JPH0765979A - 放電灯点灯装置 - Google Patents
放電灯点灯装置Info
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- JPH0765979A JPH0765979A JP21197993A JP21197993A JPH0765979A JP H0765979 A JPH0765979 A JP H0765979A JP 21197993 A JP21197993 A JP 21197993A JP 21197993 A JP21197993 A JP 21197993A JP H0765979 A JPH0765979 A JP H0765979A
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Abstract
電源を供給できるような放電灯点灯装置を提供する。ま
た、調光を行うときに周波数が高くなるにつれて制御電
源への電流の供給を多くできるような回路方式を提供す
る。 【構成】直流電力を高周波電力に変換するインバータ回
路4と、放電灯2を含み限流素子としてインダクタL1
を用いる負荷回路とから構成される放電灯点灯装置にお
いて、前記インダクタL1 の2次巻線からインバータ回
路4の制御回路3の電源を供給する。スイッチング素子
Q1 としてはFETを用いることが好ましい。スイッチ
ング素子Q2 がオンするときに、インバータ回路4の制
御回路3の電源に電流が供給されるようにインダクタL
1 の2次巻線の極性を設定する。
Description
により高周波点灯させる放電灯点灯装置に関するもので
ある。
に示した。この回路では、主電源としての交流電源AC
をダイオードブリッジDBにより整流し、整流された電
圧をDC−DCコンバータ回路6により直流電圧に変換
する。そして、DC−DCコンバータ回路6から出力さ
れる平滑された直流電圧を高周波インバータ回路4に入
力して、高周波電圧に変換して、放電灯を含む負荷回路
5に高周波電圧を供給することにより、放電灯を高周波
点灯させている。ここで、高周波インバータ回路4の発
振を制御するための制御回路3に電源を供給するため
に、図18の回路では、DC−DCコンバータ回路6の
直流出力電圧を抵抗R3 により降圧し、この抵抗R3 を
介して平滑コンデンサC3 に制御電源用の電流を供給
し、ツェナーダイオードZD1 により平滑コンデンサC
3 の電圧を安定させて、制御電源Vccを制御回路3に
供給している。この電源供給方式では、簡易な構成で制
御電源Vccを確保できるという利点を有する反面、抵
抗R3 での電力損失が大きく、DC−DCコンバータ回
路6の出力電圧の変動があれば、制御電源Vccの電圧
低下及び電圧規制用のツェナーダイオードZD1 での電
流消費による損失が大きくなる。また、制御回路3の消
費電流に変化があった場合、制御電源Vccの電圧低下
及び電圧規制用のツェナーダイオードZD1 での電流消
費が大きくなる。
示している。この装置では、直流電源DCにスイッチン
グ素子Q1 ,Q2 の直列回路を接続し、スイッチング素
子Q 1 ,Q2 を交互にオン/オフさせて、直流電源DC
を高周波矩形波電圧に変換する直列インバータ回路を用
いている。一方のスイッチング素子Q2 には、バラスト
用のインダクタL1 と、直流カット用のコンデンサC2
を介して、放電灯2が接続されている。放電灯2のフィ
ラメントの非電源側端子間には、予熱用のコンデンサC
1 が並列的に接続されている。コンデンサC1 とインダ
クタL1 は直列共振回路を構成している。スイッチング
素子Q1 ,Q2 は制御回路3の出力により高周波で交互
にオン/オフさせる。
制御回路3に供給される制御電源Vccについて説明す
る。図19の回路では、抵抗R4 とツェナーダイオード
ZD 2 の直列回路を直流電源DCに接続し、ツェナーダ
イオードZD2 のカソードをトランジスタQ3 のベース
に接続し、トランジスタQ3 のコレクタを抵抗R5 を介
して直流電源DCの正極に接続し、トランジスタQ3 の
エミッタをコンデンサC3 に接続している。電源投入時
において、制御電源Vccが無いときは、抵抗R5 とト
ランジスタQ3 を通じて制御電源Vccへ電流が供給さ
れて、平滑用コンデンサC3 の電位が上昇する。これに
より、制御回路3が動作を開始し、スイッチング素子Q
1 ,Q2 が動作を開始する。スイッチング素子Q1 ,Q
2 が高周波で交互にオン/オフを繰り返すと、スイッチ
ング素子Q2 と並列に接続されたトランスT1 の1次巻
線側に直流カット用のコンデンサC4 を介して高周波の
矩形波電圧が印加される。トランスT1 の2次巻線側に
は巻数比に応じた電圧の矩形波電圧が発生し、逆流防止
用ダイオードD3 を通じて制御電源Vccへ電流を供給
する。ツェナーダイオードZD1 のツェナー電圧をツェ
ナーダイオードZD 2 のツェナー電圧よりも高く設定し
ておけば、トランスT1 の2次巻線から電流が供給され
て制御電源VccがツェナーダイオードZD1 のツェナ
ー電圧に達すると、トランジスタQ3 がオフされて、制
御電源Vccの供給はトランスT1 からのみとなる。イ
ンバータ回路が発振動作している間はトランスT1 から
制御電源Vccに電流が供給される。
べて、電力損失が小さいという利点があるが、その反
面、実装面積が増大し、コストアップを招き、重量が増
加するという問題がある。さらに、スイッチング素子Q
1 ,Q2 としてFETを用いた場合、その両端電圧Vd
s、ドレイン電流Id、ゲート電流Igは図20
(a),(b),(c)に示すようになり、スイッチ・
オン時にFETのゲートに電流が流れ込む。これはFE
Tのゲート入力特性が容量性を示すからである。ここ
で、FETのゲートに流れる電流の実効値は、スイッチ
ングの周波数が高くなる程、増加する。スイッチング周
波数を増加させて放電灯を調光する電子安定器では、放
電灯を調光するに従い、FETのゲートの消費電流が増
えることになる。
点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところ
は、電力損失が少なく、トランスを別設せずに制御電源
を供給できるような放電灯点灯装置を提供することにあ
る。また、本発明の他の目的とするところは、調光を行
うときに周波数が高くなるにつれて制御電源への電流の
供給を多くできるような回路方式を提供することにあ
る。本発明のさらに他の目的とするところは、調光度の
深い調光用安定器であって、調光を行うときに周波数が
高くなる放電灯点灯装置において、高周波のスイッチン
グ素子としてFETを用いる場合に、周波数が高くなっ
てもFETの制御電源を確保できるようにすることにあ
る。
の課題を解決するために、図1に示すように、直流電力
を高周波電力に変換するインバータ回路4と、放電灯2
を含み限流素子としてインダクタL1 を用いる負荷回路
とから構成される放電灯点灯装置において、前記インダ
クタL1 の2次巻線からインバータ回路4の制御回路3
の電源を供給する手段を備えるものである。ここで、イ
ンバータ回路4のスイッチング素子Q1としては、FE
Tを用いることが好ましい。また、スイッチング素子Q
2 がオンするときに、インバータ回路4の制御回路3の
電源に電流が供給されるように前記インダクタL1 の2
次巻線の極性を設定することが好ましい。
高周波電力を限流素子としてのインダクタL1 を介して
放電灯2に印加して放電灯2を高周波点灯させる放電灯
点灯装置において、このインダクタL1 の2次巻線から
インバータ回路4の制御回路3の電源を供給するように
したので、トランスを別設する必要がなくなる。また、
第2のスイッチング素子Q2 がオンするときに、インバ
ータ回路4の制御回路3の電源に電流が供給されるよう
に前記インダクタL1 の2次巻線の極性を設定すると、
第2のスイッチング素子Q2 が電流を消費するときに、
その電源となる電流を供給できるので、第2のスイッチ
ング素子Q2 の動作が安定するという作用がある。本発
明のさらに詳しい構成及び作用については、以下に述べ
る実施例の説明において一層明らかとされる。
回路に比べると、制御電源の供給方式が異なり、スイッ
チング素子Q1 ,Q2 の発振開始後、バラスト用のイン
ダクタL1 を1次巻線としたトランスT1 の2次巻線か
らダイオードD3 を通じて制御電源Vccに電流を供給
するものである。電源投入時の動作は図19の回路と同
じであり、トランジスタQ1 ,Q2 の発振動作が開始す
る前は、図19の回路と同様の抵抗R4 ,R5 とトラン
ジスタQ3 、ツェナーダイオードZD2 により構成され
る回路は必要である。発振開始後は、インバータ回路4
のインダクタL1 に流れる電流が、トランスT1 の2次
巻線からダイオードD3 を介してコンデンサC3 に供給
される。電流トランスT1 の1次巻線としてのインダク
タL1には図2に示すような波形の電圧が印加される。
本実施例では、インバータ回路4のバラスト用のインダ
クタL1 と制御電源Vccを供給するためのトランスT
1 の1次巻線を単一の巻線としたために、図19のイン
ダクタL1 と電流トランスT1 を共用でき、コストダウ
ン、重量低減を達成できる。この方式は、バラスト用の
インダクタを用いるインバータ回路であれば、全てのイ
ンバータ回路方式に適用できる。
る。本実施例では、図1の回路と同じ直列インバータ回
路を用いているが、バラスト用のインダクタL1 に帰還
巻線を設けて、抵抗R1 を介してスイッチング素子Q1
の制御電極に駆動信号を帰還させて、自励方式でスイッ
チング素子Q1 をオン・オフ制御している。本実施例で
は、スイッチング素子Q1 にFETを用いており、スイ
ッチング周波数の変化により放電灯2の調光を行う場合
に、周波数が高くなると、FETのスイッチング制御用
の電流が増加するようにしている。
数の関係を図4に示す。トランスT 1 の1次巻線として
のバラスト用のインダクタL1 のインダクタンス値とコ
ンデンサC1 による共振周波数をf0 とすると、放電灯
2が点灯する前の先行予熱時には、f0 ≪fとなるよう
な動作周波数fでスイッチング動作を行う。放電灯2の
フィラメントを十分に先行予熱した後、図4(a)に示
すように、動作周波数fを段々と共振周波数f0 に近付
けて行き、放電灯2への印加電圧を大きくして行く。放
電灯2への印加電圧が始動電圧に達すると、放電灯2は
点灯し、図4(b)に示すように、無負荷時の共振特性
から負荷時の共振特性に遷移する。その後、放電灯2を
調光するために、図4(c)に示すように、インバータ
回路の動作周波数を変化させる。調光度の深い調光を行
う場合には、図4(d)に示すように、インバータ回路
の動作周波数を全点灯時のf1 から△f1 増加させてf
2とする。また、放電灯2が点灯した後の負荷回路の共
振周波数は、ランプインピーダンスの増加に伴って、全
点灯時のf01 からΔf2 増加してf02となる。
調光方式とは異なり、スイッチング素子Q1 ,Q2 のデ
ューティ比の変化により調光させるので、調光時におけ
る周波数の変動幅は少ない。したがって、動作周波数の
変化幅△f1 と、調光度に応じたランプインピーダンス
の変化による負荷回路の共振周波数の変化幅△f2 の関
係は、△f1 <△f2 となる。これにより、調光するに
従って、回路の動作周波数は比較的負荷回路の共振周波
数に近いものとなり、バラスト用のインダクタL1 に流
れる共振電流は増加し、バラスト用のインダクタL1 に
印加される電圧は増加する。そのために、トランスT1
の2次巻線に発生する電圧は調光するに従って大きくな
り、制御電源Vccへの供給電流は大きくなって行く。
故に、調光度に応じてスイッチング素子であるFETの
ゲート消費電流の増加を補うことができる。これによ
り、調光時に制御電源の安定化を図ることができる。
グ素子Q1 にFETを使用する場合、FETは電圧駆動
であるので、バイポーラトランジスタに比べて消費電流
を低減させることができるという利点がある。また、自
励駆動の場合にバイポーラトランジスタを用いると、キ
ャリア走行時間やキャリア消滅時間の関係でストレージ
タイムが発生し、ベース電流が零になってからスイッチ
動作がオフするまでの時間がスイッチング素子のばらつ
きにより大幅に異なり、出力のばらつき幅が大きくなる
が、バイポーラトランジスタの代わりにFETを用いる
と、ストレージタイムの影響が極小となる。そして、自
励巻線に発生する電圧は図2の場合と同様であり、電圧
減少時の傾きが大きいので、FETのターンオフ電圧の
ばらつきによる出力変化への影響はほとんどない。した
がって、スイッチング素子Q1 としてFETを用いる
と、素子のばらつきによる出力変化を抑えることができ
る。
の極性を図5の黒丸で示したように設定すると、トラン
スT1 の2次巻線に発生する電圧は、制御回路3により
駆動されるスイッチング素子Q2 がオンするときに正と
なり、制御電源Vccに電流を供給できる。したがっ
て、制御電源Vccが消費されるスイッチング素子Q2
のオン時に、制御電源Vccへの電流を供給できるの
で、制御電源Vccの安定化を図れる。
おいて、広範囲にわたる入力電圧に対して応用可能な発
振同期信号の検出回路について説明する。図6に自励他
制ハーフブリッジ式インバータ回路を示す。主電源とし
ての交流電源ACは電源スイッチSWを介してダイオー
ドブリッジDBの交流入力端子に接続されている。ダイ
オードブリッジDBの直流出力端子には、平滑用のコン
デンサC5 が並列接続されている。この平滑用のコンデ
ンサC5 に得られる直流電圧は、インバータ回路4のス
イッチング素子Q1 ,Q2 の直列回路に印加されてい
る。各スイッチング素子Q1 ,Q2 には、それぞれダイ
オードD1 ,D2 が逆並列接続されている。一方のスイ
ッチング素子Q2 の両端には、バラスト用のインダクタ
L1 と直流カット用のコンデンサC2 を介して放電灯2
が接続されている。放電灯2のフィラメントの非電源側
端子間には、予熱用のコンデンサC1 が並列接続されて
いる。このコンデンサC1 とインダクタL1 は直列共振
回路を構成している。また、インダクタL1 の2次巻線
は、抵抗R1 を介して他方のスイッチング素子Q1 の制
御電極に接続されており、このスイッチング素子Q1 は
自励駆動される。また、スイッチング素子Q2 は制御回
路3により他励駆動される。
おける制御回路3からは、矩形波信号が出力される。制
御回路3の出力がHighレベルの区間にスイッチング
素子Q2 がオン、スイッチング素子Q1 がオフとなり、
制御回路3の出力がLowレベルの区間には、スイッチ
ング素子Q2 がオフ、スイッチング素子Q1 がオンとな
る動作を繰り返し、発振を行う。スイッチング素子Q2
のオン区間は制御回路3にて設定されるタイマー時間に
より決定され、それによりスイッチング素子Q 2 がオフ
するタイミングを受けてスイッチング素子Q1 がオンす
る。しかしながら、図6の回路だけでは発振が継続しな
い。なぜなら、スイッチング素子Q2 がオンするタイミ
ングの情報を、制御回路3に伝達する手段が無いためで
あり、発振の状態を検出する手段として、例えば、図7
又は図8に示した回路が一般に使われていた。
流れる電流を供給するトランスT1の巻線を利用し、電
流トランス結合方式により負荷電流を検出し、抵抗R6
とツェナーダイオードZD3 により得られた基準電圧と
比較し、電圧比較器CPより同期信号を検出する方式で
あり、図8の回路は、発振用のスイッチング素子Q1,
Q2 の接続点の電位を抵抗R7 ,R8 により分圧し、基
準電圧と比較して同期信号を検出する方式である。とこ
ろが、図7の回路においては、温度変化に対して電流ト
ランスT1 の特性変化が大きく、また、電流トランスT
1 の巻線が3巻線となり、コスト高となる。一方、図8
の回路では、インバータ回路の電源電圧が一定であれば
問題ないが、インバータ回路の電源電圧の変動範囲が広
い場合、入力電圧をV1 、スイッチング素子Q1 ,Q2
の接続点の電圧を分圧した検出電圧をV2 、基準電圧を
V3 とすると、これらの電圧の関係は、図9のようにな
る。図中、入力電圧V1 がVaの範囲では、スイッチン
グ素子Q2 がオンしても、検出電圧V21が基準電圧V3
より低いため、スイッチング素子Q2 がオンしたと見な
されず、発振が継続しない。また、入力電圧V1 がVb
の範囲では、スイッチング素子Q2 がオフしたときにス
イッチング素子Q1 もオフで、破線で示した検出電圧V
22が基準電圧V3 よりも高く、スイッチング素子Q2 が
オンしたときと同じと判断されてしまい、これも発振が
継続しない。
対して、発振の同期信号を得るために、図10に示すよ
うな回路を用いることが考えられる。この回路は、昇圧
型のチョッパー回路とインバータ回路を組み合わせた放
電灯点灯装置である。昇圧型のチョッパー回路は、ダイ
オードブリッジDBの直流出力端子に、インダクタL 3
とスイッチング素子Q4 を直列に接続し、スイッチング
素子Q4 の両端にダイオードD4 を介して平滑用のコン
デンサC5 を接続したものであり、スイッチング素子Q
4 が高周波でオン・オフ動作を繰り返すことにより、イ
ンダクタL3 の両端に電圧を誘起させて、この電圧をダ
イオードブリッジDBの出力電圧と重畳させて、ダイオ
ードD4 を介してコンデンサC5 に充電するものであ
り、交流電源ACからの入力電流の高調波歪を低減する
手段として広く用いられている。平滑コンデンサC5 に
得られる電圧は、抵抗R11,R12により分圧されて、チ
ョッパー制御回路7にフィードバックされて、所定の出
力電圧が得られるようにスイッチング素子Q4 のオン・
オフ動作が制御される。昇圧チョッパー回路の出力電圧
は400V前後に設定することが多く、また、チョッパ
ー回路が動作していないときには、商用電源電圧を全波
整流した電圧がインバータ回路に入力される。つまり、
商用電源が100Vの場合、インバータ回路の入力電圧
V1 は141V〜400Vの範囲で変化することにな
る。このように広い範囲で変化する入力電圧V1 に対し
て、この電圧を抵抗R9 ,R10で分圧して得られる電圧
V4 を基準電圧として電圧比較器CPに入力し、スイッ
チング素子Q1 ,Q2 の接続点の電圧を抵抗R7 ,R8
で分圧して得られた電圧V2 と比較する。入力電圧V1
を分圧して得られる基準電圧V4 を、図11に示すよう
に、スイッチング素子Q2 がオンしたときの電圧V
21と、スイッチング素子Q1 ,Q2 が共にオフしたとき
の電圧V22の間となるように設定する。このように設定
すれば、入力電圧V1 の変化に対して、電圧比較器CP
の基準電圧V4 は追従動作するものであり、スイッチン
グ素子Q2 がオンしたときと、スイッチング素子Q1 ,
Q2 がオフしたときの検出を確実に行える。
からの動作を図12に示した。電源投入すると、まず、
負荷となる放電灯の有無を判断し、放電灯が無い場合に
は、インバータ回路を発振停止させる。これは、チョッ
パー回路の発振等による高電圧がランプソケットに出力
されることを防止し、感電等のトラブルを防ぐためであ
る。また、放電灯が有る場合は、インバータ回路を起動
して、インバータ回路が発振したことを確認した上で、
チョッパー回路を起動させようとするものである。チョ
ッパー回路よりもインバータ回路の方を先に発振開始さ
せる目的は、インバータ回路が起動された瞬間のトラン
ジスタへのストレスを低減するためである。以上のよう
に簡単な構成で、広範囲の入力電圧に対して、自励他制
式ハーフブリッジインバータ回路の発振同期信号を得る
ことができる。
前段に、直流電源を平滑化させるためにアルミ電解コン
デンサを用いる場合、アルミ電解コンデンサの周波数特
性により、周波数の増加に伴って容量が減り、tanδ
(誘電正接)が増加する。これにより、高周波動作時に
アルミ電解コンデンサのインピーダンスは増加し、イン
バータ回路への充放電電流は流れにくくなる。そこで、
アルミ電解コンデンサと並列にフィルムコンデンサを接
続する。フィルムコンデンサの周波数特性は、周波数が
増加しても容量とtanδは比較的安定した特性とな
る。したがって、インバータ回路を高周波で動作させた
場合には、充放電電流は主にフィルムコンデンサを通っ
て流れ、低インピーダンスのループを導通することにな
り、回路動作への影響は少なくなる。
記フィルムコンデンサをインバータ回路の近傍に実装す
ると、安定したインバータ回路の動作を行える。つま
り、プリント基板のパターンにはラインインピーダンス
が存在するが、アルミ電解コンデンサの周波数特性の影
響を少なくするために、アルミ電解コンデンサと並列に
フィルムコンデンサを設けて、直流電源への充電電流を
流れやすくするが、プリント基板のラインインピーダン
スの影響を考慮し、フィルムコンデンサをインバータ回
路の近傍へ実装することにより、ラインインピーダンス
による充放電電流への影響が少なくなる。これにより、
安定したインバータ回路の動作を行える。
放電灯に印加する電圧の基本振幅にパルス状の電圧を加
えて、特に低光束調光点灯始動において、ピーク値が高
い電圧を加えながら、実効値を低くし、良好な始動を実
現できる。また、低光束調光点灯時において、点灯維持
のために放電灯に印加する電圧の基本振幅にパルス電圧
を加え、ピーク値が高く実効値の低い電圧により、安定
な低光束点灯維持が行えることはよく知られている。し
かしながら、これらの方式においては、放電灯の光出力
を低くするために、パルス電圧の印加周波数は数百Hz
から数KHzとなり、人間の可聴周波数域となる。低光
束調光点灯時には、放電灯の印加電圧の実効値を下げる
ために、基本振幅とパルス電圧のピーク値との差は大き
くなり、放電灯のバラストとして用いられるインダクタ
がパルス電圧の印加周期で振動し、騒音を発生してしま
うという問題が生じる。商用周波数の交流を高周波に変
換して放電灯を高周波点灯するインバータ点灯装置にお
いては、可聴域を越えた周波数で回路動作をさせること
により、騒音が出ないという長所を持つことから、上記
のような騒音の発生は非常に重要な問題となる。
に、図13と図14に示すように、バラスト用のインダ
クタを複数個に分割した放電灯点灯装置を用いる方法が
ある。騒音の発生は、パルス状電圧のピーク値と基本振
幅の差が急激に変化することにより、磁性体(コア)に
磁わい(磁気ひずみ)を生じ、その磁気弾性エネルギー
によりコアが振動する(磁わい振動)ことによるもので
ある。この磁気弾性エネルギーは磁化の強さにより変化
するので、コアの磁化を弱めてやれば振動は弱くなり、
騒音は減る。ところが、回路定数としてインダクタンス
成分は必要であるので、インダクタが1個ではコアの磁
化を弱めることができない。そこで、インダクタを複数
に分割し、インダクタの1個あたりに生じる磁化を弱め
ることにより騒音を下げることができる。
出力された電圧をインダクタL1 ,L2 を介して放電灯
2とコンデンサC1 の並列回路に印加している。インダ
クタL1 ,L2 には、インバータ回路4より出力される
電圧から放電灯2に印加されるランプ電圧を差し引いた
電圧が印加される。したがって、インダクタ1個あたり
に発生する磁界の強さを1個のインダクタを用いる場合
に比べて弱めることができ、騒音を低減できる。また、
図14に示すように、放電灯2を挟むようにインダクタ
L1 ,L2 を挿入すれば、放電灯2の両端電位は安定
し、放電灯2から発せられる輻射ノイズが低減されると
いう効果を生む。
クタを複数個に分割した放電灯点灯装置では、1個のイ
ンダクタを用いた場合に比べると、部品コストが高くな
る。また、図15あるいは図16に示すように、インバ
ータ回路のスイッチング素子Q1 ,Q2 への帰還巻線や
制御回路3の電源等をインバータ回路の発振出力から取
る方式があるが、図15の回路では、カレントトランス
CTとインダクタL1として、異なった仕様のコイルを
作成する必要があり、コストが高くなり、図16の回路
では、カレントトランスとインダクタを共用するため
に、トランスT1が大型化する。
ントトランスCTを用いた自励他制式の直列インバータ
回路を用いており、バイポーラトランジスタよりなるス
イッチング素子Q1 ,Q2 とダイオードD1 ,D2 で構
成される直列インバータ回路に、直流カット用のコンデ
ンサC2 を介して、インダクタL1 とコンデンサC1に
よる直列共振回路を接続し、コンデンサC1 と並列に配
された放電灯2を点灯させる放電灯点灯装置である。イ
ンバータのスイッチング素子Q1 ,Q2 のベース電流
は、カレントトランスCTの2次巻線n1 ,n2 によっ
て供給される。また、制御回路3は、2次巻線n2 から
得られるタイミングに基づいて、スイッチング素子Q2
がオンされた後、所定の時間後にトランジスタQ3 をオ
ンさせて、スイッチング素子Q2 のON時間を制御する
ものであり、これにより、インバータ回路のデューティ
比を変化させて、放電灯2の調光を行うものである。ま
た、カレントトランスCTの2次巻線n3 は、制御回路
3の電源を供給するために用いられている。
回路において、インダクタL1 をトランスT1 の1次巻
線のインダクタンス成分で兼用したものであり、部品点
数は少なくなるが、トランスT1 が大型化する。そこ
で、複数個に分割したインダクタのコア材質、形状、巻
数、ピン配置などの仕様を同一にすることにより、異な
った仕様のコイルを作成することで生じるコストを削減
することが考えられる。例えば、図13や図14に示し
たように、バラスト用のインダクタを2つの巻線L1 と
L2 に分割した放電灯点灯装置において、2つの巻線L
1 とL2 のコイル仕様を同一にし、異なった仕様のイン
ダクタを製作する必要を無くし、コストの削減を図るこ
とが考えられる。なお、図13及び図14では、バラス
ト用のインダクタを2分割としたが、3個以上に分割し
た場合でも同様であることは言うまでもない。
直列インバータ回路において、バラスト用のインダクタ
を兼ねたカレントトランスT1 ,T2 ,T3 の1次巻線
を3つの巻線L1 ,L2 ,L3 に分割し、コアの磁化を
低減することにより騒音の発生を抑制し、且つ、これら
にそれぞれ対応する2次巻線n1 ,n2 ,n3 をインバ
ータのスイッチング素子Q1 ,Q2 への帰還巻線や、制
御回路3の電源供給用の2次巻線として利用する。この
とき、3つのトランスT1 ,T2 ,T3 のコア材質、形
状、巻数、巻数比等を同一の仕様となるように設計する
ことにより、分割したトランスの製造コストを低減でき
る。また、図16に示した1個のトランスT1 を用いる
場合に比べて、本実施例における分割した個々のトラン
スT1 ,T2 ,T3 は小型化するため、器具の薄型化な
ども実現できる。図17の回路では、インバータ回路に
自励他制式の直列インバータ回路を用いたが、インバー
タ回路方式や制御方式はこれに限らず、1次巻線より複
数の2次巻線を取るものであれば、どのような回路方式
にも適用できる。また、1次巻線の分割個数は必要とさ
れる2次巻線の数に応じて適宜決定すれば良いことは言
うまでもない。
インバータのスイッチング素子Q1,Q2 への帰還巻線
n1 ,n2 を有するトランスT1 ,T2 をそれぞれスイ
ッチング素子Q1 ,Q2 にできるだけ近い位置に実装す
れば、スイッチング素子Q1,Q2 のドライブ信号によ
る輻射ノイズを低減することができる。
出力される高周波電力を限流素子としてのインダクタを
介して放電灯に印加して放電灯を高周波点灯させる放電
灯点灯装置において、このインダクタの2次巻線からイ
ンバータ回路の制御回路の電源を供給するようにしたの
で、トランスを別設する必要がなくなるという効果があ
る。また、第2のスイッチング素子がオンするときに、
インバータ回路の制御回路の電源に電流が供給されるよ
うに前記インダクタの2次巻線の極性を設定すると、第
2のスイッチング素子が電流を消費するときに、その電
源となる電流を供給できるので、第2のスイッチング素
子の動作が安定するという効果がある。さらに、一対の
スイッチング素子のうち、一方を自励駆動し、他方を他
励駆動するハーフブリッジ型のインバータ回路におい
て、自励駆動される側のスイッチング素子をFETで構
成すれば、バイポーラトランジスタを用いる場合に比べ
て、ストレージタイムの影響が極小となり、出力のばら
つきが少なくなると共に、スイッチング周波数の変化に
より放電灯の調光を行う場合に、周波数が高くなると、
FETのスイッチング制御用の電流が増加することにな
り、好都合である。
ある。
図である。
回路図である。
る。
回路図である。
である。
を示す流れ図である。
の回路図である。
装置の回路図である。
点灯装置の回路図である。
点灯装置の回路図である。
回路図である。
の回路図である。
装置の回路図である。
灯装置の動作波形図である。
Claims (6)
- 【請求項1】 交流電源を整流平滑した直流電源から
の電力を高周波電力に変換するインバータ回路と、放電
灯を含み限流素子としてインダクタを用いる負荷回路と
から構成される放電灯点灯装置において、前記インダク
タの2次巻線からインバータ回路の制御回路の電源を供
給する手段を備えることを特徴とする放電灯点灯装置。 - 【請求項2】 前記インバータ回路は、前記直流電源
から出力される直流電圧を印加される第1及び第2のス
イッチング素子の直列回路と、負荷電流を帰還させて第
1のスイッチング素子を自励制御する電流帰還手段と、
第2のスイッチング素子の導通区間を減少させて放電灯
の調光を行うように他励制御する制御回路とを備え、イ
ンバータ回路の動作周波数の変動幅を負荷回路の共振周
波数の変動幅よりも小さくしたことを特徴とする請求項
1記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項3】 負荷電流の帰還により自励制御される
第1のスイッチング素子としてFETを用いることを特
徴とする請求項2記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項4】 第2のスイッチング素子がオンすると
きに、インバータ回路の制御回路の電源に電流が供給さ
れるように前記インダクタの2次巻線の極性を設定した
ことを特徴とする請求項2記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項5】 前記インバータ回路に入力される直流
電圧を安定化するためのアルミ電解コンデンサと並列に
フィルムコンデンサを接続し、該フィルムコンデンサは
前記インバータ回路の近傍に設けたことを特徴とする請
求項1記載の放電灯点灯装置。 - 【請求項6】 前記直流電源の出力電圧を分圧して基
準電圧を作成する第1の分圧回路と、前記第1及び第2
のスイッチング素子の接続点の電位を分圧して発振周期
に同期した電圧を検出する第2の分圧回路と、第1及び
第2の分圧回路の出力電圧を入力される電圧比較器とを
備え、第1の分圧回路により作成される基準電圧は、第
1のスイッチング素子のオン時に発生する電圧と、第1
及び第2のスイッチング素子が共にオフした時に発生す
る電圧の間となるように設定したことを特徴とする請求
項1記載の放電灯点灯装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP21197993A JP3304534B2 (ja) | 1993-08-26 | 1993-08-26 | 放電灯点灯装置 |
Applications Claiming Priority (1)
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JP21197993A JP3304534B2 (ja) | 1993-08-26 | 1993-08-26 | 放電灯点灯装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0765979A true JPH0765979A (ja) | 1995-03-10 |
JP3304534B2 JP3304534B2 (ja) | 2002-07-22 |
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ID=16614880
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JP21197993A Expired - Fee Related JP3304534B2 (ja) | 1993-08-26 | 1993-08-26 | 放電灯点灯装置 |
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Country | Link |
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JP (1) | JP3304534B2 (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2007149408A (ja) * | 2005-11-25 | 2007-06-14 | Matsushita Electric Works Ltd | 放電灯点灯装置及び照明器具 |
JP2008108639A (ja) * | 2006-10-26 | 2008-05-08 | Matsushita Electric Works Ltd | 放電灯点灯装置、及び照明器具 |
-
1993
- 1993-08-26 JP JP21197993A patent/JP3304534B2/ja not_active Expired - Fee Related
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