JPH0771026B2 - 反響信号打消し装置 - Google Patents
反響信号打消し装置Info
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- JPH0771026B2 JPH0771026B2 JP60042316A JP4231685A JPH0771026B2 JP H0771026 B2 JPH0771026 B2 JP H0771026B2 JP 60042316 A JP60042316 A JP 60042316A JP 4231685 A JP4231685 A JP 4231685A JP H0771026 B2 JPH0771026 B2 JP H0771026B2
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- Japan
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- echo
- amount
- signal
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は、拡声電話、双方向中継機等においてハウリン
グを引き起こす原因となる、反響信号を打消す反響信号
打消し装置の改良に関する。
グを引き起こす原因となる、反響信号を打消す反響信号
打消し装置の改良に関する。
近年の電話機の高機能化に伴い、拡声電話の通話品質の
向上が望まれている。拡声電話機は一般のハンドセット
を用いた電話機に比べ、受話利得音響結合（スピーカー
から出た音をマイクが拾う事による結合）が大きい為、
ハウリングを発生しやすい。すなわち、拡声電話機の送
話利得を gT（dB），受話利得をgR（dB），ハイブリッドコイルの
側音減衰量をβ（dB），音響結合の減衰量を α（dB）とすると、 α＋β＜gT＋gR ……（１） なる関係になった時に、ハウリングが発生する可能性が
でてくる。
向上が望まれている。拡声電話機は一般のハンドセット
を用いた電話機に比べ、受話利得音響結合（スピーカー
から出た音をマイクが拾う事による結合）が大きい為、
ハウリングを発生しやすい。すなわち、拡声電話機の送
話利得を gT（dB），受話利得をgR（dB），ハイブリッドコイルの
側音減衰量をβ（dB），音響結合の減衰量を α（dB）とすると、 α＋β＜gT＋gR ……（１） なる関係になった時に、ハウリングが発生する可能性が
でてくる。
一般に、最悪の回線損失においても通話を保証するため
には、gT＝50dBgR＝30dBの利得が必要と考えられる。ま
た、音響結合、側音減衰量の最悪値は、それぞれ40dB,6
dBと考えられるので、 α＋β＝46＜gT＋gR＝80 ……（２） となり、送話アンプ，受話アンプを単にマイク，スピー
カー，ハイブリッドコイルに接続しただけではハウリン
グを発生するため、従来より第４図に示す様なボイス・
スイッチを用いた構成の拡声電話が用いられている。
には、gT＝50dBgR＝30dBの利得が必要と考えられる。ま
た、音響結合、側音減衰量の最悪値は、それぞれ40dB,6
dBと考えられるので、 α＋β＝46＜gT＋gR＝80 ……（２） となり、送話アンプ，受話アンプを単にマイク，スピー
カー，ハイブリッドコイルに接続しただけではハウリン
グを発生するため、従来より第４図に示す様なボイス・
スイッチを用いた構成の拡声電話が用いられている。
同図において、送受判定回路108はマイク101よりの送話
信号の電力とハイブリッドコイル107よりの受話信号の
電力を入力し、比較する事により、送話状態，受話状態
を判定する。そして送話時には、送話側挿入損失102を0
dBに、受話側挿入損失106をVSdBに設定し、受話時に
は、この逆に設定する。この時、挿入損失VSを、送話ア
ンプ103の利得をgT（dB），受話アンプ105の利得をg
R（dB），スピーカー104とマイク101間の音響結合をα
（dB），ハイブリッドコイル107の側音減衰量をβ（d
B）とした時、 Vs＞（gT＋gR）−（α＋β） ……（３） なる値に設定すればハウリングを防止でき、送話時には
受話側に、受話時には送話側に損失が入る為、正常な通
話ができる。
信号の電力とハイブリッドコイル107よりの受話信号の
電力を入力し、比較する事により、送話状態，受話状態
を判定する。そして送話時には、送話側挿入損失102を0
dBに、受話側挿入損失106をVSdBに設定し、受話時に
は、この逆に設定する。この時、挿入損失VSを、送話ア
ンプ103の利得をgT（dB），受話アンプ105の利得をg
R（dB），スピーカー104とマイク101間の音響結合をα
（dB），ハイブリッドコイル107の側音減衰量をβ（d
B）とした時、 Vs＞（gT＋gR）−（α＋β） ……（３） なる値に設定すればハウリングを防止でき、送話時には
受話側に、受話時には送話側に損失が入る為、正常な通
話ができる。
しかし、この方式は、送話信号、受話信号が同時に存在
するダブル・トーク時には、いずれか一方が損失が入る
ため正常な通話ができない、また、送受判定には多少な
りとも遅延を伴うため、語頭切れが起こり通話品質が低
下する。
するダブル・トーク時には、いずれか一方が損失が入る
ため正常な通話ができない、また、送受判定には多少な
りとも遅延を伴うため、語頭切れが起こり通話品質が低
下する。
この様なボイス・スイッチ方式の問題点は第５図に示す
様にエコー・キャンセラーを用いる事により改善でき
る。
様にエコー・キャンセラーを用いる事により改善でき
る。
エコー・キャンセラーは送話信号ｘ（ｔ）から反響信号
ｙ（ｔ）が発生する伝達特性を推定する事により疑似反
響路を作り（第５図の201）これにより疑似反響信号
（ｔ）を生成し、受話信号ｎ（ｔ）を含んだハイブリッ
ドコイルの出力信号ｙ（ｔ）＋ｎ（ｔ）から差し引く
（図２の202）事により、反響信号を打消す。今、エコ
ー・キャンセラの反響路推定後の打消量をERLEope（d
B）とすると、ハウリングを防止するボイス・スイッチ
の損失量は Vs＞（yT＋yR）−（α＋β＋ERLEope） ……（４） なる値に設定でき、これはボイス・スイッチのみの時に
比べERLEope（これは一般に20〜30dB）分、損失量を減
少でき、ボイススイッチの問題点を改善できる。
ｙ（ｔ）が発生する伝達特性を推定する事により疑似反
響路を作り（第５図の201）これにより疑似反響信号
（ｔ）を生成し、受話信号ｎ（ｔ）を含んだハイブリッ
ドコイルの出力信号ｙ（ｔ）＋ｎ（ｔ）から差し引く
（図２の202）事により、反響信号を打消す。今、エコ
ー・キャンセラの反響路推定後の打消量をERLEope（d
B）とすると、ハウリングを防止するボイス・スイッチ
の損失量は Vs＞（yT＋yR）−（α＋β＋ERLEope） ……（４） なる値に設定でき、これはボイス・スイッチのみの時に
比べERLEope（これは一般に20〜30dB）分、損失量を減
少でき、ボイススイッチの問題点を改善できる。
なお、エコー・キャンセラーの反響路推定はトレーニン
グ信号を用い、トレーニング信号発生回路203からの信
号を、一時的にスイッチ204を用いて送話信号に替え
て、回線に送出して行う。
グ信号を用い、トレーニング信号発生回路203からの信
号を、一時的にスイッチ204を用いて送話信号に替え
て、回線に送出して行う。
この様に、エコー・キャンセラーは拡声電話における挿
入損失の低減に有効であるが、トレーニング信号を回線
に送出する必要があり、一時的にせよ電話を中断すると
いった問題点があった。そこで、エコー・キャンセラー
の他の方式として、衛星通信等で広く用いられている音
声により反響路を推定する方式が考えられるが、この方
式は音声の周波数特性により収束速度が音声周波数によ
り異なる事が原因で、低レベルの周波数成分において回
線変動に対する追随が悪くなり、結果的にその周波数の
打消特性が悪化するといった性質があるため、特に、帯
域全体で一定の打消しを要する拡声電話への応用には不
向きであった。
入損失の低減に有効であるが、トレーニング信号を回線
に送出する必要があり、一時的にせよ電話を中断すると
いった問題点があった。そこで、エコー・キャンセラー
の他の方式として、衛星通信等で広く用いられている音
声により反響路を推定する方式が考えられるが、この方
式は音声の周波数特性により収束速度が音声周波数によ
り異なる事が原因で、低レベルの周波数成分において回
線変動に対する追随が悪くなり、結果的にその周波数の
打消特性が悪化するといった性質があるため、特に、帯
域全体で一定の打消しを要する拡声電話への応用には不
向きであった。
衛星通信では、反響信号の電力を下げれば良く、ある特
定の周波数の成分が大きくても、全体から見た割合が小
さければ、大きな問題とはならないが、拡声電話におい
ては、最悪の打消量の周波数でハウリングが発生する可
能性がでてくる。これは、双方向中継機でも同様の欠点
があった。
定の周波数の成分が大きくても、全体から見た割合が小
さければ、大きな問題とはならないが、拡声電話におい
ては、最悪の打消量の周波数でハウリングが発生する可
能性がでてくる。これは、双方向中継機でも同様の欠点
があった。
本発明は、上述した従来方式の欠点に鑑みてなされたも
ので、その目的とする事は、エコー・キャンセラとボイ
ス・スイッチを併用する拡声電話において、エコー・キ
ャンセラの初期トレーニングを行わずに、ハウリングを
防止し、かつ高品質の通話を可能にする反響信号打消し
装置を提供する事にある。
ので、その目的とする事は、エコー・キャンセラとボイ
ス・スイッチを併用する拡声電話において、エコー・キ
ャンセラの初期トレーニングを行わずに、ハウリングを
防止し、かつ高品質の通話を可能にする反響信号打消し
装置を提供する事にある。
本発明において、ボイス・スイッチ回路は、エコー・キ
ャンセラ打消量の周波数特性を測定し、各時刻におい
て、この最悪値をもとにボイス・スイッチの挿入損失量
を決定する。
ャンセラ打消量の周波数特性を測定し、各時刻におい
て、この最悪値をもとにボイス・スイッチの挿入損失量
を決定する。
挿入損失量の決定は以下の様に行う。
受信々号ｘ（ｔ）のパワースペクトラムXP（ｆ）が第２
図（ａ）で時刻ｔのエコー・キャンセラの打消量ERL
（ｆ）が第２図（ｂ）の特性を示していたとする。
図（ａ）で時刻ｔのエコー・キャンセラの打消量ERL
（ｆ）が第２図（ｂ）の特性を示していたとする。
この時、本発明におけるボイス・スイッチは、帯域をｎ
分割（ｎ≧１）し、FFT等により各部分帯域内の打消特
性を調べ、Ｒ帯域内の最小打消量MINERLRを求め、 Lvsi＝LHOWL−MINERLR＋α ……（５） 但し、LHOWL…ハウリングを防止する為に必要とされる
打消量 α………打消量のｆ特測定時の誤差を考慮したマージン なる式によりボイス・スイッチの挿入損失量Lvsiを決定
する。
分割（ｎ≧１）し、FFT等により各部分帯域内の打消特
性を調べ、Ｒ帯域内の最小打消量MINERLRを求め、 Lvsi＝LHOWL−MINERLR＋α ……（５） 但し、LHOWL…ハウリングを防止する為に必要とされる
打消量 α………打消量のｆ特測定時の誤差を考慮したマージン なる式によりボイス・スイッチの挿入損失量Lvsiを決定
する。
この発明によれば、エコーキャンセラ打消量の周波数特
性に基づいて、ボイススイッチの挿入損失量を決定する
ので、周波数特性に基因する欠点を除去することができ
る。
性に基づいて、ボイススイッチの挿入損失量を決定する
ので、周波数特性に基因する欠点を除去することができ
る。
第３図（ａ），（ｂ），（ｃ）は帯域をそれぞれ1,2,4
分割した時のエコー・キャンセラ打消量と挿入損失量L
vsi（ｉ＝１〜ｎ）を示したものでハウリング防止に必
要な損失量を30dBとしている。この時帯域分割なしの場
合は、全帯域にわたって、Lvsi＝25dBであるが、分割４
では、０〜1KHzの帯域では、Lvsi＝9dBとする事がで
き、挿入損失のきめ細かい制御が可能となり、通話品質
が向上する。
分割した時のエコー・キャンセラ打消量と挿入損失量L
vsi（ｉ＝１〜ｎ）を示したものでハウリング防止に必
要な損失量を30dBとしている。この時帯域分割なしの場
合は、全帯域にわたって、Lvsi＝25dBであるが、分割４
では、０〜1KHzの帯域では、Lvsi＝9dBとする事がで
き、挿入損失のきめ細かい制御が可能となり、通話品質
が向上する。
また、いずれの場合も、エコー・キャンセラとボイス・
スイッチの両方で30dBの損失を確保できハウリングを防
止できる（但し、本例ではα＝０としている）。
スイッチの両方で30dBの損失を確保できハウリングを防
止できる（但し、本例ではα＝０としている）。
本発明の実施例を第１図を参照しながら以下詳細に説明
する。同図において、受信々号ｘ（ｔ）およびエコーｙ
（ｔ）および真の送話信号ｎ（ｔ）から成る送話信号Ｓ
（ｔ）は、AD変換器（A/D）119,121で離散的なディジタ
ル値ｘ（ｋ）,S（ｋ）に変換される。
する。同図において、受信々号ｘ（ｔ）およびエコーｙ
（ｔ）および真の送話信号ｎ（ｔ）から成る送話信号Ｓ
（ｔ）は、AD変換器（A/D）119,121で離散的なディジタ
ル値ｘ（ｋ）,S（ｋ）に変換される。
これらのうち、送話信号Ｓ（ｋ）は、減算器114でエコ
ー・キャンセラ113で生成した疑似エコー（ｋ）が差
し引かれ、残差信号ｅ（ｋ）を得る。
ー・キャンセラ113で生成した疑似エコー（ｋ）が差
し引かれ、残差信号ｅ（ｋ）を得る。
ｅ（ｋ）＝Ｓ（ｋ）−（ｋ） ＝（ｙ（ｋ）−（ｋ））＋ｎ（ｋ） ……
（６） ここで、エコー・キャンセラのエコー・パス推定が完全
に終了していれば、ｙ（ｋ）＝（ｋ）となり、エコー
は完全に除去されスピーカー、マイク間の音響結合量が
０となり、ハウリングは発生しない。しかしすでに述べ
た様に、エコー・パス推定途上では、ｙ（ｋ）≠
（ｋ）であり、エコーを完全に打ち消す事ができない。
そのため、ハウリングを防止するために通話路に適当な
損失107,110（LOSS）を導入して、この残留エコーによ
るハウリングを防止する。
（６） ここで、エコー・キャンセラのエコー・パス推定が完全
に終了していれば、ｙ（ｋ）＝（ｋ）となり、エコー
は完全に除去されスピーカー、マイク間の音響結合量が
０となり、ハウリングは発生しない。しかしすでに述べ
た様に、エコー・パス推定途上では、ｙ（ｋ）≠
（ｋ）であり、エコーを完全に打ち消す事ができない。
そのため、ハウリングを防止するために通話路に適当な
損失107,110（LOSS）を導入して、この残留エコーによ
るハウリングを防止する。
このような損失の導入は、送受判定回路109により行
う。この回路は、送話、受話、ダブルトークの通話の３
状態を、受信々号ｘ（ｋ）および、残差信号ｅ（ｋ）の
レベルにより判定し、スイッチ108,123により、受話時
には送話側に、送話時には受話側に、ダブルトーク時に
は送受両方に損失を加える。
う。この回路は、送話、受話、ダブルトークの通話の３
状態を、受信々号ｘ（ｋ）および、残差信号ｅ（ｋ）の
レベルにより判定し、スイッチ108,123により、受話時
には送話側に、送話時には受話側に、ダブルトーク時に
は送受両方に損失を加える。
挿入損失量の決定は、受話信号ｘ（ｋ），残差信号ｅ
（ｋ）を観測する事により、エコー・キャンセラの打消
周波数特性を求めることにより行う。
（ｋ）を観測する事により、エコー・キャンセラの打消
周波数特性を求めることにより行う。
すなわち、受話信号ｘ（ｋ），残差信号ｅ（ｋ）は、Ｌ
ポイントのファーストフーリェ変換回路101,106（FFT1,
FFT2）によりXf1…Xfi…XfL,EfL…Efi…EfLのそれぞれ
Ｌ個のパワースペクトラムが抽出される。そして、平均
回路102,105（MEAN1,MEAN2）で一定時間分の時間平均が
とられ、打消量推定回路（EST）で周波数fiのエコー・
キャンセラの打消量 が算出される。なお、打消量の推定は、送受判定回路10
9（T/R）により、受話時のみ行う。
ポイントのファーストフーリェ変換回路101,106（FFT1,
FFT2）によりXf1…Xfi…XfL,EfL…Efi…EfLのそれぞれ
Ｌ個のパワースペクトラムが抽出される。そして、平均
回路102,105（MEAN1,MEAN2）で一定時間分の時間平均が
とられ、打消量推定回路（EST）で周波数fiのエコー・
キャンセラの打消量 が算出される。なお、打消量の推定は、送受判定回路10
9（T/R）により、受話時のみ行う。
次に、最小値検出回路104（MIN）について説明する。こ
こでは帯域をｎ分割した場合のｋ番目の帯域の最小打消
量 を算出し、ｋ番目の帯域の挿入損失量LKを、 LK＝LHOWL−MINERLK＋α ……（９） に従って算出し、挿入損失回路107,110（LOSS）に送
る。なお、ダブルトーク時には、送受両方に損失が入る
ためLK/2を挿入損失回路107,110に送る。
こでは帯域をｎ分割した場合のｋ番目の帯域の最小打消
量 を算出し、ｋ番目の帯域の挿入損失量LKを、 LK＝LHOWL−MINERLK＋α ……（９） に従って算出し、挿入損失回路107,110（LOSS）に送
る。なお、ダブルトーク時には、送受両方に損失が入る
ためLK/2を挿入損失回路107,110に送る。
挿入損失回路は、第１図に示す様に、帯域をｎ分割する
フィルタ群から成る帯域分割回路116および各帯域に対
してLK（dB）のフラットな損失を与える挿入損失部117
−１〜117〜ｎ（LOSS1〜LOSSn）および、損失を受けた
各帯域の信号を合成する帯域合成回路118から成る。
フィルタ群から成る帯域分割回路116および各帯域に対
してLK（dB）のフラットな損失を与える挿入損失部117
−１〜117〜ｎ（LOSS1〜LOSSn）および、損失を受けた
各帯域の信号を合成する帯域合成回路118から成る。
以上が本発明の実施例の説明であるが、FFTの次数Ｌ
は、音声の性質を考慮してＬ＝16〜64程度で良い。ま
た、帯域分割数ｎは当然多い方が良いが、ｎ＝２〜８程
度でも、かなりの改善になる。またαは、６〜10dBに設
定する。すると本実施例の装置は、現在広く用いられて
いるディジタル信号処理用プロセッサ（DSP）数個〜10
個程度で容易に実現できる。
は、音声の性質を考慮してＬ＝16〜64程度で良い。ま
た、帯域分割数ｎは当然多い方が良いが、ｎ＝２〜８程
度でも、かなりの改善になる。またαは、６〜10dBに設
定する。すると本実施例の装置は、現在広く用いられて
いるディジタル信号処理用プロセッサ（DSP）数個〜10
個程度で容易に実現できる。
なお、本実施例においては、周波数特性の算出にFFTを
用いたが、他の実現例としてフィルタバンクを用いても
良い。また、ケプストラム等、打消打性の包絡線を抽出
するのに適している方式を用い、周波数特性の抽出をす
ることもでき、この時には、検出精度が増すためαを小
さくできる。
用いたが、他の実現例としてフィルタバンクを用いても
良い。また、ケプストラム等、打消打性の包絡線を抽出
するのに適している方式を用い、周波数特性の抽出をす
ることもでき、この時には、検出精度が増すためαを小
さくできる。
また、本発明は、音響用エコー・キャンセラで説明した
が、反響路は音場とは限らず双方向中継器等、回線用エ
コー・キャンセラに適用できるのは明らかである。
が、反響路は音場とは限らず双方向中継器等、回線用エ
コー・キャンセラに適用できるのは明らかである。
第１図は、本発明の一実施例を示す図であって、同図
（ａ）は、全体構成を示す図、同図（ｂ）は同図（ａ）
中の挿入損失回路107,110の構成を示す図、第２図は、
挿入損失量を決定するのを説明するための図であって、
同図（ａ）は、ｘ（ｔ）の長時間スペクトル例を示す
図、同図（ｂ）は、収束過程におけるエコーキャンセラ
の打消量を示す図、第３図は、挿入損失の例を示す図で
あって、同図（ａ）は、帯域分割を施さない場合を示す
図、同図（ｂ）は、帯域２分割を施した場合を示す図、
同図（ｃ）は、帯域４分割を施した場合を示す図、第４
図は、従来の拡声電話の構成を示す図、第５図は、従来
のエコーキャンセラーを用いた拡声電話の構成を示す図
である。 101,106……FFT 104……最小値検出回路 116……帯域分割回路 117……挿入損失部 118……帯域合成回路
（ａ）は、全体構成を示す図、同図（ｂ）は同図（ａ）
中の挿入損失回路107,110の構成を示す図、第２図は、
挿入損失量を決定するのを説明するための図であって、
同図（ａ）は、ｘ（ｔ）の長時間スペクトル例を示す
図、同図（ｂ）は、収束過程におけるエコーキャンセラ
の打消量を示す図、第３図は、挿入損失の例を示す図で
あって、同図（ａ）は、帯域分割を施さない場合を示す
図、同図（ｂ）は、帯域２分割を施した場合を示す図、
同図（ｃ）は、帯域４分割を施した場合を示す図、第４
図は、従来の拡声電話の構成を示す図、第５図は、従来
のエコーキャンセラーを用いた拡声電話の構成を示す図
である。 101,106……FFT 104……最小値検出回路 116……帯域分割回路 117……挿入損失部 118……帯域合成回路
Claims (2)
- 【請求項１】エコー・キャンセラとボイス・スイッチが
継続接続されている反響信号打消し装置において、 エコー・キャンセラ打消量の周波数特性の最小値に基づ
いて前記ボイス・スイッチの挿入損失量を決定すること
を特徴とする反響信号打消し装置。 - 【請求項２】ボイス・スイッチの帯域は複数の部分帯域
に分割され、この各々の部分帯域における前記ボイス・
スイッチの挿入損失量は、対応する前記各々の部分帯域
におけるエコー・キャンセラ打消量の周波数特性の最小
値に基づいて決定されることを特徴とする特許請求の範
囲第１項記載の反響信号打消し装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60042316A JPH0771026B2 (ja) | 1985-03-04 | 1985-03-04 | 反響信号打消し装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60042316A JPH0771026B2 (ja) | 1985-03-04 | 1985-03-04 | 反響信号打消し装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61201525A JPS61201525A (ja) | 1986-09-06 |
| JPH0771026B2 true JPH0771026B2 (ja) | 1995-07-31 |
Family
ID=12632610
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60042316A Expired - Fee Related JPH0771026B2 (ja) | 1985-03-04 | 1985-03-04 | 反響信号打消し装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0771026B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006333062A (ja) * | 2005-05-26 | 2006-12-07 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | ハウリング防止方法、その装置、そのプログラムおよびその記録媒体 |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2612029B1 (fr) * | 1987-03-03 | 1989-05-12 | Connan Jean Louis | Dispositif pour la realisation de la fonction " mains-libres " dans un poste telephonique, associant les fonctions de commutation de gain et d'annulation d'echo |
| JP4725330B2 (ja) * | 2006-01-17 | 2011-07-13 | パナソニック電工株式会社 | 拡声通話装置 |
| JP5950199B2 (ja) * | 2012-08-03 | 2016-07-13 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 拡声通話装置 |
| TWI550298B (zh) * | 2015-03-09 | 2016-09-21 | 晨星半導體股份有限公司 | 回音辨別裝置與方法 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59167128A (ja) * | 1983-03-14 | 1984-09-20 | Toshiba Corp | 反響打消し装置 |
-
1985
- 1985-03-04 JP JP60042316A patent/JPH0771026B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006333062A (ja) * | 2005-05-26 | 2006-12-07 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | ハウリング防止方法、その装置、そのプログラムおよびその記録媒体 |
| JP4551275B2 (ja) * | 2005-05-26 | 2010-09-22 | 日本電信電話株式会社 | ハウリング防止方法、その装置、そのプログラムおよびその記録媒体 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61201525A (ja) | 1986-09-06 |
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