JPH06177928A - 検波器 - Google Patents
検波器Info
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- JPH06177928A JPH06177928A JP4326989A JP32698992A JPH06177928A JP H06177928 A JPH06177928 A JP H06177928A JP 4326989 A JP4326989 A JP 4326989A JP 32698992 A JP32698992 A JP 32698992A JP H06177928 A JPH06177928 A JP H06177928A
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- signal
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- differential
- circuits
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- Pending
Links
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Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 遅延検波において変動している歪により特性
劣化を抑える。 【構成】 遅延検波されたレプリカ信号を生成してそれ
ぞれの差から誤差信号を生成し、この誤差信号をもとに
ビタビアルゴリズムにより信号判定する。 【効果】 フェージングによる伝送路変動の激しい移動
通信の無線伝送方式に適用すれば受信データの誤り率が
改善される。
劣化を抑える。 【構成】 遅延検波されたレプリカ信号を生成してそれ
ぞれの差から誤差信号を生成し、この誤差信号をもとに
ビタビアルゴリズムにより信号判定する。 【効果】 フェージングによる伝送路変動の激しい移動
通信の無線伝送方式に適用すれば受信データの誤り率が
改善される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル無線通信に
利用する。本発明は、多相位相変位変調における遅延検
波に利用する。特に、変動する歪伝送路における遅延検
波信号に対する適応等化技術に関する。本発明は、移動
通信に利用するに適する。
利用する。本発明は、多相位相変位変調における遅延検
波に利用する。特に、変動する歪伝送路における遅延検
波信号に対する適応等化技術に関する。本発明は、移動
通信に利用するに適する。
【０００２】
【従来の技術】無線通信では、伝送路がマルチパス伝送
路となり、さらにその電波伝搬が不安定になることが多
い。そのマルチパス伝送路特性の変動のために、受信波
のキャリア成分のレベルや位相が大きく変化する。特
に、移動通信においては無線機の移動に伴うキャリア変
動が速いので、受信の信号処理が変化に追従できず信号
伝送特性が大きく劣化することがある。このような伝送
路で信頼性の高い信号伝送を行うために、復調器として
遅延検波方式がよく用いられている。
路となり、さらにその電波伝搬が不安定になることが多
い。そのマルチパス伝送路特性の変動のために、受信波
のキャリア成分のレベルや位相が大きく変化する。特
に、移動通信においては無線機の移動に伴うキャリア変
動が速いので、受信の信号処理が変化に追従できず信号
伝送特性が大きく劣化することがある。このような伝送
路で信頼性の高い信号伝送を行うために、復調器として
遅延検波方式がよく用いられている。
【０００３】図９を参照して従来例を説明する。図９は
従来例回路のブロック構成図である。図９（ａ）に示す
ように、入力端子Ｉから入力されたキャリア位相変調波
はリミタ増幅器ＬＩＭ−ＡＭＰで増幅され、遅延検波器
ＤＤで検波される。検波された信号は出力端子Ｏから出
力される。このような構成にすると位相変調波が伝送路
の変動によりランダムに位相変調されても、信頼性の高
い信号検出を行うことができる。
従来例回路のブロック構成図である。図９（ａ）に示す
ように、入力端子Ｉから入力されたキャリア位相変調波
はリミタ増幅器ＬＩＭ−ＡＭＰで増幅され、遅延検波器
ＤＤで検波される。検波された信号は出力端子Ｏから出
力される。このような構成にすると位相変調波が伝送路
の変動によりランダムに位相変調されても、信頼性の高
い信号検出を行うことができる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、ディジ
タル信号の伝送速度が高速になると、マルチパス伝搬に
おける各パスの伝搬路差が大きくなり、直接波と遅延波
が重畳されるため受信波に波形歪が生ずる。このような
伝送路は周波数選択性フェージング伝送路として知られ
ている。このような歪のある伝送路において遅延検波方
式は同期検波方式に比べて伝送特性の劣化が大きいこと
が知られている。これは同期検波が歪を含まない基準信
号をもとに検波を行うのに対して、遅延検波では歪んだ
受信波を基準信号として用いることによる。また、図９
（ａ）のような遅延検波器出力に等化器を付加して波形
等化を行う方法も知られている。この方式は、リミタ増
幅器の前で線形に重畳されている歪が小さい場合には有
効である。
タル信号の伝送速度が高速になると、マルチパス伝搬に
おける各パスの伝搬路差が大きくなり、直接波と遅延波
が重畳されるため受信波に波形歪が生ずる。このような
伝送路は周波数選択性フェージング伝送路として知られ
ている。このような歪のある伝送路において遅延検波方
式は同期検波方式に比べて伝送特性の劣化が大きいこと
が知られている。これは同期検波が歪を含まない基準信
号をもとに検波を行うのに対して、遅延検波では歪んだ
受信波を基準信号として用いることによる。また、図９
（ａ）のような遅延検波器出力に等化器を付加して波形
等化を行う方法も知られている。この方式は、リミタ増
幅器の前で線形に重畳されている歪が小さい場合には有
効である。
【０００５】ところが、歪が大きくなると、リミタ増幅
器により定振幅化され、そのまま遅延検波器の出力とな
るので、遅延検波出力も定振幅化されており、歪の振幅
成分に関する情報が失われてしまう。そのため、等化性
能が充分でなくなる欠点がある。
器により定振幅化され、そのまま遅延検波器の出力とな
るので、遅延検波出力も定振幅化されており、歪の振幅
成分に関する情報が失われてしまう。そのため、等化性
能が充分でなくなる欠点がある。
【０００６】したがって、歪のある伝送路においては従
来、図９（ｂ）のような検波方式が用いられている。図
９（ｂ）では、まず、入力端子Ｉからの信号を自動利得
調整（ＡＧＣ）付増幅器ＡＧＣ−ＡＭＰで増幅する。同
相直交準同期検波器ＩＱＤにより、周波数は同期してい
るが位相は同期していない基準信号を用いて検波し、そ
の出力の歪による劣化を抑えるために等化器ＥＱを用い
る。等化出力は出力端子Ｏから出力される。このような
等化方式では、検波が同期検波を基本としており、変動
の速いフェージング条件においては、キャリア同期作用
が位相変動に追従できず、等化作用が不十分になる欠点
がある。
来、図９（ｂ）のような検波方式が用いられている。図
９（ｂ）では、まず、入力端子Ｉからの信号を自動利得
調整（ＡＧＣ）付増幅器ＡＧＣ−ＡＭＰで増幅する。同
相直交準同期検波器ＩＱＤにより、周波数は同期してい
るが位相は同期していない基準信号を用いて検波し、そ
の出力の歪による劣化を抑えるために等化器ＥＱを用い
る。等化出力は出力端子Ｏから出力される。このような
等化方式では、検波が同期検波を基本としており、変動
の速いフェージング条件においては、キャリア同期作用
が位相変動に追従できず、等化作用が不十分になる欠点
がある。
【０００７】本発明は、このような背景に行われたもの
であり、速い周期で変動している歪に対しても特性劣化
の少ない検波器を提供することを目的とする。
であり、速い周期で変動している歪に対しても特性劣化
の少ない検波器を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は検波器であり、
本発明の特徴とするところは、多相位相変位変調の無線
信号を入力して振幅成分を含む１からＮシンボル遅延ま
でのＮ個の多重遅延検波信号をそれぞれ並列的に出力す
る遅延検波回路と、この遅延検波回路のＮ個の出力とＮ
個のレプリカ信号とのそれぞれの差から誤差信号を生成
する誤差信号検出回路と、この誤差信号検出回路のＮ個
の出力絶対値をそれぞれ２乗して合成し、１個のブラン
チメトリックを生成し、これを基にビタビアルゴリズム
推定を行い推定結果を検波信号として出力し、かつ差動
符号候補系列を出力するビタビアルゴリズム推定回路
と、このビタビアルゴリズム推定回路の差動符号候補系
列を分岐入力してＮ個の合成符号系列に変換する信号変
換回路と、この信号変換回路により変換されたこのＮ個
の合成符号系列のベクトルとＮ個の可変係数ベクトルと
を内積演算して前記レプリカ信号とする信号推定回路
と、前記誤差信号検出回路のＮ個の出力および前記信号
変換回路のＮ個の合成符号系列をそれぞれ分岐入力して
前記可変係数ベクトルの係数を制御する係数調整回路と
を備えたところにある。
本発明の特徴とするところは、多相位相変位変調の無線
信号を入力して振幅成分を含む１からＮシンボル遅延ま
でのＮ個の多重遅延検波信号をそれぞれ並列的に出力す
る遅延検波回路と、この遅延検波回路のＮ個の出力とＮ
個のレプリカ信号とのそれぞれの差から誤差信号を生成
する誤差信号検出回路と、この誤差信号検出回路のＮ個
の出力絶対値をそれぞれ２乗して合成し、１個のブラン
チメトリックを生成し、これを基にビタビアルゴリズム
推定を行い推定結果を検波信号として出力し、かつ差動
符号候補系列を出力するビタビアルゴリズム推定回路
と、このビタビアルゴリズム推定回路の差動符号候補系
列を分岐入力してＮ個の合成符号系列に変換する信号変
換回路と、この信号変換回路により変換されたこのＮ個
の合成符号系列のベクトルとＮ個の可変係数ベクトルと
を内積演算して前記レプリカ信号とする信号推定回路
と、前記誤差信号検出回路のＮ個の出力および前記信号
変換回路のＮ個の合成符号系列をそれぞれ分岐入力して
前記可変係数ベクトルの係数を制御する係数調整回路と
を備えたところにある。
【０００９】
【作用】ビタビアルゴリズム推定回路から出力される差
動符号候補系列は信号推定回路により信号変換が施さ
れ、合成符号系列となる。この合成符号系列のベクトル
と可変係数ベクトルとの内積を演算すると、送信された
信号のレプリカといえる信号を生成することができる。
このレプリカ信号と検波回路から出力される多重遅延検
波信号との差分をとり誤差信号を生成する。この誤差信
号を基にブランチメトリックを生成し、ビタビアルゴリ
ズム推定を行い推定結果を検波信号として出力し、かつ
差動符号候補系列を出力する。レプリカ信号と多重遅延
検波信号との差分をとることにより、遅延検波における
変動している歪による特性劣化を抑えることができる。
動符号候補系列は信号推定回路により信号変換が施さ
れ、合成符号系列となる。この合成符号系列のベクトル
と可変係数ベクトルとの内積を演算すると、送信された
信号のレプリカといえる信号を生成することができる。
このレプリカ信号と検波回路から出力される多重遅延検
波信号との差分をとり誤差信号を生成する。この誤差信
号を基にブランチメトリックを生成し、ビタビアルゴリ
ズム推定を行い推定結果を検波信号として出力し、かつ
差動符号候補系列を出力する。レプリカ信号と多重遅延
検波信号との差分をとることにより、遅延検波における
変動している歪による特性劣化を抑えることができる。
【００１０】レプリカ信号を生成するために必要な可変
係数ベクトルは、誤差信号と合成符号系列を入力として
係数調整回路が制御する。
係数ベクトルは、誤差信号と合成符号系列を入力として
係数調整回路が制御する。
【００１１】本発明は、遅延検波であるが振幅成分を
考慮し、差動符号候補系列から合成符号系列を作り、
レプリカ信号を生成し、伝送路の変動に追従する機能
を有し、多重遅延検波を行い、多重遅延検波出力を
軟判定し、ブランチメトリックを算出してビタビアルゴ
リズム推定を行う、ことが従来技術との差異である。
考慮し、差動符号候補系列から合成符号系列を作り、
レプリカ信号を生成し、伝送路の変動に追従する機能
を有し、多重遅延検波を行い、多重遅延検波出力を
軟判定し、ブランチメトリックを算出してビタビアルゴ
リズム推定を行う、ことが従来技術との差異である。
【００１２】
【実施例】本発明第一実施例の構成を図１を参照して説
明する。図１は本発明第一実施例回路のブロック構成図
である。ここでは、多重遅延検波のＮを２とした。
明する。図１は本発明第一実施例回路のブロック構成図
である。ここでは、多重遅延検波のＮを２とした。
【００１３】本発明は検波器であり、本発明の特徴とす
るところは、多相位相変位変調の無線信号を入力して振
幅成分を含む１から２シンボル遅延までの２個の多重遅
延検波信号をそれぞれ並列的に出力する遅延検波回路Ｄ
Ｄ１およびＤＤ２と、この遅延検波回路ＤＤ１およびＤ
Ｄ２の２個の出力と２個のレプリカ信号とのそれぞれの
差から誤差信号を生成する誤差信号検出回路ＥＲ１およ
びＥＲ２と、この誤差信号検出回路ＥＲ１およびＥＲ２
の２個の出力絶対値をそれぞれ２乗して合成し、１個の
ブランチメトリックを生成し、これを基にビタビアルゴ
リズム推定を行い推定結果を検波信号として出力し、か
つ差動符号候補系列を出力するビタビアルゴリズム推定
回路ＶＡと、このビタビアルゴリズム推定回路ＶＡの差
動符号候補系列を分岐入力して２個の合成符号系列に変
換する信号変換回路ＣＮＶ１およびＣＮＶ２と、この信
号変換回路ＣＮＶ１およびＣＮＶ２により変換されたこ
の２個の合成符号系列のベクトルと２個の可変係数ベク
トルとを内積演算して前記レプリカ信号とする信号推定
回路ＥＳＴ１およびＥＳＴ２と、誤差信号検出回路ＥＲ
１およびＥＲ２の２個の出力および信号変換回路ＣＮＶ
１およびＣＮＶ２の２個の合成符号系列をそれぞれ分岐
入力して前記可変係数ベクトルの係数を制御する係数調
整回路ＡＤＪ１およびＡＤＪ２とを備えたところにあ
る。
るところは、多相位相変位変調の無線信号を入力して振
幅成分を含む１から２シンボル遅延までの２個の多重遅
延検波信号をそれぞれ並列的に出力する遅延検波回路Ｄ
Ｄ１およびＤＤ２と、この遅延検波回路ＤＤ１およびＤ
Ｄ２の２個の出力と２個のレプリカ信号とのそれぞれの
差から誤差信号を生成する誤差信号検出回路ＥＲ１およ
びＥＲ２と、この誤差信号検出回路ＥＲ１およびＥＲ２
の２個の出力絶対値をそれぞれ２乗して合成し、１個の
ブランチメトリックを生成し、これを基にビタビアルゴ
リズム推定を行い推定結果を検波信号として出力し、か
つ差動符号候補系列を出力するビタビアルゴリズム推定
回路ＶＡと、このビタビアルゴリズム推定回路ＶＡの差
動符号候補系列を分岐入力して２個の合成符号系列に変
換する信号変換回路ＣＮＶ１およびＣＮＶ２と、この信
号変換回路ＣＮＶ１およびＣＮＶ２により変換されたこ
の２個の合成符号系列のベクトルと２個の可変係数ベク
トルとを内積演算して前記レプリカ信号とする信号推定
回路ＥＳＴ１およびＥＳＴ２と、誤差信号検出回路ＥＲ
１およびＥＲ２の２個の出力および信号変換回路ＣＮＶ
１およびＣＮＶ２の２個の合成符号系列をそれぞれ分岐
入力して前記可変係数ベクトルの係数を制御する係数調
整回路ＡＤＪ１およびＡＤＪ２とを備えたところにあ
る。
【００１４】図２は本発明第一実施例回路の構成を２つ
の部分に分けたブロック構成図である。変調波と雑音が
重畳された受信波が入力端子Ｉに入力される。振幅成分
を保持した遅延検波信号が検波器ＤＥＴから同期直交ベ
ースバンド端子ＩＱ１とＩＱ２に出力される。ＩＱ１に
は１シンボル遅延検波信号、ＩＱ２には２シンボル遅延
検波信号が出力される。遅延検波出力は伝搬路歪により
歪成分を持つのでベースバンド等化器ＢＥＱで等化処理
が行われる。等化された検波信号は出力端子Ｏに出力さ
れる。伝搬路で加えられた遅延波による線形歪は、受信
信号において振幅歪と位相歪として現れる。この受信信
号をリミタ増幅などで、振幅成分を一定にするように増
幅すると、振幅歪は除去されるが、位相歪が残留する。
位相歪は一般に非線形歪であり、それを除去することは
難しい。一方、振幅成分と歪成分がともに維持されて増
幅されていれば、本発明第一実施例回路に含まれる等化
器で歪を除去することは容易である。
の部分に分けたブロック構成図である。変調波と雑音が
重畳された受信波が入力端子Ｉに入力される。振幅成分
を保持した遅延検波信号が検波器ＤＥＴから同期直交ベ
ースバンド端子ＩＱ１とＩＱ２に出力される。ＩＱ１に
は１シンボル遅延検波信号、ＩＱ２には２シンボル遅延
検波信号が出力される。遅延検波出力は伝搬路歪により
歪成分を持つのでベースバンド等化器ＢＥＱで等化処理
が行われる。等化された検波信号は出力端子Ｏに出力さ
れる。伝搬路で加えられた遅延波による線形歪は、受信
信号において振幅歪と位相歪として現れる。この受信信
号をリミタ増幅などで、振幅成分を一定にするように増
幅すると、振幅歪は除去されるが、位相歪が残留する。
位相歪は一般に非線形歪であり、それを除去することは
難しい。一方、振幅成分と歪成分がともに維持されて増
幅されていれば、本発明第一実施例回路に含まれる等化
器で歪を除去することは容易である。
【００１５】図３を参照して、等化動作の説明をする前
に振幅成分を維持して遅延検波を行う検波器ＤＥＴにつ
いて説明する。図３は検波器の構成を示す図である。３
種類の具体的な構成例を説明する。図３（ａ）では受信
信号が自動利得調整付増幅器ＡＧＣ−ＡＭＰにより線形
増幅されたものをｒX （ｔ）とする。中心角周波数がω
0 のｒ（ｔ）を複素表示すると、
に振幅成分を維持して遅延検波を行う検波器ＤＥＴにつ
いて説明する。図３は検波器の構成を示す図である。３
種類の具体的な構成例を説明する。図３（ａ）では受信
信号が自動利得調整付増幅器ＡＧＣ−ＡＭＰにより線形
増幅されたものをｒX （ｔ）とする。中心角周波数がω
0 のｒ（ｔ）を複素表示すると、
【００１６】
【数１】 となる。ただし、Ｒｅ〔〕は実数部を表す。また、Ｒ
（ｔ）は複素包絡線である。増幅された信号ｒ（ｔ）は
アナログ形複素遅延検波器ＡＤＤに加えられる。アナロ
グ形複素遅延検波器ＡＤＤの出力である遅延検波信号
は、１シンボル遅延検波のときには、 ｚ1 （ｔ）＝ｒ（ｔ）ｒ* （ｔ＋Ｔ） で表され、同期直交ベースバンド端子ＩＱ１に出力され
る。ここで、＊は複素共役、Ｔはシンボル時間の遅延時
間である。ｚ1 （ｔ）は、 ｚ1 （ｔ）＝Ｒ（ｔ）Ｒ* （ｔ＋Ｔ） …（２） となる。ただし、ω0 Ｔは２πの整数倍となるようにＴ
を微調整しているものとする。ｚ1 （ｔ）は複素遅延検
波信号であり、その実数部は遅延検波同相成分、虚数部
は遅延検波直交成分を表している。２シンボル遅延検波
信号ｚ2 （ｔ）も同様である。ただし、この場合には上
式のＴを２Ｔに置換する。
（ｔ）は複素包絡線である。増幅された信号ｒ（ｔ）は
アナログ形複素遅延検波器ＡＤＤに加えられる。アナロ
グ形複素遅延検波器ＡＤＤの出力である遅延検波信号
は、１シンボル遅延検波のときには、 ｚ1 （ｔ）＝ｒ（ｔ）ｒ* （ｔ＋Ｔ） で表され、同期直交ベースバンド端子ＩＱ１に出力され
る。ここで、＊は複素共役、Ｔはシンボル時間の遅延時
間である。ｚ1 （ｔ）は、 ｚ1 （ｔ）＝Ｒ（ｔ）Ｒ* （ｔ＋Ｔ） …（２） となる。ただし、ω0 Ｔは２πの整数倍となるようにＴ
を微調整しているものとする。ｚ1 （ｔ）は複素遅延検
波信号であり、その実数部は遅延検波同相成分、虚数部
は遅延検波直交成分を表している。２シンボル遅延検波
信号ｚ2 （ｔ）も同様である。ただし、この場合には上
式のＴを２Ｔに置換する。
【００１７】以下では、１シンボル遅延検波の検波方法
について他の方法を説明するが、２シンボル遅延におい
ても同様な方法が可能である。図３（ｂ）では、図３
（ａ）と同様に増幅されたｒ（ｔ）が、まず同相直交準
同期検波器ＩＱＤで検波され、複素包絡線Ｒ（ｔ）が出
力される。Ｒ（ｔ）を用いてベースバンド遅延検波器Ｂ
ＤＤでは（２）式で示されている演算処理がベースバン
ドで行われる。図３（ｃ）では、リミタ増幅器ＬＩＭ−
ＡＭＰで受信信号ｒ（ｔ）を一定振幅まで増幅する。増
幅された信号の振幅を１、Ｒ（ｔ）を Ｒ（ｔ）＝ａ（ｔ）ｅｘｐ〔ｊθ（ｔ）〕 で表すと、リミタ増幅器の出力は ｅｘｐ〔ｊω0 ｔ＋ｊθ（ｔ）〕 となる。この信号を遅延検波器ＤＤに入力すると、その
出力は、 ｅｘｐｊ〔θ（ｔ）−θ（ｔ＋Ｔ）〕 となる。一方、通常のリミタ増幅器からは入力レベルを
対数変換した信号が出力されているので、それをさらに
逆対数処理した振幅信号ａ（ｔ）が、リミタ増幅器ＬＩ
Ｍ−ＡＭＰから出力されているとする。振幅信号ａ
（ｔ）を用いて遅延検波器ＤＤの出力を振幅補償器ＡＣ
で補償すると ａ（ｔ）ａ（ｔ＋Ｔ）ｅｘｐｊ〔θ（ｔ）−θ（ｔ＋Ｔ）〕＝Ｒ（ｔ）Ｒ* （ ｔ＋Ｔ） となる。これは、図３（ａ）および（ｂ）の場合と同じ
複素遅延検波信号Ｚ1 （ｔ）である。本発明第一実施例
回路は、このような方法で得られた受信波の振幅成分を
含む遅延検波信号Ｚ1 （ｔ）とＺ2 （ｔ）に対して等化
処理を行う。
について他の方法を説明するが、２シンボル遅延におい
ても同様な方法が可能である。図３（ｂ）では、図３
（ａ）と同様に増幅されたｒ（ｔ）が、まず同相直交準
同期検波器ＩＱＤで検波され、複素包絡線Ｒ（ｔ）が出
力される。Ｒ（ｔ）を用いてベースバンド遅延検波器Ｂ
ＤＤでは（２）式で示されている演算処理がベースバン
ドで行われる。図３（ｃ）では、リミタ増幅器ＬＩＭ−
ＡＭＰで受信信号ｒ（ｔ）を一定振幅まで増幅する。増
幅された信号の振幅を１、Ｒ（ｔ）を Ｒ（ｔ）＝ａ（ｔ）ｅｘｐ〔ｊθ（ｔ）〕 で表すと、リミタ増幅器の出力は ｅｘｐ〔ｊω0 ｔ＋ｊθ（ｔ）〕 となる。この信号を遅延検波器ＤＤに入力すると、その
出力は、 ｅｘｐｊ〔θ（ｔ）−θ（ｔ＋Ｔ）〕 となる。一方、通常のリミタ増幅器からは入力レベルを
対数変換した信号が出力されているので、それをさらに
逆対数処理した振幅信号ａ（ｔ）が、リミタ増幅器ＬＩ
Ｍ−ＡＭＰから出力されているとする。振幅信号ａ
（ｔ）を用いて遅延検波器ＤＤの出力を振幅補償器ＡＣ
で補償すると ａ（ｔ）ａ（ｔ＋Ｔ）ｅｘｐｊ〔θ（ｔ）−θ（ｔ＋Ｔ）〕＝Ｒ（ｔ）Ｒ* （ ｔ＋Ｔ） となる。これは、図３（ａ）および（ｂ）の場合と同じ
複素遅延検波信号Ｚ1 （ｔ）である。本発明第一実施例
回路は、このような方法で得られた受信波の振幅成分を
含む遅延検波信号Ｚ1 （ｔ）とＺ2 （ｔ）に対して等化
処理を行う。
【００１８】次に、図１に戻り、詳細に本発明実施例に
ついて説明する。図１の遅延検波回路ＤＤ１およびＤＤ
２は１シンボル遅延と２シンボル遅延の遅延検波器であ
り、図１の検波器ＤＥＴを形成している。１シンボル遅
延検波器は図３に示すように形成される。出力信号をｚ
1 （ｔ）とする。２シンボル遅延検波器も同様である
が、遅延時間は２Ｔであり、（２）式のＴを２Ｔに変え
た出力となる。すなわち、出力信号をＺ2 （ｔ）とする
と Ｚ2 （ｔ）＝Ｒ（ｔ）Ｒ* （ｔ＋２Ｔ） である。誤差信号検出回路ＥＲ１およびＥＲ２は遅延検
波信号Ｚ1,n とＺ2,n とを軟判定したものから後述する
レプリカ信号を減算して得た誤差信号を出力とする誤差
信号検出手段である。誤差信号は２乗回路ＳＱ１および
ＳＱ２においてその絶対値が２乗されてから合成され１
個のブランチメトリックとなる。ブランチメトリックを
用いて、ビタビアルゴリズム推定回路ＶＡで差動符号系
列の推定が行われ、推定結果が検波信号として出力端子
Ｏから出力される。このビタビアルゴリズム推定回路Ｖ
Ａにおいて生成される差動符号候補系列は、信号変換回
路ＣＮＶ１およびＣＮＶ２で変換され、合成符号系列が
得られる。この合成信号系列から得られた合成符号系列
ベクトルは、信号推定手段における信号推定回路ＥＳＴ
１とＥＳＴ２で可変係数ベクトルと内積演算が行われ、
それぞれの演算により２つのレプリカ信号が生成され
る。
ついて説明する。図１の遅延検波回路ＤＤ１およびＤＤ
２は１シンボル遅延と２シンボル遅延の遅延検波器であ
り、図１の検波器ＤＥＴを形成している。１シンボル遅
延検波器は図３に示すように形成される。出力信号をｚ
1 （ｔ）とする。２シンボル遅延検波器も同様である
が、遅延時間は２Ｔであり、（２）式のＴを２Ｔに変え
た出力となる。すなわち、出力信号をＺ2 （ｔ）とする
と Ｚ2 （ｔ）＝Ｒ（ｔ）Ｒ* （ｔ＋２Ｔ） である。誤差信号検出回路ＥＲ１およびＥＲ２は遅延検
波信号Ｚ1,n とＺ2,n とを軟判定したものから後述する
レプリカ信号を減算して得た誤差信号を出力とする誤差
信号検出手段である。誤差信号は２乗回路ＳＱ１および
ＳＱ２においてその絶対値が２乗されてから合成され１
個のブランチメトリックとなる。ブランチメトリックを
用いて、ビタビアルゴリズム推定回路ＶＡで差動符号系
列の推定が行われ、推定結果が検波信号として出力端子
Ｏから出力される。このビタビアルゴリズム推定回路Ｖ
Ａにおいて生成される差動符号候補系列は、信号変換回
路ＣＮＶ１およびＣＮＶ２で変換され、合成符号系列が
得られる。この合成信号系列から得られた合成符号系列
ベクトルは、信号推定手段における信号推定回路ＥＳＴ
１とＥＳＴ２で可変係数ベクトルと内積演算が行われ、
それぞれの演算により２つのレプリカ信号が生成され
る。
【００１９】まず、同期直交ベースバンド端子ＩＱ１か
ら遅延検波信号ｚ1 （ｔ）が入力される。ただし、ｚ1
（ｔ）はｎＴごとにサンプリングされている。ｎＴのタ
イミング調整は別のタイミング回路で行っている。この
とき、サンプルされた値をＺ1,n ＝Ｚ1 （ｎＴ）で表す
と、 Ｚ1,n ＝Ｒn Ｒ* n-1 …（３） である。Ｒn ＝Ｒ（ｎＴ）には、歪のない伝送路におい
ては、送信符号系列｛ｂn ｝のうち１つの送信符号ｂn
が含まれている。送信符号ｂn の絶対値は１とする。す
なわち、｜ｂn ｜2 ＝１とする。遅延歪があるときに
は、ｂn 以外の符号がＲn に含まれる。ここでは、問題
を簡単にするため、Ｒn には直接波で送られてきた送信
符号ｂn と、１シンボル遅延して受信された遅延波で送
られてきた送信符号ｂn-1 が重畳されているとする。こ
のとき、Ｒn-1 には同様にｂn-1 とｂn-2 が重畳されて
いる。したがって、Ｚ1,n は（３）式の乗算により、 ａ1,n ＝ｂn ｂ* n-1 、ａ2,n ＝ｂn-1 ｂ* n-2 、ａ
3,n ＝ｂn ｂ* n-2 、ａ4,n ＝ｂn-1 ｂ* n-1 （＝１） の各項の和になる。そこで、差動符号系列を ｍn ＝ｂn ｂ* n-1 とすると、 Ｚ1,n ＝ＷH 1,n Ａn ＋ε1,n …（４） ＷH 1,n ＝（α1,n α2,n α3,n α4,n ） …（５） ＡH n ＝（ａ* 1,n ａ* 2,n ａ* 3,n ａ* 4,n ） …（６） ａ1,n ＝ｍn ，ａ2,n ＝ｍn-1 ，ａ3,n ＝ｍn ｍn-1 ，ａ4,n ＝１…（７） となる。ただし、α1,n …α4,n は、それぞれａ1,n …
ａ4,n の係数であり、伝搬路の伝送インパルスレスポン
ス関数によって変化する未知の係数である。これらを要
素とするベクトルを未知係数ベクトルＷ1,n とする。Ａ
n はａ1,n …ａ4,n の合成符号系列を要素とする合成符
号系列ベクトルである。（４）式のε1,nはＺ1,n にお
けるＷ1,n H Ａn 以外の誤差成分である。ε1,n は無相
関なランダム系列となる。図１では、ビタビアルゴリズ
ム推定回路ＶＡから出力される差動符号候補系列｛ｍ′
n ｝から（７）式の関係式を用いて信号変換回路ＣＮＶ
１によりａ′1,n …ａ′4,n を生成し、これらを（６）
式に代入して合成符号系列ベクトルＡ′n を生成してい
る。この合成符号系列ベクトルＡ′n と等化器において
用意された未知変数からなる可変係数ベクトルＷ′1,n
との内積によりレプリカ信号Ｗ′1,n H Ａ′n を信号推
定回路ＥＳＴ１で算出する。Ｗ′1,n はＷ1,nに近い値
となるよう後述する適応アルゴリズムにより推定する。
遅延検波信号ｚ1,n からレプリカ信号を差し引いた誤差
信号ｅ1,n が誤差検出器ＥＲ１から出力される。
ら遅延検波信号ｚ1 （ｔ）が入力される。ただし、ｚ1
（ｔ）はｎＴごとにサンプリングされている。ｎＴのタ
イミング調整は別のタイミング回路で行っている。この
とき、サンプルされた値をＺ1,n ＝Ｚ1 （ｎＴ）で表す
と、 Ｚ1,n ＝Ｒn Ｒ* n-1 …（３） である。Ｒn ＝Ｒ（ｎＴ）には、歪のない伝送路におい
ては、送信符号系列｛ｂn ｝のうち１つの送信符号ｂn
が含まれている。送信符号ｂn の絶対値は１とする。す
なわち、｜ｂn ｜2 ＝１とする。遅延歪があるときに
は、ｂn 以外の符号がＲn に含まれる。ここでは、問題
を簡単にするため、Ｒn には直接波で送られてきた送信
符号ｂn と、１シンボル遅延して受信された遅延波で送
られてきた送信符号ｂn-1 が重畳されているとする。こ
のとき、Ｒn-1 には同様にｂn-1 とｂn-2 が重畳されて
いる。したがって、Ｚ1,n は（３）式の乗算により、 ａ1,n ＝ｂn ｂ* n-1 、ａ2,n ＝ｂn-1 ｂ* n-2 、ａ
3,n ＝ｂn ｂ* n-2 、ａ4,n ＝ｂn-1 ｂ* n-1 （＝１） の各項の和になる。そこで、差動符号系列を ｍn ＝ｂn ｂ* n-1 とすると、 Ｚ1,n ＝ＷH 1,n Ａn ＋ε1,n …（４） ＷH 1,n ＝（α1,n α2,n α3,n α4,n ） …（５） ＡH n ＝（ａ* 1,n ａ* 2,n ａ* 3,n ａ* 4,n ） …（６） ａ1,n ＝ｍn ，ａ2,n ＝ｍn-1 ，ａ3,n ＝ｍn ｍn-1 ，ａ4,n ＝１…（７） となる。ただし、α1,n …α4,n は、それぞれａ1,n …
ａ4,n の係数であり、伝搬路の伝送インパルスレスポン
ス関数によって変化する未知の係数である。これらを要
素とするベクトルを未知係数ベクトルＷ1,n とする。Ａ
n はａ1,n …ａ4,n の合成符号系列を要素とする合成符
号系列ベクトルである。（４）式のε1,nはＺ1,n にお
けるＷ1,n H Ａn 以外の誤差成分である。ε1,n は無相
関なランダム系列となる。図１では、ビタビアルゴリズ
ム推定回路ＶＡから出力される差動符号候補系列｛ｍ′
n ｝から（７）式の関係式を用いて信号変換回路ＣＮＶ
１によりａ′1,n …ａ′4,n を生成し、これらを（６）
式に代入して合成符号系列ベクトルＡ′n を生成してい
る。この合成符号系列ベクトルＡ′n と等化器において
用意された未知変数からなる可変係数ベクトルＷ′1,n
との内積によりレプリカ信号Ｗ′1,n H Ａ′n を信号推
定回路ＥＳＴ１で算出する。Ｗ′1,n はＷ1,nに近い値
となるよう後述する適応アルゴリズムにより推定する。
遅延検波信号ｚ1,n からレプリカ信号を差し引いた誤差
信号ｅ1,n が誤差検出器ＥＲ１から出力される。
【００２０】次に、２シンボル遅延検波では、Ｒn には
ｂn とｂn-1 が重畳され１シンボル遅延検波と同じであ
るが、Ｒn-2 ではｂn-2 とｂn-3 が重畳されている。そ
のため、Ｚ2,n は、 Ｃ1,n ＝ｂn ｂ* n-2 、Ｃ2,n ＝ｂn-1 ｂ* n-3 、Ｃ
3,n ＝ｂn ｂ* n-3 、Ｃ4,n ＝ｂn-1 ｂ* n-2 の各項の和となる。そこで、 Ｚ2,n ＝ＷH 2,n Ｃn ＋ε2,n …（８） ＷH 2,n ＝（β1,n β2,n β3,n β4,n ） …（９） Ｃn ＝（Ｃ* 1,n Ｃ* 2,n Ｃ* 3,n Ｃ* 4,n ） …（１０） Ｃ1,n ＝ｍn ｍn-1 ，Ｃ2,n ＝ｍn-1 ｍn-2 ，Ｃ3,n ＝ｍn ｍn-1 ｍn-2 ，Ｃ4,n ＝ｍn-1 …（１１） となる。ただし、Ｃn は合成符号系列である。したがっ
て、１シンボル遅延検波と同様に、２シンボル遅延検波
出力のレプリカを生成することができる。
ｂn とｂn-1 が重畳され１シンボル遅延検波と同じであ
るが、Ｒn-2 ではｂn-2 とｂn-3 が重畳されている。そ
のため、Ｚ2,n は、 Ｃ1,n ＝ｂn ｂ* n-2 、Ｃ2,n ＝ｂn-1 ｂ* n-3 、Ｃ
3,n ＝ｂn ｂ* n-3 、Ｃ4,n ＝ｂn-1 ｂ* n-2 の各項の和となる。そこで、 Ｚ2,n ＝ＷH 2,n Ｃn ＋ε2,n …（８） ＷH 2,n ＝（β1,n β2,n β3,n β4,n ） …（９） Ｃn ＝（Ｃ* 1,n Ｃ* 2,n Ｃ* 3,n Ｃ* 4,n ） …（１０） Ｃ1,n ＝ｍn ｍn-1 ，Ｃ2,n ＝ｍn-1 ｍn-2 ，Ｃ3,n ＝ｍn ｍn-1 ｍn-2 ，Ｃ4,n ＝ｍn-1 …（１１） となる。ただし、Ｃn は合成符号系列である。したがっ
て、１シンボル遅延検波と同様に、２シンボル遅延検波
出力のレプリカを生成することができる。
【００２１】図４を参照して１シンボル遅延用と２シン
ボル遅延用の信号推定手段における信号推定回路ＥＳＴ
１とＥＳＴ２の内部構成を説明する。図４は本発明第一
実施例回路の多重遅延検波レプリカ信号生成手段の構成
図である。これらは、それぞれ（７）式と（１１）式を
具体的に示したものである。
ボル遅延用の信号推定手段における信号推定回路ＥＳＴ
１とＥＳＴ２の内部構成を説明する。図４は本発明第一
実施例回路の多重遅延検波レプリカ信号生成手段の構成
図である。これらは、それぞれ（７）式と（１１）式を
具体的に示したものである。
【００２２】ビタビアルゴリズム推定回路ＶＡでは、ま
ず、誤差ｅ1,n とｅ2,n はその絶対値の２乗｜ｅ1,n ｜
2 と｜ｅ2,n ｜2 が２乗回路ＳＱ１とＳＱ２で計算され
る。さらに、それらの値は合成されてブランチメトリッ
クとしてビタビアルゴリズム推定回路ＶＡで用いられ
る。ビタビアルゴリズム推定回路ＶＡでは、差動符号に
対応したいくつかの状態が定義され、時点ｎが進むごと
に、状態の遷移が起きる。この遷移の様子は状態トレリ
スといわれている。この遷移に対応してビタビアルゴリ
ズム推定回路ＶＡからは状態トレリスに沿った差動符号
候補ｍ′n ，ｍ′n-1 とｍ′n-2 が信号変換回路ＣＮＶ
１とＣＮＶ２に送られる。また、誤差の絶対値の２乗を
累積したものが最も小さい状態トレリスに対応した差動
符号候補が、検波信号として出力端子Ｏに出力されてい
る。
ず、誤差ｅ1,n とｅ2,n はその絶対値の２乗｜ｅ1,n ｜
2 と｜ｅ2,n ｜2 が２乗回路ＳＱ１とＳＱ２で計算され
る。さらに、それらの値は合成されてブランチメトリッ
クとしてビタビアルゴリズム推定回路ＶＡで用いられ
る。ビタビアルゴリズム推定回路ＶＡでは、差動符号に
対応したいくつかの状態が定義され、時点ｎが進むごと
に、状態の遷移が起きる。この遷移の様子は状態トレリ
スといわれている。この遷移に対応してビタビアルゴリ
ズム推定回路ＶＡからは状態トレリスに沿った差動符号
候補ｍ′n ，ｍ′n-1 とｍ′n-2 が信号変換回路ＣＮＶ
１とＣＮＶ２に送られる。また、誤差の絶対値の２乗を
累積したものが最も小さい状態トレリスに対応した差動
符号候補が、検波信号として出力端子Ｏに出力されてい
る。
【００２３】４相ＰＳＫを用いたときのビタビアルゴリ
ズムのトレリスダイヤグラムを図５に示す。図５は４相
ＰＳＫを用いたときのビタビアルゴリズムのトレリスダ
イヤグラムを示す図である。この図５の状態は
（ｍn-1 ，ｍn-2 ）の組合せで生成される。ｍn-1 とｍ
n-2 はそれぞれ４通りの差動符号から成立するので、４
×４＝１６状態のトレリスが形成される。また、各ブラ
ンチにはｍn が対応しているのでビタビアルゴリズムか
らは差動符号系列候補として（ｍ′n ，ｍ′n-1 ，ｍ′
n-2 ）の３シンボルの組合せが出力される。
ズムのトレリスダイヤグラムを図５に示す。図５は４相
ＰＳＫを用いたときのビタビアルゴリズムのトレリスダ
イヤグラムを示す図である。この図５の状態は
（ｍn-1 ，ｍn-2 ）の組合せで生成される。ｍn-1 とｍ
n-2 はそれぞれ４通りの差動符号から成立するので、４
×４＝１６状態のトレリスが形成される。また、各ブラ
ンチにはｍn が対応しているのでビタビアルゴリズムか
らは差動符号系列候補として（ｍ′n ，ｍ′n-1 ，ｍ′
n-2 ）の３シンボルの組合せが出力される。
【００２４】このトレリスに沿って状態遷移が起きる
と、Ｎ＝２の多重遅延検波を行う方式では、２つの遅延
検波結果がビタビアルゴリズム推定回路ＶＡにおける観
測時間内で整合するように誤り訂正機能が作用する。そ
のため、レプリカ信号を減算することによる単なる符号
間干渉除去とビタビアルゴリズム回路ＶＡにおける誤り
訂正の２つの作用により特性の改善が期待される。
と、Ｎ＝２の多重遅延検波を行う方式では、２つの遅延
検波結果がビタビアルゴリズム推定回路ＶＡにおける観
測時間内で整合するように誤り訂正機能が作用する。そ
のため、レプリカ信号を減算することによる単なる符号
間干渉除去とビタビアルゴリズム回路ＶＡにおける誤り
訂正の２つの作用により特性の改善が期待される。
【００２５】４相ＰＳＫのトレリス遷移についてさらに
説明する。伝送路歪としては１シンボル遅延波が直接波
に重畳されている条件を考える。このとき、遅延検波信
号ｚ1,n とＺ2,n はｍn ，ｍn-1 とｍn-2 で規定される
ので、ビタビアルゴリズムは時点ｎにおいて、時点（ｎ
−１）の差動符号ｍn-1 とｍn-2 を状態として扱えばよ
い。各差動符号はＱＰＳＫでは４値をとるので状態数は
１６である。これらの状態をＳi ，ただし、ｉ＝１〜１
６で表す。時点が（ｎ−１）からｎへ移るときのトレリ
スダイヤグラムは図５のようになっている。時点ｎのＳ
0 には時点ｎ−１のＳ0 ，Ｓ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3 の各状態か
らの４つの遷移が生ずる。これらをブランチ〜とす
る。各ブランチには、時点（ｎ−１）の状態に対応した
差動符号候補ｍ′n-1 とｍ′n-2 および時点ｎにおける
Ｓ0 に対応した差動符号候補ｍ′n が対応するので、各
ブランチごとに異なる差動符号候補系列｛ｍ′n-2 ，
ｍ′n-1 ，ｍ′n ｝が対応している。これらが、信号変
換回路ＣＶＮ１とＣＶＮ２に送出されると、レプリカ信
号が生成され、さらに対応する誤差ｅ1,n とｅ2,n が計
算され、各ブランチのブランチメトリック｜ｅ1,n ｜2
＋｜ｅ2,n ｜2 が得られる。このブランチメトリックの
符号を反転したものをパスメトリックに加算(Accumulat
e:A)して、からのパスに対するパスメトリックが得
られる。パスメトリックを比較(Compare:C) して、最大
のブランチを生き残りパスとして選択(Select:S)する。
この選択により、時点ｎにおけるＳ0 への４つのブラン
チの候補が１つにしぼられる。上述したＡＣＳ処理は時
点ｎにおける他の状態に対しても行われる。さらにこれ
らの動作を時点（ｎ＋１）においても同様に続ける。
説明する。伝送路歪としては１シンボル遅延波が直接波
に重畳されている条件を考える。このとき、遅延検波信
号ｚ1,n とＺ2,n はｍn ，ｍn-1 とｍn-2 で規定される
ので、ビタビアルゴリズムは時点ｎにおいて、時点（ｎ
−１）の差動符号ｍn-1 とｍn-2 を状態として扱えばよ
い。各差動符号はＱＰＳＫでは４値をとるので状態数は
１６である。これらの状態をＳi ，ただし、ｉ＝１〜１
６で表す。時点が（ｎ−１）からｎへ移るときのトレリ
スダイヤグラムは図５のようになっている。時点ｎのＳ
0 には時点ｎ−１のＳ0 ，Ｓ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3 の各状態か
らの４つの遷移が生ずる。これらをブランチ〜とす
る。各ブランチには、時点（ｎ−１）の状態に対応した
差動符号候補ｍ′n-1 とｍ′n-2 および時点ｎにおける
Ｓ0 に対応した差動符号候補ｍ′n が対応するので、各
ブランチごとに異なる差動符号候補系列｛ｍ′n-2 ，
ｍ′n-1 ，ｍ′n ｝が対応している。これらが、信号変
換回路ＣＶＮ１とＣＶＮ２に送出されると、レプリカ信
号が生成され、さらに対応する誤差ｅ1,n とｅ2,n が計
算され、各ブランチのブランチメトリック｜ｅ1,n ｜2
＋｜ｅ2,n ｜2 が得られる。このブランチメトリックの
符号を反転したものをパスメトリックに加算(Accumulat
e:A)して、からのパスに対するパスメトリックが得
られる。パスメトリックを比較(Compare:C) して、最大
のブランチを生き残りパスとして選択(Select:S)する。
この選択により、時点ｎにおけるＳ0 への４つのブラン
チの候補が１つにしぼられる。上述したＡＣＳ処理は時
点ｎにおける他の状態に対しても行われる。さらにこれ
らの動作を時点（ｎ＋１）においても同様に続ける。
【００２６】図１のブロック構成図では、誤差信号ｅ
1,n と合成符号系列ａ′1,n …ａ′4,n とを用いて係数
調整回路ＡＤＪ１は誤差｜ｅ1,n ｜2 が小さくなるよう
に可変係数ベクトルＡ′n を更新している。ｅ2,n につ
いても同様である。調整用アルゴリズムとしては、ＬＭ
Ｓ(Least Mean Square) 、ＲＬＳ(Recursive Least Squ
are)など、最小２乗法に基づく様々な適応アルゴリズム
が考えられる。たとえば、ＬＭＳにおいては、積信号ｅ
1,n ａ1,n に基づいてα1,n を更新している。
1,n と合成符号系列ａ′1,n …ａ′4,n とを用いて係数
調整回路ＡＤＪ１は誤差｜ｅ1,n ｜2 が小さくなるよう
に可変係数ベクトルＡ′n を更新している。ｅ2,n につ
いても同様である。調整用アルゴリズムとしては、ＬＭ
Ｓ(Least Mean Square) 、ＲＬＳ(Recursive Least Squ
are)など、最小２乗法に基づく様々な適応アルゴリズム
が考えられる。たとえば、ＬＭＳにおいては、積信号ｅ
1,n ａ1,n に基づいてα1,n を更新している。
【００２７】以上述べたような多重遅延検波において
は、推定すべきパラメータの数、すなわち可変係数列は
可変係数ベクトルＡ′n とＣ′n の各要素となるので８
個になる。指定すべき変数が多いと処理量が多くなり、
高度なプロセッサが必要になる。
は、推定すべきパラメータの数、すなわち可変係数列は
可変係数ベクトルＡ′n とＣ′n の各要素となるので８
個になる。指定すべき変数が多いと処理量が多くなり、
高度なプロセッサが必要になる。
【００２８】次に、図６を参照して本発明第二実施例を
説明する。図６は本発明第二実施例回路のブロック構成
図である。２つのベクトルの要素たとえば、α1,n とβ
1,nは、それぞれＲn の先行波は、Ｒn-1 またはＲn-2
の遅延波との積であり、そのサンプル時刻のみが異なっ
ている。これらの対応する要素は変動が緩やかであれ
ば、ほとんど同一である。したがって、Ｃn の代わりに
Ａn を代用する方法が考えられる。図６では１つの係数
調整回路ＡＤＪにより信号推定回路ＥＳＴ１とＥＳＴ２
の可変係数ベクトルを調整している。その他の部分は本
発明第一実施例回路と同じである。本発明第二実施例の
変形としては、Ａn の代わりにＣn で代用する方法、２
つの誤差の平均値によりＡn を更新してＡn でＣn を代
用する方法などが考えられる。
説明する。図６は本発明第二実施例回路のブロック構成
図である。２つのベクトルの要素たとえば、α1,n とβ
1,nは、それぞれＲn の先行波は、Ｒn-1 またはＲn-2
の遅延波との積であり、そのサンプル時刻のみが異なっ
ている。これらの対応する要素は変動が緩やかであれ
ば、ほとんど同一である。したがって、Ｃn の代わりに
Ａn を代用する方法が考えられる。図６では１つの係数
調整回路ＡＤＪにより信号推定回路ＥＳＴ１とＥＳＴ２
の可変係数ベクトルを調整している。その他の部分は本
発明第一実施例回路と同じである。本発明第二実施例の
変形としては、Ａn の代わりにＣn で代用する方法、２
つの誤差の平均値によりＡn を更新してＡn でＣn を代
用する方法などが考えられる。
【００２９】次に、多重遅延検波では推定すべき状態数
が上述したようにＮ＝２においても１６となり、かなり
多くなっているので、その簡略法を本発明第三実施例と
して説明する。先に述べたように差動符号候補系列（ｍ
n ，ｍn-1 ，ｍn-2 ）の組を決めるために、過去の符号
の組（ｍn-1 ，ｍn-2 ）を用いて状態を設定しているの
で１６状態となっている。この状態を減らすために、ｍ
n-1 の符号だけを用いて状態を設定し、４状態とする方
法が考えられる。このときのトレリスダイヤグラムを図
７に示す。図７は本発明第三実施例におけるビタビアル
ゴリズムのトレリスダイヤグラムである。図７の〜
のブランチは図５の場合と同様の意味を表す。この方法
では、ｍn-2 については各状態の過去の履歴がパスメモ
リに納められているので、その値を用いる。
が上述したようにＮ＝２においても１６となり、かなり
多くなっているので、その簡略法を本発明第三実施例と
して説明する。先に述べたように差動符号候補系列（ｍ
n ，ｍn-1 ，ｍn-2 ）の組を決めるために、過去の符号
の組（ｍn-1 ，ｍn-2 ）を用いて状態を設定しているの
で１６状態となっている。この状態を減らすために、ｍ
n-1 の符号だけを用いて状態を設定し、４状態とする方
法が考えられる。このときのトレリスダイヤグラムを図
７に示す。図７は本発明第三実施例におけるビタビアル
ゴリズムのトレリスダイヤグラムである。図７の〜
のブランチは図５の場合と同様の意味を表す。この方法
では、ｍn-2 については各状態の過去の履歴がパスメモ
リに納められているので、その値を用いる。
【００３０】本発明第二および第三実施例の効果を明ら
かにするため、計算機シミュレーションを行った。具体
的に計算機シミュレーションで得られた特性を図８に示
す。図８は本発明第二および第三実施例の効果を示す図
である。直接波と遅延波が１シンボル遅延している２波
モデルで各成分が最大ドップラ周波数ｆD ＝０Ｈｚ、４
０Ｈｚ、８０Ｈｚのレイリー変動をしているときの平均
ビット誤り率（ＢＥＲ）のＥb ／Ｎ0 特性である。ここ
ではＥb はビット当たりのエネルギー、Ｎ0 は雑音パワ
ースペクトル密度である。図８には等化器がないときの
特性を破線で示した。ここに示すように、ｆD ≦８０Ｈ
ｚにおいて、本発明第三実施例回路による等化器の効果
が顕著であることがわかる。このシミュレーションでは
計算量の比較的少ない本発明第二実施例と本発明第三実
施例について行った。図８では、係数の簡略化法をＲＣ
(Recluced Coefficients) で示し、さらに状態数を削減
した方法をＰＦ(Path Feedback) として示した。
かにするため、計算機シミュレーションを行った。具体
的に計算機シミュレーションで得られた特性を図８に示
す。図８は本発明第二および第三実施例の効果を示す図
である。直接波と遅延波が１シンボル遅延している２波
モデルで各成分が最大ドップラ周波数ｆD ＝０Ｈｚ、４
０Ｈｚ、８０Ｈｚのレイリー変動をしているときの平均
ビット誤り率（ＢＥＲ）のＥb ／Ｎ0 特性である。ここ
ではＥb はビット当たりのエネルギー、Ｎ0 は雑音パワ
ースペクトル密度である。図８には等化器がないときの
特性を破線で示した。ここに示すように、ｆD ≦８０Ｈ
ｚにおいて、本発明第三実施例回路による等化器の効果
が顕著であることがわかる。このシミュレーションでは
計算量の比較的少ない本発明第二実施例と本発明第三実
施例について行った。図８では、係数の簡略化法をＲＣ
(Recluced Coefficients) で示し、さらに状態数を削減
した方法をＰＦ(Path Feedback) として示した。
【００３１】本発明第一ないし第三実施例では多重遅延
検波のＮを２として説明したが、Ｎが３以上である構成
とすることもできる。
検波のＮを２として説明したが、Ｎが３以上である構成
とすることもできる。
【００３２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば遅
延検波における変動する歪による特性劣化を大幅に抑え
ることができるので、フェージングによる伝送路変動の
激しい移動通信などの無線伝送方式に応用すれば受信信
号の誤り率が改善される。
延検波における変動する歪による特性劣化を大幅に抑え
ることができるので、フェージングによる伝送路変動の
激しい移動通信などの無線伝送方式に応用すれば受信信
号の誤り率が改善される。
【図１】本発明第一実施例回路のブロック構成図。
【図２】本発明第一実施例回路の構成を２つの部分に分
けたブロック構成図。
けたブロック構成図。
【図３】検波器の構成を示す図。
【図４】本発明第一実施例回路の多重遅延波レプリカ信
号生成手段の構成図。
号生成手段の構成図。
【図５】４相ＰＳＫを用いたときのビタビアルゴリズム
のトレリスダイヤグラムを示す図。
のトレリスダイヤグラムを示す図。
【図６】本発明第二実施例回路のブロック構成図。
【図７】本発明第三実施例におけるビタビアルゴリズム
のトレリスダイヤグラムを示す図。
のトレリスダイヤグラムを示す図。
【図８】本発明第二および第三実施例の効果を示す図。
【図９】従来例回路のブロック構成図。
ＡＣ 振幅補償器 ＡＤＤ アナログ形複素遅延検波器 ＡＤＪ、ＡＤＪ１、ＡＤＪ２ 係数調整回路 ＡＧＣ−ＡＭＰ 自動利得調整付増幅器 ＢＤＤ ベースバンド遅延検波器 ＢＥＱ ベースバンド等化器 ＣＮＶ１、ＣＮＶ２ 信号変換回路 ＤＥＴ 検波器 ＤＤ 遅延検波器 ＤＤ１、ＤＤ２ 遅延検波回路 ＥＱ 等化器 ＥＲ１、ＥＲ２ 誤差信号検出回路 ＥＳＴ１、ＥＳＴ２ 信号推定回路 Ｉ 入力端子 ＩＱ１、ＩＱ２ 同期直交ベースバンド端子 ＩＱＤ 同相直交準同期検波器 ＬＩＭ−ＡＭＰ リミタ増幅器 Ｏ 出力端子 ＳＱ１、ＳＱ２ ２乗回路 ＶＡ ビタビアルゴリズム推定回路
Claims (1)
- 【請求項１】 多相位相変位変調の無線信号を入力して
振幅成分を含む１からＮシンボル遅延までのＮ個の多重
遅延検波信号をそれぞれ並列的に出力する遅延検波回路
と、 この遅延検波回路のＮ個の出力とＮ個のレプリカ信号と
のそれぞれの差から誤差信号を生成する誤差信号検出回
路と、 この誤差信号検出回路のＮ個の出力絶対値をそれぞれ２
乗して合成し、１個のブランチメトリックを生成し、こ
れを基にビタビアルゴリズム推定を行い推定結果を検波
信号として出力し、かつ差動符号候補系列を出力するビ
タビアルゴリズム推定回路と、 このビタビアルゴリズム推定回路の差動符号候補系列を
分岐入力してＮ個の合成符号系列に変換する信号変換回
路と、 この信号変換回路により変換されたこのＮ個の合成符号
系列のベクトルとＮ個の可変係数ベクトルとを内積演算
して前記レプリカ信号とする信号推定回路と、 前記誤差信号検出回路のＮ個の出力および前記信号変換
回路のＮ個の合成符号系列をそれぞれ分岐入力して前記
可変係数ベクトルの係数を制御する係数調整回路とを備
えたことを特徴とする検波器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4326989A JPH06177928A (ja) | 1992-12-07 | 1992-12-07 | 検波器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4326989A JPH06177928A (ja) | 1992-12-07 | 1992-12-07 | 検波器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06177928A true JPH06177928A (ja) | 1994-06-24 |
Family
ID=18194065
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4326989A Pending JPH06177928A (ja) | 1992-12-07 | 1992-12-07 | 検波器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06177928A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1996005680A1 (fr) * | 1994-08-08 | 1996-02-22 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Procede de detection de retard a prediction lineaire des ondes a modulation de phase differentielle (mdpd) |
| WO2014091879A1 (ja) | 2012-12-14 | 2014-06-19 | 三菱電機株式会社 | Ｑａｍ変調通信システムの多値差動復号装置および方法 |
-
1992
- 1992-12-07 JP JP4326989A patent/JPH06177928A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1996005680A1 (fr) * | 1994-08-08 | 1996-02-22 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Procede de detection de retard a prediction lineaire des ondes a modulation de phase differentielle (mdpd) |
| US5654667A (en) * | 1994-08-08 | 1997-08-05 | Ntt Mobile Communications Network, Inc. | Linear predictive differential detection method for DPSK waves |
| WO2014091879A1 (ja) | 2012-12-14 | 2014-06-19 | 三菱電機株式会社 | Ｑａｍ変調通信システムの多値差動復号装置および方法 |
| US9143273B2 (en) | 2012-12-14 | 2015-09-22 | Mitsubishi Electric Corporation | Multi-level differential decoding device and method for quadrature amplitude modulation communication system |
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