JP2608430B2 - 同調可能な発振器 - Google Patents
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- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 55
- 230000008859 change Effects 0.000 claims description 9
- 230000005669 field effect Effects 0.000 claims description 9
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 5
- 239000000872 buffer Substances 0.000 claims description 4
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims description 4
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 4
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 4
- 230000001747 exhibiting effect Effects 0.000 claims description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 28
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 7
- 230000003750 conditioning effect Effects 0.000 description 6
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 239000004020 conductor Substances 0.000 description 3
- 230000001965 increasing effect Effects 0.000 description 3
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 3
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 101710162453 Replication factor A Proteins 0.000 description 1
- 102100035729 Replication protein A 70 kDa DNA-binding subunit Human genes 0.000 description 1
- 230000003213 activating effect Effects 0.000 description 1
- 239000011324 bead Substances 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 230000001143 conditioned effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 1
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 1
- 230000007246 mechanism Effects 0.000 description 1
- 229910044991 metal oxide Inorganic materials 0.000 description 1
- 150000004706 metal oxides Chemical class 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 230000002194 synthesizing effect Effects 0.000 description 1
- 229910000859 α-Fe Inorganic materials 0.000 description 1
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J7/00—Automatic frequency control; Automatic scanning over a band of frequencies
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- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
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- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1203—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device the amplifier being a single transistor
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- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1237—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator
- H03B5/124—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator the means comprising a voltage dependent capacitance
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- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
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- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
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- H03B2200/0008—Colpitts oscillator
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- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
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- Power Engineering (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〈発明の分野〉 この発明は、例えば同調装置の局部発振器として使用
し得る同調可能な発振器に関するものである。
し得る同調可能な発振器に関するものである。
〈発明の背景〉 一般に、ラジオやテレビジョン受信機用の同調装置に
は、複数の受信RF信号から所望の局あるいはチャンネル
に対応するRF信号を選択する同調可能なRF段、所望の局
あるいはチャンネルに対応する周波数を持った局部発振
信号を発生する同調可能な局部発振器及び選択されたRF
信号を局部発振信号とヘテロダインとしてRF信号に対応
するIF信号を生成するミクサを備えている。
は、複数の受信RF信号から所望の局あるいはチャンネル
に対応するRF信号を選択する同調可能なRF段、所望の局
あるいはチャンネルに対応する周波数を持った局部発振
信号を発生する同調可能な局部発振器及び選択されたRF
信号を局部発振信号とヘテロダインとしてRF信号に対応
するIF信号を生成するミクサを備えている。
局部発振器は、ミクサを信頼性をもって駆動するため
に充分な振幅の局部発振信号を発生し、また、効率的な
電力の伝達を行うためにミクサの入力インピーダンスに
適合する出力インピーダンスを提供するものでなければ
ならない。さらに、局部発振器は、ミクサがその局部発
振器の動作に重大な妨害を与えることがないように構成
せねばならない。これらの要求を満たすために、局部発
振器と共に別のバッファ増幅器を用いることもできる
が、あまり経済的ではない。
に充分な振幅の局部発振信号を発生し、また、効率的な
電力の伝達を行うためにミクサの入力インピーダンスに
適合する出力インピーダンスを提供するものでなければ
ならない。さらに、局部発振器は、ミクサがその局部発
振器の動作に重大な妨害を与えることがないように構成
せねばならない。これらの要求を満たすために、局部発
振器と共に別のバッファ増幅器を用いることもできる
が、あまり経済的ではない。
〈発明の概要〉 この発明は、デュアルゲート電界効果トランジスタ
（FET）が自己バッファ型の同調可能な発振器として動
作するもので、その主要部の構成を、参考までに各構成
素子毎に後程説明する図示の実施例中で使用されている
参照番号を付して示すと、この発明の同調可能な発振器
は、第１と第２のゲート電極（G1、G2）と、ソース電
極（Ｓ）とドレン電極（Ｄ）とを有し、これらソース電
極とドレン電極との間に導電チャンネルが形成されたデ
ュアルゲート電界効果トランジスタ（例えば101）と、
上記ソース電極を基準電位点に結合するインピーダン
ス手段（例えば117、201）と、上記第１のゲート電極
とソース電極との間に接続されていて、上記電界効果ト
ランジスタが所定の周波数範囲内で発振するように条件
を整える帰還路を含む発振条件付け手段（例えば201、2
03）と、同調電圧（TV）の大きさの変化に応答して変
化するキャパシタンスを呈するバラクタダイオード（例
えば307）と、上記第１のゲート電極に上記バラクタダ
イオードと直列接続関係で結合されたインダクタンス素
子（例えば305）とを含み、上記電界効果トランジスタ
が発振する発振周波数を決定する直列同調回路からなる
周波数決定手段（例えば300）と、上記第２のゲート
電極を上記所定の周波数範囲内で無視し得るインダクダ
ンス（例えば109）を介して実効的に上記基準電位点に
接続する側路手段（例えば115）と、上記発振周波数
の出力信号を受信するために上記ドレン電極に結合され
た利用手段（例えば５）とを含んでいる。上記電界効果
トランジスタの第１のゲート電極（G1）とソース電極
（Ｓ）と導電チャンネルの下側部分は発振部を構成する
共通ソース増幅器を形成しており、また上記側路手段に
よって側路された上記第２のゲート電極（G2）とドレン
電極（Ｄ）と導電チャンネルの上側部分は上記共通ソー
ス増幅器とカスコード関係にある共通ゲート増幅器を構
成していて、上記共通ソース増幅器と上記利用手段との
間のバッファを構成している。
（FET）が自己バッファ型の同調可能な発振器として動
作するもので、その主要部の構成を、参考までに各構成
素子毎に後程説明する図示の実施例中で使用されている
参照番号を付して示すと、この発明の同調可能な発振器
は、第１と第２のゲート電極（G1、G2）と、ソース電
極（Ｓ）とドレン電極（Ｄ）とを有し、これらソース電
極とドレン電極との間に導電チャンネルが形成されたデ
ュアルゲート電界効果トランジスタ（例えば101）と、
上記ソース電極を基準電位点に結合するインピーダン
ス手段（例えば117、201）と、上記第１のゲート電極
とソース電極との間に接続されていて、上記電界効果ト
ランジスタが所定の周波数範囲内で発振するように条件
を整える帰還路を含む発振条件付け手段（例えば201、2
03）と、同調電圧（TV）の大きさの変化に応答して変
化するキャパシタンスを呈するバラクタダイオード（例
えば307）と、上記第１のゲート電極に上記バラクタダ
イオードと直列接続関係で結合されたインダクタンス素
子（例えば305）とを含み、上記電界効果トランジスタ
が発振する発振周波数を決定する直列同調回路からなる
周波数決定手段（例えば300）と、上記第２のゲート
電極を上記所定の周波数範囲内で無視し得るインダクダ
ンス（例えば109）を介して実効的に上記基準電位点に
接続する側路手段（例えば115）と、上記発振周波数
の出力信号を受信するために上記ドレン電極に結合され
た利用手段（例えば５）とを含んでいる。上記電界効果
トランジスタの第１のゲート電極（G1）とソース電極
（Ｓ）と導電チャンネルの下側部分は発振部を構成する
共通ソース増幅器を形成しており、また上記側路手段に
よって側路された上記第２のゲート電極（G2）とドレン
電極（Ｄ）と導電チャンネルの上側部分は上記共通ソー
ス増幅器とカスコード関係にある共通ゲート増幅器を構
成していて、上記共通ソース増幅器と上記利用手段との
間のバッファを構成している。
〈推奨実施例の説明〉 第１図にはVHF放送チャンネル及びVHFケーブルチャン
ネル用のテレビジョン受像機のチューナのVHF部が示さ
れている。なお、第１図、第1a図、第1b図、第1c図及び
第２図において、回路素子の値の一例をカッコ内に示し
てあるが、特別の表示がない限り、抵抗値の単位はΩ、
容量値の単位はpF、インダクタンス値の単位はnHであ
り、かつ、Ｋはキロ、Ｍはメガ、μはマイクロを表わ
す。第１図において、アンテナあるいはケーブク配給回
路網のような信号原（図示せず）から供給されたRF信号
はRF入力１を通して同調可能なRF段３に供給される。RF
段３は同調電圧（TV）の大きさに応じて、所望のチャン
ネルに対応するRF信号を選択する。選択されたRF信号は
ミクサ５に供給され、そこで局部発振器（LO）７によっ
て生成された局部発振信号とヘテロダインされる。局部
発振器７の発振周波数は選択されたRF信号に対応するIF
信号を生成するための同調電圧の大きさに応じて制御さ
れる。
ネル用のテレビジョン受像機のチューナのVHF部が示さ
れている。なお、第１図、第1a図、第1b図、第1c図及び
第２図において、回路素子の値の一例をカッコ内に示し
てあるが、特別の表示がない限り、抵抗値の単位はΩ、
容量値の単位はpF、インダクタンス値の単位はnHであ
り、かつ、Ｋはキロ、Ｍはメガ、μはマイクロを表わ
す。第１図において、アンテナあるいはケーブク配給回
路網のような信号原（図示せず）から供給されたRF信号
はRF入力１を通して同調可能なRF段３に供給される。RF
段３は同調電圧（TV）の大きさに応じて、所望のチャン
ネルに対応するRF信号を選択する。選択されたRF信号は
ミクサ５に供給され、そこで局部発振器（LO）７によっ
て生成された局部発振信号とヘテロダインされる。局部
発振器７の発振周波数は選択されたRF信号に対応するIF
信号を生成するための同調電圧の大きさに応じて制御さ
れる。
同調制御ユニット９が同調制御電圧を発生する。この
同調制御ユニット９は、所望チャンネルの同調帯域に従
ってRF段３と局部発振器７との周波数選択同調回路中に
含められるべきインダクタを選択するための帯域切換電
圧（BS1とBS2）も発生する。一例を挙げると、同調制御
ユニット９は、所望チャンネルのチャンネル番号を表わ
す２進コード化データを適切な大きさの同調電圧に変換
する位相ロックループ（PLL）型周波数合成器とチャン
ネル番号の２進コード化データに応答して適切な帯域切
換電圧を発生する論理回路網を含んでいる。
同調制御ユニット９は、所望チャンネルの同調帯域に従
ってRF段３と局部発振器７との周波数選択同調回路中に
含められるべきインダクタを選択するための帯域切換電
圧（BS1とBS2）も発生する。一例を挙げると、同調制御
ユニット９は、所望チャンネルのチャンネル番号を表わ
す２進コード化データを適切な大きさの同調電圧に変換
する位相ロックループ（PLL）型周波数合成器とチャン
ネル番号の２進コード化データに応答して適切な帯域切
換電圧を発生する論理回路網を含んでいる。
帯域切換電圧BS1とBS2は、低レベル、例えば、−12V
と、高レベル、例えば、＋12Vのいずれかのレベルをと
ることができる。同調帯域（例えば米国における）と帯
域切換電圧BS1とBS2のそれぞれのレベルは次の表の通り
である。
と、高レベル、例えば、＋12Vのいずれかのレベルをと
ることができる。同調帯域（例えば米国における）と帯
域切換電圧BS1とBS2のそれぞれのレベルは次の表の通り
である。
局部発振器７は、第１のゲート電極（G1）、第２のゲ
ート電極（G2）及び一端がソース電極（Ｓ）に、他端が
ドレン電極（Ｄ）に接続されるＮ型導電チャンネルを有
するデュアルゲートＮチャンネル金属酸化物半導体（MO
S）電界効果トランジスタ（FET）101を含んでいる。ゲ
ート電極の電圧が導電チャンネルの導通の程度を決め
る。正の供給電圧（Ｂ＋）、例えば、＋12Vの電圧源
が、VHFチャンネルが選択された時、同調制御ユニット
９によって供給される。この正の供給電圧は抵抗103と
キャパシタ105を含む低域通過フィルタにより濾波され
る。電源帰路は信号接地点に接続されている。ゲート電
極に接続された抵抗107、109、111及び113を含む分圧回
路網が線形増幅器として動作するようにFET101をバイア
スしている。抵抗109はFETの不所望な寄生発振を防止す
る働きをしている。
ート電極（G2）及び一端がソース電極（Ｓ）に、他端が
ドレン電極（Ｄ）に接続されるＮ型導電チャンネルを有
するデュアルゲートＮチャンネル金属酸化物半導体（MO
S）電界効果トランジスタ（FET）101を含んでいる。ゲ
ート電極の電圧が導電チャンネルの導通の程度を決め
る。正の供給電圧（Ｂ＋）、例えば、＋12Vの電圧源
が、VHFチャンネルが選択された時、同調制御ユニット
９によって供給される。この正の供給電圧は抵抗103と
キャパシタ105を含む低域通過フィルタにより濾波され
る。電源帰路は信号接地点に接続されている。ゲート電
極に接続された抵抗107、109、111及び113を含む分圧回
路網が線形増幅器として動作するようにFET101をバイア
スしている。抵抗109はFETの不所望な寄生発振を防止す
る働きをしている。
局部発振器７において、増幅器100は、FET101の第１
のゲート電極（G1）を入力とし、第２のゲート電極（G
2）を側路キャパシタ115を介して信号接地点に実効的に
接続し（この場合、抵抗109は非常に小さな値を持つも
のとする）、ソース電極（Ｓ）を抵抗117を通して信号
接地点に結合し、かつ、ドレン電極（Ｄ）を出力として
用いたカスコード増幅器として構成されている。ドレン
電極（Ｄ）は負荷抵抗119を介してＢ＋電源導体に結合
され、かつ、大きな値の直流阻止キャパシタ121を通し
てミクサ５に結合されている。負荷抵抗119とＢ＋導体
との間の導体上にフェライトビーズ123が誘導***流阻
止フィルタ素子として設けられている。FET101の構成
は、第１のゲート電極（G1）、ソース電極（Ｓ）及び導
電チャンネルの下側端部が共通ソース増幅器として構成
されており、導電チャンネルの上側端部、第２のゲート
電極（G2）、及びドレン電極（Ｄ）が共通ゲート増幅器
として構成されているので、カスコード増幅器と考える
ことができる。
のゲート電極（G1）を入力とし、第２のゲート電極（G
2）を側路キャパシタ115を介して信号接地点に実効的に
接続し（この場合、抵抗109は非常に小さな値を持つも
のとする）、ソース電極（Ｓ）を抵抗117を通して信号
接地点に結合し、かつ、ドレン電極（Ｄ）を出力として
用いたカスコード増幅器として構成されている。ドレン
電極（Ｄ）は負荷抵抗119を介してＢ＋電源導体に結合
され、かつ、大きな値の直流阻止キャパシタ121を通し
てミクサ５に結合されている。負荷抵抗119とＢ＋導体
との間の導体上にフェライトビーズ123が誘導***流阻
止フィルタ素子として設けられている。FET101の構成
は、第１のゲート電極（G1）、ソース電極（Ｓ）及び導
電チャンネルの下側端部が共通ソース増幅器として構成
されており、導電チャンネルの上側端部、第２のゲート
電極（G2）、及びドレン電極（Ｄ）が共通ゲート増幅器
として構成されているので、カスコード増幅器と考える
ことができる。
増幅器100を発振状態にするための発振条件付け回路
網200が第１のゲート電極（G1）とソース電極（Ｓ）と
の間に結合されている。ある特定の発振周波数を決定す
る同調電圧（TV）に応動する直列同調回路300が第１の
ゲート電極（G1）と信号接地点間に結合されている。
網200が第１のゲート電極（G1）とソース電極（Ｓ）と
の間に結合されている。ある特定の発振周波数を決定す
る同調電圧（TV）に応動する直列同調回路300が第１の
ゲート電極（G1）と信号接地点間に結合されている。
局部発振器７は次のようにして発振状態にされる。一
般に、増幅器は次の２つの条件が満足されると発振す
る。（１）増幅器の入力から出力への信号路と出力から
入力への信号路とを含むループ中の位相偏移が０であ
り、（２）ループの利得が１より大きい。発振器７の場
合は、第１のゲート電極（G1）、ソース電極（Ｓ）及び
導電チャンネルの下側端部を含むFET増幅器100の部分が
発振するように条件付けられる。この部分はFET101のカ
スコード増幅器構成の点からは共通ソース増幅器である
が、一方、発振構成に関しては、第１のゲート電極（G
1）に入力を有し、ソース電極に出力を有する共通ドレ
ン又はソースホロワ増幅器である。ソース電極（Ｓ）の
共通ドレン増幅器構成の出力と第１のゲート電極（G1）
の入力との間に接続された発振条件付け回路網200はソ
ース電極（Ｓ）と信号接地点間で抵抗117に並列に接続
されたキャパシタ201と、ソース電極（Ｓ）と第１のゲ
ート電極（G1）との間に接続された帰還キャパシタ203
とを含んでいる。
般に、増幅器は次の２つの条件が満足されると発振す
る。（１）増幅器の入力から出力への信号路と出力から
入力への信号路とを含むループ中の位相偏移が０であ
り、（２）ループの利得が１より大きい。発振器７の場
合は、第１のゲート電極（G1）、ソース電極（Ｓ）及び
導電チャンネルの下側端部を含むFET増幅器100の部分が
発振するように条件付けられる。この部分はFET101のカ
スコード増幅器構成の点からは共通ソース増幅器である
が、一方、発振構成に関しては、第１のゲート電極（G
1）に入力を有し、ソース電極に出力を有する共通ドレ
ン又はソースホロワ増幅器である。ソース電極（Ｓ）の
共通ドレン増幅器構成の出力と第１のゲート電極（G1）
の入力との間に接続された発振条件付け回路網200はソ
ース電極（Ｓ）と信号接地点間で抵抗117に並列に接続
されたキャパシタ201と、ソース電極（Ｓ）と第１のゲ
ート電極（G1）との間に接続された帰還キャパシタ203
とを含んでいる。
発振を起こさせるための位相偏移の要件に関しては、
入力（G1）と出力（Ｓ）との間には実質的な位相偏移は
なく、出力（Ｓ）と入力（G1）との間にはキャパシタ20
1による位相の遅れとそれに対抗するキャパシタ203によ
る位相の進みがある。発振に対する利得の要件について
は、入力（G1）と出力（Ｓ）との間にはソースホロワ動
作のために１よりいくらか小さな電圧利得があるが、出
力（Ｓ）と入力（G1）との間にはキャパシタ201と203に
よる電圧の増加（ステップアップ）がある。結果とし
て、発振の条件は満たされ、ソースホロワ構成は直列同
調回路300によって決められる周波数で発振する。ソー
ス電極（Ｓ）に接続された抵抗117と導電チャンネルと
を流れる電流は発振に伴って変化し、従って、ドレン電
極（Ｄ）に接続された負荷抵抗119の両端間の電圧も変
化する。
入力（G1）と出力（Ｓ）との間には実質的な位相偏移は
なく、出力（Ｓ）と入力（G1）との間にはキャパシタ20
1による位相の遅れとそれに対抗するキャパシタ203によ
る位相の進みがある。発振に対する利得の要件について
は、入力（G1）と出力（Ｓ）との間にはソースホロワ動
作のために１よりいくらか小さな電圧利得があるが、出
力（Ｓ）と入力（G1）との間にはキャパシタ201と203に
よる電圧の増加（ステップアップ）がある。結果とし
て、発振の条件は満たされ、ソースホロワ構成は直列同
調回路300によって決められる周波数で発振する。ソー
ス電極（Ｓ）に接続された抵抗117と導電チャンネルと
を流れる電流は発振に伴って変化し、従って、ドレン電
極（Ｄ）に接続された負荷抵抗119の両端間の電圧も変
化する。
FET101のカスコード増幅器構成は、いくつかの点で利
点がある。第２のゲート電極（G2）を信号接地点へ側路
することによって形成される共通ゲート増幅器部分は、
発振部分をミクサ５から実質的ち分離すると同時に、別
のバッファ増幅装置を用いることなく、適当な信号及び
インピーダンスレベルでミクサ５を駆動し得るようにす
る。この共通ゲート増幅器部分のために、実質的な接地
点が共通ソース増幅器部の出力において実効的に呈さ
れ、例えば、RF段３からミクサに結合されるRF信号の振
幅変動などのためにミクサが呈するインピーダンス変動
が発振周波数にも生じさせる条件にも実質的に影響する
ことがないようになる。さらに、上記の分離のために、
ミクサ５の駆動要件を発振に必要な条件を満足させるた
めに変更する必要がなくなる。
点がある。第２のゲート電極（G2）を信号接地点へ側路
することによって形成される共通ゲート増幅器部分は、
発振部分をミクサ５から実質的ち分離すると同時に、別
のバッファ増幅装置を用いることなく、適当な信号及び
インピーダンスレベルでミクサ５を駆動し得るようにす
る。この共通ゲート増幅器部分のために、実質的な接地
点が共通ソース増幅器部の出力において実効的に呈さ
れ、例えば、RF段３からミクサに結合されるRF信号の振
幅変動などのためにミクサが呈するインピーダンス変動
が発振周波数にも生じさせる条件にも実質的に影響する
ことがないようになる。さらに、上記の分離のために、
ミクサ５の駆動要件を発振に必要な条件を満足させるた
めに変更する必要がなくなる。
FET局部発振器７の他の有用な面は、これをFET・RF段
と共に用いることによって実現される。テレビジョン受
像機に用いられるチューナの多くはデュアルゲートFET
・RF段を用いている。これはデュアルゲートFET・RF段
は、バイポーラトランジスタRF段に比較して、発生する
歪みが比較的低く、かつ比較的高いインピーダンスを有
するためである。さらに、第２のゲート電極が自動利得
制御（AGC）電圧を印加するための便利な手段を提供す
る。RF段３として用いるに適したデュアルゲートFET・R
F段を第２図に示し、以下、詳細に説明する。簡単に言
えば、第２図に示すRF段は、局部発振器７のFET101と同
様に、第１のゲート電極（G1）に入力を有し、第２のゲ
ート電極（G2）が側路キャパシタによって実効的に信号
接地点に接続され、ソース電極（Ｓ）が抵抗を介して信
号接地点に結合され、かつ、ドレン電極（Ｄ）から出力
が取出されるようなカスコード増幅器として構成された
デュアルゲートＮ型MOSFET401を含む増幅器400を備えて
いる。RF入力１が同調電圧（TV）に応答する直列同調回
路500を通してFET増幅器400の入力（G1）に結合されて
いる。FET増幅器400の出力は、各々が同調電圧（TV）に
応動する２つの誘導的に結合された直列同調回路601と6
03からなる２重同調フィルタ600を介して、同じくカス
コード構成に接続された別のデュアルゲートFET増幅器7
00に結合されている。デュアルゲートFET増幅器700の出
力はミクサ５ち結合されている。RF段３と局部発振器７
は同一装置形式で同一構成の増幅器を有し、同様の同調
構成を持っているので、同調電圧に応答する周波数のト
ラッキング性能は、RF増幅器がデュアルゲートFET形式
で局部発振器がバイポーラ形式のものである従来の構成
に比して改善される。
と共に用いることによって実現される。テレビジョン受
像機に用いられるチューナの多くはデュアルゲートFET
・RF段を用いている。これはデュアルゲートFET・RF段
は、バイポーラトランジスタRF段に比較して、発生する
歪みが比較的低く、かつ比較的高いインピーダンスを有
するためである。さらに、第２のゲート電極が自動利得
制御（AGC）電圧を印加するための便利な手段を提供す
る。RF段３として用いるに適したデュアルゲートFET・R
F段を第２図に示し、以下、詳細に説明する。簡単に言
えば、第２図に示すRF段は、局部発振器７のFET101と同
様に、第１のゲート電極（G1）に入力を有し、第２のゲ
ート電極（G2）が側路キャパシタによって実効的に信号
接地点に接続され、ソース電極（Ｓ）が抵抗を介して信
号接地点に結合され、かつ、ドレン電極（Ｄ）から出力
が取出されるようなカスコード増幅器として構成された
デュアルゲートＮ型MOSFET401を含む増幅器400を備えて
いる。RF入力１が同調電圧（TV）に応答する直列同調回
路500を通してFET増幅器400の入力（G1）に結合されて
いる。FET増幅器400の出力は、各々が同調電圧（TV）に
応動する２つの誘導的に結合された直列同調回路601と6
03からなる２重同調フィルタ600を介して、同じくカス
コード構成に接続された別のデュアルゲートFET増幅器7
00に結合されている。デュアルゲートFET増幅器700の出
力はミクサ５ち結合されている。RF段３と局部発振器７
は同一装置形式で同一構成の増幅器を有し、同様の同調
構成を持っているので、同調電圧に応答する周波数のト
ラッキング性能は、RF増幅器がデュアルゲートFET形式
で局部発振器がバイポーラ形式のものである従来の構成
に比して改善される。
第１図にかえって、同調回路300について詳述する。
前にのべたように、同調回路300は直列同調回路であ
る。直列同調回路300は、増幅器100の入力（G1）と信号
接地点との間で直流阻止キャパシタ309と直列に接続さ
れたインダクタ301、303、305及びバラクタダイオード3
07とを含んでいる。インダクタ305はバラクタダイオー
ド307と増幅器100の入力（G1）との間に直列に結合され
ている。この構成は、インダクタ305がバラクタダイオ
ード307を増幅器100の入力に現れる浮遊容量から分離す
るので効果的な構成である。帯域切換ダイオード311、3
13及びそれぞれ付随して設けられた側路キャパシタ31
5、317がインダクタ301と303との間の回路点とインダク
タ303と305との間の回路点を、帯域切換電圧BS1とBS2の
レベルに従って信号接地点に側路する。帯域切換電圧BS
1とBS2は、それぞれ、高い値の分離抵抗319と318とを介
して帯域切換ダイオード311と313とに供給される。同調
電圧（TV）は抵抗325とキャパシタ327を含む低域通過フ
ィルタにより濾波され、分離用抵抗321と323及びインダ
クタ305を通してバラクタダイオード307の陰極に供給さ
れる。
前にのべたように、同調回路300は直列同調回路であ
る。直列同調回路300は、増幅器100の入力（G1）と信号
接地点との間で直流阻止キャパシタ309と直列に接続さ
れたインダクタ301、303、305及びバラクタダイオード3
07とを含んでいる。インダクタ305はバラクタダイオー
ド307と増幅器100の入力（G1）との間に直列に結合され
ている。この構成は、インダクタ305がバラクタダイオ
ード307を増幅器100の入力に現れる浮遊容量から分離す
るので効果的な構成である。帯域切換ダイオード311、3
13及びそれぞれ付随して設けられた側路キャパシタ31
5、317がインダクタ301と303との間の回路点とインダク
タ303と305との間の回路点を、帯域切換電圧BS1とBS2の
レベルに従って信号接地点に側路する。帯域切換電圧BS
1とBS2は、それぞれ、高い値の分離抵抗319と318とを介
して帯域切換ダイオード311と313とに供給される。同調
電圧（TV）は抵抗325とキャパシタ327を含む低域通過フ
ィルタにより濾波され、分離用抵抗321と323及びインダ
クタ305を通してバラクタダイオード307の陰極に供給さ
れる。
発振条件付け回路網200に付設されている発振範囲拡
張回路205は、対象とする周波数範囲内で影響を及ぼす
インピーダンスを呈するようないかなる素子をも介在さ
せずに直接増幅器100の入力（G1）と信号接地点との間
に直列に接続されているキャパシタ207とバラクタダイ
オード209とを含んでいる。キャパシタ207の値は、この
キャパシタ207とバラクタダイオード209の合成容量に影
響を与えるような値に選ばれている。実施にあたって
は、キャパシタ207の特定の値というのは、発振範囲の
拡張及び局部発振器７のRF段へのトラッキングを制御す
るように選択できる。同調電圧（TV）は分離抵抗321を
介してバラクタダイオード209の陰極に供給されてい
る。バラクタダイオード307と209は同調電圧に関して、
このバラクタダイオード307と209の呈する容量が同調電
圧の大きさの変化に応答して同じ方向に変化するような
極性に接続されている。発振範囲拡張回路205は次のよ
うにして発振器７の発振範囲を拡張する。
張回路205は、対象とする周波数範囲内で影響を及ぼす
インピーダンスを呈するようないかなる素子をも介在さ
せずに直接増幅器100の入力（G1）と信号接地点との間
に直列に接続されているキャパシタ207とバラクタダイ
オード209とを含んでいる。キャパシタ207の値は、この
キャパシタ207とバラクタダイオード209の合成容量に影
響を与えるような値に選ばれている。実施にあたって
は、キャパシタ207の特定の値というのは、発振範囲の
拡張及び局部発振器７のRF段へのトラッキングを制御す
るように選択できる。同調電圧（TV）は分離抵抗321を
介してバラクタダイオード209の陰極に供給されてい
る。バラクタダイオード307と209は同調電圧に関して、
このバラクタダイオード307と209の呈する容量が同調電
圧の大きさの変化に応答して同じ方向に変化するような
極性に接続されている。発振範囲拡張回路205は次のよ
うにして発振器７の発振範囲を拡張する。
発振範囲内において増幅器100がその入力（G1）にお
いて呈する等価回路が第1a図に示されており、この回路
は、第１のゲート電極（G1）と信号接地点との間に直列
に接続された前記発振範囲拡張回路205のキャパシタを
含む等価キャパシタンス素子（Ceq）と負荷抵抗素子
（−Req）とを含んでいる。負性抵抗素子（−Req）は増
幅器100の発振部分が呈する利得に関係付けられてい
る。インダクタ301、303、305、バラクタダイオード307
及び直流素子キャパシタ309を含む直列同調回路300が増
幅器100の入力（G1）において呈する等価回路は、第１
のゲート電極（G1）と信号接地点との間に直列に接続さ
れた可変容量素子（CT）、抵抗素子（RT）及びインダク
タンス素子（LT）を含む。直列阻止キャパシタンス309
のインピーダンスは対象とする周波数範囲では無視し得
る程度なので、可変容量素子（CT）は実質的にバラクタ
ダイオード307の容量を呈する。抵抗RTは直列同調回路3
00と、主としてバラクタダイオード307に関係する損失
に相当する。対象とする範囲（101〜509MHz）の全体に
亘って発振を維持するためには、増幅器100に付随する
負性抵抗素子（−Req）の大きさ（Req）は直列同調回路
300の抵抗素子（RT）の大きさよりも大きくなければな
らない。特定の発振周波数は、ＣをCTとCeqの合成キャ
パシタンスとして、LTＣの平方根に反比例する。CTとC
eqの合成キャパシタンスはCTCeq／CT＋Ceqで与えられ
る。広い同調範囲を得るためには、CeqはCTの最大値
（最低発振周波数に対応する）に対し可能な限り大きく
して、Ｃがバラクタダイオード307の容量（CT）の実質
的に全変化範囲で変化できるようにする必要がある。
いて呈する等価回路が第1a図に示されており、この回路
は、第１のゲート電極（G1）と信号接地点との間に直列
に接続された前記発振範囲拡張回路205のキャパシタを
含む等価キャパシタンス素子（Ceq）と負荷抵抗素子
（−Req）とを含んでいる。負性抵抗素子（−Req）は増
幅器100の発振部分が呈する利得に関係付けられてい
る。インダクタ301、303、305、バラクタダイオード307
及び直流素子キャパシタ309を含む直列同調回路300が増
幅器100の入力（G1）において呈する等価回路は、第１
のゲート電極（G1）と信号接地点との間に直列に接続さ
れた可変容量素子（CT）、抵抗素子（RT）及びインダク
タンス素子（LT）を含む。直列阻止キャパシタンス309
のインピーダンスは対象とする周波数範囲では無視し得
る程度なので、可変容量素子（CT）は実質的にバラクタ
ダイオード307の容量を呈する。抵抗RTは直列同調回路3
00と、主としてバラクタダイオード307に関係する損失
に相当する。対象とする範囲（101〜509MHz）の全体に
亘って発振を維持するためには、増幅器100に付随する
負性抵抗素子（−Req）の大きさ（Req）は直列同調回路
300の抵抗素子（RT）の大きさよりも大きくなければな
らない。特定の発振周波数は、ＣをCTとCeqの合成キャ
パシタンスとして、LTＣの平方根に反比例する。CTとC
eqの合成キャパシタンスはCTCeq／CT＋Ceqで与えられ
る。広い同調範囲を得るためには、CeqはCTの最大値
（最低発振周波数に対応する）に対し可能な限り大きく
して、Ｃがバラクタダイオード307の容量（CT）の実質
的に全変化範囲で変化できるようにする必要がある。
上記のように第１のゲート電極（G1）と信号接地点間
に増幅器100の入力を分路する固定キャパシタを付加す
ることにより、実効的にCeqの値が増加し、従って、低
い周波数における同調範囲が広くなる。しかし、固定分
路キャパシタを付加すると負性抵抗素子の大きさReqも
同様に小さくなり、従って、特に高い周波数における発
振が妨げられてしまう。増幅器100の入力（G1）を分路
するように接続された発振範囲拡張回路205は、同調電
圧（周波数）の減少に伴い増加し、同調電圧（周波数）
の増大に伴い減少する可変キャパシタンスを提供する。
その結果、上記発振範囲拡張回路205による固定キャパ
シタを含むCeqはCTが最大（即ち、低い周波数）の時に
最大となるが、発振を維持するに充分な大きさの値のR
eqが高い周波数でも与えられる。
に増幅器100の入力を分路する固定キャパシタを付加す
ることにより、実効的にCeqの値が増加し、従って、低
い周波数における同調範囲が広くなる。しかし、固定分
路キャパシタを付加すると負性抵抗素子の大きさReqも
同様に小さくなり、従って、特に高い周波数における発
振が妨げられてしまう。増幅器100の入力（G1）を分路
するように接続された発振範囲拡張回路205は、同調電
圧（周波数）の減少に伴い増加し、同調電圧（周波数）
の増大に伴い減少する可変キャパシタンスを提供する。
その結果、上記発振範囲拡張回路205による固定キャパ
シタを含むCeqはCTが最大（即ち、低い周波数）の時に
最大となるが、発振を維持するに充分な大きさの値のR
eqが高い周波数でも与えられる。
発振範囲拡張回路205を、対象とする周波数範囲内で
意味を持つようなインピーダンスを持った素子を通すこ
となく、直接増幅器100の入力（G1）と信号接地点との
間に接続することにより、発振範囲拡張回路205は増幅
器100の入力キャパシタンス（Ceq）に対しかなりの影響
を及ぼすことができるようになる。
意味を持つようなインピーダンスを持った素子を通すこ
となく、直接増幅器100の入力（G1）と信号接地点との
間に接続することにより、発振範囲拡張回路205は増幅
器100の入力キャパシタンス（Ceq）に対しかなりの影響
を及ぼすことができるようになる。
発振範囲拡張回路205に関しては、デュアルゲートFET
は上述のような利点があるが、一方、その利得（従っ
て、Req）は、上述した構成と同等のやり方で、ベース
電極を同調回路に結合し、エミッタ電極をインピーダン
スを介して信号接地点に結合し、コレクタ電極を出力電
極として、共通コレクタコルピッツ型発振器に構成した
バイポーラトランジスタの利得よりも低い。従って、こ
の発振範囲拡張回路205は、これをコルピッツ型バイポ
ーラトランジスタ発振器の同調範囲を拡げるために用い
ることもできるが、これを第１図に示すようにFET発振
器と共に使用する時、その利点はより顕著になる。
は上述のような利点があるが、一方、その利得（従っ
て、Req）は、上述した構成と同等のやり方で、ベース
電極を同調回路に結合し、エミッタ電極をインピーダン
スを介して信号接地点に結合し、コレクタ電極を出力電
極として、共通コレクタコルピッツ型発振器に構成した
バイポーラトランジスタの利得よりも低い。従って、こ
の発振範囲拡張回路205は、これをコルピッツ型バイポ
ーラトランジスタ発振器の同調範囲を拡げるために用い
ることもできるが、これを第１図に示すようにFET発振
器と共に使用する時、その利点はより顕著になる。
第1b図に簡略化して（バイアス素子を省略して）示す
ように、直列同調回路の代わりに並列同調回路を使用す
ることは公知である。しかし、直列同調回路300の代わ
りに点線で囲む並列同調回路300′を用いると、たと
え、第1b図に示すように上記並列同調回路300′と第１
のゲート電極G1との間にバラクタガタイオード209′か
らなる発振範囲拡張回路を設けても、所要の広い同調範
囲を得るのが困難になるということがわかった。このこ
とは、第1c図に示した上記発振範囲拡張回路を含む等価
回路について次のように説明できる。第1b図と第1c図に
おいて、第１図及び第1a図中の同じ素子に対応する素子
には同じ参照符号を付してある。ダッシュ（′）は直列
同調回路に代えて並列同調回路を用いた変更を示す。
ように、直列同調回路の代わりに並列同調回路を使用す
ることは公知である。しかし、直列同調回路300の代わ
りに点線で囲む並列同調回路300′を用いると、たと
え、第1b図に示すように上記並列同調回路300′と第１
のゲート電極G1との間にバラクタガタイオード209′か
らなる発振範囲拡張回路を設けても、所要の広い同調範
囲を得るのが困難になるということがわかった。このこ
とは、第1c図に示した上記発振範囲拡張回路を含む等価
回路について次のように説明できる。第1b図と第1c図に
おいて、第１図及び第1a図中の同じ素子に対応する素子
には同じ参照符号を付してある。ダッシュ（′）は直列
同調回路に代えて並列同調回路を用いた変更を示す。
第1c図を参照すると、発振の周波数は、Ｃ′をＣ′T
と、発振範囲拡張回路によるキャパシタを含むCeqとの
合成キャパシタンスとすると、Ｌ′TＣ′の平方根に反
比例する。この場合、合成キャパシタンスＣ′はＣ′T
＋Ceqで与えられる。広い同調範囲を得るためには、Ceq
はＣ′Tの最小値（最高発振周波数に対応）に対して小
さくして、Ｃ′がＣ′Tの実質的に全変化範囲にわたっ
て変化できるようにしなければならない。Ceqの値は並
列同調回路300′と増幅器の入力間に直列に小さな値の
キャパシタを接続することにより小さくすることができ
る。しかし、並列同調回路の実効損失は比Ｃ′T／Ceqの
２乗で増加するので、上記のように広い同調範囲を得る
目的でCeqの値を実効的に小さくすると、Ｃ′Tの値が高
い時（同調範囲の低周波数端に対応）、並列同調回路の
損失は発振に要する利得（−Reqに関係する）を超えて
しまい、発振が不能になる。
と、発振範囲拡張回路によるキャパシタを含むCeqとの
合成キャパシタンスとすると、Ｌ′TＣ′の平方根に反
比例する。この場合、合成キャパシタンスＣ′はＣ′T
＋Ceqで与えられる。広い同調範囲を得るためには、Ceq
はＣ′Tの最小値（最高発振周波数に対応）に対して小
さくして、Ｃ′がＣ′Tの実質的に全変化範囲にわたっ
て変化できるようにしなければならない。Ceqの値は並
列同調回路300′と増幅器の入力間に直列に小さな値の
キャパシタを接続することにより小さくすることができ
る。しかし、並列同調回路の実効損失は比Ｃ′T／Ceqの
２乗で増加するので、上記のように広い同調範囲を得る
目的でCeqの値を実効的に小さくすると、Ｃ′Tの値が高
い時（同調範囲の低周波数端に対応）、並列同調回路の
損失は発振に要する利得（−Reqに関係する）を超えて
しまい、発振が不能になる。
第1b図に示すように並列同調回路300′と増幅器の入
力との間に直列にバラクタダイオード209′を、このバ
ラクタダイオード209′のキャパシタンスが並列同調回
路300′のバラクタダイオードと同じ向きに変化するよ
うに極性をきめて接続することにより、高い周波数にお
いてCeqの値を実効的に小さくし、一方、低い周波数に
おいて実効損失を比較的小さくするという妥協を行っ
て、同調範囲を拡張することができる。しかし、並列同
調回路の損失は、所望同調範囲の低周波数端において比
Ｃ′T／Ceqの２乗で変化するので、高利得（高いReq）
のバイポーラトランジスタでなく、バイポーラトランジ
スタに比して利得が制限されたFETを使用した場合に
は、信頼性のある発振が常に得られるとは限らない。従
って、広い周波数範囲にわたって安定した発振を維持す
るためには、第１図に示す直列同調機構の方がFETと共
に用いる場合は、より好ましい。
力との間に直列にバラクタダイオード209′を、このバ
ラクタダイオード209′のキャパシタンスが並列同調回
路300′のバラクタダイオードと同じ向きに変化するよ
うに極性をきめて接続することにより、高い周波数にお
いてCeqの値を実効的に小さくし、一方、低い周波数に
おいて実効損失を比較的小さくするという妥協を行っ
て、同調範囲を拡張することができる。しかし、並列同
調回路の損失は、所望同調範囲の低周波数端において比
Ｃ′T／Ceqの２乗で変化するので、高利得（高いReq）
のバイポーラトランジスタでなく、バイポーラトランジ
スタに比して利得が制限されたFETを使用した場合に
は、信頼性のある発振が常に得られるとは限らない。従
って、広い周波数範囲にわたって安定した発振を維持す
るためには、第１図に示す直列同調機構の方がFETと共
に用いる場合は、より好ましい。
前にも述べたように、同調制御ユニット９には位相ロ
ックループを用いることができる。位相ロックループ型
の同調制御方式を採用する場合には、低周波数で局部発
振器７が信頼性のある発振を行うことが特に重要であ
る。通常、位相ロックループ同調制御装置は、局部発振
信号の非常に高い周波数を、チャンネル番号に従ってプ
ログラマブル分周器で分周し、基準周波数と比較して同
調電圧を生成するという処理の前に、予め分周するため
のプリスケーラと呼ばれる分周器を備えている。いくつ
かのプリスケーラは発振するという望ましくない傾向を
示す。局部発振器が信頼性のある発振動作をしないと、
位相ロックループは局部発振信号に応答せず、プリスケ
ーラの発振信号に応答してしまう可能性がある。プリス
ケーラの発振の周波数は高い傾向があるので、位相ロッ
クループは同調電圧を減じて、局部発振器の発振の感知
された周波数を低くしようとする。このために、局部発
振器の発振の能力がさらに低下し、位相ロックループは
誤った周波数にロックされてしまう。従って、発振範囲
拡張回路205は、周波数ロックループのような位相ロッ
クループ型あるいは他の形式の閉ループ周波数合成同調
制御装置を使用する時、特に効果的である。
ックループを用いることができる。位相ロックループ型
の同調制御方式を採用する場合には、低周波数で局部発
振器７が信頼性のある発振を行うことが特に重要であ
る。通常、位相ロックループ同調制御装置は、局部発振
信号の非常に高い周波数を、チャンネル番号に従ってプ
ログラマブル分周器で分周し、基準周波数と比較して同
調電圧を生成するという処理の前に、予め分周するため
のプリスケーラと呼ばれる分周器を備えている。いくつ
かのプリスケーラは発振するという望ましくない傾向を
示す。局部発振器が信頼性のある発振動作をしないと、
位相ロックループは局部発振信号に応答せず、プリスケ
ーラの発振信号に応答してしまう可能性がある。プリス
ケーラの発振の周波数は高い傾向があるので、位相ロッ
クループは同調電圧を減じて、局部発振器の発振の感知
された周波数を低くしようとする。このために、局部発
振器の発振の能力がさらに低下し、位相ロックループは
誤った周波数にロックされてしまう。従って、発振範囲
拡張回路205は、周波数ロックループのような位相ロッ
クループ型あるいは他の形式の閉ループ周波数合成同調
制御装置を使用する時、特に効果的である。
第２図にかえって、前にも述べたように、RF段３のFE
T増幅器400に対する同調回路500は局部発振器７のFET増
幅器100の同調回路300と同じく、直列同調回路である。
この直列同調回路500は、同調帯域に応じて、バラクタ
ダイオード513（実際には並列接続した２個のバラクタ
タイオード）と共に別々の直列同調回路を構成するよう
に接続される複数のインダクタ501、503、505、507、50
9及び511を含んでいる。どの直列同調回路構成を採るか
は、帯域切換電圧BS1とBS2のレベルにより導通が制御さ
れる帯域切換タイオード515、517及び519によって決め
る。RF入力信号はインダクタ503と505の相互接続点に供
給される。この直列同調回路500は結合キャパシタ521を
介してFET401の第１のゲート電極（G1）に結合されてい
る。
T増幅器400に対する同調回路500は局部発振器７のFET増
幅器100の同調回路300と同じく、直列同調回路である。
この直列同調回路500は、同調帯域に応じて、バラクタ
ダイオード513（実際には並列接続した２個のバラクタ
タイオード）と共に別々の直列同調回路を構成するよう
に接続される複数のインダクタ501、503、505、507、50
9及び511を含んでいる。どの直列同調回路構成を採るか
は、帯域切換電圧BS1とBS2のレベルにより導通が制御さ
れる帯域切換タイオード515、517及び519によって決め
る。RF入力信号はインダクタ503と505の相互接続点に供
給される。この直列同調回路500は結合キャパシタ521を
介してFET401の第１のゲート電極（G1）に結合されてい
る。
第１のゲート電極（G1）を分路するようにバラクタダ
イオード523が結合されている。このダイオード523はそ
のキャパシタンスが同調電圧（TV）の大きさの変化に応
答して、バラクタダイオード513は同じ向きに変化する
ような極性で接続されている。バラクタダイオード523
は、直列同調回路500が呈するインピーダンスと増幅器4
00の入力（G1）に呈されるインピーダンスとが、同調範
囲全体を通じて最適な電力転送が行われるように、より
緊密にマッチするように働く。RF段３の増幅器500に対
するバラクタダイオード523の機能は局部発振器７の増
幅器100に設けられた発振範囲拡張回路中のバラクタダ
イオード209の機能と同じではない。しかし、これら２
個の同様に接続されたダイオードを用いることにより、
同調構成が同じようなものとなり、従って、RF段３と局
部発振器７との間のトラッキングが良好になる。
イオード523が結合されている。このダイオード523はそ
のキャパシタンスが同調電圧（TV）の大きさの変化に応
答して、バラクタダイオード513は同じ向きに変化する
ような極性で接続されている。バラクタダイオード523
は、直列同調回路500が呈するインピーダンスと増幅器4
00の入力（G1）に呈されるインピーダンスとが、同調範
囲全体を通じて最適な電力転送が行われるように、より
緊密にマッチするように働く。RF段３の増幅器500に対
するバラクタダイオード523の機能は局部発振器７の増
幅器100に設けられた発振範囲拡張回路中のバラクタダ
イオード209の機能と同じではない。しかし、これら２
個の同様に接続されたダイオードを用いることにより、
同調構成が同じようなものとなり、従って、RF段３と局
部発振器７との間のトラッキングが良好になる。
インダクタ511はバラクタダイオード513と増幅器500
の入力（G1）との間に直列に接続されており、局部発振
器７における増幅器100の入力（G1）とバラクタダイオ
ード307との間のインダクタ305の同様の接続構成に相当
する。この同調構成の類似性もRF段３と局部発振器７と
の間のトラッキングのために好都合である。
の入力（G1）との間に直列に接続されており、局部発振
器７における増幅器100の入力（G1）とバラクタダイオ
ード307との間のインダクタ305の同様の接続構成に相当
する。この同調構成の類似性もRF段３と局部発振器７と
の間のトラッキングのために好都合である。
FET401の第２のゲート電極はRF信号に関して接地点に
側路されているが、一方、増幅器400の利得を信号強度
の関数として制御するために受信機のIF段から自動利得
制御（AGC）電圧がこの第２のゲート電極に供給されて
いる。
側路されているが、一方、増幅器400の利得を信号強度
の関数として制御するために受信機のIF段から自動利得
制御（AGC）電圧がこの第２のゲート電極に供給されて
いる。
前に延べたように、FET増幅器400の出力は２個の誘導
的に結合された直列同調回路601と603を含む二重同調フ
ィルタ600を通してFET増幅器700の入力に結合されてい
る。直列同調回路601と603は、それぞれ、バラクタダイ
オード617に直列に接続された複数のインダクタ605、60
7及び609と、バラクタダイオード619に直列に接続され
た複数のインダクタ611、613及び615を含んでいる。さ
らに、この直列同調回路601と603は、それぞれ、帯域切
換ダイオード621と623及び625と637を含んでいる。直列
同調回路601は結合キャパシタ629を通してFET増幅器400
の出力（Ｄ）に結合されている。インピーダンスマッチ
ング用バラクタダイオード631がFET増幅器400の出力
（Ｄ）を分路するように接続されており、このダイオー
ド631は増幅器400の入力（G1）を分路するインピーダン
スマッチング用バラクタダイオード523と同様の機能を
持っている。これに対応するインピーダンスマッチング
用バラクタダイオード633がFET増幅器700の入力を分路
するように接続されている。インダクタ611とFET増幅器
700の入力との間に直列に別のバラクタダイオード635が
接続されており、これもインピーダンスマッチング装置
として働く。インダクタ609は増幅器400の出力（Ｄ）と
バラクタダイオード617との間に直列に接続されてお
り、インダクタ615は増幅器700の入力とバラクタダイオ
ード619との間に直列に接続されている。RF増幅器400に
付設のインダクタ511及び局部発振器７のインダクタ305
と同様、インダクタ605と611はそれぞれのバラクタダイ
オードを浮遊容量から分離している。また、直列同調回
路601と603は局部発振器７の直列同調回路300と同じよ
うに構成されており、同じように負荷が与えられる（FE
Tのゲート電極にも比較的高いインピーダンスが現れ
る）ので、RF段３と局部発振器７との間のトラッキング
特性が改善される。
的に結合された直列同調回路601と603を含む二重同調フ
ィルタ600を通してFET増幅器700の入力に結合されてい
る。直列同調回路601と603は、それぞれ、バラクタダイ
オード617に直列に接続された複数のインダクタ605、60
7及び609と、バラクタダイオード619に直列に接続され
た複数のインダクタ611、613及び615を含んでいる。さ
らに、この直列同調回路601と603は、それぞれ、帯域切
換ダイオード621と623及び625と637を含んでいる。直列
同調回路601は結合キャパシタ629を通してFET増幅器400
の出力（Ｄ）に結合されている。インピーダンスマッチ
ング用バラクタダイオード631がFET増幅器400の出力
（Ｄ）を分路するように接続されており、このダイオー
ド631は増幅器400の入力（G1）を分路するインピーダン
スマッチング用バラクタダイオード523と同様の機能を
持っている。これに対応するインピーダンスマッチング
用バラクタダイオード633がFET増幅器700の入力を分路
するように接続されている。インダクタ611とFET増幅器
700の入力との間に直列に別のバラクタダイオード635が
接続されており、これもインピーダンスマッチング装置
として働く。インダクタ609は増幅器400の出力（Ｄ）と
バラクタダイオード617との間に直列に接続されてお
り、インダクタ615は増幅器700の入力とバラクタダイオ
ード619との間に直列に接続されている。RF増幅器400に
付設のインダクタ511及び局部発振器７のインダクタ305
と同様、インダクタ605と611はそれぞれのバラクタダイ
オードを浮遊容量から分離している。また、直列同調回
路601と603は局部発振器７の直列同調回路300と同じよ
うに構成されており、同じように負荷が与えられる（FE
Tのゲート電極にも比較的高いインピーダンスが現れ
る）ので、RF段３と局部発振器７との間のトラッキング
特性が改善される。
RF段３と局部発振器７に同様の同調回路及び増幅器構
成を採用したことにより、トラッキング特性は向上する
が、この実施例における比較的広い同調範囲を考える
と、トラッキングをさらに増強する構成を用いることが
より望ましいことがわかった。詳しく述べると、第１図
を参照すると、帯域切換ダイオード333と小さな値のキ
ャパシタ335の直列接続体がバラクタダイオード307とイ
ンダクタ305の直列接続体の両端間に接続されている。
帯域切換電圧BS1がフィルタキャパシタ337と分離抵抗33
9を含む回路網を通して帯域切換ダイオード333の陰極に
供給されている。帯域切換ダイオード333の陽極はイン
ダクタ301と303を介して信号接地点に結合されている。
帯域切換ダイオード333は、帯域切換電圧BS1が低レベル
（−12V）の時、最も低い同調範囲で導通状態とされ
る。また、付加されたキャパシタンスは最も低い同調範
囲の上方周波数端におけるトラッキングを助けることが
わかった。
成を採用したことにより、トラッキング特性は向上する
が、この実施例における比較的広い同調範囲を考える
と、トラッキングをさらに増強する構成を用いることが
より望ましいことがわかった。詳しく述べると、第１図
を参照すると、帯域切換ダイオード333と小さな値のキ
ャパシタ335の直列接続体がバラクタダイオード307とイ
ンダクタ305の直列接続体の両端間に接続されている。
帯域切換電圧BS1がフィルタキャパシタ337と分離抵抗33
9を含む回路網を通して帯域切換ダイオード333の陰極に
供給されている。帯域切換ダイオード333の陽極はイン
ダクタ301と303を介して信号接地点に結合されている。
帯域切換ダイオード333は、帯域切換電圧BS1が低レベル
（−12V）の時、最も低い同調範囲で導通状態とされ
る。また、付加されたキャパシタンスは最も低い同調範
囲の上方周波数端におけるトラッキングを助けることが
わかった。
東芝製の1SV161型バラクタダイオード及びジーメンス
製のBF994型FETまたは日立製3SK137FETが各図に示した
回路で使用するに適している。
製のBF994型FETまたは日立製3SK137FETが各図に示した
回路で使用するに適している。
以上、この発明をチューナのVHF部について説明した
が、同じくUHF部にも実施できる。UHF用には、局部発振
器７の発振条件付け回路網200のキャパシタ203は内部キ
ャパシタンス素子とすることができる。その他の改変も
特許請求の範囲に示されたこの発明の範囲内である。
が、同じくUHF部にも実施できる。UHF用には、局部発振
器７の発振条件付け回路網200のキャパシタ203は内部キ
ャパシタンス素子とすることができる。その他の改変も
特許請求の範囲に示されたこの発明の範囲内である。
第１図はこの発明を実施したテレビジョン受像機のチュ
ーナを示す回路図、 第1a図は第１図の局部発振器１つの特徴の説明に供する
等価回路図、 第1b図は第１図の局部発振器の改変を示す回路図、 第1c図は第1b図に示す回路の改変の説明に供する等価回
路図、 第２図は第１図にブロックで示したチューナのRF段の詳
細を示す回路図である。 101……デュアルゲートFET、G1、G2……第１及び第２の
ゲート電極、Ｓ……ソース電極、Ｄ……ドレン電極、11
7、201……インピーダンス手段、203、201……発振条件
付け手段、300……周波数決定手段、307……バラクタダ
イオード、305……インダクタンス素子、115……側路手
段、５……利用手段。
ーナを示す回路図、 第1a図は第１図の局部発振器１つの特徴の説明に供する
等価回路図、 第1b図は第１図の局部発振器の改変を示す回路図、 第1c図は第1b図に示す回路の改変の説明に供する等価回
路図、 第２図は第１図にブロックで示したチューナのRF段の詳
細を示す回路図である。 101……デュアルゲートFET、G1、G2……第１及び第２の
ゲート電極、Ｓ……ソース電極、Ｄ……ドレン電極、11
7、201……インピーダンス手段、203、201……発振条件
付け手段、300……周波数決定手段、307……バラクタダ
イオード、305……インダクタンス素子、115……側路手
段、５……利用手段。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭54−133054（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−5611（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−55710（ＪＰ，Ａ) 実開 昭59−11507（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭55−76513（ＪＰ，Ｕ)
Claims (1)
- 【請求項１】第１と第２のゲート電極と、ソース電極と
ドレン電極とを有し、これらソース電極とドレン電極と
の間に導電チャンネルが形成されたデュアルゲート電界
効果トランジスタと、 上記ソース電極を基準電位点に結合するインピーダンス
手段と、 上記第１のゲート電極とソース電極との間に接続されて
いて、上記電界効果トランジスタが所定の周波数範囲内
で発振するように条件を整える帰還路を含む発振条件付
け手段と、 同調電圧の大きさの変化に応答して変化するキャパシタ
ンスを呈するバラクタダイオードと、上記の第１のゲー
ト電極に上記バラクタダイオードと直列接続関係で結合
されたインダクタンス素子とを含み、上記電界効果トラ
ンジスタが発振する発振周波数を決定する直列同調回路
からなる周波数決定手段と、 上記第２のゲート電極を上記所定の周波数範囲内で無視
し得るインピーダンスを介して実効的に上記基準電位点
に接続する側路手段と、 上記発振周波数の出力信号を受信するために上記ドレン
電極に結合された利用手段と、を含み、 上記第１のゲート電極、上記ソース電極及び上記導電チ
ャンネルの下側部分は、発振部を構成する共通ソース増
幅器を形成しており、 上記側路手段によって側路された第２のゲート電極、上
記ドレン電極及び上記導電チャンネルの上側部分は上記
共通ソース増幅器とカスコード関係にある共通ゲート増
幅器を構成していて、上記共通ソース増幅器と上記利用
手段との間のバッファを与えている、 同調可能な発振器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/935,440 US4703286A (en) | 1986-11-26 | 1986-11-26 | Dual gate tunable oscillator |
| US935440 | 1992-08-26 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63141401A JPS63141401A (ja) | 1988-06-13 |
| JP2608430B2 true JP2608430B2 (ja) | 1997-05-07 |
Family
ID=25467137
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62297284A Expired - Lifetime JP2608430B2 (ja) | 1986-11-26 | 1987-11-25 | 同調可能な発振器 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4703286A (ja) |
| EP (1) | EP0269427B1 (ja) |
| JP (1) | JP2608430B2 (ja) |
| KR (1) | KR960003664B1 (ja) |
| CA (1) | CA1295696C (ja) |
| DE (1) | DE3752195T2 (ja) |
| SG (1) | SG75771A1 (ja) |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4783849A (en) * | 1986-11-26 | 1988-11-08 | Rca Licensing Corporation | FET tuner |
| US4743866A (en) * | 1986-11-26 | 1988-05-10 | Rca Corporation | Wide range oscillator |
| US5039956A (en) * | 1987-11-17 | 1991-08-13 | Amp Incorporated | Frequency synthesizer for frequency agile modem |
| US4905306A (en) * | 1988-02-26 | 1990-02-27 | Rca Licensing Corporation | Filter switching arrangement for a tuner |
| US4996599A (en) * | 1989-04-14 | 1991-02-26 | Rca Licensing Corporation | Television tuner oscillator with three point tracking |
| KR100250628B1 (ko) * | 1996-10-30 | 2000-04-01 | 윤덕용 | 초고주파용 전계효과 트랜지스터 회로의 게이트단자 파형 왜곡 제어회로 |
| US6268779B1 (en) | 1999-03-19 | 2001-07-31 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Integrated oscillators and tuning circuits |
| JP2002176371A (ja) * | 2000-12-07 | 2002-06-21 | Alps Electric Co Ltd | Ｕｈｆテレビジョンチューナの高周波増幅回路 |
| KR101693853B1 (ko) * | 2010-06-03 | 2017-01-17 | 엘지이노텍 주식회사 | 튜너의 동조 회로 |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3723905A (en) * | 1971-06-21 | 1973-03-27 | Rca Corp | Dual-gate mos-fet oscillator circuit with amplitude stabilization |
| US4458215A (en) * | 1981-08-17 | 1984-07-03 | Rca Corporation | Monolithic voltage controlled oscillator |
| JPS5911507U (ja) * | 1982-07-15 | 1984-01-24 | 三菱電機株式会社 | デユアルゲ−トｆｅｔ発振器 |
| FR2545667B1 (fr) * | 1983-05-06 | 1985-07-12 | Portenseigne | Boucle a verrouillage de phase et dispositif de demodulation de signaux modules en frequence comprenant une telle boucle |
| US4616193A (en) * | 1985-01-22 | 1986-10-07 | Northern Illinois Gas Company | High frequency transistor oscillator with discrete resonator elements for transponder |
| US4593257A (en) * | 1985-02-28 | 1986-06-03 | Rca Corporation | Multiband local oscillator |
| US4609884A (en) * | 1985-05-06 | 1986-09-02 | Motorola, Inc. | Level control for a voltage controlled oscillator |
| US4783849A (en) * | 1986-11-26 | 1988-11-08 | Rca Licensing Corporation | FET tuner |
| US4743866A (en) * | 1986-11-26 | 1988-05-10 | Rca Corporation | Wide range oscillator |
-
1986
- 1986-11-26 US US06/935,440 patent/US4703286A/en not_active Expired - Lifetime
-
1987
- 1987-11-25 KR KR1019870013289A patent/KR960003664B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1987-11-25 JP JP62297284A patent/JP2608430B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1987-11-25 EP EP87310387A patent/EP0269427B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1987-11-25 SG SG1996003875A patent/SG75771A1/en unknown
- 1987-11-25 DE DE3752195T patent/DE3752195T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1987-11-26 CA CA000552852A patent/CA1295696C/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4703286A (en) | 1987-10-27 |
| EP0269427A3 (en) | 1989-08-16 |
| JPS63141401A (ja) | 1988-06-13 |
| KR880006844A (ko) | 1988-07-25 |
| CA1295696C (en) | 1992-02-11 |
| EP0269427B1 (en) | 1998-06-10 |
| SG75771A1 (en) | 2000-10-24 |
| DE3752195T2 (de) | 1998-10-08 |
| KR960003664B1 (ko) | 1996-03-21 |
| EP0269427A2 (en) | 1988-06-01 |
| DE3752195D1 (de) | 1998-07-16 |
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