波発生器
16のみが示してある。第１図の流量測定装置のその他の
構成部分は位相測定のためには必要であるが、完全波長
数ｍを求めるために必要とされない。
数ｍを求めるために、第１図の流量測定装置に付加され
る装置構成を示す。この装置構成は超音波装置が第15図
に示す形式のリング状圧電変換器によつて形成されてい
る場合に特に好適である。第１図の流量計装置構成のう
ち第17図には簡単のため、２つの超音波変換器12,14及
び方向切換スイツチ16のほかにはたんに送信周波発生器
16のみが示してある。第１図の流量測定装置のその他の
構成部分は位相測定のためには必要であるが、完全波長
数ｍを求めるために必要とされない。
第17図には送信周波発生器18と、方向切換スイッチ16の
送信側入力側との間に、切換スイツチ200が挿入接続さ
れており、この切換スイツチによつては図示の位置１に
て方向切換スイツチ16が送信周波発生器18の出力側から
分離され、パルス発生器202の出力側と接続される。位
相測定のためには切換スイツチ200は他方の位置２にも
たらされ、この他方の位置では当該切換スイツチによつ
ては方向切換スイツチ16がパルス発生器202の出力側か
ら分離され、送信周波発生器18の出力側と接続され、そ
の結果当該流量測定装置構成は第１図に図示のものに相
応する。
送信側入力側との間に、切換スイツチ200が挿入接続さ
れており、この切換スイツチによつては図示の位置１に
て方向切換スイツチ16が送信周波発生器18の出力側から
分離され、パルス発生器202の出力側と接続される。位
相測定のためには切換スイツチ200は他方の位置２にも
たらされ、この他方の位置では当該切換スイツチによつ
ては方向切換スイツチ16がパルス発生器202の出力側か
ら分離され、送信周波発生器18の出力側と接続され、そ
の結果当該流量測定装置構成は第１図に図示のものに相
応する。
パルス発生器202はトリガ入力側を有し、このトリガ入
力側はスタート回路204の出力側と接続されている。こ
のスタート回路204はトリガ入力側204aと、同期化入力
側204bとを有し、この同期化入力側は送信周波発生器18
の入力側と接続されている。この発生器18からは送信交
流電圧US同じ周波数fM及び同じ位相位置を有する矩形波
信号RS送出される。当該送信周波発生器が第９、第10図
の実施例に相応する場合、例えば分周器34,36の出力側
にそのような矩形波信号が得られる。ちなみにすべての
実施例において、送信信号処理回路22の出力側に信号QS
の形の相応の矩形波信号が得られる。
力側はスタート回路204の出力側と接続されている。こ
のスタート回路204はトリガ入力側204aと、同期化入力
側204bとを有し、この同期化入力側は送信周波発生器18
の入力側と接続されている。この発生器18からは送信交
流電圧US同じ周波数fM及び同じ位相位置を有する矩形波
信号RS送出される。当該送信周波発生器が第９、第10図
の実施例に相応する場合、例えば分周器34,36の出力側
にそのような矩形波信号が得られる。ちなみにすべての
実施例において、送信信号処理回路22の出力側に信号QS
の形の相応の矩形波信号が得られる。
スタート回路204のトリガ入力側204aにトリガパルスIA
が供給されると、このスタート回路204からはパルス発
生器202へスタートパルスISが供給される。このスター
トパルスISは送信周波発生器18から供給される矩形波電
圧RSに対して、ひいてはまた、送信交流電圧USに対して
精確に所定の時間位置関係を有する。スタートパルスの
受信ごとにパルス発生器202は短かい個別パルスIDを発
生する。切換スイツチ200が位置１にある場合、この個
別パルスIDは超音波変換器12又は14に供給される。上記
変換器12又は14は方向切換スイツチ16の調整によつて送
信変換器として選択される。
が供給されると、このスタート回路204からはパルス発
生器202へスタートパルスISが供給される。このスター
トパルスISは送信周波発生器18から供給される矩形波電
圧RSに対して、ひいてはまた、送信交流電圧USに対して
精確に所定の時間位置関係を有する。スタートパルスの
受信ごとにパルス発生器202は短かい個別パルスIDを発
生する。切換スイツチ200が位置１にある場合、この個
別パルスIDは超音波変換器12又は14に供給される。上記
変換器12又は14は方向切換スイツチ16の調整によつて送
信変換器として選択される。
方向切換スイツチ16の受信側出力側には（第17図には示
していない）受信信号−処理回路20（第１図）に並列に
パルス受信回路210が接続されており、この回路210は相
前後して（直列的に）入力アンプ212と、整流器回路214
と、限界値スイツチ216とを有する。限界値スイツチ216
の出力側はスタート・ストツプロジツク218のストツプ
入力側218aに接続されており、上記ロジツク218はスタ
ート入力側218bにて、当該スタート回路204により生ぜ
しめられたスタートパルスISを受信する。更にスタート
・ストツプロジツク218は信号入力側218cを有し、この
信号入力側は倍周器220の出力側に接続されている。こ
の倍周器220はその入力側にて、送信周波発生器18から
送出される周波数fMの矩形波信号RSを受信する。上記倍
周器は２倍周波数２・fMを有する矩形波信号をスタート
・ストップロジツク218の信号入力側218cへ送出する。
していない）受信信号−処理回路20（第１図）に並列に
パルス受信回路210が接続されており、この回路210は相
前後して（直列的に）入力アンプ212と、整流器回路214
と、限界値スイツチ216とを有する。限界値スイツチ216
の出力側はスタート・ストツプロジツク218のストツプ
入力側218aに接続されており、上記ロジツク218はスタ
ート入力側218bにて、当該スタート回路204により生ぜ
しめられたスタートパルスISを受信する。更にスタート
・ストツプロジツク218は信号入力側218cを有し、この
信号入力側は倍周器220の出力側に接続されている。こ
の倍周器220はその入力側にて、送信周波発生器18から
送出される周波数fMの矩形波信号RSを受信する。上記倍
周器は２倍周波数２・fMを有する矩形波信号をスタート
・ストップロジツク218の信号入力側218cへ送出する。
スタート・ストツプロジツク218は信号出力側218dを有
し、この信号出力側はカウンタ222のカウント入力側に
接続されている。上記ロジツク218は次のように構成さ
れてる、即ち、それの制御入力側218bに供給されるスタ
ート信号ISによつて開かれ、その結果それの信号入力側
218cに供給される矩形波信号SRをそれの信号出力側218d
に、ひいてはカウンタ222に通過伝送し、また、限界値
スイツチ216の出力側からストツプ入力側218aに加えら
れるストツプ信号SSによつて阻止され、その結果カウン
タ222への矩形波信号SRのひきつづいての伝送が阻止さ
れるように構成されている。
し、この信号出力側はカウンタ222のカウント入力側に
接続されている。上記ロジツク218は次のように構成さ
れてる、即ち、それの制御入力側218bに供給されるスタ
ート信号ISによつて開かれ、その結果それの信号入力側
218cに供給される矩形波信号SRをそれの信号出力側218d
に、ひいてはカウンタ222に通過伝送し、また、限界値
スイツチ216の出力側からストツプ入力側218aに加えら
れるストツプ信号SSによつて阻止され、その結果カウン
タ222への矩形波信号SRのひきつづいての伝送が阻止さ
れるように構成されている。
カウンタ222の多段出力側は評価回路32の相応の入力側
に接続されている。カウンタ222はスタート信号とスト
ツプ信号との間に生じる。矩形波信号SRの矩形波パルス
をそのつどカウントし、カウントされたパルス数を指示
するカウンタ状態を評価回路32に送出する。
に接続されている。カウンタ222はスタート信号とスト
ツプ信号との間に生じる。矩形波信号SRの矩形波パルス
をそのつどカウントし、カウントされたパルス数を指示
するカウンタ状態を評価回路32に送出する。
第17図の装置構成の動作を第18図を用いて説明する。
第18図中ダイヤグラムＡは送信発生器18から送出された
送信交流電圧US、ダイヤグラムＢは周波数ｍを有する相
応の矩形波電圧RSを示す。ダイヤグラムＣは２倍の周波
数２・fMを有する、倍周器220からの矩形波電圧SRを示
す。ダイヤグラムＤにはトリガパルスIAが示してあり、
このトリガパルスはスタート回路204のトリガ入力側204
Aに供給され、矩形波信号RSに対して任意の時間的位置
関係をとり得る。ダイヤグラムＥに示すスタート回路20
4により送出された、スタートパルスISは矩形波信号RS
の立上り側縁と精確に同位相で始まり、またパルス発生
器202のトリガ入力側と、スタート・ストツプ回路218の
スタート入力側218bとの双方に供給される。スタートパ
ルスISによるトリガに基づきパルス発生器202は持続時
間TDの個別パルスIDを発生する（ダイヤグラムＦ）に示
してあるが、簡単のため縮尺度は示してない）。
送信交流電圧US、ダイヤグラムＢは周波数ｍを有する相
応の矩形波電圧RSを示す。ダイヤグラムＣは２倍の周波
数２・fMを有する、倍周器220からの矩形波電圧SRを示
す。ダイヤグラムＤにはトリガパルスIAが示してあり、
このトリガパルスはスタート回路204のトリガ入力側204
Aに供給され、矩形波信号RSに対して任意の時間的位置
関係をとり得る。ダイヤグラムＥに示すスタート回路20
4により送出された、スタートパルスISは矩形波信号RS
の立上り側縁と精確に同位相で始まり、またパルス発生
器202のトリガ入力側と、スタート・ストツプ回路218の
スタート入力側218bとの双方に供給される。スタートパ
ルスISによるトリガに基づきパルス発生器202は持続時
間TDの個別パルスIDを発生する（ダイヤグラムＦ）に示
してあるが、簡単のため縮尺度は示してない）。
切換スイツチ200が第17図に示す位置１をとり、また、
方向切換スイツチ16も第17図に示す位置１に調整される
と、個別パルスIDは超音波変換器12に供給される。個別
パルスが、遮断周波数（これはそれのパルス持続時間に
反比例する）を下回つており連続的周波数スペクトルを
有する際、超音波変換器12は印加された個別パルスIDに
より励振されて、固有共振周波数のもとで固有共振振動
（これは個別パルスIDの周波数スペクトル中に含まれて
いる）が形成される。従つて、超音波変換器12はダイヤ
グラムＧに示す形式の短い超音波パルス列を発生する。
この超音波パルス列は測定管10内を流れる媒体を介して
受信変換器14に達する。この受信変換器には上記超音波
パルス列は走行（伝播）時間TLの後到達する。到来する
波列によつて、受信変換器14は励振されて固有共振振動
を生じさせ、その結果ダイヤグラムＨに示す振動列の形
の受信交流電圧UE送出し、この受信電圧UEはパルス受信
回路210に供給される。
方向切換スイツチ16も第17図に示す位置１に調整される
と、個別パルスIDは超音波変換器12に供給される。個別
パルスが、遮断周波数（これはそれのパルス持続時間に
反比例する）を下回つており連続的周波数スペクトルを
有する際、超音波変換器12は印加された個別パルスIDに
より励振されて、固有共振周波数のもとで固有共振振動
（これは個別パルスIDの周波数スペクトル中に含まれて
いる）が形成される。従つて、超音波変換器12はダイヤ
グラムＧに示す形式の短い超音波パルス列を発生する。
この超音波パルス列は測定管10内を流れる媒体を介して
受信変換器14に達する。この受信変換器には上記超音波
パルス列は走行（伝播）時間TLの後到達する。到来する
波列によつて、受信変換器14は励振されて固有共振振動
を生じさせ、その結果ダイヤグラムＨに示す振動列の形
の受信交流電圧UE送出し、この受信電圧UEはパルス受信
回路210に供給される。
パルス受信回路210では受信交流電圧UEは先ず、受信ア
ンプ212にて増幅され、有利にはローパスフイルタリン
グ処理され、次いで、整流器回路216により全波整流さ
れる。それにより、ダイヤグラムＩに示す振動UE′が得
られ、これは、限界値スイツチ216の入力側に加えられ
る。限界値スイツチ216の出力信号は当該限界値スイツ
チの入力信号が所定の限界値（これは非常に低く調整さ
れている）を上回ると低い信号値から高い信号値へ移行
する。それにより、ダイヤグラムＪに示すストツプ信号
SSが得られ、これはスタートストツプ回路218のストツ
プ入力側218aに加えられる。
ンプ212にて増幅され、有利にはローパスフイルタリン
グ処理され、次いで、整流器回路216により全波整流さ
れる。それにより、ダイヤグラムＩに示す振動UE′が得
られ、これは、限界値スイツチ216の入力側に加えられ
る。限界値スイツチ216の出力信号は当該限界値スイツ
チの入力信号が所定の限界値（これは非常に低く調整さ
れている）を上回ると低い信号値から高い信号値へ移行
する。それにより、ダイヤグラムＪに示すストツプ信号
SSが得られ、これはスタートストツプ回路218のストツ
プ入力側218aに加えられる。
第18図のダイヤグラムＫはスタート・ストツプロジツク
218の出力側218cからカウンタ222のカウント入力側へ伝
送されるパルス列を示す。このパルス列はスタートパル
スISの立上り側縁と同位相で、また、矩形波信号SRの立
上り側縁とも同位相で、さらに、送信交流電圧USの零点
通過位置とも同位相で始まる。カウンタ222はそこでス
トツプ信号SSの立上りジヤンプのところまで、すなわち
走行（伝播）時間TLの間中伝送されるパルスの数Ｋをカ
ウントする。倍周のため上記数Ｋは同じ期間内に送信周
波発生器18により生ぜしめられた矩形波信号RSの周期期
間、従つてまた送信交流電圧USの周期期間の数ｍの２倍
の大きさである。個別パルスIDの代わりに送信交流電圧
USが送信変換器12に加えられたとしたら、走行（伝播）
時間TL中送信交流電圧USのｍの周期期間が経過したこと
となり、その結果測定管中で両変換器間で超音波のｍの
完全波長が存在したこととなる。このことは第18図のダ
イヤグラムＡから直ちに明らかであり、ここでは時間間
隔TL中に送信交流電圧USのｍの周期期間が存在してい
る。カウント過程の停止の際到達するカウント状態は測
定管内の完全波長の数の２倍、ないし半（1/2）波長の
数に相応する。而して、完全波長の所期の数ｍは次式
（30）によりカウンタ状態ｋから直ちに得られる。
218の出力側218cからカウンタ222のカウント入力側へ伝
送されるパルス列を示す。このパルス列はスタートパル
スISの立上り側縁と同位相で、また、矩形波信号SRの立
上り側縁とも同位相で、さらに、送信交流電圧USの零点
通過位置とも同位相で始まる。カウンタ222はそこでス
トツプ信号SSの立上りジヤンプのところまで、すなわち
走行（伝播）時間TLの間中伝送されるパルスの数Ｋをカ
ウントする。倍周のため上記数Ｋは同じ期間内に送信周
波発生器18により生ぜしめられた矩形波信号RSの周期期
間、従つてまた送信交流電圧USの周期期間の数ｍの２倍
の大きさである。個別パルスIDの代わりに送信交流電圧
USが送信変換器12に加えられたとしたら、走行（伝播）
時間TL中送信交流電圧USのｍの周期期間が経過したこと
となり、その結果測定管中で両変換器間で超音波のｍの
完全波長が存在したこととなる。このことは第18図のダ
イヤグラムＡから直ちに明らかであり、ここでは時間間
隔TL中に送信交流電圧USのｍの周期期間が存在してい
る。カウント過程の停止の際到達するカウント状態は測
定管内の完全波長の数の２倍、ないし半（1/2）波長の
数に相応する。而して、完全波長の所期の数ｍは次式
（30）によりカウンタ状態ｋから直ちに得られる。
ｍ＝int（k/2） （30） ２倍の周波数２・fmでのカウントを用いての半波長の数
の検出による利点とするところはさらに実施される位相
測定により、完全波長の数ｍをチエツクできることであ
る。それにより、完全波長の数ｍを求める際の半波長の
誤り（エラー）を識別検出し補正できることである。従
つて、ｍからｍ＋１又はｍ−１の完全波長への移行は何
ら問題を生じない。
の検出による利点とするところはさらに実施される位相
測定により、完全波長の数ｍをチエツクできることであ
る。それにより、完全波長の数ｍを求める際の半波長の
誤り（エラー）を識別検出し補正できることである。従
つて、ｍからｍ＋１又はｍ−１の完全波長への移行は何
ら問題を生じない。
完全波長の数ｍの適確検出のためには受信変換器への音
波列の到来ができるだけ迅速且精確に再現可能に識別検
出されることが必要である。この目的に用いられるのが
整流器回路214における全波整流である。全波整流によ
り得られるダイヤグラムＩの信号UE′はダイヤグラムＨ
のもとの受信信号UEに対して２倍の周波数の基本振動を
有し、その結果限界値スイツチ216の応動閾値を超過し
たか否かを相応して比較的早期に識別検出できる。
波列の到来ができるだけ迅速且精確に再現可能に識別検
出されることが必要である。この目的に用いられるのが
整流器回路214における全波整流である。全波整流によ
り得られるダイヤグラムＩの信号UE′はダイヤグラムＨ
のもとの受信信号UEに対して２倍の周波数の基本振動を
有し、その結果限界値スイツチ216の応動閾値を超過し
たか否かを相応して比較的早期に識別検出できる。
使用される超音波変換器が第15図に示すリング状圧電変
換器である場合、測定管内での完全波長検出の際の誤り
の回避のための別のな手段が得られる。前述の如く、リ
ング状の圧電変換器は位相測定のため有利に半径（ラジ
アル）方向共振周波で作動される。これに対して、測定
管内の完全波長の数ｍの検出のためには送信変換器を個
別パルスで次のように励振する、即ち、半径（ラジア
ル）方向共振周波数のもとでのほかに、半径方向共振周
波数よりほぼ３倍高い縦方向共振周波数のもとでも振動
するように励振するのが有利であることが明らかになつ
ている。このことを個別パルスの持続時間TDの適当な選
定により、行ない得るため、個別パルスを次のような短
かさに選定するとよい、即ち、それの周波数スペクトル
の遮断周波数が縦方向共振周波数を上回るように短かく
選定するとよい。リング状圧電変換器がそのような短か
い個別パルスによつて励振されると、振動開始の際先ず
縦方向共振が支配的に起こり、それから後になつてはじ
めてラジアル共振が生じる。波列の始めにおける比較的
高い縦方向共振周波数によつて、パルス伝送は急峻側縁
にてなされ、その結果測定誤りの危険がなお一層低減さ
れる。第19図には流量測定装置の全体的ブロツク接続図
を示し、この装置構成は精確位相測定用の回路部分と、
測定管内の完全波長の数ｍの検出用の回路部分とを示
す。精確な位相測定用回路部分は差周波数発生器80を有
する第９図の実施例に相応する。測定管内での完全波長
の数ｍの検出用回路部分は第17図の実施例に相応する。
第９図ないし第17図の回路ブロックに相応する回路ブロ
ック図はそこにおけると同じ参照番号で示されており、
再度の説明はされない。ブロツクを一層わかり易くする
ため幾つかの接続路は示されておらず、当該信号の行先
ないし発生元を表示する矢印で置き換えられている。
換器である場合、測定管内での完全波長検出の際の誤り
の回避のための別のな手段が得られる。前述の如く、リ
ング状の圧電変換器は位相測定のため有利に半径（ラジ
アル）方向共振周波で作動される。これに対して、測定
管内の完全波長の数ｍの検出のためには送信変換器を個
別パルスで次のように励振する、即ち、半径（ラジア
ル）方向共振周波数のもとでのほかに、半径方向共振周
波数よりほぼ３倍高い縦方向共振周波数のもとでも振動
するように励振するのが有利であることが明らかになつ
ている。このことを個別パルスの持続時間TDの適当な選
定により、行ない得るため、個別パルスを次のような短
かさに選定するとよい、即ち、それの周波数スペクトル
の遮断周波数が縦方向共振周波数を上回るように短かく
選定するとよい。リング状圧電変換器がそのような短か
い個別パルスによつて励振されると、振動開始の際先ず
縦方向共振が支配的に起こり、それから後になつてはじ
めてラジアル共振が生じる。波列の始めにおける比較的
高い縦方向共振周波数によつて、パルス伝送は急峻側縁
にてなされ、その結果測定誤りの危険がなお一層低減さ
れる。第19図には流量測定装置の全体的ブロツク接続図
を示し、この装置構成は精確位相測定用の回路部分と、
測定管内の完全波長の数ｍの検出用の回路部分とを示
す。精確な位相測定用回路部分は差周波数発生器80を有
する第９図の実施例に相応する。測定管内での完全波長
の数ｍの検出用回路部分は第17図の実施例に相応する。
第９図ないし第17図の回路ブロックに相応する回路ブロ
ック図はそこにおけると同じ参照番号で示されており、
再度の説明はされない。ブロツクを一層わかり易くする
ため幾つかの接続路は示されておらず、当該信号の行先
ないし発生元を表示する矢印で置き換えられている。
第19図に示す場合で仮定してある装置構成によればマイ
クロコンピュータ（μｃ）32によって構成された評価回
路が用いられており、このマイクロコンピュータは測定
過程の経過シーケンスに必要な制御信号を送出すること
である。わかり易くするためマイクロコンピユータから
及びそれへの信号の伝送用の接続路が同様に示されてお
らず、“μc"の表示をした矢印でふり替えられている。
クロコンピュータ（μｃ）32によって構成された評価回
路が用いられており、このマイクロコンピュータは測定
過程の経過シーケンスに必要な制御信号を送出すること
である。わかり易くするためマイクロコンピユータから
及びそれへの信号の伝送用の接続路が同様に示されてお
らず、“μc"の表示をした矢印でふり替えられている。
第19図の流量測定装置ではこれまで述べていない２つの
付加的手段が講じられている。
付加的手段が講じられている。
第１の手段によれば、回路の受信部中に振幅監視回路22
4が設けられており、この回路224には方向切換スイッチ
16から到来する受信交流電圧UEが供給される。振幅監視
回路224の別の入力側には受信信号処理回路20の出力側
からの矩形波電圧QEが供給される。振幅監視回路224は
適確な評価を行ない得るのに十分な大きさを受信交流電
圧UEの振幅が有するかどうかをチエツクする。矩形波電
圧QEの供給を行なうのは振幅監視の制御のためである。
受信交流電圧UEの振幅が所定の値以下に低下すると、振
幅監視回路224はマイクロコンピユータ32へ信号を送出
し、このマイクロコンプユータはそのとき警報通報を出
力する。
4が設けられており、この回路224には方向切換スイッチ
16から到来する受信交流電圧UEが供給される。振幅監視
回路224の別の入力側には受信信号処理回路20の出力側
からの矩形波電圧QEが供給される。振幅監視回路224は
適確な評価を行ない得るのに十分な大きさを受信交流電
圧UEの振幅が有するかどうかをチエツクする。矩形波電
圧QEの供給を行なうのは振幅監視の制御のためである。
受信交流電圧UEの振幅が所定の値以下に低下すると、振
幅監視回路224はマイクロコンピユータ32へ信号を送出
し、このマイクロコンプユータはそのとき警報通報を出
力する。
第２の手段によれば、送信信号−処理回路22と位相検出
器24との間に反転回路226が挿入接続されており、この
反転回路はマイクロコンピユータ32から送出される信号
によつて次のように制御可能、即ち矩形波電圧QSを変化
させずに通過伝送させるか又は反転するように制御可能
である。反転回路226は０゜の近くにする非常に小さい
残留位相角の測定を可能にする。そのように小さな残留
位相角の場合、測定パルスIMの持続時間TIは極めて小さ
くなつて、前述の手段ではもはや適正に検出され得な
い。マイクロコンピユータ32がこの状態を識別検出する
と、矩形波電圧QSの反転を行なわせる。このことは180
゜だけの位相回転に相応し、それにより、残留位相角は
180゜だけ、また、それに相応して測定パルスの持続時
間TIは1/（２・fM）だけ増大される。
器24との間に反転回路226が挿入接続されており、この
反転回路はマイクロコンピユータ32から送出される信号
によつて次のように制御可能、即ち矩形波電圧QSを変化
させずに通過伝送させるか又は反転するように制御可能
である。反転回路226は０゜の近くにする非常に小さい
残留位相角の測定を可能にする。そのように小さな残留
位相角の場合、測定パルスIMの持続時間TIは極めて小さ
くなつて、前述の手段ではもはや適正に検出され得な
い。マイクロコンピユータ32がこの状態を識別検出する
と、矩形波電圧QSの反転を行なわせる。このことは180
゜だけの位相回転に相応し、それにより、残留位相角は
180゜だけ、また、それに相応して測定パルスの持続時
間TIは1/（２・fM）だけ増大される。
上記作用は第20図のダイヤグラムから明らかとなる。第
20図のダイヤグラムA,B,Cは矩形波電圧QS,QE及び測定パ
ルスIM（第２、第３図の図示のものに相応）を示すが、
但し、極めて小さい残留位相角に対して示してあり、そ
れにより、時間間隔△ｔ及びそれに相応して測定パルス
IMの持続時間TIは非常に小さい。第20図のダイヤグラム
Ｄ、Ｅ、Ｆは矩形波電圧QSが反転されている場合の同じ
信号を示す。
20図のダイヤグラムA,B,Cは矩形波電圧QS,QE及び測定パ
ルスIM（第２、第３図の図示のものに相応）を示すが、
但し、極めて小さい残留位相角に対して示してあり、そ
れにより、時間間隔△ｔ及びそれに相応して測定パルス
IMの持続時間TIは非常に小さい。第20図のダイヤグラム
Ｄ、Ｅ、Ｆは矩形波電圧QSが反転されている場合の同じ
信号を示す。
この場合、測定パルスIMは問題のない測定を可能にする
著しくより大の持続時間TIを有することが明らかであ
る。
著しくより大の持続時間TIを有することが明らかであ
る。
受信信号−処理回路20と位相検出器24との間に、遅延回
路228が挿入接続されており、この遅延回路は、反転回
路226により惹起される遅延を補償し、その結果位相検
出器24の入力側における信号QS,QEは処理回路20,22の出
力側におけると同じ相対的位相位置を有する。勿論、回
路226,228の位置関係は入れ替えてもよく、それによ
り、信号QSの代わりに、信号QEが反転される。
路228が挿入接続されており、この遅延回路は、反転回
路226により惹起される遅延を補償し、その結果位相検
出器24の入力側における信号QS,QEは処理回路20,22の出
力側におけると同じ相対的位相位置を有する。勿論、回
路226,228の位置関係は入れ替えてもよく、それによ
り、信号QSの代わりに、信号QEが反転される。
全体的ブロツク接続図を用いて、マイクロコンピユータ
による制御下での測定過程の完全な経過シーケンスが説
明される。完全な測定過程は次のようなフエーズ（段
階）で経過する。
による制御下での測定過程の完全な経過シーケンスが説
明される。完全な測定過程は次のようなフエーズ（段
階）で経過する。
1. 完全波長の数の検出 ａ）マイクロコンプユータ32は方向切換スイツチ16及び
切換スイツチ200をそのつどの位置１にもたらし、トリ
ガパルスIAをスタート回路264へ供給する。
切換スイツチ200をそのつどの位置１にもたらし、トリ
ガパルスIAをスタート回路264へ供給する。
ｂ）矩形波電圧RSの立上り側縁と同期してスタート回路
204はスタートパルスISをパルス発生器202に供給し、そ
の結果このパルス発生器202は個別パルスIDを送出し、
この個別パルスはスイツチ200と16を介して超音波スイ
ツチ12に加えられる。それと同時に、スタートパルスIS
によつてスタート・ストツプロジツク218が開かれ、そ
の結果カウンタ222は矩形波信号SRのパルスのカウント
を開始する。
204はスタートパルスISをパルス発生器202に供給し、そ
の結果このパルス発生器202は個別パルスIDを送出し、
この個別パルスはスイツチ200と16を介して超音波スイ
ツチ12に加えられる。それと同時に、スタートパルスIS
によつてスタート・ストツプロジツク218が開かれ、そ
の結果カウンタ222は矩形波信号SRのパルスのカウント
を開始する。
ｃ）増幅され整流された受信信号UE′の振幅が限界値ス
イツチ216の応動限界値に達すると、スタート・ストツ
プロジツク218はストツプ信号SSによつて阻止され、そ
の結果カウンタ222におけるパルスカウントが終了され
る。到達したカウンタ状態はマイクロコンピユータ32へ
伝送され、このマイクロコンピユータはそれにより、測
定管内の完全波長の数ｍを計算する。それにつづいて、
カウンタ222は０にリセツトされる。
イツチ216の応動限界値に達すると、スタート・ストツ
プロジツク218はストツプ信号SSによつて阻止され、そ
の結果カウンタ222におけるパルスカウントが終了され
る。到達したカウンタ状態はマイクロコンピユータ32へ
伝送され、このマイクロコンピユータはそれにより、測
定管内の完全波長の数ｍを計算する。それにつづいて、
カウンタ222は０にリセツトされる。
2. 順流方向における残留位相角の測定 ａ）マイクロコンピユータ32は切換スイツチ200を位置
２にもたらすが、方向切換スイツチ16を位置１におき、
その結果送信交流電圧USは超音波変換器12に加えられ
る。
２にもたらすが、方向切換スイツチ16を位置１におき、
その結果送信交流電圧USは超音波変換器12に加えられ
る。
ｂ）待機時間（この時間の後送信変換器12は立上り振動
（振動開始）完了している）後、第１の残留位相測定は
カウンタ30において持続時間TIの測定時間間隔中のパル
スカウントによつて行なわれ、そうすると、到達したカ
ウント状態がマイクロコンピユータ32へ伝送され、カウ
ンタ30は０へリセツトされる。
（振動開始）完了している）後、第１の残留位相測定は
カウンタ30において持続時間TIの測定時間間隔中のパル
スカウントによつて行なわれ、そうすると、到達したカ
ウント状態がマイクロコンピユータ32へ伝送され、カウ
ンタ30は０へリセツトされる。
ｃ）マイクロコンピユータ32は測定パルスIMの持続時間
TIが所望の計算に十分であるか、又は反転が必要である
かをチエツクする。必要な場合、反転回路226が切換制
御される。
TIが所望の計算に十分であるか、又は反転が必要である
かをチエツクする。必要な場合、反転回路226が切換制
御される。
ｄ）カウンタ30におけるパルスカウントによる測定パル
スTIの測定がｎの順次連続する測定時間間隔において繰
返され、この時間間隔においては２πだけのスタート位
相Ｓの位相回転が行なわれる。各測定時間間隔の後ご
とに、カウンタ30のカウンタ状態はマイクロコンピユー
タ32へ伝送され、カウンタ30は０へリセットされる。
スTIの測定がｎの順次連続する測定時間間隔において繰
返され、この時間間隔においては２πだけのスタート位
相Ｓの位相回転が行なわれる。各測定時間間隔の後ご
とに、カウンタ30のカウンタ状態はマイクロコンピユー
タ32へ伝送され、カウンタ30は０へリセットされる。
ｅ）ｎの測定時間間隔の経過後マイクロプロセツサ32は
得られたｎのカウンタ状態から平均値形成により平均的
残留位相角R1を求める。
得られたｎのカウンタ状態から平均値形成により平均的
残留位相角R1を求める。
3. 逆流方向の残留位相角の測定 ａ）マイクロコンピユータ32は方向切換スイツチ200を
位置２にもたらし、切換スイツチ200を位置２において
おき、その結果送信交流電圧USは超音波変換器14に加え
られる。
位置２にもたらし、切換スイツチ200を位置２において
おき、その結果送信交流電圧USは超音波変換器14に加え
られる。
ｂ）待機時間（この時間の後、送信変換器14は立上り振
動を完了している）後、測定パルスIMの持続時間TIの測
定はｎの順次連続する測定時間間隔でのカウンタ30にお
けるパルスカウントによつて繰返され、上記測定時間間
隔では２πだけのスタート位相Ｓの位相回転が行なわ
れる。各測定時間間隔後毎にカウンタ30のカウンタ状態
が、マイクロコンピユータ32へ伝送され、カウンタ30は
０へリセットされる。
動を完了している）後、測定パルスIMの持続時間TIの測
定はｎの順次連続する測定時間間隔でのカウンタ30にお
けるパルスカウントによつて繰返され、上記測定時間間
隔では２πだけのスタート位相Ｓの位相回転が行なわ
れる。各測定時間間隔後毎にカウンタ30のカウンタ状態
が、マイクロコンピユータ32へ伝送され、カウンタ30は
０へリセットされる。
ｃ）ｎの測定時間間隔の経過後マイクロプロセツサ32は
個々のｎのカウンタ状態から平均値形成により平均的残
留位相角R2を求める。
個々のｎのカウンタ状態から平均値形成により平均的残
留位相角R2を求める。
4. 流速の計算 マイクロコンピユータ32は先行の過程にて得られた測定
値ｍ、R1、R2及びfM、IMの所定の値から式（９）に
より流速VM、及び、それにより、流過横断面との乗算に
より容積流を計算する。その結果は適当な手法で指示さ
れ、および／又はデータ伝送用の適当な信号に変換さ
れ、例えば周波数に比例する信号に変換される。
値ｍ、R1、R2及びfM、IMの所定の値から式（９）に
より流速VM、及び、それにより、流過横断面との乗算に
より容積流を計算する。その結果は適当な手法で指示さ
れ、および／又はデータ伝送用の適当な信号に変換さ
れ、例えば周波数に比例する信号に変換される。
それにより完全な測定過程が終了される。注目すべきは
ｍの完全波長の数の検出は必ずしも測定過程の始めに行
なわなくてもよいことである、それというのは、当該数
はそもそも、たんに緩慢にしか変化しないからである。
更に、完全波長の数ｍの徐々の変化は測定された残留位
相角の変化の進行具合からも明らかである。従つて、完
全波長の数ｍの測定を、比較的大きな時間間隔をおいて
繰返せば例えば10secごとに繰返せば事足りることとな
る。
ｍの完全波長の数の検出は必ずしも測定過程の始めに行
なわなくてもよいことである、それというのは、当該数
はそもそも、たんに緩慢にしか変化しないからである。
更に、完全波長の数ｍの徐々の変化は測定された残留位
相角の変化の進行具合からも明らかである。従つて、完
全波長の数ｍの測定を、比較的大きな時間間隔をおいて
繰返せば例えば10secごとに繰返せば事足りることとな
る。
本発明において位相ずれの測定に用いられる手法の基礎
を成す（原理的）技術事項に就いて要約的に説明する。
を成す（原理的）技術事項に就いて要約的に説明する。
第１図、第４図を参照して説明すると、当該の位相ずれ
に関連して超音波により測定されるべき流量ないし当該
の流動速度VMは本明細書中記載の各関係式（１）〜
（９）ないし（10），（11）から求められ得、就中
（１）を基にして、当該の超音波流量測定上関与すべき
因子（要因）を用いて同式の変形ないし組合せ（結合）
により式（５），（６）ないし（７），（８）または
（９）更には（10）ないし（11）から所要の量VMが求め
られ得れる。所期の流量測定上の基礎的関係性を表わす
式（１）における１（順流方向）ないし２（逆流方
向）（式（３））の、当該流量情報を含む１構成成分で
ある残留位相角（residual phase augle）R1,R2は
式（10），（11）において規定的に所定の時間間隔（な
いし時間差）△t1,△t2に関係付けられており、該時間
間隔（時間差）はデジタル手法では請求の範囲にも特定
した如く次のように求められる、即ち、上記位相ずれを
次のようにして求め、即ち、送、受信信号US,UEないし
該送、受信信号から導出される信号の所定信号部分相互
間の時間差ないし時間間隔△t1ないし△t2を用いて当該
の位相ずれを求め、上記位相ずれを相応する持続時間TI
を有する測定時間間隔において、カウント周波数fCを有
する信号ICの周期期間をカウントし、上記周波数を送信
信号USの周波数に相応する測定周波数fMより著しく大と
し、さらに各カウント過程の始めの際に上記持続時間T1
を有する測定時間間隔に対してカウント周波数信号fCが
有するスタート位相Ｓを、複数の順次連続する測定時
間間隔TIを含む１つの測定サイクルTRにて測定時間間隔
ごとに変化させ、更に、測定サイクルTRの経過中得られ
たカウント値を、測定分解能の高められた測定値の形成
のため評価するのである。
に関連して超音波により測定されるべき流量ないし当該
の流動速度VMは本明細書中記載の各関係式（１）〜
（９）ないし（10），（11）から求められ得、就中
（１）を基にして、当該の超音波流量測定上関与すべき
因子（要因）を用いて同式の変形ないし組合せ（結合）
により式（５），（６）ないし（７），（８）または
（９）更には（10）ないし（11）から所要の量VMが求め
られ得れる。所期の流量測定上の基礎的関係性を表わす
式（１）における１（順流方向）ないし２（逆流方
向）（式（３））の、当該流量情報を含む１構成成分で
ある残留位相角（residual phase augle）R1,R2は
式（10），（11）において規定的に所定の時間間隔（な
いし時間差）△t1,△t2に関係付けられており、該時間
間隔（時間差）はデジタル手法では請求の範囲にも特定
した如く次のように求められる、即ち、上記位相ずれを
次のようにして求め、即ち、送、受信信号US,UEないし
該送、受信信号から導出される信号の所定信号部分相互
間の時間差ないし時間間隔△t1ないし△t2を用いて当該
の位相ずれを求め、上記位相ずれを相応する持続時間TI
を有する測定時間間隔において、カウント周波数fCを有
する信号ICの周期期間をカウントし、上記周波数を送信
信号USの周波数に相応する測定周波数fMより著しく大と
し、さらに各カウント過程の始めの際に上記持続時間T1
を有する測定時間間隔に対してカウント周波数信号fCが
有するスタート位相Ｓを、複数の順次連続する測定時
間間隔TIを含む１つの測定サイクルTRにて測定時間間隔
ごとに変化させ、更に、測定サイクルTRの経過中得られ
たカウント値を、測定分解能の高められた測定値の形成
のため評価するのである。
Claims (50)
- 【請求項１】超音波流量測定方法であって、当該超音波
は測定管（10）を流れる媒体内にて、所定の相互間隔を
おいて配置された２つの超音波変換器（12,14）間で伝
播するものであり、上記両超音波変換器のうち一方のも
のは送信変換器として動作機能し、この送信変換器は電
気的送信信号（US）を同周波数（fM）の超音波に変換
し、これに対し他方のものは受信変換器として動作機能
し、この受信変換器は到来超音波を同周波数の電気受信
信号（UE）に変換するものであり、その際、流量測定の
ため送信信号（US）と受信信号（UE）との位相ずれを測
定する超音波流量測定方法において、当該の位相ずれを
次のようにして求め、即ち、送、受信信号（US,UE）な
いし該送、受信信号から導出される信号の所定信号部分
相互間の時間差ないし時間間隔（Δt1ないしΔt2）を用
いて当該の位相ずれを求め、上記位相ずれに相応する持
続時間（TI）を有する測定時間間隔において、カウント
周波数（fC）を有する信号（IC）の周期期間をカウント
し、上記カウント周波数を送信信号（US）の周波数に相
応する測定周波数（fM）より著しく大とし、さらに各カ
ウント過程の始めの際に上記持続時間（T1）を有する測
定時間間隔に対してカウント周波数信号（fC）が有する
スタート位相（Ｓ）を、複数の順次連続する測定時間
間隔（TI）を含む１つの測定サイクル（TR）にて測定時
間間隔ごとに変化させ、更に、測定サイクル（TR）経過
中得られたカウント値を、測定分解能の高められた測定
値の形成のため評価することを特徴とする超音波流量測
定方法。 - 【請求項２】カウント周波信号（IC）のスタート位相
（Ｓ）は測定サイクル（TR）の経過中２πだけ変化せ
しめられる請求項１記載の方法。 - 【請求項３】上記測定周波数（fM）をカウント周波数
（fC）の分周によって導出し、各測定サイクル（TI）に
おいてカウント周波（fC）対する位相ずれ（Ｍ）を測
定周波（fM）に施し、この位相ずれを、当該測定周波
（fM）の周期期間ごとに変化するものとする請求項１又
は２記載の方法。 - 【請求項４】測定周波（fM）に施される位相ずれ
（Ｍ）は測定サイクル（TR）の経過中連続的により大
になる請求項３記載の方法。 - 【請求項５】測定周波（fM）に施される位相ずれ
（Ｍ）は測定周波の各周期期間ごとに、順次の近似化
のため先行する測定結果に依存して変化される請求項４
記載の方法。 - 【請求項６】上記測定周波数（fM）はカウント周波
（fC）とは所定の差周波数（Δｆ）だけ異なる周波
（fC）の分周により導出される請求項１又は３記載の方
法。 - 【請求項７】上記差周波数（Δｆ）は上記測定周波
（fM）を、各測定サイクル（TR）ごとの測定時間間隔
（TI）の数（ｎ）で除した値に等しい請求項６記載の方
法。 - 【請求項８】上記カウント周波（fC）には中心周波数
（fCO）を中心としての所定の周波数偏移（fh）による
周波数変調が施される請求項１記載の方法。 - 【請求項９】上記カウント周波（fC）の周波数変調は中
心周波数（fCO）に対して対称的な特性経過の周期関数
に従って行われ、該周期関数の周期期間は１つの測定サ
イクルの持続時間（TR）に等しい請求項８記載の方法。 - 【請求項１０】上記周期関数は正弦波関数である請求項
９記載の方法。 - 【請求項１１】上記周期関数はのこぎり波関数である請
求項９記載の方法。 - 【請求項１２】上記周期関数は周期的疑似ランダム関数
である請求項９記載の方法。 - 【請求項１３】上記周期的疑似ランダム関数は各測定サ
イクル（TR）の開始前に同じ初期状態にリセットされる
請求項12記載の方法。 - 【請求項１４】カウント周波（fC）の周波数変調は統計
的均一分布を有するノイズ関数に従って行われる請求項
８記載の方法。 - 【請求項１５】上記ノイズ関数の周波数スペクトラムは
上側及び下側遮断周波数（fGmax,fGmin）による帯域制
限を施される請求項14記載の方法。 - 【請求項１６】上記上側遮断周波数（fGmax）は１つの
測定時間間隔の持続時間（TI）の逆数の２倍（2/TI）の
値に比して小であり、更に、上記下側遮断周波数（f
Gmin）は１つの測定サイクルの持続時間（TR）逆数値
（1/TR）に対して大である請求項15記載の方法。 - 【請求項１７】カウント周波信号（IC）はそのつど各測
定時間間隔の持続時間（TI）中のみそのつど発生され、
更に、カウント周波信号（IC）の位相状態が各測定時間
間隔の終わりにて記憶され、また、カウント周波信号
（IC）の発生が、夫々の後続する測定時間間隔の始に
て、記憶された位相状態で継続される請求項１記載の方
法。 - 【請求項１８】上記カウント周波信号（IC）は３角波電
圧（UD）から導出され、この３角波電圧は角測定時間間
隔の持続時間（TI）の際ごとのみ発生され、各測定時間
間隔の始にて、先行測定時間間隔の終わりにて到達する
信号レベルから継続されるようにした請求項17記載の方
法。 - 【請求項１９】位相ずれの適正な測定には過度に小さ
い、測定時間間隔（TI）の持続時間の検出の場合、相互
に位相ずれした２つの信号（US,UE）のうちの１つに、1
80゜だけの付加的位相ずれが施される請求項１から18ま
でのいずれか１項記載の方法。 - 【請求項２０】送信信号（US）と受信信号（UE）とから
導出された２つの矩形波信号（Qs,Qe）間の位相ずれを
測定し、上記の180゜だけの付加的位相ずれを施すた
め、上記矩形波信号（Qs,Qe）のうちの１つを反転せし
める請求項19記載の方法。 - 【請求項２１】両超音波変換器（12,14）間で、測定管
（10）を流過する媒体内で、超音波の完全波長（の数）
を求めるため、送信変換器は振動列を送信するように短
いパルス（ID）によって励振せしめられ、また、測定周
波数（fM）又はそれの整数倍の周波数（２・fm）を有す
る信号（SR）の周期期間が、送信変換器から受信変換器
への上記振動列の走行伝播時間中カウントされるように
した請求項１から20までのいずれか１項記載の方法。 - 【請求項２２】受信信号（UE）の振幅を監視し、所望の
評価を行うには不十分な振幅の検出の際、評価回路（2
3）へ信号を供給する請求項１から21までのいずれか１
項記載の方法。 - 【請求項２３】請求項１記載の方法を実施する装置にお
いて、媒体の貫流する測定管（10）と、所定の相互間隔
（LM）をおいて上記測定管に設けられた２つの超音波変
換器（12,14）と、測定周波数（fM）を有する電気送信
信号（US）を両超音波変換器（12,14）のうちの１方に
加えると共に他方の変換器から送出された測定周波数
（fM）を有する電気受信信号（UE）を受信するための装
置と、カウント周波発生器（28）とを有し該発生器は測
定周波数（fM）より著しく大のカウント周波数（fC）を
有するカウント周波信号（IC）を発生するものであり、
更に、上記位相ずれを次のようにして求める手段を有
し、即ち送、受信信号（US,UE）ないし該送、受信信号
から導出される信号の所定信号部分相互間の時間差ない
し時間間隔（Δt1ないしΔt2）を用いて、当該の位相ず
れを求める手段を有し、さらにカウンタ（30）を有し、
このカウンタは送信信号（US）と受信信号（UE）との位
相ずれに相応する測定時間間隔（TI）内でカウント周波
信号（IC）の周期期間をカウントし、また、評価回路
（32）を有し、この評価回路には各測定時間間隔（TI）
にて到達したカウンタ状態が伝送されるように構成され
ており、複数の順次連続する測定時間間隔（TI）を含む
１つの測定サイクル（TR）にて測定時間間隔ごとにスタ
ート位相（Ｓ）を変化させる装置（34,36,38;32,70;8
0,64;100,120;124,126）を有し、上記スタート位相は各
カウント過程の開始の際にカウント周波信号（IC）が測
定時間間隔（TI）に対してとるスタート位相であるよう
に構成されていることを特徴とする超音波流量測定装
置。 - 【請求項２４】カウント周波発生器（28）の出力側に分
周器（34）が接続されており、この分周器の分周係数
（Ｎ）がカウント周波数（fC）と測定周波数（fM）との
比に相応し、更に、上記分周器（34）に可制御移相器
（36）が後置接続されており、この移相器によっては分
周器（34）の出力信号に対して、位相制御信号（UR）に
より定まる位相ずれが生ぜしめられ、更に、上記電気送
信信号（US）のため可制御移相器（36）の出力信号が用
いられる請求項23記載の装置。 - 【請求項２５】上記位相制御信号は各測定サイクルの経
過中直線的に変化するランプ信号である請求項24記載の
装置。 - 【請求項２６】デジタルコード群を位相制御信号（UR）
に変換するD/A変換器（70）を有する請求項24記載の装
置。 - 【請求項２７】可制御移相器（36）はPLL−回路によっ
て形成されている請求項24から26までのいずれか１項記
載の装置。 - 【請求項２８】上記カウント周波発生器（80）は第１出
力側（80a）にてカウント周波信号（IC）を送出し、第
２出力側にて、カウント周波数（fC）から所定の差周波
数（Δｆ）だけ異なる周波数（fO′）を送出し、更に、
上記カウント周波発生器（80）の第２出力側（80b）に
分周器（34）が接続されおり、この分周器の出力信号
が、電気送信信号（US）の発生に用いられる請求項23記
載の装置。 - 【請求項２９】上記カウント周波発生器は周波数変調器
（100）と、変調信号発生器（112）とを有し、かつ、カ
ウント周波信号（IC）は周波数変調器（100）の、変調
信号によって周波数変調された出力信号により形成され
ている請求項23記載の装置。 - 【請求項３０】上記周波数変調器（100）はVCO（116）
を有するPLL−回路によって形成されており、上記VCOの
制御信号には変調信号発生器（112）により送出された
変調信号が重畳され、上記VCOの出力側からは周波数変
調されたカウント周波数（fC）を有する信号が送出され
るように構成されている請求項29記載の装置。 - 【請求項３１】上記変調信号発生器（112）はノイズ発
生器として構成されている請求項29又は30記載の装置。 - 【請求項３２】上記変調信号発生器（112）は疑似ラン
ダム発生器として構成されている請求項29又は30記載の
装置。 - 【請求項３３】上記変調信号発生器（112）にはバンド
パスフィルタ（114）が後置接続されている請求項31又
は32記載の装置。 - 【請求項３４】上記カウント周波発生器（124,126）は
各測定時間間隔（TI）の終わりにて停止（遮断）され、
そのつど後続する測定時間間隔（TI）の始にて、当該停
止（遮断）の際到達したカウント周波信号（IC）の位相
状態を以て再度作動状態におかれるように構成されてい
る請求項23記載の装置。 - 【請求項３５】上記カウント周波発生器は３角波発生器
（124）を有しこの３角波発生器は各測定時間間隔の支
持時間（TI）中カウント周波数（fC）を有する３角波電
圧（UD）を発生し、各測定時間間隔の始にて、先行する
測定時間間隔の終わりにて到達した信号レベルを有する
３角波電圧（UD）の発生を継続して行うように構成され
ている請求項34記載の装置。 - 【請求項３６】上記３角波発生器（124）にパルス成形
回路（126）が後置接続されており、このパルス成形回
路は３角波発生器（124）の出力電圧（UD）を位相同期
したカウントパルス（IC）に変換するように構成されて
いる請求項35記載の装置。 - 【請求項３７】パルス発生器（202）を有し該パルス発
生器は測定管（10）内の超音波の完全波長の数ｍの検出
のため、短い個別パルス（ID）を、両超音波変換器（1
2,14）のうちの１方に加え、それにより当該の１方の変
換器は短い波列の送信とするように励振され、更に、カ
ウンタ（222）を有しこのカウンタは個別パルス（ID）
の印加の際送信周波（fM）又は送信周波の整数倍（２・
fM）を有するカウント信号（SR）のカウントのためセッ
トされ、更に、他方の超音波変換器と接続されたパルス
受信回路（210）を有し該パルス受信回路は当該の他方
の変換器にて短い波列の到来の際カウンタ（222）を停
止（遮断）するように構成されている請求項23から36ま
でのいずれか１項記載の装置。 - 【請求項３８】上記パルス受信回路（210）は入力アン
プ（212）と、整流器回路（214）と、限界値スイッチ
（216）とを有する請求項37記載の装置。 - 【請求項３９】上記カウンタ（222）にはカウント信号
（SR）がスタート・ストップロジック（218）を介して
供給され、該ロジック（218）は短い個所パルス（ID）
の発生をトリガするスタート信号（IS）によって開か
れ、パルス受信回路（210）の出力側から送出されたス
トップ信号（SS）により阻止されるように構成されてい
る請求項37又は38記載の装置。 - 【請求項４０】倍周器（220）を有し該倍周器は送信周
波（fM）を有する矩形波信号を受信し、２倍の周波数
（２・fM）を有するカウント信号（SS）を送出する請求
項37から39までのいずれか１項記載の装置。 - 【請求項４１】信号処理回路（20,22）を有し該信号処
理回路は受信信号（UE）及び送信信号（US）をそれと同
位相の矩形波電圧（QE,QS）に変換し、また、位相検出
器（24）を有し、該位相検出器は矩形波電圧（QE,QS）
を受信し、測定パルス（IM）を送出し、この測定パルス
の持続時間（TI）はそれの入力信号間の位相ずれに相応
し、測定時間間隔の持続時間を定めるように構成されて
いる請求項23から43までのいずれか１項記載の装置。 - 【請求項４２】両信号処理回路（20,22）のうちの１つ
の出力側と、位相検出器（24）の所属の入力側との間に
反転回路（226）が挿入接続されており、この反転回路
はこれに供給される矩形波電圧（QS,QE）の反転のた
め、評価回路（32）により送出される制御信号により作
動され、上記の反転回路の作動の行われるのは、上記位
相検出器（24）より送出された測定パルス（IM）の持続
時間（TI）が所定値以下に下回ったことが上記評価回路
（32）により検出されたとまであるように構成されてい
る請求項41記載の装置。 - 【請求項４３】振幅監視回路（224）を有しこの回路は
受信交流電圧（UE）を受信し、この受信交流電圧（UE）
の振幅が所定の値以下に下回ると、評価回路（32）へ信
号を送出するように構成されている請求項23から42まで
のいずれか１項記載の装置。 - 【請求項４４】各超音波変換器（12,14）は測定管（1
0）に対して同軸的に構成されたリング状の圧電変換器
（130）によって形成されており、この変換器は位相ず
れの測定のため、当該半径方向（ラジアル）共振周波と
一致する測定周波によって励振されるように構成されて
いる請求項23から43までのいずれか１項記載の装置。 - 【請求項４５】上記リング状圧電変換器（130）の半径
方向共振周波数は媒体内に伝播される超音波の波長が測
定管（10）の内径の1.6倍より大であるように選定され
ている請求項44記載の装置。 - 【請求項４６】測定管（10）の音響特定インピーダンス
が、その中を流れる媒体の音響特性インピーダンスより
著しく大である請求項44又は45記載の装置。 - 【請求項４７】上記リング状圧電変換器（130）は測定
管（10）内で完全波長の数の検出のため短いパルス
（ID）によってその縦方向共振周波数のもとで振動の生
ぜしめられるように励振される請求項44から46までのい
ずれか１項記載の装置。 - 【請求項４８】上記リング状圧電変換器（130）の内面
が、侵食性媒体に対して耐性のある保護膜（層）（13
8）で被われている請求項44から47までのいずれか１項
記載の装置。 - 【請求項４９】リング状圧電変換器（130）と、隣接す
る圧電変換器との間にシール（150,152）が介挿されて
おり、このシールの音響特性インピーダンスは管部分の
音響特性インピーダンスより著しく小さい請求項44から
48までのいずれか１項記載の装置。 - 【請求項５０】測定管（10）の両側に減衰管（160）が
取り付けられており、この減衰管の内面は非有孔性の減
衰材料（164）で内張りされている請求項44から49まで
のいずれか１項記載の装置。
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