JPH0758672A

JPH0758672A - ディジタル適応等化器

Info

Publication number: JPH0758672A
Application number: JP5201334A
Authority: JP
Inventors: Hajime Hamada; 一浜田; Atsushi Yamashita; 敦山下
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1993-08-13
Filing date: 1993-08-13
Publication date: 1995-03-03

Abstract

(57)【要約】【目的】逐次復号アルゴリズムを適用したディジタル
適応等化器に関し、所望の等化性能を維持して計算量を
削減する。【構成】既知のトレーニング系列によって伝搬路のイ
ンパルス応答ＣＩＲを算出する伝搬路インパルス応答算
出部１と、この伝搬路インパルス応答算出部１による伝
搬路のインパルス応答に従って等化出力信号からレプリ
カ信号を生成するレプリカ生成部２と、このレプリカ生
成部２からのレプリカ信号と受信信号との差の絶対値の
二乗を算出してブランチメトリックとするブランチメト
リック算出部３と、このブランチメトリック算出部３か
らのブランチメトリックを整数のファノメトリックに変
換する変換テーブル４と、このファノメトリックを基に
逐次復号アルゴリズムによりパスメトリックを求めて確
からしいパスを１シンボル毎に延ばして、受信信号の等
化処理を行う逐次等化部５とを備えている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、逐次復号アルゴリズム
を適用して受信信号の等化を行うディジタル適応等化器
に関する。伝搬路を介して受信した信号は各種の歪みや
干渉を受けたものとなるから、この受信信号を等化して
受信識別する為に、例えば、ディジタル適応等化器が用
いられている。このディジタル適応等化器は、１シンボ
ル前の等化出力信号をフィードバックして遅延波の影響
を打ち消す判定帰還型等化器（ＤＦＥ；ＤecisionＦeed
back Ｅqualizer）が一般的である。又ビタビ復号アル
ゴリズムを適用し、最尤推定により受信信号の等化を行
う最尤系列推定型等化器（ＭＬＳＥ；Ｍaximum Ｌikel
ihood Ｓequence Ｅstimation ）も提案されている。こ
のようなディジタル適応等化器を経済的に実現すること
が要望されている。

【０００２】

【従来の技術】ディジタル適応等化器としての判定帰還
型等化器ＤＦＥは、比較的簡単な構成で計算量が少なく
て済む反面、ディジタル無線通信等に適用するには等化
性能が充分ではない。これに対して、最尤系列推定型等
化器ＭＬＳＥは、ディジタル無線通信等に対しても充分
な等化性能を発揮することができる。図７は従来例の説
明図であり、ビタビ復号アルゴリズムを適用した最尤系
列推定型等化器を示す。

【０００３】図７に於いて、４１は伝搬路インパルス応
答算出部、４２はレプリカ生成部、４３は加算器、４４
は最尤系列推定部、４５はブランチメトリック算出部、
４６はＡＣＳ回路、４７はパスメモリ、４８はセレクタ
である。

【０００４】セレクタ４８は、バースト信号の先頭等に
於ける既知のトレーニング系列を受信する時に、そのト
レーニング系列を伝搬路インパルス応答算出部４１とレ
プリカ生成部４２に加えるように切替えるもので、伝搬
路インパルス応答算出部４１は既知のトレーニング系列
を基に伝搬路のインパルス応答（ＣＩＲ；ＣhannelＩmp
ulse Ｒesponse ）の算出を行い、ディジタル信号の受
信時には、セレクタ４８を最尤系列推定部４４側に切替
えて、等化出力信号を伝搬路インパルス応答算出部４１
とレプリカ生成部４２とに加え、遅延波に相当するレプ
リカ信号を形成し、加算器４３により受信信号とレプリ
カ信号との差を求めて、最尤系列等化部４４に入力す
る。

【０００５】最尤系列推定部４４は、ブランチメトリッ
ク算出部４５と、加算器（Ａ）と比較器（Ｃ）とセレク
タ（Ｓ）とからなるＡＣＳ回路４６と、パスメモリ４７
とを含み、レプリカ生成部４２からのレプリカ信号と受
信信号との差分が加算器４３から出力されて最尤系列推
定部４４に加えられる。

【０００６】ブランチメトリック算出部４５によりブラ
ンチ対応にブランチメトリックを算出し、ＡＣＳ回路４
６の加算器（Ａ）によりブランチメトリックと前回の生
き残りパスのパスメトリックとを加算して、比較器
（Ｃ）によりブランチ間のパスメトリックを比較し、セ
レクタ（Ｓ）により大きい方のパスメトリックを生き残
りパスとして選択し、その生き残りパスをパスメモリ４
７に記憶し、このパスメモリ４７の終段から等化出力信
号を送出することになる。

【０００７】又等化出力信号はセレクタ４８を介してレ
プリカ生成部４２に入力され、伝搬路インパルス応答算
出部４１による伝搬路のインパルス応答ＣＩＲに対応し
たレプリカ信号が生成されて加算器４３に加えられ、受
信信号との差分が最尤系列推定部４４に入力される。こ
のようなビタビ復号アルゴリズムを用いたディジタル適
応等化器は、例えば、特開平４−２６１２１０号公報に
も示されている。

【０００８】

【発明が解決しようとする問題点】従来例のディジタル
適応等化器としての判定帰還型等化器ＤＦＥは、前述の
ように、判定結果を帰還して遅延波の影響を除くもの
で、構成が比較的簡単であるが、データ通信等に於いて
は等化性能が充分でない欠点があり、又最尤系列推定型
等化器ＭＬＳＥは、等化性能は充分であるが、変調方式
の多値数や、遅延波の遅延時間が大きくなるに従って、
パスメモリ等を含む回路規模が大きくなり、且つ計算量
が指数関数的に増大し、等化処理時間が長くなると共に
高価な構成となる欠点がある。本発明は、所望の等化性
能を維持しながら、計算量を削減することを目的とす
る。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明のディジタル適応
等化器は、図１を参照して説明すると、既知のトレーニ
ング系列によって伝搬路のインパルス応答ＣＩＲを算出
する伝搬路インパルス応答算出部１と、この伝搬路イン
パルス応答算出部１により求めた伝搬路のインパルス応
答ＣＩＲに従って等化出力信号からレプリカ信号を生成
するレプリカ生成部２と、このレプリカ生成部２による
レプリカ信号と伝搬路を介した受信信号との差の絶対値
の二乗をブランチメトリックとして算出するブランチメ
トリック算出部３と、このブランチメトリック算出部３
によるブランチメトリックを整数のメトリックに変換す
る変換テーブル４と、この変換テーブル４による整数の
メトリックを用いて逐次復号アルゴリズムにより受信信
号の等化を行う逐次等化部５とを備えている。

【００１０】又伝搬路インパルス応答算出部１は、レプ
リカ信号と伝搬路を介した受信信号との差を基に、逐次
等化部５に於けるパス伸長毎に、伝搬路のインパルス応
答を算出する構成とすることができる。

【００１１】又ダイバーシチ受信経路対応にディジタル
適応等化器を設け、最初に等化処理を終了したダイバー
シチ受信経路の等化出力信号を選択する構成を設けるこ
とができる。

【００１２】

【作用】ディジタル信号の受信に先立って受信するトレ
ーニング系列によって、伝搬路のインパルス応答ＣＩＲ
を伝搬路インパルス応答算出部１に於いて算出する。レ
プリカ生成部２は、この伝搬路のインパルス応答ＣＩＲ
と等化出力信号とを基にレプリカ信号を生成する。ブラ
ンチメトリック算出部３は、伝搬路を介した受信信号と
レプリカ信号との差の絶対値の二乗をブランチメトリッ
クとして算出し、変換テーブル４は、このブランチメト
リックを、例えば、ブランチメトリックの分布関数から
求めたファノメトリックに変換する。逐次等化部５は、
ファノアルゴリズム（Ｆano Ａlgorithm）やスタックア
ルゴリズム（Ｓtack Ａlgorithm）等の逐次復号アルゴ
リズムを適用して、受信信号の等化を行う。

【００１３】又伝搬路インパルス応答算出部１は、トレ
ーニング系列によって伝搬路のインパルス応答ＣＩＲを
算出した後に於いても、受信信号を基に伝搬路のインパ
ルス応答を算出し、伝搬路の特性変動に追従してインパ
ルス応答を更新することにより、等化特性を維持するこ
とができる。

【００１４】又スペースダイバーシチ等のダイバーシチ
受信経路を複数設けた場合に、各ダイバーシチ受信経路
にディジタル適応等化器を設け、最初に等化処理が終了
したダイバーシチ受信経路のディジタル適応等化器は、
その受信信号の誤りが最も少ない経路であるから、その
ディジタル適応等化器による等化出力信号を選択して出
力する。

【００１５】

【実施例】図２は本発明の第１の実施例の説明図であ
り、１１は伝搬路インパルス応答算出部、１２はレプリ
カ生成部、１３はブランチメトリック算出部、１４は変
換テーブル、１５は逐次等化部、１６は加算器、１７は
受信バッファ、１８はスタック制御部、１９はスタック
メモリ、２０はサブスタックメモリである。

【００１６】受信信号は受信バッファ１７に一旦蓄積さ
れ、逐次等化部１５に於ける等化処理の進行に伴って順
次読出される。又伝搬路インパルス応答算出部１１は、
既知のトレーニング系列によって伝搬路のインパルス応
答ＣＩＲを算出する。又ブランチメトリック算出部１３
は、加算器１６からの受信信号とレプリカ信号との差分
の絶対値の二乗をブランチメトリックとするものであ
り、このブランチメトリックを変換テーブル１４に加え
て、整数のメトリックに変換する。

【００１７】又逐次等化部１５は、スタックアルゴリズ
ムを用いた場合、図示のように、スタック制御部１８
と、スタックメモリ１９と、サブスタックメモリ２０と
を含む構成とすることができ、スタックメモリ１９の内
容をトレースバックして等化出力信号を得ることができ
る。又サブスタックメモリ２０は、パスを延ばす節点を
パスメトリックの大きい順に並べて格納するものであ
る。

【００１８】図３はスタックアルゴリズムの説明図であ
り、丸印は節点を示し、その中の数字０〜３０は節点番
号を示す。又受信シンボルを“０”と仮定した時に上側
のパス、“１”と仮定した時に下側のパスを延ばす２分
岐の場合を示す。又パスを延ばした先の節点に於いて、
パスのファノメトリックを順次加算した値をパスメトリ
ックとする。例えば、節点０に於いて、受信シンボルを
“０”と仮定した時にファノメトリックが−７、“１”
と仮定した時に−１であるとすると、パス(v)を延ばし
た先の節点１のパスメトリックは−７、パス(i) を延ば
した先の節点２のパスメトリックは−１となる。

【００１９】この場合、節点２のパスメトリックが大き
いから、この節点２からパスを延ばすことになり、節点
２に於いて“０”と仮定した時と“１”と仮定した時と
のファノメトリックが共に−４であるとすると、パス(i
i),(iii)の何れを延ばしても良いが、例えば、“０”と
仮定したパス(ii)を延ばすように予め定めることができ
る。この場合の節点５のパスメトリックは−５であっ
て、節点１のパスメトリックの−７より大きいから、こ
の節点５からパスを延ばすことになり、この節点５に於
いて“０”と仮定した時にファノメトリックが−１、
“１”と仮定した時に−７とすると、“０”と仮定した
時のファノメトリックが大きいからパス(iv)を延ばす。

【００２０】パス(iv)の先の節点１１のパスメトリック
は−６となり、節点６のパスメトリックの−５より小さ
いから節点６に戻り、この節点６からパスを延ばした
時、節点１３，１４のパスメトリックが図示のようにそ
れぞれ−９となったとすると、節点１１のパスメトリッ
クの−６の方が大きいから、この節点１１からパスを延
ばすことになる。その場合、“０”と仮定した時も
“１”と仮定した時も共にファノメトリックが−４であ
るとすると、節点２３，２４のパスメトリックは共に−
１０となり、節点１のパスメトリックの−７より小さく
なる。

【００２１】この場合は、節点１に戻ってからパスを延
ばすことになり、この節点１に於いて、“０”と仮定し
た時に−７、“１”と仮定した時に−１であるとする
と、パス(vi)を延ばし、その先の節点４のパスメトリッ
クは−８となる。この節点４に於いて、“０”と仮定し
た時にファノメトリックが−２、“１”と仮定した時に
０とすると、ファノメトリックが大きい“１”と仮定し
たパス(vii) を延ばすことになる。

【００２２】そして、パス(vii) を延ばした先の節点１
０に於いて“０”と仮定した時にファノメトリックが
２、“１”と仮定した時に−１０であるとすると、
“０”と仮定したパス(viii)を延ばすことになる。そし
て、最終段の節点２１，２２，２３，２４のパスメトリ
ックは、−６，−１８，−１０，−１０となり、節点２
１のパスメトリック（−６）が最大であるから、この節
点２１からトレースバックし、太線で示すパス(viii),
(vii),(vi),(v) が選択され、等化出力信号は“０１１
０”となる。

【００２３】或る時点ｊに於ける前述のファノメトリッ
クγ_jは、 γ_j＝Σ〔log₂｛Ｐ（ｒ_ji｜ｘ_ji）／ｆ（ｒ_ji）｝−Ｂ〕 …（１）で表される。なお、Σはｉ＝１からｉ＝Ｎまでの各ビッ
トの和を求めることを示し、Ｎは符号化に於ける符号化
率、ｘ_jiは送信シンボル、ｒ_jiは受信シンボル、Ｐ（ｒ
_ji｜ｘ_ji）は送信シンボルｘ_jiを送信した時に受信シン
ボルｒ_jiが受信される確率、ｆ（ｒ_ji）は受信シンボル
ｒ_jiの生起確率、Ｂはバイアス値であり、このバイアス
値Ｂは、受信シンボルが確からしい時に、メトリックが
正となるような値に選定されるもので、誤り訂正符号の
復号に於ける最適値は１／Ｎであることが知られてい
る。

【００２４】逐次等化に於ける前述のファノメトリック
は、逐次復号に於ける本来のファノメトリックとは多少
異なるものであるが、本発明の実施例に於いては、同一
表現のファノメトリックとして説明する。受信信号の実
部成分と虚部成分とにそれぞれ等しい分散σ²で平均値
０の独立なガウス雑音ｘ，ｙが付加されていると仮定す
ると、雑音ｘ，ｙの結合確率分布ｐ（ｘ，ｙ）は、ｐ（ｘ，ｙ）＝（１／２πσ²）ｅｘｐ〔−（ｘ²＋ｙ²）／２σ²〕 …（２）となる。

【００２５】この（２）式に於いて、雑音ｘ，ｙを極座
標表示のｘ＝ＲｃｏｓΘ，ｙ＝ＲｓｉｎΘと置き換え
て、雑音の振幅分布ｐ（Ｒ）を求めると、ｐ（Ｒ）＝（Ｒ／σ²）ｅｘｐ（−Ｒ²／２σ²） …（３）となる。

【００２６】ブランチメトリックがａ以上且つｂ以下と
なる確率Ｐ（ａ，ｂ）は、振幅Ｒがａ^1/2以上でｂ^1/2
以下である確率であるから、Ｐ（ａ，ｂ）＝∫ｐ（Ｒ）ｄＲ＝ｅｘｐ（−ａ／２σ²）−ｅｘｐ（−ｂ／２σ²） …（４）となる。なお、∫はａ^1/2からｂ^1/2までの積分を示
す。

【００２７】この（４）式を基にファノメトリックＦＭ
（ｎ）をＦＭ（ｎ）＝〈α×｛log （Ｐ（ｎδ，（ｎ＋１）δ））＋β｝〉 …（５）として表すことができる。なお、α，βは定数、〈Ｘ〉
の〈〉はＸを超えない最大の整数を表す記号を示す。例
えば、α＝８．０、β＝４．０、δ＝６．０／２５６と
し、又ｎ＝０〜２５５の整数とすることができる。

【００２８】本発明の実施例に於いては、ファノメトリ
ックＦＭ（ｎ）を変換テーブル１４によって求めるもの
で、ブランチメトリック算出部１３によって算出した絶
対値の二乗によるブランチメトリックの分布関数から
（５）式により求めたファノメトリックを変換テーブル
１４に格納し、ブランチメトリックをアドレスとして入
力し、ファノメトリックを読出して逐次等化部１５に入
力する。

【００２９】送信信号の変調方式は各種の方式が知られ
ており、例えば、Ｍ値の変調方式によりバースト通信を
行う場合、バーストの先頭に付加されたトレーニング系
列を用いて、伝搬路インパルス応答算出部１１は、伝搬
路のインパルス応答ＣＩＲを算出する。又レプリカ生成
部１２は、パスメトリックの大きい順に節点の情報を格
納したサブスタックメモリ２０を検索し、遅延波の遅延
時間を考慮した過去の時点の判定信号点と、インパルス
応答ＣＩＲとから、Ｍ個の状態のそれぞれのレプリカ信
号を生成する。

【００３０】このＭ個のレプリカ信号と受信信号との差
分を加算器１６により求め、Ｍ個の差分値のそれぞれの
絶対値の二乗をブランチメトリック算出部１３に於いて
求め、それをブランチメトリックとして出力する。この
ブランチトメリックを前述の（５）式を基にした変換テ
ーブル１４によりファノメトリックに変換する。

【００３１】図３のパス探索説明図は、２値の場合に相
当するが、Ｍ値の場合は、Ｍ本のパスが延ばされること
になり、スタック制御部１８に於いてファノメトリック
からパスメトリックを求め、パスメトリックの大きい方
のパスを生き残りパスとして、順次節点からパスを延ば
し、その節点の情報をスタックメモリ１９に格納し、パ
スメトリックの大きい順にサブスタックメモリ２０に節
点の情報を格納する。従って、サブスタックメモリ２０
を検索することにより、パスメトリックが最も大きい節
点からパスを伸長することができる。

【００３２】バーストの最後まで逐次等化が終了する
と、サブスタックメモリ２０を参照してスタックメモリ
１９のトレースバックを行い、このスタックメモリ１９
から等化出力信号を送出することになる。なお、伝送誤
りが多い場合には、後戻りした節点からパスを延ばす為
の処理が繰り返し行われることが多くなり、スタックメ
モリ１９の容量が有限であるから、等化不能の場合が生
じる。その場合は、受信信号をそのまま出力してバース
トの等化処理を終了する。

【００３３】図４は本発明の第２の実施例の説明図であ
り、受信バッファを省略して示し、２１は伝搬路インパ
ルス応答算出部、２２はレプリカ生成部、２３はブラン
チメトリック算出部、２４は変換テーブル、２５は逐次
等化部、２６は加算器、２７はセレクタ、２８はスタッ
ク制御部、２９はスタックメモリ、３０はサブスタック
メモリである。

【００３４】この実施例は、前述の第１の実施例と同様
に、受信信号とレプリカ信号との差分の絶対値の二乗を
ブランチメトリックとしてブランチメトリック算出部２
３により算出し、変換テーブル２４によりブランチメト
リックから（５）式に基づいたファノメトリックに変換
し、逐次等化部２５に於いてスタックアルゴリズムによ
り逐次等化を行うものである。

【００３５】又セレクタ２７は、既知のトレーニング系
列の受信時は、そのトレーニング系列を伝搬路インパル
ス応答算出部２１とレプリカ生成部２２とに加えて、伝
搬路のインパルス応答ＣＩＲを算出し、その後に、セレ
クタ２７は、逐次等化部２５からの遅延波の遅延時間に
相当する過去の節点の情報を伝搬路インパルス応答算出
部２１とレプリカ生成部２２とに加えて、加算器２６か
らの受信信号とレプリカ信号との差分を伝搬路インパル
ス応答算出部２１に加えることにより、１シンボルの等
化処理によるパスの伸長毎に伝搬路のインパルス応答Ｃ
ＩＲを求める。それにより、フェージング等による伝搬
路の特性変化に追従して、受信信号の逐次等化を行うこ
とができる。

【００３６】又ダイバーシチ方式に於いては、複数の受
信経路が構成され、最大受信レベルの受信経路を選択し
たり、或いは、位相を合わせて合成する方式等が知られ
ている。このようなダイバーシチ方式の複数の受信経路
対応に、前述の第１又は第２の実施例のディジタル適応
等化器を設ける。そして、受信信号のＣ／Ｎが大きい受
信経路に於いては、後戻りした節点から再度パスを伸長
する演算を行う回数が少なくなり、従って、等化処理が
最も早くなる。そこで、最初に等化処理が終了した受信
経路の等化出力信号を選択するものである。

【００３７】又逐次等化部１５，２５は、スタックアル
ゴリズムによる場合を示すが、ファノアルゴリズムによ
る構成とすることも可能である。このファノアルゴリズ
ムの場合は、例えば、前方ブランチメトリック算出部
と、後方ブランチメトリック算出部と、変換テーブル
と、パス判定制御部と、バッファメモリとにより逐次等
化部１５，２５を構成することができる。

【００３８】このファノアルゴリズムによる逐次等化部
に於いては、複数段階の閾値を設け、パス判定制御部に
よりパスメトリックが或る閾値を超えたか否かを判定
し、超えた場合は前進によるパス探索を行い、次のシン
ボルに対してもパスメトリックが閾値を超えた場合は前
進によるパス探索を行い、パスメトリックが増加するに
伴って閾値も大きくなるように切替える。又閾値より小
さいパスメトリックとなった場合は後進によるパス探索
に移行し、それによっても閾値を超えない場合は、閾値
が小さくなるように切替える。前進によるパス探索が継
続してバーストの最後まで等化が終了すると、パス判定
制御部からバッファメモリに格納されたパスの情報に従
った等化出力信号が送出される。

【００３９】図５はＣ／Ｎ対１シンボル当りのパス伸長
回数曲線図であり、８相ＰＳＫ変調の受信信号を同期検
波して等化する場合のシミュレーション結果を示す。又
横軸はＣ／Ｎ〔ｄＢ〕、縦軸は回数を示し、シミュレー
ションの条件として、伝送速度は６６７ｋシンボル／
ｓ、フェージングとして、無相関２波レイリー、最大ド
ップラー周波数１０Ｈｚ、１シンボル遅延とし、サンプ
ルタイミングは理想的なタイミングと仮定し、周波数オ
フセットは０と仮定した。

【００４０】前述の図７に示す従来例の場合は、点線の
ＭＬＳＥとして示すように、１シンボル当りの計算は６
４回となる。これに対して、本発明の実施例によれば、
実線の逐次等化として示すように、Ｃ／Ｎが約２５ｄＢ
以上に於いては、１シンボル当り最低の８回の計算で済
むことになり、Ｃ／Ｎが比較的大きい伝搬路の場合に
は、従来例に比較して計算量を飛躍的に低減することが
できる。

【００４１】図６はＣ／Ｎ対ビット誤り率特性曲線図で
あり、前述の条件によるシミュレーション結果を示し、
横軸はＣ／Ｎ〔ｄＢ〕、縦軸はビット誤り率ＢＥＲを示
す。細点線のＭＬＳＥと太点線のＤＦＥとは、従来例の
最尤系列推定型等化器と判定帰還型等化器とについての
ビット誤り率特性を示し、実線の逐次等化は、本発明の
実施例によるビット誤り率特性を示す。本発明の実施例
によれば、判定帰還型等化器に比較してビット誤り率Ｂ
ＥＲは著しく改善され、最尤系列推定型等化器に比較し
て僅かに劣る程度であり、バースト通信等に於いても充
分な等化特性を得ることができる。

【００４２】

【発明の効果】以上説明したように、本発明は、ファノ
アルゴリズムやスタックアルゴリズム等の逐次復号アル
ゴリズムを用いた逐次等化部５を設けたディジタル適応
等化器であり、最尤系列推定型等化器に比較して回路規
模が小さく、且つ計算量を少なくすることが可能となる
利点がある。特に、データ通信に使用できるＢＥＲの小
さい伝搬路、即ち、Ｃ／Ｎの大きい伝搬路の場合には、
極めて少ない計算量で等化処理が可能となる利点があ
る。

【００４３】又１シンボルの等化処理によるパス伸長毎
に、伝搬路インパルス応答算出部１により、伝搬路のイ
ンパルス応答を算出することにより、フェージング等に
よる伝搬路の特性変動に対して等化特性を追従させるこ
とが可能となり、誤り率を改善できる利点がある。

【００４４】又ダイバーシチ受信経路対応に、逐次等化
部５を有するディジタル適応等化器を設けて、最初に等
化処理が終了した受信経路の等化出力信号を選択するこ
とにより、最も受信状態が良い受信経路の等化出力信号
を選択することができ、且つ受信処理の高速化を図るこ
とができる利点がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の原理説明図である。

【図２】本発明の第１の実施例の説明図である。

【図３】スタックアルゴリズムに於けるパス探索説明図
である。

【図４】本発明の第２の実施例の説明図である。

【図５】Ｃ／Ｎ対１シンボル当りのパス伸長回数曲線図
である。

【図６】Ｃ／Ｎ対ビット誤り率特性曲線図である。

【図７】従来例の説明図である。

【符号の説明】

１伝搬路インパルス応答算出部２レプリカ生成部３ブランチメトリック算出部４変換テーブル５逐次等化部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号庁内整理番号ＦＩ技術表示箇所Ｈ０４Ｂ 7/005 7741−5Ｋ 7/02 Ｚ 4229−5Ｋ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】既知のトレーニング系列によって伝搬路
のインパルス応答を算出する伝搬路インパルス応答算出
部（１）と、該伝搬路インパルス応答算出部（１）により求めた伝搬
路のインパルス応答に従って等化出力信号からレプリカ
信号を生成するレプリカ生成部（２）と、該レプリカ生成部（２）によるレプリカ信号と前記伝搬
路を介した受信信号との差の絶対値の二乗をブランチメ
トリックとして算出するブランチメトリック算出部
（３）と、該ブランチメトリック算出部（３）によるブランチメト
リックを整数のメトリックに変換する変換テーブル
（４）と、該変換テーブル（４）による整数のメトリックを用いて
逐次復号アルゴリズムにより前記受信信号の等化を行う
逐次等化部（５）とを備えたことを特徴とするディジタ
ル適応等化器。
【請求項２】前記伝搬路インパルス応答算出部（１）
は、前記レプリカ信号と前記伝搬路を介した受信信号と
の差を基に、前記逐次等化部（５）に於けるパス伸長毎
に、前記伝搬路のインパルス応答を算出する構成とした
ことを特徴とする請求項１記載のディジタル適応等化
器。
【請求項３】ダイバーシチ受信経路対応に前記ディジ
タル適応等化器を設け、且つ最初に等化処理を終了した
ダイバーシチ受信経路の等化出力信号を選択する構成を
設けたことを特徴とする請求項１記載のディジタル適応
等化器。