JP3331713B2 - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JP3331713B2 JP3331713B2 JP32532193A JP32532193A JP3331713B2 JP 3331713 B2 JP3331713 B2 JP 3331713B2 JP 32532193 A JP32532193 A JP 32532193A JP 32532193 A JP32532193 A JP 32532193A JP 3331713 B2 JP3331713 B2 JP 3331713B2
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- Japan
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- power supply
- load
- circuit
- inductance
- inverter circuit
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps
Landscapes
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直流電源をスイッチン
グ素子を用いて矩形波に変換する電源装置の改良に関す
るものである。
グ素子を用いて矩形波に変換する電源装置の改良に関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】放電灯を低周波の矩形波電流で点灯させ
る場合、始動時に所定値以上の電流が放電灯に流れてい
るときに、ブリッジ型のインバータ回路の極性が反転す
ると、パルストランスの２次側のインダクタンス要素
と、電源回路部の平滑コンデンサとで共振が発生し、平
滑コンデンサの電圧が許容値よりもかなり上昇するとい
う問題があった。この電圧上昇を抑えるために、例え
ば、特開平３−１１６６９３号の効果を応用して、ブリ
ッジ型のインバータ回路の極性反転と同期して、ＰＷＭ
制御しているチョッパー回路部から供給される電流を減
少させることが考えられる。このような制御を行うこと
で、ブリッジ型のインバータ回路に接続された負荷回路
に供給される電流は徐々に変化して反転されるので、上
記のような共振による電圧上昇は抑えることが可能であ
る。
る場合、始動時に所定値以上の電流が放電灯に流れてい
るときに、ブリッジ型のインバータ回路の極性が反転す
ると、パルストランスの２次側のインダクタンス要素
と、電源回路部の平滑コンデンサとで共振が発生し、平
滑コンデンサの電圧が許容値よりもかなり上昇するとい
う問題があった。この電圧上昇を抑えるために、例え
ば、特開平３−１１６６９３号の効果を応用して、ブリ
ッジ型のインバータ回路の極性反転と同期して、ＰＷＭ
制御しているチョッパー回路部から供給される電流を減
少させることが考えられる。このような制御を行うこと
で、ブリッジ型のインバータ回路に接続された負荷回路
に供給される電流は徐々に変化して反転されるので、上
記のような共振による電圧上昇は抑えることが可能であ
る。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述の
ような制御方式では、チョッパー部を制御する回路が複
雑になるという問題があり、また、チョッパー部からの
電力供給に遅れが生じる可能性がある。本発明は、上述
のような複雑な制御を必要としないで、チョッパー部も
しくはインバータ回路部の制御による負荷への電力供給
を一定に保ったまま、上記のような共振による電源回路
部における平滑コンデンサの電圧上昇を抑えることが可
能な電源装置を提供することを目的とするものである。
ような制御方式では、チョッパー部を制御する回路が複
雑になるという問題があり、また、チョッパー部からの
電力供給に遅れが生じる可能性がある。本発明は、上述
のような複雑な制御を必要としないで、チョッパー部も
しくはインバータ回路部の制御による負荷への電力供給
を一定に保ったまま、上記のような共振による電源回路
部における平滑コンデンサの電圧上昇を抑えることが可
能な電源装置を提供することを目的とするものである。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明の電源装置にあっ
ては、上記の課題を解決するために、図１に示すよう
に、直流電源Ｅと、直流電源Ｅに接続されたＤＣ／ＤＣ
コンバータ回路部１と、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路部１
の出力に接続された平滑用のコンデンサＣと、前記コン
デンサＣの電圧を矩形波電圧に変換するためのブリッジ
型のインバータ回路部２と、インバータ回路部２の出力
に接続されるインダクタンス要素Ｌと負荷Ｚを直列に接
続した負荷回路３とからなる電源装置において、負荷Ｚ
に所定値以上の電流が流れるとき、例えば、放電灯の始
動時などにおいて、インバータ回路部２の出力電流の極
性が反転する少なくとも直前から一定期間、インダクタ
ンス要素Ｌのインダクタンス値を減少させることで、イ
ンダクタンス要素Ｌと平滑コンデンサＣによる共振電圧
を抑え、電圧Ｖｃの上昇を抑えるものである。インダク
タンス要素Ｌのインダクタンス値を減少させる手段とし
ては、例えば図４に示すように可飽和型インダクタンス
を用いたり、図８に示すようにインダクタンス要素のイ
ンダクタンス値を低減させるためのスイッチＳＷ 1 を用
いると良い。また、同じ課題を解決するための別の手段
として、インダクタンス要素Ｌに生じるエネルギーを消
費（図１２，図１５）または電源側へ帰還させる（図１
３，図１６）ようにしても良い。
ては、上記の課題を解決するために、図１に示すよう
に、直流電源Ｅと、直流電源Ｅに接続されたＤＣ／ＤＣ
コンバータ回路部１と、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路部１
の出力に接続された平滑用のコンデンサＣと、前記コン
デンサＣの電圧を矩形波電圧に変換するためのブリッジ
型のインバータ回路部２と、インバータ回路部２の出力
に接続されるインダクタンス要素Ｌと負荷Ｚを直列に接
続した負荷回路３とからなる電源装置において、負荷Ｚ
に所定値以上の電流が流れるとき、例えば、放電灯の始
動時などにおいて、インバータ回路部２の出力電流の極
性が反転する少なくとも直前から一定期間、インダクタ
ンス要素Ｌのインダクタンス値を減少させることで、イ
ンダクタンス要素Ｌと平滑コンデンサＣによる共振電圧
を抑え、電圧Ｖｃの上昇を抑えるものである。インダク
タンス要素Ｌのインダクタンス値を減少させる手段とし
ては、例えば図４に示すように可飽和型インダクタンス
を用いたり、図８に示すようにインダクタンス要素のイ
ンダクタンス値を低減させるためのスイッチＳＷ 1 を用
いると良い。また、同じ課題を解決するための別の手段
として、インダクタンス要素Ｌに生じるエネルギーを消
費（図１２，図１５）または電源側へ帰還させる（図１
３，図１６）ようにしても良い。
【０００５】
【作用】図１の回路において、インバータ回路部２の出
力電圧の極性反転時に、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路部１
の出力に接続された平滑コンデンサＣとインダクタンス
要素Ｌとの共振電圧により発生するコンデンサＣの電圧
Ｖｃの上昇は、√（ＬＩ 2 ／Ｃ）で表わされ、負荷電流
Ｉが大きいときには、コンデンサＣの電圧Ｖｃは大きく
なる。負荷Ｚに所定値以上の大きな電流が流れていると
き、インバータ回路部２の出力電流の極性が反転する少
なくとも直前から一定期間、インダクタンス要素Ｌのイ
ンダクタンス値を減少させることで、極性反転時に生じ
る共振エネルギーを小さくすることができ、コンデンサ
Ｃの電圧Ｖｃの上昇を低く抑えることができる。
力電圧の極性反転時に、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路部１
の出力に接続された平滑コンデンサＣとインダクタンス
要素Ｌとの共振電圧により発生するコンデンサＣの電圧
Ｖｃの上昇は、√（ＬＩ 2 ／Ｃ）で表わされ、負荷電流
Ｉが大きいときには、コンデンサＣの電圧Ｖｃは大きく
なる。負荷Ｚに所定値以上の大きな電流が流れていると
き、インバータ回路部２の出力電流の極性が反転する少
なくとも直前から一定期間、インダクタンス要素Ｌのイ
ンダクタンス値を減少させることで、極性反転時に生じ
る共振エネルギーを小さくすることができ、コンデンサ
Ｃの電圧Ｖｃの上昇を低く抑えることができる。
【０００６】図１において、コンデンサＣの電圧Ｖｃと
負荷Ｚに流れる電流Ｉｚの波形を図２に示す。また、図
２の部分拡大図を図３に示す。図２と図３は可変インダ
クタンス要素Ｌとして、可飽和型インダクタンスを使用
し、負荷Ｚに放電灯を使用し、負荷Ｚに所定値以上の電
流が流れると、磁気飽和するように設定した場合の動作
波形を示す。例えば、放電灯の始動時において、放電灯
定格の２〜３倍の電流が流れたときに、イグナイタ部の
パルストランスの２次側のインダクタンス値を磁気飽和
によって自動的に減少させるように設定しておくと、制
御回路を全く必要としないで、共振によるコンデンサＣ
の電圧Ｖｃの上昇を抑えることができる。図３の実線
は、インバータ回路部２の出力電流の極性が反転する前
に、インダクタンス要素Ｌのインダクタンス値を減少さ
せた場合の波形を示している。このとき、可飽和インダ
クタンスは磁気飽和している。また、点線は、インダク
タンス要素Ｌのインダクタンス値を変化させない場合の
コンデンサＣの電圧Ｖｃと放電灯の電流Ｉｚの波形を示
している。
負荷Ｚに流れる電流Ｉｚの波形を図２に示す。また、図
２の部分拡大図を図３に示す。図２と図３は可変インダ
クタンス要素Ｌとして、可飽和型インダクタンスを使用
し、負荷Ｚに放電灯を使用し、負荷Ｚに所定値以上の電
流が流れると、磁気飽和するように設定した場合の動作
波形を示す。例えば、放電灯の始動時において、放電灯
定格の２〜３倍の電流が流れたときに、イグナイタ部の
パルストランスの２次側のインダクタンス値を磁気飽和
によって自動的に減少させるように設定しておくと、制
御回路を全く必要としないで、共振によるコンデンサＣ
の電圧Ｖｃの上昇を抑えることができる。図３の実線
は、インバータ回路部２の出力電流の極性が反転する前
に、インダクタンス要素Ｌのインダクタンス値を減少さ
せた場合の波形を示している。このとき、可飽和インダ
クタンスは磁気飽和している。また、点線は、インダク
タンス要素Ｌのインダクタンス値を変化させない場合の
コンデンサＣの電圧Ｖｃと放電灯の電流Ｉｚの波形を示
している。
【０００７】図３から明らかなように、インバータ回路
部２の出力電流の極性反転の少なくとも直前にインダク
タンス要素Ｌのインダクタンス値を減少させると、ラン
プ電流には、インダクタンス値の変化による傾きの変化
（インダクタンス要素Ｌの飽和／非飽和による変化）が
可飽和型インダクタンス要素を使った場合、２つの点ａ
及びｃで観測される。また、点ｂで放電灯のランプ電流
Ｉの極性が反転する。インダクタンス要素Ｌの値が大き
い部分では、放電灯のランプ電流Ｉの変化の傾きは緩や
かで、インダクタンス要素Ｌを小さくしたときのランプ
電流Ｉの傾きは急である。インダクタンス要素Ｌを変化
させない場合の平滑コンデンサＣの電圧最大値Ｖｐ
1 と、インダクタンス要素Ｌのインダクタンス値を変化
させた場合の最大値Ｖｐ2 とを比較すると、Ｖｐ1 ＞Ｖ
ｐ2 となっている。
部２の出力電流の極性反転の少なくとも直前にインダク
タンス要素Ｌのインダクタンス値を減少させると、ラン
プ電流には、インダクタンス値の変化による傾きの変化
（インダクタンス要素Ｌの飽和／非飽和による変化）が
可飽和型インダクタンス要素を使った場合、２つの点ａ
及びｃで観測される。また、点ｂで放電灯のランプ電流
Ｉの極性が反転する。インダクタンス要素Ｌの値が大き
い部分では、放電灯のランプ電流Ｉの変化の傾きは緩や
かで、インダクタンス要素Ｌを小さくしたときのランプ
電流Ｉの傾きは急である。インダクタンス要素Ｌを変化
させない場合の平滑コンデンサＣの電圧最大値Ｖｐ
1 と、インダクタンス要素Ｌのインダクタンス値を変化
させた場合の最大値Ｖｐ2 とを比較すると、Ｖｐ1 ＞Ｖ
ｐ2 となっている。
【０００８】
【実施例】図４は本発明の第１実施例の回路図である。
本実施例において、始動時にインバータ回路部２の出力
極性が反転するときの動作波形を図５に示した。本実施
例では、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路部１として、昇降圧
チョッパー回路を使用している。昇降圧チョッパー回路
では、高周波動作するスイッチング素子Ｑ1 のオン時間
をＰＷＭ制御することで、出力電圧を制御する。平滑コ
ンデンサＣ1 は昇降圧チョッパー回路の出力電圧を平滑
し、インバータ回路部２に直流電圧Ｖｃ1 を供給してい
る。インバータ回路部２としては、４個のスイッチング
素子Ｑ2 〜Ｑ 5 を用いたフルブリッジ型のインバータ回
路を使用している。インバータ回路部２のスイッチング
素子Ｑ2 ，Ｑ5 とＱ3 ，Ｑ4 を低周波で交互にオン・オ
フ動作させることで、負荷に矩形波電流を供給する。負
荷と直列に接続されたインダクタンス要素Ｌには、可飽
和型インダクタンスとしてパルストランスを使用し、こ
れと直列に負荷として放電灯Ｚを接続している。負荷回
路の可飽和型インダクタンスは、放電灯Ｚの始動時に、
所定値以上（例えば定格の２〜３倍）のランプ電流が流
れるときには、磁気飽和するようになっている。
本実施例において、始動時にインバータ回路部２の出力
極性が反転するときの動作波形を図５に示した。本実施
例では、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路部１として、昇降圧
チョッパー回路を使用している。昇降圧チョッパー回路
では、高周波動作するスイッチング素子Ｑ1 のオン時間
をＰＷＭ制御することで、出力電圧を制御する。平滑コ
ンデンサＣ1 は昇降圧チョッパー回路の出力電圧を平滑
し、インバータ回路部２に直流電圧Ｖｃ1 を供給してい
る。インバータ回路部２としては、４個のスイッチング
素子Ｑ2 〜Ｑ 5 を用いたフルブリッジ型のインバータ回
路を使用している。インバータ回路部２のスイッチング
素子Ｑ2 ，Ｑ5 とＱ3 ，Ｑ4 を低周波で交互にオン・オ
フ動作させることで、負荷に矩形波電流を供給する。負
荷と直列に接続されたインダクタンス要素Ｌには、可飽
和型インダクタンスとしてパルストランスを使用し、こ
れと直列に負荷として放電灯Ｚを接続している。負荷回
路の可飽和型インダクタンスは、放電灯Ｚの始動時に、
所定値以上（例えば定格の２〜３倍）のランプ電流が流
れるときには、磁気飽和するようになっている。
【０００９】以下、インバータ回路部２の出力極性が反
転したときの動作について説明する。インバータ回路部
２の出力極性が反転したときに、平滑コンデンサＣ1 に
共振により流れる充電電流は、スイッチング時のデッド
タイム時間も含めて、図４のコンデンサＣ1 、トランジ
スタＱ5 とダイオードＤ5 、インダクタＬ、放電灯Ｚ、
トランジスタＱ2 とダイオードＤ2 、コンデンサＣ1 の
経路で流れる。始動時において、所定値以上のランプ電
流が流れているときには、前記インダクタンス要素Ｌは
飽和しているので、インダクタンス値は小さく、この状
態で出力極性が反転するので、コンデンサＣ1 の電圧Ｖ
ｃ1 の上昇は低く抑えられる。
転したときの動作について説明する。インバータ回路部
２の出力極性が反転したときに、平滑コンデンサＣ1 に
共振により流れる充電電流は、スイッチング時のデッド
タイム時間も含めて、図４のコンデンサＣ1 、トランジ
スタＱ5 とダイオードＤ5 、インダクタＬ、放電灯Ｚ、
トランジスタＱ2 とダイオードＤ2 、コンデンサＣ1 の
経路で流れる。始動時において、所定値以上のランプ電
流が流れているときには、前記インダクタンス要素Ｌは
飽和しているので、インダクタンス値は小さく、この状
態で出力極性が反転するので、コンデンサＣ1 の電圧Ｖ
ｃ1 の上昇は低く抑えられる。
【００１０】図５において、ｔ0 〜ｔａの期間は、イン
ダクタンス要素Ｌは飽和しているために、インダクタン
ス値は小さい。この状態でインバータ回路部２のスイッ
チング素子Ｑ2 〜Ｑ5 が極性反転し、ランプ電流が減少
して行くと、時刻ｔａにおいて、ある電流値でインダク
タンス要素は非飽和状態となり、インダクタンス値は小
さくなる。このときからある一定期間、ランプ電流の変
化の傾きは緩やかになる。ｔａ〜ｔｃの期間は、インダ
クタンス要素は非飽和状態である。ランプ電流の極性が
反転して、所定の電流値以上になると、再びインダクタ
ンス要素は飽和して、ランプ電流の傾きが急となり、所
定の電流値まで上昇する。これがｔｃ〜ｔ2 の期間での
動作である。このように、本実施例では、インバータ回
路部２の極性反転時に、ランプ電流の傾きの変化（イン
ダクタンス要素の飽和・非飽和による変化）が２箇所で
観測される。なお、本実施例では、始動時のインダクタ
ンス要素ＬとコンデンサＣ1 による共振電圧Ｖｃ1 の上
昇を、インダクタンス要素Ｌの磁気飽和のみを利用する
だけで抑制でき、チョッパー部のスイッチング素子Ｑ1
の制御などを全く必要としないので、制御回路の簡略化
が可能となる。
ダクタンス要素Ｌは飽和しているために、インダクタン
ス値は小さい。この状態でインバータ回路部２のスイッ
チング素子Ｑ2 〜Ｑ5 が極性反転し、ランプ電流が減少
して行くと、時刻ｔａにおいて、ある電流値でインダク
タンス要素は非飽和状態となり、インダクタンス値は小
さくなる。このときからある一定期間、ランプ電流の変
化の傾きは緩やかになる。ｔａ〜ｔｃの期間は、インダ
クタンス要素は非飽和状態である。ランプ電流の極性が
反転して、所定の電流値以上になると、再びインダクタ
ンス要素は飽和して、ランプ電流の傾きが急となり、所
定の電流値まで上昇する。これがｔｃ〜ｔ2 の期間での
動作である。このように、本実施例では、インバータ回
路部２の極性反転時に、ランプ電流の傾きの変化（イン
ダクタンス要素の飽和・非飽和による変化）が２箇所で
観測される。なお、本実施例では、始動時のインダクタ
ンス要素ＬとコンデンサＣ1 による共振電圧Ｖｃ1 の上
昇を、インダクタンス要素Ｌの磁気飽和のみを利用する
だけで抑制でき、チョッパー部のスイッチング素子Ｑ1
の制御などを全く必要としないので、制御回路の簡略化
が可能となる。
【００１１】図６は本発明の第２実施例の回路図であ
る。本実施例において、始動時にインバータ回路部２の
出力極性が反転するときの動作波形を図７に示した。本
実施例では、入力電源として、交流電源ＡＣをダイオー
ドブリッジＤＢとコンデンサＣｏよりなる整流平滑回路
４により直流電圧に変換したものを使用しているが、直
流電源を用いても良い。ＤＣ／ＤＣコンバータ回路部１
には、インダクタＬａ，Ｌｂとスイッチング素子Ｑ1 及
びダイオードＤ1 を備える昇圧チョッパー回路を用いて
おり、その出力電圧は平滑用のコンデンサＣ1 に充電さ
れる。インバータ回路部２には、フルブリッジ型のイン
バータ回路が使用されている。負荷回路のインダクタン
ス要素Ｌとしては、イグナイタＩＧＴに接続された可飽
和型パルストランスを使用し、これと直列に負荷Ｚ（放
電灯）を接続し、パルス電流を通電するためのバイパス
用コンデンサＣ2 を並列に挿入している。ここで、コン
デンサＣ2 の容量はコンデンサＣ1 の容量に比べて十分
に小さく設定されている。インバータ回路部２の出力と
直列にチョークコイルよりなるインダクタンス要素Ｌ 1
を挿入している。
る。本実施例において、始動時にインバータ回路部２の
出力極性が反転するときの動作波形を図７に示した。本
実施例では、入力電源として、交流電源ＡＣをダイオー
ドブリッジＤＢとコンデンサＣｏよりなる整流平滑回路
４により直流電圧に変換したものを使用しているが、直
流電源を用いても良い。ＤＣ／ＤＣコンバータ回路部１
には、インダクタＬａ，Ｌｂとスイッチング素子Ｑ1 及
びダイオードＤ1 を備える昇圧チョッパー回路を用いて
おり、その出力電圧は平滑用のコンデンサＣ1 に充電さ
れる。インバータ回路部２には、フルブリッジ型のイン
バータ回路が使用されている。負荷回路のインダクタン
ス要素Ｌとしては、イグナイタＩＧＴに接続された可飽
和型パルストランスを使用し、これと直列に負荷Ｚ（放
電灯）を接続し、パルス電流を通電するためのバイパス
用コンデンサＣ2 を並列に挿入している。ここで、コン
デンサＣ2 の容量はコンデンサＣ1 の容量に比べて十分
に小さく設定されている。インバータ回路部２の出力と
直列にチョークコイルよりなるインダクタンス要素Ｌ 1
を挿入している。
【００１２】この実施例では、インバータ回路部２のス
イッチング素子Ｑ2 ，Ｑ5 とＱ3 ，Ｑ4 を２つのモード
で動作させている。スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ5 と
Ｑ3 ，Ｑ 4 は低周波で交互にオン・オフさせると共に、
高周波でスイッチング動作を行うものであり、そのオン
時間のパルス幅をＰＷＭ制御することで、放電灯に供給
する電力を決定している。これによって、負荷に矩形波
電流を供給している。負荷回路の可飽和型パルストラン
スＰＴは、無負荷時には高圧パルスを発生し、放電灯始
動時に、所定値以上の電流（例えば、定格電流の２〜３
倍の電流）が流れているときには磁気飽和して、通常よ
りインダクタンス値が減少し、定常時においてはランプ
電流に対するローパスフィルタとして働く。
イッチング素子Ｑ2 ，Ｑ5 とＱ3 ，Ｑ4 を２つのモード
で動作させている。スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ5 と
Ｑ3 ，Ｑ 4 は低周波で交互にオン・オフさせると共に、
高周波でスイッチング動作を行うものであり、そのオン
時間のパルス幅をＰＷＭ制御することで、放電灯に供給
する電力を決定している。これによって、負荷に矩形波
電流を供給している。負荷回路の可飽和型パルストラン
スＰＴは、無負荷時には高圧パルスを発生し、放電灯始
動時に、所定値以上の電流（例えば、定格電流の２〜３
倍の電流）が流れているときには磁気飽和して、通常よ
りインダクタンス値が減少し、定常時においてはランプ
電流に対するローパスフィルタとして働く。
【００１３】図７におけるコンデンサＣ1 の電圧Ｖｃ1
とランプ電流の動作波形の説明については、前の実施例
と同様である。この実施例のように、インバータ回路部
２のスイッチング素子でＰＷＭ制御する場合にも、イン
バータ回路部２の出力極性の反転時の共振によって生じ
るコンデンサＣ1 の電圧Ｖｃ1 の上昇を抑えることがで
きる。
とランプ電流の動作波形の説明については、前の実施例
と同様である。この実施例のように、インバータ回路部
２のスイッチング素子でＰＷＭ制御する場合にも、イン
バータ回路部２の出力極性の反転時の共振によって生じ
るコンデンサＣ1 の電圧Ｖｃ1 の上昇を抑えることがで
きる。
【００１４】図８は本発明の第３実施例の回路図であ
る。本実施例において、始動時にインバータ回路部２の
出力極性が反転するときの動作波形を図９に示した。Ｄ
Ｃ／ＤＣコンバータ回路部１として、トランジスタ
Ｑ11，Ｑ12とトランスＴ2 及びダイオードＤ11，Ｄ12よ
りなるプッシュプル型のコンバータ回路が使用されてい
る。このコンバータ回路から出力される電圧は平滑コン
デンサＣ1 により平滑されて、インバータ回路部２に入
力される。インバータ回路部２としては、コンデンサＣ
3 ，Ｃ4 とトランジスタＱ4 ，Ｑ5 を用いたハーフブリ
ッジ型のインバータ回路を使用している。負荷回路のイ
ンダクタンスには、イグナイタ部のパルストランスＰＴ
の２次巻線を利用している。本実施例では、スイッチＳ
Ｗ1 により、インダクタンス値を減少できるようにして
いる。負荷Ｚは放電灯であり、パルストランスＰＴの２
次巻線と直列に接続され、さらに、パルス電流バイパス
用のコンデンサＣ2 を並列に挿入している。コンデンサ
Ｃ2 の容量は、コンデンサＣ1 の容量よりも非常に小さ
くしている。インバータ回路部２の出力にインダクタン
スＬ1 としてチョークコイルを挿入している。Ｉｓはラ
ンプ電流検出部であり、ランプ電流の大きさを検出して
いる。検出されたランプ電流は、比較回路５により参照
電圧Ｖｋと比較される。これにより、極性反転の状態を
検出して、比較回路５の出力は否定回路６を介して、低
周波発振器７の出力と共に、ＮＡＮＤ回路８に入力さ
れ、その出力により駆動回路９を介してスイッチＳＷ１
を駆動する。
る。本実施例において、始動時にインバータ回路部２の
出力極性が反転するときの動作波形を図９に示した。Ｄ
Ｃ／ＤＣコンバータ回路部１として、トランジスタ
Ｑ11，Ｑ12とトランスＴ2 及びダイオードＤ11，Ｄ12よ
りなるプッシュプル型のコンバータ回路が使用されてい
る。このコンバータ回路から出力される電圧は平滑コン
デンサＣ1 により平滑されて、インバータ回路部２に入
力される。インバータ回路部２としては、コンデンサＣ
3 ，Ｃ4 とトランジスタＱ4 ，Ｑ5 を用いたハーフブリ
ッジ型のインバータ回路を使用している。負荷回路のイ
ンダクタンスには、イグナイタ部のパルストランスＰＴ
の２次巻線を利用している。本実施例では、スイッチＳ
Ｗ1 により、インダクタンス値を減少できるようにして
いる。負荷Ｚは放電灯であり、パルストランスＰＴの２
次巻線と直列に接続され、さらに、パルス電流バイパス
用のコンデンサＣ2 を並列に挿入している。コンデンサ
Ｃ2 の容量は、コンデンサＣ1 の容量よりも非常に小さ
くしている。インバータ回路部２の出力にインダクタン
スＬ1 としてチョークコイルを挿入している。Ｉｓはラ
ンプ電流検出部であり、ランプ電流の大きさを検出して
いる。検出されたランプ電流は、比較回路５により参照
電圧Ｖｋと比較される。これにより、極性反転の状態を
検出して、比較回路５の出力は否定回路６を介して、低
周波発振器７の出力と共に、ＮＡＮＤ回路８に入力さ
れ、その出力により駆動回路９を介してスイッチＳＷ１
を駆動する。
【００１５】プッシュプル型のコンバータ回路部１で
は、高周波動作するスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12のオン
時間をＰＷＭ制御することで、放電灯に供給する電力を
決定する。なお、インバータ回路部２のスイッチング素
子Ｑ4 ，Ｑ5 をＰＷＭ制御して電力供給する場合にも応
用できる。ハーフブリッジ型のインバータ回路部２で
は、スイッチング素子Ｑ 4 とＱ 5 のスイッチング動作の
切り替えを低周波で行い、スイッチング動作中のスイッ
チング素子Ｑ 4 及びＱ 5 は高周波動作させて、放電灯に
矩形波電流を供給している。
は、高周波動作するスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12のオン
時間をＰＷＭ制御することで、放電灯に供給する電力を
決定する。なお、インバータ回路部２のスイッチング素
子Ｑ4 ，Ｑ5 をＰＷＭ制御して電力供給する場合にも応
用できる。ハーフブリッジ型のインバータ回路部２で
は、スイッチング素子Ｑ 4 とＱ 5 のスイッチング動作の
切り替えを低周波で行い、スイッチング動作中のスイッ
チング素子Ｑ 4 及びＱ 5 は高周波動作させて、放電灯に
矩形波電流を供給している。
【００１６】この実施例では、始動時におけるインバー
タ回路部２の出力電流の極性反転時直前から一定期間ス
イッチＳＷ1 をオン状態にすることで、パルストランス
ＰＴの２次側インダクタンスの一部を短絡し、インダク
タンス値を減少させる。このようにすることで、インダ
クタンスが小さい状態で、インバータ出力の極性反転時
を迎えるので、このときに生じるコンデンサＣ1 の共振
による電圧Ｖｃ1 の上昇は低く抑えることができる。
タ回路部２の出力電流の極性反転時直前から一定期間ス
イッチＳＷ1 をオン状態にすることで、パルストランス
ＰＴの２次側インダクタンスの一部を短絡し、インダク
タンス値を減少させる。このようにすることで、インダ
クタンスが小さい状態で、インバータ出力の極性反転時
を迎えるので、このときに生じるコンデンサＣ1 の共振
による電圧Ｖｃ1 の上昇は低く抑えることができる。
【００１７】ここで、スイッチＳＷ1 の制御例について
説明する。ブリッジ型のインバータ回路部２の出力にラ
ンプ電流検出部Ｉｓを接続し、その出力電圧と参照電圧
Ｖｋとを比較する。参照電圧Ｖｋは、放電灯定格の例え
ば２〜３倍の電流が流れたときに、比較回路５の出力を
Ｌｏｗレベルとするように設定する。放電灯の始動時に
所定値以上の電流が流れている時には、否定回路６の出
力はＨｉｇｈレベルであり、低周波発振器７からの出力
がＨｉｇｈレベルとなると、スイッチＳＷ1 をオン状態
にする。低周波発振器７からの出力がＬｏｗレベルにな
ると、スイッチＳＷ1 はオフ状態になる。インバータ回
路部２の出力電圧波形（周波数ｆ）と、低周波発振器７
の出力電圧波形（周波数２ｆ）を図１０に示す。インバ
ータ回路部２の出力電流の極性が反転する直前に、低周
波発振器７の出力電圧がＨｉｇｈレベルとなるように、
低周波発振器７の出力を設定している。
説明する。ブリッジ型のインバータ回路部２の出力にラ
ンプ電流検出部Ｉｓを接続し、その出力電圧と参照電圧
Ｖｋとを比較する。参照電圧Ｖｋは、放電灯定格の例え
ば２〜３倍の電流が流れたときに、比較回路５の出力を
Ｌｏｗレベルとするように設定する。放電灯の始動時に
所定値以上の電流が流れている時には、否定回路６の出
力はＨｉｇｈレベルであり、低周波発振器７からの出力
がＨｉｇｈレベルとなると、スイッチＳＷ1 をオン状態
にする。低周波発振器７からの出力がＬｏｗレベルにな
ると、スイッチＳＷ1 はオフ状態になる。インバータ回
路部２の出力電圧波形（周波数ｆ）と、低周波発振器７
の出力電圧波形（周波数２ｆ）を図１０に示す。インバ
ータ回路部２の出力電流の極性が反転する直前に、低周
波発振器７の出力電圧がＨｉｇｈレベルとなるように、
低周波発振器７の出力を設定している。
【００１８】次に、図９の動作波形について説明する。
ｔ＝ｔ1 でスイッチＳＷ1 がオン状態となり、パルスト
ランスＰＴの２次側のインダクタンス値が減少した状態
で、スイッチング素子Ｑ4 ，Ｑ5 の極性がｔ＝ｔ2 で反
転すると、ランプ電流Ｉｚは急激に変化する。ある一定
期間経過してｔ＝ｔｂでスイッチＳＷ1 がオフ状態にな
ると、インダクタンス値は大きくなるため、ランプ電流
Ｉｓの変化は緩やかになる。そのため、点ｂでランプ電
流の傾きの変化が観測される。コンデンサＣ1の電圧Ｖ
ｃ1 の変化は、ランプ電流Ｉｚの変化に準じたものとな
っている。なお、パルストランスＰＴには、可飽和型、
非飽和型の限定は、特に必要としない。
ｔ＝ｔ1 でスイッチＳＷ1 がオン状態となり、パルスト
ランスＰＴの２次側のインダクタンス値が減少した状態
で、スイッチング素子Ｑ4 ，Ｑ5 の極性がｔ＝ｔ2 で反
転すると、ランプ電流Ｉｚは急激に変化する。ある一定
期間経過してｔ＝ｔｂでスイッチＳＷ1 がオフ状態にな
ると、インダクタンス値は大きくなるため、ランプ電流
Ｉｓの変化は緩やかになる。そのため、点ｂでランプ電
流の傾きの変化が観測される。コンデンサＣ1の電圧Ｖ
ｃ1 の変化は、ランプ電流Ｉｚの変化に準じたものとな
っている。なお、パルストランスＰＴには、可飽和型、
非飽和型の限定は、特に必要としない。
【００１９】図１１は本発明の第４実施例の回路図であ
る。他の実施例と異なるのは、負荷回路のパルストラン
ス（ＰＴ）の３次側にスイッチＳＷ1 を介して直流電源
Ｖ1が接続されると共に、スイッチＳＷ2 を介して直流
電源Ｖ1 と逆極性の直流電源Ｖ2 を接続していることで
ある。トランスＰＴの極性は図のように設定する。ラン
プ電流Ｉｚが図の方向に流れているとき、スイッチＳＷ
1 をオンしてパルストランスＰＴの１次側に電流を流す
と、パルストランスＰＴの２次側のインダクタンス値は
減少する。ランプ電流Ｉｚが図１１と逆方向に流れてい
るときには、スイッチＳＷ2 をオンすることで、パルス
トランスＰＴの２次側のインダクタンス値を減少させる
ことができる。始動時において、インバータ回路部２の
出力極性の反転直前からランプ電流の流れる方向に応じ
て、一定期間、スイッチＳＷ1 又はＳＷ2 をオン状態に
してパルストランスＰＴの２次側インダクタンスを減少
させることで、このインダクタンス値とコンデンサＣ1
の共振による電圧Ｖｃ1 の上昇を抑えることができる。
スイッチＳＷ1 及びＳＷ2 の制御例については、例え
ば、第３実施例の制御例などを応用すればよい。なお、
この実施例では、コンバータ回路部１のスイッチング素
子Ｑ1 でＰＷＭ制御による電力制御を行っている。
る。他の実施例と異なるのは、負荷回路のパルストラン
ス（ＰＴ）の３次側にスイッチＳＷ1 を介して直流電源
Ｖ1が接続されると共に、スイッチＳＷ2 を介して直流
電源Ｖ1 と逆極性の直流電源Ｖ2 を接続していることで
ある。トランスＰＴの極性は図のように設定する。ラン
プ電流Ｉｚが図の方向に流れているとき、スイッチＳＷ
1 をオンしてパルストランスＰＴの１次側に電流を流す
と、パルストランスＰＴの２次側のインダクタンス値は
減少する。ランプ電流Ｉｚが図１１と逆方向に流れてい
るときには、スイッチＳＷ2 をオンすることで、パルス
トランスＰＴの２次側のインダクタンス値を減少させる
ことができる。始動時において、インバータ回路部２の
出力極性の反転直前からランプ電流の流れる方向に応じ
て、一定期間、スイッチＳＷ1 又はＳＷ2 をオン状態に
してパルストランスＰＴの２次側インダクタンスを減少
させることで、このインダクタンス値とコンデンサＣ1
の共振による電圧Ｖｃ1 の上昇を抑えることができる。
スイッチＳＷ1 及びＳＷ2 の制御例については、例え
ば、第３実施例の制御例などを応用すればよい。なお、
この実施例では、コンバータ回路部１のスイッチング素
子Ｑ1 でＰＷＭ制御による電力制御を行っている。
【００２０】図１２は本発明の第５実施例の回路図であ
る。他の実施例と異なるのは、負荷回路のパルストラン
スＰＴの３次側にスイッチＳＷ1 を介して、抵抗Ｒ1 を
接続した閉ループ回路を設けていることである。始動時
において、インバータ回路部２の出力極性の反転直前か
らスイッチＳＷ1 をオンさせて、インバータ回路部２の
出力極性の反転時に、パルストランスＰＴの２次側のイ
ンダクタンスとコンデンサＣ1 により生じる共振のエネ
ルギーを抵抗Ｒ1 で消費させる。これで、コンデンサＣ
1 の電圧Ｖｃ1 の上昇を抑えることができる。スイッチ
ＳＷ1 の制御例については、例えば、第３実施例の制御
例を応用すればよい。なお、この実施例では、コンバー
タ回路部１のスイッチング素子Ｑ1 でＰＷＭ制御による
電力制御を行っている。
る。他の実施例と異なるのは、負荷回路のパルストラン
スＰＴの３次側にスイッチＳＷ1 を介して、抵抗Ｒ1 を
接続した閉ループ回路を設けていることである。始動時
において、インバータ回路部２の出力極性の反転直前か
らスイッチＳＷ1 をオンさせて、インバータ回路部２の
出力極性の反転時に、パルストランスＰＴの２次側のイ
ンダクタンスとコンデンサＣ1 により生じる共振のエネ
ルギーを抵抗Ｒ1 で消費させる。これで、コンデンサＣ
1 の電圧Ｖｃ1 の上昇を抑えることができる。スイッチ
ＳＷ1 の制御例については、例えば、第３実施例の制御
例を応用すればよい。なお、この実施例では、コンバー
タ回路部１のスイッチング素子Ｑ1 でＰＷＭ制御による
電力制御を行っている。
【００２１】図１３は本発明の第６実施例の回路図であ
る。図１２の実施例と異なるのは、インバータ回路部２
の出力極性の反転時に生じる共振エネルギーを電源回路
側へフィードバックさせていることである。始動時にお
いて、インバータ回路部２の出力極性の反転直前から一
定期間、スイッチＳＷ1 をオンさせて、極性反転時に生
じる共振エネルギーをパルストランスＰＴの３次側から
整流回路ＤＢを通して、電源側の例えばスイッチング素
子Ｑ1 のドライブ電源などへ帰還させる。このようにす
ることで、コンデンサＣ1 の電圧Ｖｃ1 の上昇を抑える
ことができる上に、回路の総合効率も改善される。スイ
ッチＳＷ1 の制御例については、例えば、第３実施例の
制御例を応用すればよい。
る。図１２の実施例と異なるのは、インバータ回路部２
の出力極性の反転時に生じる共振エネルギーを電源回路
側へフィードバックさせていることである。始動時にお
いて、インバータ回路部２の出力極性の反転直前から一
定期間、スイッチＳＷ1 をオンさせて、極性反転時に生
じる共振エネルギーをパルストランスＰＴの３次側から
整流回路ＤＢを通して、電源側の例えばスイッチング素
子Ｑ1 のドライブ電源などへ帰還させる。このようにす
ることで、コンデンサＣ1 の電圧Ｖｃ1 の上昇を抑える
ことができる上に、回路の総合効率も改善される。スイ
ッチＳＷ1 の制御例については、例えば、第３実施例の
制御例を応用すればよい。
【００２２】図１４は本発明の第７実施例の回路図であ
る。第４実施例と異なるのは、負荷回路において、パル
ストランスＰＴの２次側のインダクタンスと直列に別の
トランスの２次側インダクタンスＬ1 を接続しているこ
とである。このトランスの極性は図の方向に設定する。
ランプ電流の方向とスイッチＳＷ1 及びＳＷ2 の動作に
ついては、上述の第４実施例と同じである。パルストラ
ンスＰＴとは別のトランスの２次側インダクタンスＬ1
を、始動時におけるインバータ回路部２の出力極性の反
転直前から一定期間減少させることで、極性反転時の共
振によるコンデンサＣ1 の電圧Ｖｃ1 の上昇を抑えるこ
とができる。本実施例では、パルストランスＰＴとは別
の可変インダクタンスを設けることで、パルストランス
ＰＴに３次巻線を設置する他の実施例と比較して、パル
ストランスＰＴの構成を簡略化できる。
る。第４実施例と異なるのは、負荷回路において、パル
ストランスＰＴの２次側のインダクタンスと直列に別の
トランスの２次側インダクタンスＬ1 を接続しているこ
とである。このトランスの極性は図の方向に設定する。
ランプ電流の方向とスイッチＳＷ1 及びＳＷ2 の動作に
ついては、上述の第４実施例と同じである。パルストラ
ンスＰＴとは別のトランスの２次側インダクタンスＬ1
を、始動時におけるインバータ回路部２の出力極性の反
転直前から一定期間減少させることで、極性反転時の共
振によるコンデンサＣ1 の電圧Ｖｃ1 の上昇を抑えるこ
とができる。本実施例では、パルストランスＰＴとは別
の可変インダクタンスを設けることで、パルストランス
ＰＴに３次巻線を設置する他の実施例と比較して、パル
ストランスＰＴの構成を簡略化できる。
【００２３】図１５は本発明の第８実施例の回路図であ
る。第５実施例と異なるのは、負荷回路にパルストラン
スの２次側巻線と直列にトランスの１次巻線によるイン
ダクタンスＬ1 を接続していることである。始動時にお
けるインバータ回路部２の出力極性の反転直前からスイ
ッチＳＷ1 を一定期間オン状態にすることで、このトラ
ンスの２次側で極性反転時に生じる共振エネルギーを抵
抗Ｒ1 で消費させる。これにより、コンデンサＣ1 の電
圧Ｖｃ1 の上昇を抑えることができる。この実施例で
は、パルストランスに３次巻線を設置する他の実施例と
比較してパルストランスの構造を簡略化できる。なお、
コンデンサＣ3 はランプ電流のローパスフィルタ用のコ
ンデンサである。
る。第５実施例と異なるのは、負荷回路にパルストラン
スの２次側巻線と直列にトランスの１次巻線によるイン
ダクタンスＬ1 を接続していることである。始動時にお
けるインバータ回路部２の出力極性の反転直前からスイ
ッチＳＷ1 を一定期間オン状態にすることで、このトラ
ンスの２次側で極性反転時に生じる共振エネルギーを抵
抗Ｒ1 で消費させる。これにより、コンデンサＣ1 の電
圧Ｖｃ1 の上昇を抑えることができる。この実施例で
は、パルストランスに３次巻線を設置する他の実施例と
比較してパルストランスの構造を簡略化できる。なお、
コンデンサＣ3 はランプ電流のローパスフィルタ用のコ
ンデンサである。
【００２４】図１６は本発明の第９実施例の回路図であ
る。第６実施例と異なるのは、負荷回路において、パル
ストランスＰＴの２次側巻線と直列にトランスの１次巻
線によるインダクタンスＬ1 を接続していることであ
る。始動時におけるインバータ回路部２の出力極性の反
転直前からスイッチＳＷ1 を一定期間オンさせること
で、インダクタンス要素Ｌ1 の２次側に反転時に生じる
共振エネルギーを伝達し、整流回路ＤＢを通して、電源
側（例えばスイッチング素子Ｑ1 のドライブ電源など）
へ帰還させる。これにより、コンデンサＣ1 の電圧Ｖｃ
1 の上昇を抑えることができ、また、回路の総合効率を
改善できる。さらにまた、パルストランスに３次巻線を
設置する他の実施例と比較して、パルストランスの構造
を簡略化できる。
る。第６実施例と異なるのは、負荷回路において、パル
ストランスＰＴの２次側巻線と直列にトランスの１次巻
線によるインダクタンスＬ1 を接続していることであ
る。始動時におけるインバータ回路部２の出力極性の反
転直前からスイッチＳＷ1 を一定期間オンさせること
で、インダクタンス要素Ｌ1 の２次側に反転時に生じる
共振エネルギーを伝達し、整流回路ＤＢを通して、電源
側（例えばスイッチング素子Ｑ1 のドライブ電源など）
へ帰還させる。これにより、コンデンサＣ1 の電圧Ｖｃ
1 の上昇を抑えることができ、また、回路の総合効率を
改善できる。さらにまた、パルストランスに３次巻線を
設置する他の実施例と比較して、パルストランスの構造
を簡略化できる。
【００２５】図１７は本発明の第１０実施例の回路図で
ある。他の実施例と異なるのは、パルストランスＰＴの
２次巻線と直列にインダクタンスＬ1 ，Ｌ2 を挿入し、
始動時におけるインバータ回路部２の出力極性の反転直
前からスイッチＳＷ1 を一定期間オン状態にして、ルー
プ内の抵抗Ｒ1 で共振エネルギーを消費させる。また、
全体のインダクタンスが減少しているので、反転時に生
じる共振エネルギーは小さくなり、コンデンサＣ1 の電
圧Ｖｃ1 の上昇は低く抑えることができる。スイッチＳ
Ｗ1 の制御については、第３実施例で説明したような方
式を応用すればよい。コンデンサＣ3 は、ランプ電流の
ローパスフィルタ用のコンデンサである。なお、この実
施例では、コンバータ回路部１のスイッチング素子Ｑ1
でＰＷＭ制御による電力制御を行っている。
ある。他の実施例と異なるのは、パルストランスＰＴの
２次巻線と直列にインダクタンスＬ1 ，Ｌ2 を挿入し、
始動時におけるインバータ回路部２の出力極性の反転直
前からスイッチＳＷ1 を一定期間オン状態にして、ルー
プ内の抵抗Ｒ1 で共振エネルギーを消費させる。また、
全体のインダクタンスが減少しているので、反転時に生
じる共振エネルギーは小さくなり、コンデンサＣ1 の電
圧Ｖｃ1 の上昇は低く抑えることができる。スイッチＳ
Ｗ1 の制御については、第３実施例で説明したような方
式を応用すればよい。コンデンサＣ3 は、ランプ電流の
ローパスフィルタ用のコンデンサである。なお、この実
施例では、コンバータ回路部１のスイッチング素子Ｑ1
でＰＷＭ制御による電力制御を行っている。
【００２６】以上の各実施例において、入力電源部は直
流電源でも良いし、交流電源を整流したものなどでも良
く、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路部１は昇圧、降圧、昇降
圧チョッパーのいずれでも良く、また、フライバック、
フォワード、プッシュプル、ハーフブリッジコンバータ
などでもよく、コンバータ回路部１のトランスは絶縁方
式でも非絶縁方式でも良く、インバータ回路部２として
は、フルブリッジ、ハーフブリッジインバータなど、い
ずれの方式でも良く、特に限定しない。なお、スイッチ
ング素子としては、バイポーラトランジスタ、ＦＥＴ、
サイリスタなど特に限定しない。スイッチング素子Ｑ2
〜Ｑ5 として、バイポーラトランジスタの代わりに、パ
ワー電界効果トランジスタなどを利用する場合、ダイオ
ードＤ2〜Ｄ5 は不要である。
流電源でも良いし、交流電源を整流したものなどでも良
く、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路部１は昇圧、降圧、昇降
圧チョッパーのいずれでも良く、また、フライバック、
フォワード、プッシュプル、ハーフブリッジコンバータ
などでもよく、コンバータ回路部１のトランスは絶縁方
式でも非絶縁方式でも良く、インバータ回路部２として
は、フルブリッジ、ハーフブリッジインバータなど、い
ずれの方式でも良く、特に限定しない。なお、スイッチ
ング素子としては、バイポーラトランジスタ、ＦＥＴ、
サイリスタなど特に限定しない。スイッチング素子Ｑ2
〜Ｑ5 として、バイポーラトランジスタの代わりに、パ
ワー電界効果トランジスタなどを利用する場合、ダイオ
ードＤ2〜Ｄ5 は不要である。
【００２７】
【発明の効果】本発明によれば、直流電源に接続された
ＤＣ／ＤＣコンバータ回路部の出力に平滑コンデンサを
接続し、その電圧をブリッジ型のインバータ回路部によ
り矩形波電圧に変換し、インダクタンス要素と負荷の直
列回路に供給する電源装置において、負荷に流れる電流
の極性が反転する少なくとも直前から一定期間、前記イ
ンダクタンス要素のインダクタンス値を低減したり、前
記インダクタンス要素に生じるエネルギーを消費又は電
源側へ帰還させる手段を付加したものであるから、イン
ダクタンス要素と平滑コンデンサによる共振電圧を抑
え、コンデンサの電圧上昇を抑えることができるという
効果がある。
ＤＣ／ＤＣコンバータ回路部の出力に平滑コンデンサを
接続し、その電圧をブリッジ型のインバータ回路部によ
り矩形波電圧に変換し、インダクタンス要素と負荷の直
列回路に供給する電源装置において、負荷に流れる電流
の極性が反転する少なくとも直前から一定期間、前記イ
ンダクタンス要素のインダクタンス値を低減したり、前
記インダクタンス要素に生じるエネルギーを消費又は電
源側へ帰還させる手段を付加したものであるから、イン
ダクタンス要素と平滑コンデンサによる共振電圧を抑
え、コンデンサの電圧上昇を抑えることができるという
効果がある。
【図１】本発明の基本構成を示すブロック回路図であ
る。
る。
【図２】本発明の動作波形図である。
【図３】本発明の動作波形の要部拡大図である。
【図４】本発明の第１実施例の回路図である。
【図５】本発明の第１実施例の動作波形図である。
【図６】本発明の第２実施例の回路図である。
【図７】本発明の第２実施例の動作波形図である。
【図８】本発明の第３実施例の回路図である。
【図９】本発明の第３実施例の動作波形図である。
【図１０】本発明の第３実施例のインバータ回路部の動
作波形図である。
作波形図である。
【図１１】本発明の第４実施例の回路図である。
【図１２】本発明の第５実施例の回路図である。
【図１３】本発明の第６実施例の回路図である。
【図１４】本発明の第７実施例の回路図である。
【図１５】本発明の第８実施例の回路図である。
【図１６】本発明の第９実施例の回路図である。
【図１７】本発明の第１０実施例の回路図である。
１ ＤＣ／ＤＣコンバータ回路部 ２ インバータ回路部 ３ 負荷回路 Ｅ 直流電源 Ｃ コンデンサ Ｌ インダクタンス要素 Ｚ 負荷
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/48 H02M 7/5387 H05B 41/282
Claims (4)
- 【請求項１】 直流電源と、直流電源に接続されたＤ
Ｃ／ＤＣコンバータ回路部と、ＤＣ／ＤＣコンバータ回
路部の出力に接続された平滑用の第１のコンデンサと、
第１のコンデンサの電圧を矩形波電圧に変換するための
ブリッジ型のインバータ回路部と、インバータ回路部の
極性反転周期を決定する低周波発振器と、インバータ回
路部の出力に接続されるインダクタンス要素と負荷の直
列回路とからなる電源装置において、前記負荷は放電灯
であり、前記負荷に所定値以上の電流が流れているとき
に、負荷に流れる電流の極性が反転する少なくとも直前
から一定期間、前記インダクタンス要素が磁気飽和して
インダクタンス値を低減するように、前記インダクタン
ス要素を可飽和型インダクタンスで構成したことを特徴
とする電源装置。 - 【請求項２】 前記インダクタンス要素として、放電
灯に始動電圧を与えるためのイグナイタ部の可飽和型パ
ルストランスの２次巻線を使用し、前記インダクタンス
要素と負荷の直列回路と並列的にパルス電流をバイパス
させる第２のコンデンサを接続したことを特徴とする請
求項１記載の電源装置。 - 【請求項３】 直流電源と、直流電源に接続されたＤ
Ｃ／ＤＣコンバータ回路部と、ＤＣ／ＤＣコンバータ回
路部の出力に接続された平滑用の第１のコンデンサと、
第１のコンデンサの電圧を矩形波電圧に変換するための
ブリッジ型のインバータ回路部と、インバータ回路部の
極性反転周期を決定する低周波発振器と、インバータ回
路部の出力に接続されるインダクタンス要素と負荷の直
列回路とからなる電源装置において、前記負荷は放電灯
であり、前記負荷に所定値以上の電流が流れているとき
に、負荷に流れる電流の極性が反転する少なくとも直前
から一定期間、前記インダクタンス要素のインダクタン
ス値を低減させるためのスイッチを有する回路と、前記
負荷に流れる電流の極性反転の状態を検出して前記スイ
ッチを駆動する回路を設けたことを特徴とする電源装
置。 - 【請求項４】 直流電源と、直流電源に接続されたＤ
Ｃ／ＤＣコンバータ回路部と、ＤＣ／ＤＣコンバータ回
路部の出力に接続された平滑用の第１のコンデンサと、
第１のコンデンサの電圧を矩形波電圧に変換するための
ブリッジ型のインバータ回路部と、インバータ回路部の
極性反転周期を決定する低周波発振器 と、インバータ回
路部の出力に接続されるインダクタンス要素と負荷の直
列回路とからなる電源装置において、前記負荷は放電灯
であり、前記インダクタンス要素と磁気結合させた巻線
と、この巻線に接続されたスイッチと、前記負荷に流れ
る電流の極性反転の状態を検出して前記スイッチを駆動
する回路を備え、前記負荷に所定値以上の電流が流れて
いるときに、負荷に流れる電流の極性が反転する少なく
とも直前から一定期間、前記インダクタンス要素に生じ
るエネルギーを消費又は電源側へ帰還させるように構成
したことを特徴とする電源装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32532193A JP3331713B2 (ja) | 1993-12-22 | 1993-12-22 | 電源装置 |
| FR9406953A FR2707051B1 (ja) | 1993-06-10 | 1994-06-07 | |
| US08/257,141 US5384518A (en) | 1993-06-10 | 1994-06-09 | Power source device |
| DE4420182A DE4420182B4 (de) | 1993-06-10 | 1994-06-09 | Stromversorgungsvorrichtung |
| KR1019940013100A KR0131169B1 (ko) | 1993-06-10 | 1994-06-10 | 전력원 장치 |
| CN94105689A CN1042686C (zh) | 1993-06-10 | 1994-06-10 | 电源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32532193A JP3331713B2 (ja) | 1993-12-22 | 1993-12-22 | 電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07177747A JPH07177747A (ja) | 1995-07-14 |
| JP3331713B2 true JP3331713B2 (ja) | 2002-10-07 |
Family
ID=18175520
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP32532193A Expired - Lifetime JP3331713B2 (ja) | 1993-06-10 | 1993-12-22 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3331713B2 (ja) |
-
1993
- 1993-12-22 JP JP32532193A patent/JP3331713B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07177747A (ja) | 1995-07-14 |
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