JPH0738533B2 - 発振装置 - Google Patents

発振装置

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JPH0738533B2
JPH0738533B2 JP62297285A JP29728587A JPH0738533B2 JP H0738533 B2 JPH0738533 B2 JP H0738533B2 JP 62297285 A JP62297285 A JP 62297285A JP 29728587 A JP29728587 A JP 29728587A JP H0738533 B2 JPH0738533 B2 JP H0738533B2
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Description

【発明の詳細な説明】 〈発明の分野〉 この発明は、例えば同調装置の局部発振器などに用いる
ことのできる可同調発振器に関するものである。
〈発明の背景〉 一般に、ラジオやテレビジョン受信機のための同調装置
は、複数の受信RF信号から所望の局あるいはチャンネル
に対応するRF信号を選択するための可同調RF段、所望の
局あるいはチャンネルに対応する周波数の局部発振信号
を発生する可同調局部発振器、及び選択されたRF信号を
局部発振信号とへテロダインしてRF信号に対応するIF信
号を生成するミクサを備えている。
ある場合、例えばVHF放送チャンネル及びケーブルチャ
ンネルの双方に同調させる場合には、局部発振器は非常
に広い周波数範囲（例えば、米国では101〜509MHz）に
わたって同調可能なものでなければならない。
局部発振器に使用できる増幅装置の構成と形式は、例え
ば、ミクサに適合する信号駆動レベル及びインピーダン
スレベルを提供することができるというような局部発振
器のある種の特性に関してはすぐれているが、その増幅
装置の構成及び／または形式が局部発振器の同調範囲を
制限してしまうことがある。
〈発明の概要〉 この発明による可同調発振器の構成を、以下、理解の便
のため後述する実施例における参照符号を各要素に付け
て説明すると、この発明の可同調発振器は、たとえばバ
イポーラトランジスタ、シングルゲート電界効果トラン
ジスタまたはデュアルゲート電界効果トランジスタ（10
1）の如き素子すなわち導電路（導電チャンネル）とこ
の導電路の一端に設けられた第１電極（エミッタ電極、
ソース電極Ｓ）および他端に設けられた第２電極（コレ
クタ電極、ドレン電極Ｄ）とその導電路の導通を制御す
る制御電極（たとえば、ベース電極、ゲート電極G1、G
2）を有する素子から成る増幅装置（101）を有し、その
制御電極（G1）は、増幅装置（101）が所定の周波数範
囲内で発振するように条件を整える発振条件付け回路網
（200）を介して増幅装置（101）の第１電極（Ｓ）又は
第２電極に結合されていると共に、同調制御信号（TV）
に応答する第１の可制御キャパシタンス（バラクタダイ
オード307）とインダクタンス素子（301〜305）を含む
周波数決定可同調回路（300）を介して基準電位点（接
地点）に結合されている。増幅装置（101）の第２の電
極（Ｄ）には発振周波数を持った出力信号を取出すため
の出力回路（119）が結合されている。更に同調制御信
号（TV）を発生する制御回路（９）もあり、可制御キャ
パシタンス（307、209）に制御信号（TV）を供給する。
増幅装置（101）の制御電極（G1）と第１または第２電
極との間に結合されている発振条件付け回路網（200）
は同調制御信号（TV）に応動する第２の可制御キャパシ
タンス手段（207、209）を含み、このキャパシタンス手
段（207、209）は、上記の所定周波数範囲内で回路の諸
特性に影響を及ぼすインピーダンスを呈する回路素子を
介することなしに、制御電極（G1）と基準電位点（接地
点）との間に接続されていて、所定周波数範囲全体に亘
る広い範囲で不要な制御を受けることなく増幅装置（10
1）の安定な発振動作を確保する働きをしている。
〈推奨実施例の説明〉 第１図にはVHF放送チャンネル及びVHFケーブルチャンネ
ル用のテレビジョン受像機のチューナのVHF部が示され
ている。尚、第１図、第1a図、第1b図、第1c図及び第２
図において、回路素子の値の一例をカッコ内に示してあ
るが、特別の表示がない限り、抵抗値の単位はΩ、容量
値の単位はpF、インダクタンス値の単位はnHであり、か
つ、Ｋはキロ、Ｍはメガ、μはマイクロを表わす。第１
図において、アンテナあるいはケーブル配給回路網のよ
うな信号源（図示せず）から供給されたRF信号はRF入力
１を通して可同調RF段３に供給される。RF段３は同調電
圧（TV）の大きさに応じて、所望のチャンネルに対応す
るRF信号を選択する。選択されたRF信号はミクサ５に供
給され、そこで局部発振器（LO）７によって生成された
局部発振信号とヘテロダインされる。局部発振器７の発
振周波数は選択されたRF信号に対応するIF信号を生成す
るための同調電圧の大きさに応じて制御される。
同調制御ユニット９が同調制御電圧を発生する。この同
調制御ユニット９は、所望チャンネルの同調帯域に従っ
てRF段３と局部発振器７との周波数選択同調回路中に含
められるべきインダクタを選択するための帯域切換電圧
（BS1とBS2）も発生する。一例を挙げると、同調制御ユ
ニット９は、所望チャンネルのチャンネル番号を表わす
２進コード化データを適切な大きさの同調電圧に変換す
る位相ロックループ（PLL）型周波数合成器とチャンネ
ル番号の２進コード化データに応答して適切な帯域切換
電圧を発生する論理回路網を含んでいる。
帯域切換電圧BS1とBS2は、低レベル、例えば、−12V
と、高レベル、例えば、＋12Vのいずれかのレベルをと
ることができる。同調帯域（例えば米国における）と帯
域切換電圧BS1とBS2のそれぞれのレベルは次の表の通り
である。
局部発振器７は、第１のゲート電極（G1）、第２のゲー
ト電極（G2）及び一端がソース電極（Ｓ）に、他端がド
レン電極（Ｄ）に接続されるＮ型導電チャンネルを有す
るデュアルゲートＮチャンネル金属酸化物半導体（MO
S）電界効果トランジスタ（FET）101を含んでいる。ゲ
ート電極の電圧が導電チャンネルの導通の程度を決め
る。正の供給電圧（Ｂ＋）、例えば、＋12Vの電圧源
が、VHFチャンネルが選択された時、チューナ制御ユニ
ット９によって供給される。この正の供給電圧は抵抗10
3とキャパシタ105を含む低域通過フィルタにより濾波さ
れる。電源帰路は信号接地点に接続されている。ゲート
電極に接続された抵抗107、109、111及び113を含む分圧
回路網が線形増幅器として動作するようにFET101をバイ
アスしている。抵抗109はFETの不所望な寄生発振を防止
する働きをしている。
局部発振器７において、増幅器100は、FET101の第１の
ゲート電極（G1）を入力とし、第２のゲート電極（G2）
を側路キャパシタ115を介して信号接地点に実効的に接
続し（この場合、抵抗109は非常に小さな値を持つもの
とする）、ソース電極（Ｓ）を抵抗117を通して信号接
地点に結合し、かつ、ドレン電極（Ｄ）を出力として用
いたカスコード増幅器として構成されている。ドレン電
極（Ｄ）は負荷抵抗119を介してＢ＋電源導体に結合さ
れ、かつ、大きな値の直流阻止キャパシタ121を通して
ミクサ５に結合されている。負荷抵抗119とＢ＋導体と
の間の導体上にフェライトビーズ123が誘導***流阻止
フィルタ素子として設けられている。FET101の構成は、
第１のゲート電極（G1）、ソース電極（Ｓ）及び導電チ
ャンネルの下側端部が共通ソース増幅器として構成され
ており、導電チャンネルの上側端部、第２のゲート電極
（G2）、及びドレン電極（Ｄ）が共通ゲート増幅器とし
て構成されているので、カスコード増幅器と考えること
ができる。
増幅器100を発振状態にするための回路200が第１のゲー
ト電極（G1）とソース電極（Ｓ）との間に結合されてい
る。ある特定の発振周波数を決定する同調電圧（TV）に
応動する直列同調回路300が第１のゲート電極（G1）と
信号接地点間に結合されている。
発振器７は次のようにして発振状態にされる。一般に、
増幅器は次の２つの条件が満足されると発振する。
（１）増幅器の入力から出力への信号路と出力から入力
への信号路とを含むループ中の位相偏位が０であり、
（２）ループの利得が１より大きい。発振器７の場合
は、第１のゲード電極（G1）、ソース電極（Ｓ）及び導
電チャンネルの下側端部を含むFET増幅器100の部分が発
振するように条件付けられる。この部分はFET101のカス
コード増幅器構成の点からは共通ソース増幅器である
が、一方、発振構成に関しては、第１のゲート電極（G
1）に入力を有し、ソース電極に出力を有する共通ドレ
ン又はソースホロワ増幅器である。ソース電極（Ｓ）の
共通ドレン増幅器構成の出力と第１のゲート電極（G1）
の入力との間に接続された発振条件付け回路網200はソ
ース電極（Ｓ）と信号接地点間で抵抗117に並列に接続
されたキャパシタ201と、ソース電極（Ｓ）と第１のゲ
ート電極（G1）との間に接続されたキャパシタ203とを
含んでいる。
発振を起こさせるための位相偏移の要件に関しては、入
力（G1）と出力（Ｓ）との間には実質的な位相偏移はな
く、出力（Ｓ）と入力（G1）との間にはキャパシタ201
による位相の遅れとそれに対抗するキャパシタ203によ
る位相の進みがある。発振に対する利得の要件について
は、入力（G1）と出力（Ｓ）の間にはソースホロワ動作
のために１よりいくらか小さな電圧利得があるが、出力
（Ｓ）と入力（G1）との間にはキャパシタ201と203によ
る電圧の増加（ステップアップ）がある。結果として、
発振の条件は満たされ、ソースホロワ構成は同調回路30
0によって決められる周波数で発振する。ソース電極
（Ｓ）に接続された抵抗117と導電チャンネルとを流れ
る電流は発振に伴って変化し、従って、ドレン電極
（Ｄ）に接続された負荷抵抗119の両端間の電圧も変化
する。
FET101のカスコード増幅器構成は、いくつかの点で利点
がある。第２のゲート電極（G2）を信号接地点へ側路す
ることによって形成される共通ゲート増幅器部分は、発
振部分をミクサ５から実質的に分離すると同時に、別の
バッファ増幅装置を用いることなく、適当な信号及びイ
ンピーダンスレベルでミクサ５を駆動し得るようにす
る。この共通ゲート増幅器部分のために、実質的な接地
点が共通ソース増幅器部の出力において実効的に呈さ
れ、例えば、RF段３からミクサに結合されるRF信号の振
幅変動などのためにミクサが呈するインピーダンス変動
が発振周波数にも発振を生じさせる条件にも実質的に影
響することがないようになる。さらに、上記の分離のた
めに、ミクサ５の駆動要件を発振に必要な条件を満足さ
せるために変更する必要がなくなる。
FET局部発振器７の他の有用な面は、これをFET・RF段と
共に用いることによって実現される。テレビジョン受像
機に用いられるチューナの多くはデュアルゲートFET・R
F段を用いている。これはデュアルゲートFET・RF段は、
バイポーラトランジスタRF段に比較して、発生する歪み
が比較的低く、かつ比較的高いインピーダンスを有する
ためである。さらに、第２のゲート電極が自動利得制御
（AGC）電圧を印加するための便利な手段を提供する。R
F段３として用いるに適したデュアルゲートFET・RF段を
第２図に示し、以下、詳細に説明する。簡単に言えば、
第２図に示すRF段は、局部発振器７のFET101と同様に、
第１のゲート電極（G1）に入力を有し、第２のゲート電
極（G2）が側路キャパシタによって実効的に信号接地点
に接続され、ソース電極（Ｓ）が抵抗を介して信号接地
点に結合され、かつ、ドレン電極（Ｄ）から出力が取出
されるようなカスコード増幅器として構成されたデュア
ルゲートＮ型MOSFET401を含む増幅器400を備えている。
RF入力１が同調電圧（TV）に応答する直列同調回路500
を通してFET増幅400の入力（G1）に結合されている。FE
T増幅器400の出力は、各々が同調電圧（TV）に応動する
２つの誘導的に結合された直列同調回路601と603からな
る２重同調フイルタ600を介して、同じくカスコード構
成に接続された別のデュアルゲートFET増幅器700に結合
されている。デュアルゲートFET増幅器700の出力はミク
サ５に結合されている。RF段３と局部発振器７は同一装
置型式で同一構成の増幅器を有し、同様の同調構成を持
っているので、同調電圧に応答する周波数のトラッキン
グ性能は、RF増幅器がデュアルゲートFET形式で局部発
振器がバイポーラ形式のものである従来の構成に比して
改善される。
第１図にかえって、同調回路300について詳述する。前
に述べたように、同調回路300は直列同調回路である。
同調回路300は、増幅器100の入力（G1）と信号接地点の
間で直流阻止キャパシタ309と直列に接続されたインダ
クタ301、303、305及びバラクタダイオード307とを含ん
でいる。インダクタ305はバラクタダイオード307と増幅
器100の入力（G1）の間に直列に結合されている。この
構成は、インダクタ305がバラクタダイオード307を増幅
器100の入力に現われる浮遊容量から分離するので効果
的な構成である。帯域切換ダイオード311、313及びそれ
ぞれに付随して設けられた側路キャパシタ315、317がイ
ンダクタ301と303の間の回路点とインダクタ303と305の
間の回路点を、帯域切換電圧BS1とBS2のレベルに従って
信号接地点に側路する。帯域切換電圧BS1とBS2は、それ
ぞれ、高い値の分離抵抗319と318とを介して帯域切換ダ
イオード311と313とに供給される。同調電圧（TV）は抵
抗325とキャパシタ327を含む低域通過フィルタにより濾
波され、分離用抵抗321と323及びインダクタ305を通し
てバラクタ・ダイオード307の陰極に供給される。
発振条件付け回路200に付設されている発振範囲拡張回
路205は、対象とする周波数範囲内で影響を及ぼすイン
ピーダンスを呈するようないかなる素子をも介在させず
に直接増幅器100の入力（G1）と信号接地点の間に直列
に接続されているキャパシタ207とバラクタダイオード2
09とを含んでいる。キャパシタ207の値は、このキャパ
シタ207とバラクタダイオード209の合成容量に影響を与
えるような値に選ばれている。実施にあたっては、キャ
パシタ207の特定の値というのは、範囲の拡張及び局部
発振器７のRF段へのトラッキングを制御するように選択
できる。同調電圧（TV）は分離抵抗321を介してバラク
タダイオード209の陰極に供給されている。バラクタダ
イオード307と209は同調電圧に関して、このバラクタダ
イオード307と209の呈する容量が同調電圧の大きさの変
化に応答して同じ方向に変化するような極性に接続され
ている。範囲拡張回路205は次のようにして発振器７の
発振範囲を拡張する。
発振範囲内において増幅器100がその入力（G1）におい
て呈する等価回路が第1a図に示されており、この回路
は、第１のゲート電極（G1）と信号接地点との間に直列
に接続された等価キャパシタンス素子（Ceq）と負性抵
抗素子（−Req）とを含んでいる。負性抵抗素子（−Re
q）は増幅器100の発振部分が呈する利得に関係付けられ
ている。インダクタ301、303、305、バラクタダイオー
ド307及び直流阻止キャパシタ309を含む直列同調回路30
0が増幅器100の入力（G1）において呈する等価回路は、
第１のゲート電極（G1）と信号接地点との間に直列に接
続さた可変容量素子（CT）、抵抗素子（RT）およびイダ
クタンス素子（LT）を含む。直流阻止キャパシタ309の
インピーダンスは対象とする周波数範囲では無視し得る
程度なので、可変容量素子（CT）は実質的にバラクタダ
イオード307の容量を呈する。抵抗RTは同調回路、主と
してバラクタダイオード307に関係する損失に相当す
る。対象とする範囲（101〜509MHz）の全体に亙って発
振を維持するためには、増幅器100に付随する負性抵抗
素子（−Req）の大きさ（Req）は同調回路300の抵抗素
子（RT）の大きさよりも大きくなければならない。特定
の発振周波数は、ＣをCTとCeqとの合成キャパシタンス
として、LTCの平方根に反比例する。CTとCeqの合成キャ
パシタンスはCTCeq/CT＋Ceqで与えられる。広同調範囲
を得るためには、CeqはCTの最大値（最低発振周波数に
対応する）に対し可能な限り大きくして、Ｃがバラクタ
ダイオード307の容量（CT）の実質的に全変化範囲で変
化できるようにする必要がある。
第１のゲート電極（G1）と信号接地点間に増幅器100の
入力を分路する固定キャパシタを付加することにより、
Ceqの値が増加し、従って、低い周波数における同調範
囲が広くなる。しかし、固定分路キャパシタを付加する
とReqが小さくなり、従って、特に高い周波数における
発振が妨げられてしまう。増幅器100の入力（G1）を分
路するように接続された範囲拡張回路205は、同調電圧
（周波数）の減少に伴い増加し、同調電圧（周波数）の
増大に伴い減少する可変キャパシタンスを提供する。そ
の結果、CeqはCTが最大（即ち、低い周波数）の時に最
大となるが、発振を維持するに充分な大きさの値のReq
が高い周波数でも与えられる。
範囲拡張回路205を、対象とする周波数範囲内で意味を
持つようなインピーダンスを持った素子を通すことな
く、直接増幅器100の入力（G1）と信号接地点との間に
接続することにより、回路205は増幅器100の入力キャパ
シタンス（Ceq）に対しかなりの影響を及ぼすことがで
きるようになる。
範囲拡張回路205に関しては、デュアルゲートFETは上述
のような利点があるが、一方、その利得（従って、Re
q）は、上述した構成と同等のやり方で、ベース電極を
同調回路に結合し、エミッタ電極をインピーダンスを介
して信号接地点に結合し、コレクタ電極を出力電極とし
て、共通コレクタコルピッツ型発振器に構成したバイポ
ーラトランジスタの利得よりも低い。従って、この範囲
拡張回路205、これをコルピッツ型バイポーラトランジ
スタ発振器の同調範囲を拡げるために用いることもでき
るが、これを第１図に示すようにFET発振器と共に使用
する時、その利点はより顕著になる。
第1b図に簡略化して（バイアス素子を省略して）示すよ
うに、直列同調回路の代りに並列同調回路を使用するこ
とは公知である。しかし、直列同調回路300の代りに並
列同調回路を用いると、たとえ、第1b図に示すように範
囲拡張回路を用いても、所要の広い同調範囲を得るのが
困難になるということがわかった。このことは、第1c図
に示した等価回路について次のように説明できる。第1b
図と第1c図において、第１図及び第1a図中の同じ素子に
対応する素子には同じ参照符号を付してある。ダッシュ
（′）は直列同調回路に代えて並列同調回路を用いた変
更を示す。
第1c図を参照すると、発振の周波数は、Ｃ′をＣ′Ｔと
Ceqの合成キャパシタンスとすると、LTC′の平方根に反
比例する。この場合、合成キャパシタンスＣ′はＣ′Ｔ
＋Ceqで与えられる。広い同調範囲を得るためには、Ceq
はＣ′Ｔの最小値（最高発振周波数に対応）に対して小
さくして、Ｃ′がＣ′Ｔの実質的に全変化範囲にわたっ
て変化できるようにしなければならない。Ceqの値は並
列同調回路と増幅器の入力間に直列に小さな値のキャパ
シタを接続することにより小さくすることができる。し
かし、並列同調回路の実効損失は比CT/Ceqの２乗で増加
するので、CTの値が高い時（同調範囲の低周波数端に対
応）、並列同調回路の損失は発振に要する利得（−Req
に関係する）を超えてしまう。
並列同調回路と増幅器の入力との間に直列にバラクタダ
イオードを、このダイオードのキャパシタンスが第1b図
に示すように同調回路のバラクタダイオードと同じ向き
に変化するように極性をきめて接続することにより、高
い周波数においてCeqの値を比較的小さくし、一方、低
い周波数において実効損失を比較的小さくするという妥
協を行って、同調範囲を拡張することができる。しか
し、並列同調回路の損失は、所望同調範囲の低周波数端
において比CT/Ceqの２乗で変化するので、高利得（高い
Req）のバイポーラトランジスタでなく、FETを使用した
場合には、信頼性のある発振が常に得られるとは限らな
い。従って、第１図に示す直列同調構成の方がFETと共
に用いる場合は、より好ましい。
前にも述べたように、同調制御ユニット９には位相ロッ
クループを用いることができる。位相ロックループ型の
同調制御方式を採用する場合には、低周波数で発振器７
が信頼性のある発振を行うことが特に重要である。通
常、位相ロックループ同調制御装置は、局部発振信号の
非常に高い周波数を、チャンネル番号に従ってプログラ
マブル分周器で分周し、基準周波数と比較して同調電圧
を生成するという処理の前に、予め分周するためのプリ
スケーラと呼ばれる分周器を備えている。いくつかのプ
リスケーラは発振するという望ましくない傾向を示す。
局部発振器が信頼性のある発振動作をしないと、位相ロ
ックループは局部発振信号に応答せずに、プリスケーラ
の発振信号に応答してしまう可能性がある。プリスケー
ラの発振の周波数は高い傾向があるので、位相ロックル
ープは同調電圧を減じて、局部発振器の発振の感知され
た周波数を低くしようとする。このために、局部発振器
の発振の能力がさらに低下し、位相ロックループは誤っ
た周波数にロックされてしまう。従って、範囲拡張回路
網205は、周波数ロックループのような位相ロックルー
プ型あるいは他の形式の閉ループ周波数合成同調制御装
置を使用する時、特に効果的である。
第２図にかえって、前にも述べたように、RF段３のFET
増幅器400に対する同調回路500は局部発振器７のFET増
幅器100の同調回路300と同じく、直列回路である。この
直列同調回路500は、同調帯域に応じて、バラクタダイ
オード513（実際には並列接続した２個のバラクタダイ
オード）と共に別々の直列同調回路を構成するように接
続される複数のインダクタ501、503、505、507、509及
び511を含んでいる。どの直列同調回路構成を採るか
は、帯域切換電圧BS1とBS2のレベルにより導通が制御さ
れる帯域切換ダイオード515、517及び519によって決め
る。RF入力信号はインダクタ503と505の相互接続点に供
給される。この直列同調回路500は結合キャパシタ521を
介してFET401第１のゲート電極（G1）に結合されてい
る。
第１のゲート電極（G1）を分路するようにバラクタダイ
オード523が結合されている。このダイオード523はその
キャパシタンスが同調電圧（TV）の大きさの変化に応答
して、バラクタダイオード513と同じ向きに変化するよ
うな極性で接続されている。バラクタダイオード523
は、直列同調回路500が呈するインピーダンスと増幅器4
00の入力（G1）に呈されるインピーダンスとが、同調範
囲全体を通じて最適な電力転送が行われるように、より
緊密にマッチするように働く。RF段３の増幅器500に対
するバラクタダイオード523の機能は局部発振器７の層
幅器100に設けられた範囲拡張用バラクタダイオード209
の機能と同じではない。しかし、これら２個の同様に接
続されたダイオードを用いることにより、同調構成が同
じようなものとなり、従って、RF段３と局部発振器７と
の間のトラッキングが良好になる。
インダクタ511はバラクタダイオード513と増幅器500の
入力（G1）との間に直列に接続されており、局部発振器
７における増幅器100の入力（G1）とバラクタダイオー
ド307の間のインダクタ305の同様の接続構成に相当す
る。この同調構成の類似性もRF段３と局部発振器７の間
のトラッキングに資する。
FET増幅器401の第２のゲート電極はRF信号に関して接地
点に側路されているが、一方、増幅器400の利得を信号
強度の関数として制御するために受信機のIF段から自動
利得制御（AGC）電圧がこの第２のゲート電極に供給さ
れている。
前に述べたように、FET増幅器400の出力は２個の誘導的
に結合された直列同調回路601と603を含む二重同調フィ
ルタ600を通してFET増幅器700の入力に結合されてい
る。直列同調回路601と603は、それぞれ、バラクタダイ
オード617に直列に接続された複数のインダクタ605、60
7及び609と、バラクタダイオード619に直列に接続され
た複数のインダクタ611、613及び615を含んでいる。さ
らに、この同調回路601と603は、それぞれ、帯域切換ダ
イオード621と623及び625と637を含んでいる。同調回路
601は結合キャパシタ629を通してFET増幅器400の出力
（Ｄ）に結合されている。インピーダンスマッチング用
バラクタダイオード631がFET増幅器400の出力（Ｄ）を
分路するように接続されており、このダイオード631は
増幅器400の入力（G1）を分路するインピーダンスマッ
チング用バラクタダイオード523と同様の機能を持って
いる。これに対応するインピーダンスマッチング用バラ
クタダイオード633がFET増幅器700の入力を分路するよ
うに接続されている。インダクタ611とFET増幅器700の
入力との間に直列に別のバラクタダイオード635が接続
されており、これもインピーダンスマッチング装置とし
て働く。インダクタ609は増幅器400の出力（Ｄ）とバラ
クタダイオード617の間に直列に接続されており、イン
ダクタ615は増幅器700の入力バラクタダイオード619と
の間に直列に接続されている。RF増幅器400に付設のイ
ンダクタ511及び局部発振器７のインダクタ305と同様、
インダクタ605と611はそれぞれのバラクタダイオードを
浮遊容量から分離している。また、同調回路601と603は
局部発振器７の同調回路300と同じように構成されてお
り、同じように負荷が与えられる（FETのゲート電極に
も比較的高いインピーダンスが現われる）ので、RF段３
と局部発振器７との間のトラッキング特性が改善され
る。
RF段３と局部発振器７に同様の同調回路及び増幅器構成
を採用したことにより、トラッキング特性は向上する
が、この実施例における比較的広い同調範囲を考える
と、トラッキングをさらに増強する構成を用いることが
より望ましいことがわかった。詳しく述べると、第１図
を参照すると、帯域切換ダイオード333と小さな値のキ
ャパシタ335の直列接続体がバラクタダイオード307とイ
ンダクタ305の直列接続体の両端間に接続されている。
帯域切換電圧BS1がフィルタキャパシタ337と分離抵抗33
9を含む回路網を通して帯域切換ダイオード333の陰極に
供給されている。帯域切換ダイオード333の陽極はイン
ダクタ301と303を介して信号接地点に結合されている。
帯域切換ダイオード333は、帯域切換電圧BS1が低レベル
（−12V）の時、最も低い同調範囲で導通状態とされ
る。また、付加されたキャパシタンスは最も低い同調範
囲の上方周波数端におけるトラッキングを助けることが
わかった。
東芝製の1SV161型バラクタダイオード及びジーメンス製
のBF994型FETまたは日立製3SK137FETが各図に示した回
路で使用するに適している。
以上、この発明をチューナのVHF部について説明した
が、同じくUHF部にも実施できる。UHF用には、局部発振
器７の条件付け回路網200のキャパシタ203は内部キャパ
シタンス素子とすることができる。その他の改変も特許
請求の範囲に示されたこの発明の範囲内である。
【図面の簡単な説明】
第１図はこの発明を実施したテレビジョン受像機のチュ
ーナを示す回路図、 第1a図は第１図の局部発振器１つの特徴の説明に供する
等価回路図、 第1b図は第１図の局部発振器の改変を示す回路図、 第1c図は第1b図に示す回路の改変の説明に供する等価回
路図、 第２図は第１図にブロックで示したチューナのRF段の詳
細を示す回路図である。 101……増幅装置、200……発振条件付け手段、300……
周波数決定手段、119……出力手段、９……同調制御手
段、307……第１の可調整キャパシタンス手段、207、20
9……第２の可調整キャパシタンス手段。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭61−202502（ＪＰ，Ａ) 実開 昭59−11507（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭61−109215（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭51−52615（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭54−143145（ＪＰ，Ｕ)

Claims (3)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】両端が第１と第２の電極で終端する導電路
    とこの導電路の導通を制御するための制御電極とを有す
    るトランジスタを含む増幅装置と、 上記制御電極と第１の電極との間に結合されていて、上
    記増幅装置が所定の周波数範囲内で発振するように条件
    を整える発振条件付け手段と、 上記制御電極と基準電位点との間に直列に結合された同
    調制御信号に応答する第１の可制御キャパシタンス手段
    とインダクタンス素子とを含み、上記増幅装置の個々の
    発振周波数を決定する周波数決定手段と、 上記トランジスタの第２の電極に結合されていてRF信号
    源から受信したRF信号と上記第２の電極に発生した局部
    発振信号とを混合するミクサ手段と、 上記同調制御信号を生成する同調制御手段と、 上記同調制御信号に応答し、上記所定の周波数範囲内で
    意味のあるインピーダンスを持つようないかなる素子を
    も介することなく上記制御電極と基準電位点との間に直
    接接続されている、上記増幅装置が上記所定の周波数範
    囲全体に亘って発振することを確実にするための第２の
    可制御キャパシタンス手段と、を含む発振装置。
  2. 【請求項２】上記周波数決定手段は、上記トランジスタ
    によるバッファ作用により上記ミクサ手段から分離され
    ている、請求項１の発振装置。
  3. 【請求項３】上記トランジスタはデュアルゲート電界効
    果トランジスタである、請求項２の発振装置。
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