JPH0732607B2 - 電気車用電力変換器の制御装置 - Google Patents
電気車用電力変換器の制御装置Info
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- JPH0732607B2 JPH0732607B2 JP60125602A JP12560285A JPH0732607B2 JP H0732607 B2 JPH0732607 B2 JP H0732607B2 JP 60125602 A JP60125602 A JP 60125602A JP 12560285 A JP12560285 A JP 12560285A JP H0732607 B2 JPH0732607 B2 JP H0732607B2
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
- Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
- Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
- Y02T10/72—Electric energy management in electromobility
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- Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は電力変換器の制御装置に係り、特に、PWM制御
を行う可変電圧・可変周波数のインバータの制御装置に
関する。
を行う可変電圧・可変周波数のインバータの制御装置に
関する。
〔従来技術〕 最近、正弦波に近い電流を得ることのできるPWM（パル
ス幅変調）インバータの用途が拡大しつつある。このPW
Mインバータの半サイクル当りの出力電圧のパルス数
は、例えば、雑誌「OHM」′82年12月号（第25頁，第４
図）に開示されているように、段階的に切換えるように
している。
ス幅変調）インバータの用途が拡大しつつある。このPW
Mインバータの半サイクル当りの出力電圧のパルス数
は、例えば、雑誌「OHM」′82年12月号（第25頁，第４
図）に開示されているように、段階的に切換えるように
している。
ところで、このようなPWMインバータを、交流電源の下
で利用するためには、コンバータ（交直電力変換器）を
前置きしなければならない。このコンバータをパルス幅
変調制御することにより、高力率運転可能であることが
知られている。
で利用するためには、コンバータ（交直電力変換器）を
前置きしなければならない。このコンバータをパルス幅
変調制御することにより、高力率運転可能であることが
知られている。
さて、インバータの出力を可変電圧・可変周波数の交流
とするため、交流出力電圧をコンバータで制御し、交流
出力周波数をインバータで制御する方式が、例えば、特
開昭60−46774号公報に開示されている。
とするため、交流出力電圧をコンバータで制御し、交流
出力周波数をインバータで制御する方式が、例えば、特
開昭60−46774号公報に開示されている。
また、コンバータの直流出力をコンバータによって定電
圧制御し、インバータによって交流出力の電圧及び周波
数の双方を制御する方式が、例えば、特開昭59−61475
号公報に開示されている。
圧制御し、インバータによって交流出力の電圧及び周波
数の双方を制御する方式が、例えば、特開昭59−61475
号公報に開示されている。
インバータ単体で交流出力の電圧及び周波数を制御しよ
うとすると、交流の出力電圧や周波数が低い領域で、イ
ンバータの損失が大きく、その分冷却効果を高めなけれ
ばならないという問題があった。
うとすると、交流の出力電圧や周波数が低い領域で、イ
ンバータの損失が大きく、その分冷却効果を高めなけれ
ばならないという問題があった。
本発明の目的は、PWM制御による可変電圧・可変周波数
（VVVF）インバータ（直交電圧変換器）の損失を低減さ
せることである。
（VVVF）インバータ（直交電圧変換器）の損失を低減さ
せることである。
上記目的は、交流を直流に変換するパルス幅制御交直電
力変換器と、このパルス幅制御交直電力変換器の直流側
に接続される平滑コンデンサと、この平滑コンデンサに
接続され直流を可変電圧・可変周波数の交流に変換する
パルス幅制御インバータとを備えた電力変換器の制御装
置において、前記パルス幅制御インバータの出力周波数
が低い周波数領域で、出力周波数が高い周波数領域より
も、前記平滑コンデンサの直流電圧が低くなる周波数領
域を有するように前記パルス幅制御交直電力変換器を制
御する手段を備えることにより達成される。
力変換器と、このパルス幅制御交直電力変換器の直流側
に接続される平滑コンデンサと、この平滑コンデンサに
接続され直流を可変電圧・可変周波数の交流に変換する
パルス幅制御インバータとを備えた電力変換器の制御装
置において、前記パルス幅制御インバータの出力周波数
が低い周波数領域で、出力周波数が高い周波数領域より
も、前記平滑コンデンサの直流電圧が低くなる周波数領
域を有するように前記パルス幅制御交直電力変換器を制
御する手段を備えることにより達成される。
可変電圧・可変周波数の交流に変換するパルス幅制御イ
ンバータの直流側に、直流電圧制御可能なパルス幅制御
交直電力変換器を接続し、パルス幅制御インバータの出
力周波数が低い周波数領域で、出力周波数が高い周波数
領域よりも、直流電圧が低くなる周波数領域を有するよ
うにパルス幅制御交直電力変換器を制御する手段を設け
ることにより、入力直流電圧の大きさに依存する部分
（例えば、インバータを構成する素子のスイッチング損
失）の損失が低減される。
ンバータの直流側に、直流電圧制御可能なパルス幅制御
交直電力変換器を接続し、パルス幅制御インバータの出
力周波数が低い周波数領域で、出力周波数が高い周波数
領域よりも、直流電圧が低くなる周波数領域を有するよ
うにパルス幅制御交直電力変換器を制御する手段を設け
ることにより、入力直流電圧の大きさに依存する部分
（例えば、インバータを構成する素子のスイッチング損
失）の損失が低減される。
第１図に本発明の実施例を交流架線を電源とする交流電
気車の例で示す。
気車の例で示す。
先ず、主回路構成について説明する。パンタグラフPtに
より交流架線（特に図示しない）からの交流電圧が変圧
器Trの１次巻線N1に印加され、該変圧器Trの２次巻線N2
に誘起される電圧がPWM制御を行う交流電圧変換器CONV
（以後、PWM制御コンバータと称す）の入力電圧とな
る。該PWMコンバータCONVは、例えばGTO等のスイツチ素
子とこれに逆並列接続されるダイオードＤをアーム構成
とする図示の如きブリツジ型コンバータである。PWM制
御コンバータCONVの直流出力電圧はコンデンサCFにより
平滑され直流電圧VCFとなるが、従来その値はPWM制御に
伴なうGTOのオンオフ制御による交流側インダクタンス
（例えば変圧器Trの洩れアンダクタンス等）の電磁エネ
ルギ放出により、ダイオードＤの全波整流で決まる電圧
（以後、ダイオードブリツジの出力電圧と称する）より
も高い値にほぼ一定制御されていた。そして、該直流電
圧VCFは次段のVVVFインバータINV（第２図にその構成の
一例を示す）の入力電圧Vinとなり、該VVVFインバータI
NVの出力である可変電圧・可変周波数の３相交流電源は
誘導電動機IMに印加されて、該誘導電動機IMの速度制御
やトルク制御を行うものである。
より交流架線（特に図示しない）からの交流電圧が変圧
器Trの１次巻線N1に印加され、該変圧器Trの２次巻線N2
に誘起される電圧がPWM制御を行う交流電圧変換器CONV
（以後、PWM制御コンバータと称す）の入力電圧とな
る。該PWMコンバータCONVは、例えばGTO等のスイツチ素
子とこれに逆並列接続されるダイオードＤをアーム構成
とする図示の如きブリツジ型コンバータである。PWM制
御コンバータCONVの直流出力電圧はコンデンサCFにより
平滑され直流電圧VCFとなるが、従来その値はPWM制御に
伴なうGTOのオンオフ制御による交流側インダクタンス
（例えば変圧器Trの洩れアンダクタンス等）の電磁エネ
ルギ放出により、ダイオードＤの全波整流で決まる電圧
（以後、ダイオードブリツジの出力電圧と称する）より
も高い値にほぼ一定制御されていた。そして、該直流電
圧VCFは次段のVVVFインバータINV（第２図にその構成の
一例を示す）の入力電圧Vinとなり、該VVVFインバータI
NVの出力である可変電圧・可変周波数の３相交流電源は
誘導電動機IMに印加されて、該誘導電動機IMの速度制御
やトルク制御を行うものである。
このようなPWM制御コンバータCONV及びその負荷となるV
VVFインバータINVの詳細動作については、前記したよう
に既に公知なので、ここでの説明は省略する。なお、PW
M制御コンバータCONVは交流電源電流を交流電源電圧と
ほぼ同一位相に、つまり力率をほぼ１とする制御が可能
で、無効電力を大幅に低減できる特徴をもつので、交流
電気車に採用すると変電所設備容量の低減が期待でき
る。また、PWM制御周波数を高めることにより交流電源
電流に含まれるリプル電流つまり高調波電流を低減でき
るので、低JP化（JP;等価妨害電流）も期待できるもの
である。
VVFインバータINVの詳細動作については、前記したよう
に既に公知なので、ここでの説明は省略する。なお、PW
M制御コンバータCONVは交流電源電流を交流電源電圧と
ほぼ同一位相に、つまり力率をほぼ１とする制御が可能
で、無効電力を大幅に低減できる特徴をもつので、交流
電気車に採用すると変電所設備容量の低減が期待でき
る。また、PWM制御周波数を高めることにより交流電源
電流に含まれるリプル電流つまり高調波電流を低減でき
るので、低JP化（JP;等価妨害電流）も期待できるもの
である。
さて、本発明の制御系を説明する前に、従来装置におけ
る問題点を述べる。PWM制御コンバータCONVの負荷とな
る（VVVFインバータINV＋誘導電動機）方式において
は、第３図（イ）に点線で示す如くVVVFインバータINV
の入力電圧Vinを一定とした場合（Vin＝1500V一定）、V
VVFインバータINVを構成するGTO等のスイツチ素子のス
イツチング周波数fSWは前記した変調周波数に応じて第
３図（ロ）の点線の如くになり、またスイツチ素子の損
失は第３図（ハ）の如くなる。即ち、インバータ周波数
INVの比較的低周波数領域（これは、インバータ出力
電圧Voutの小さい範囲、或いは誘導電動機速度の低速範
囲と考えてもよい）において、スイツチ素子のスイツチ
ング損失が大きくなる傾向があり、インバータの大容量
化に伴ないこのスイツチング損失がインバータINVの効
率を低下させる問題点が生じてくる。
る問題点を述べる。PWM制御コンバータCONVの負荷とな
る（VVVFインバータINV＋誘導電動機）方式において
は、第３図（イ）に点線で示す如くVVVFインバータINV
の入力電圧Vinを一定とした場合（Vin＝1500V一定）、V
VVFインバータINVを構成するGTO等のスイツチ素子のス
イツチング周波数fSWは前記した変調周波数に応じて第
３図（ロ）の点線の如くになり、またスイツチ素子の損
失は第３図（ハ）の如くなる。即ち、インバータ周波数
INVの比較的低周波数領域（これは、インバータ出力
電圧Voutの小さい範囲、或いは誘導電動機速度の低速範
囲と考えてもよい）において、スイツチ素子のスイツチ
ング損失が大きくなる傾向があり、インバータの大容量
化に伴ないこのスイツチング損失がインバータINVの効
率を低下させる問題点が生じてくる。
ところで、第１図の本発明実施例の主回路においても、
PWM制御コンバータCONVの出力電圧VCFを前記した一定値
に制御していたのでは、その負荷となるVVVFインバータ
INVには前記したスイツチング損失の問題が依然として
残ることになる。そこで、本発明では、PWM制御コンバ
ータCONVの直流出力電圧VCFをインバータ周波数の比較
的低い範囲においてダイオードブリツジ出力電圧よりも
高い領域で可変制御することにより、前記スイツチング
損失の問題を解決しようとするものである。
PWM制御コンバータCONVの出力電圧VCFを前記した一定値
に制御していたのでは、その負荷となるVVVFインバータ
INVには前記したスイツチング損失の問題が依然として
残ることになる。そこで、本発明では、PWM制御コンバ
ータCONVの直流出力電圧VCFをインバータ周波数の比較
的低い範囲においてダイオードブリツジ出力電圧よりも
高い領域で可変制御することにより、前記スイツチング
損失の問題を解決しようとするものである。
以下、本発明の実施例による制御系を第１図により説明
する。誘導電動機IMに取付けた速度発電機TGにより速度
信号fn（インバータ周波数fINVにほぼ等しい）を得、該
速度信号fnを関数発生器FGの入力とする。関数発生器FG
は、実線で図示したようなfn−VCF ＊特性（VVVFインバ
ータINVのスイツチング損失が大となるインバータ周波
数範囲では、PWM制御コンバータCONVの出力電圧を低く
する特性）を持ち、速度信号fnに応じてPWM制御コンバ
ータCONVの出力電圧VCFを可変制御する電圧パターンVCF
＊を発生する。該電圧パターンVCF ＊は、電圧検出器PTC
で検出された実際のPWM制御コンバータの直流出力電圧V
CFと比較され、偏差εＶを生ずる。この偏差εＶには、
変圧器Trの１次側電圧（変圧器の２次側電圧ではスイツ
チ素子のオンオフによる影響で正確な正弦波関数が得ら
れない）を電圧検出器PTSで検出して得られる交流電源
電圧に同期した正弦波関数sinωｔが乗算され、交流電
源電流ISの電流パターンIS ＊を発生する。該電流パター
ンIS ＊と電流検出器CTで検出された実際の交流電源電流
ISと比較され、偏差εＩを生ずる。この偏差εＩとキヤ
リア（三角波）が比較器COMで比較され、それらの交点
に応じてPWM信号を発生し、PWM制御コンバータCONVの各
スイツチ素子に交流電源電圧の正負に応じて夫々振り分
けられる。
する。誘導電動機IMに取付けた速度発電機TGにより速度
信号fn（インバータ周波数fINVにほぼ等しい）を得、該
速度信号fnを関数発生器FGの入力とする。関数発生器FG
は、実線で図示したようなfn−VCF ＊特性（VVVFインバ
ータINVのスイツチング損失が大となるインバータ周波
数範囲では、PWM制御コンバータCONVの出力電圧を低く
する特性）を持ち、速度信号fnに応じてPWM制御コンバ
ータCONVの出力電圧VCFを可変制御する電圧パターンVCF
＊を発生する。該電圧パターンVCF ＊は、電圧検出器PTC
で検出された実際のPWM制御コンバータの直流出力電圧V
CFと比較され、偏差εＶを生ずる。この偏差εＶには、
変圧器Trの１次側電圧（変圧器の２次側電圧ではスイツ
チ素子のオンオフによる影響で正確な正弦波関数が得ら
れない）を電圧検出器PTSで検出して得られる交流電源
電圧に同期した正弦波関数sinωｔが乗算され、交流電
源電流ISの電流パターンIS ＊を発生する。該電流パター
ンIS ＊と電流検出器CTで検出された実際の交流電源電流
ISと比較され、偏差εＩを生ずる。この偏差εＩとキヤ
リア（三角波）が比較器COMで比較され、それらの交点
に応じてPWM信号を発生し、PWM制御コンバータCONVの各
スイツチ素子に交流電源電圧の正負に応じて夫々振り分
けられる。
このような制御系により、PWMコンバータCONVの出力電
圧VCFは、交流電源電流ISが交流電源電圧にほぼ同期し
た力率１に制御された状態で、関数発生器FGの電圧パタ
ーンVCF ＊に応じて、ダイオードブリツジ出力電圧より
も高い領域で可変制御されることになる。なお、関数発
生器FGの特性は第１図の実線特性に限定されることな
く、第１図の一点鎖線のような特性としてもよい。
圧VCFは、交流電源電流ISが交流電源電圧にほぼ同期し
た力率１に制御された状態で、関数発生器FGの電圧パタ
ーンVCF ＊に応じて、ダイオードブリツジ出力電圧より
も高い領域で可変制御されることになる。なお、関数発
生器FGの特性は第１図の実線特性に限定されることな
く、第１図の一点鎖線のような特性としてもよい。
本実施例の効果について第３図，第４図により説明す
る。PWM制御コンバータCONVの出力電圧VCFは、前記した
制御系により、第３図（イ）に実線で示されるように制
御される。即ち、VVVFインバータINVのスイツチング損
失が大きくなるインバータ周波数INV＝０〜35Hzの範
囲ではPWM制御コンバータCONVの出力電圧VCFは900Vほぼ
一定に、またVVVFインバータINVのスイツチング損失が
比較的低減されているインバータ周波数INV＝35〜60H
zの範囲ではPWM制御コンバータCONVの出力電圧VCFは900
Vから1500Vに可変制御される。
る。PWM制御コンバータCONVの出力電圧VCFは、前記した
制御系により、第３図（イ）に実線で示されるように制
御される。即ち、VVVFインバータINVのスイツチング損
失が大きくなるインバータ周波数INV＝０〜35Hzの範
囲ではPWM制御コンバータCONVの出力電圧VCFは900Vほぼ
一定に、またVVVFインバータINVのスイツチング損失が
比較的低減されているインバータ周波数INV＝35〜60H
zの範囲ではPWM制御コンバータCONVの出力電圧VCFは900
Vから1500Vに可変制御される。
ところで、VVVFインバータINVで制御される誘導電動機
電流の電流リプルΔINをほぼ等しくする条件で考える
と、第４図（イ）；従来例と第４図（ロ）；本実施例と
の比較で示されるように、VVVFインバータINVの入力電
圧VinつまりPWMコンバータCONVの出力電圧VCFが低い場
合には、スイツチング周波数SWを低減できることがわ
かる。
電流の電流リプルΔINをほぼ等しくする条件で考える
と、第４図（イ）；従来例と第４図（ロ）；本実施例と
の比較で示されるように、VVVFインバータINVの入力電
圧VinつまりPWMコンバータCONVの出力電圧VCFが低い場
合には、スイツチング周波数SWを低減できることがわ
かる。
この結果から、本実施例におけるスイツチング素子GTO
のスイツチング周波数SWは第３図（ロ）に実線で示さ
れるようになり、スイツチ素子GTOのスイツチング損失P
LOSSは第３図（ハ）に実線で示すように低減できること
になる。
のスイツチング周波数SWは第３図（ロ）に実線で示さ
れるようになり、スイツチ素子GTOのスイツチング損失P
LOSSは第３図（ハ）に実線で示すように低減できること
になる。
以上に述べた実施例効果の説明では、VVVFインバータIN
Vのスイツチング周波数（出力パルス数）を低減した場
合について述べたが、スイツチング周波数（出力パルス
数）を変えない場合には、第４図（イ）；従来例と第４
図（ハ）：本発明との比較で示されるように、電圧を低
くすることによる損失低減という効果をしたまま、VVVF
インバータINVの出力パルス波高値の低減による誘導電
動機電流リプルΔIMの減少により誘導電動機騒音低減の
効果もある。
Vのスイツチング周波数（出力パルス数）を低減した場
合について述べたが、スイツチング周波数（出力パルス
数）を変えない場合には、第４図（イ）；従来例と第４
図（ハ）：本発明との比較で示されるように、電圧を低
くすることによる損失低減という効果をしたまま、VVVF
インバータINVの出力パルス波高値の低減による誘導電
動機電流リプルΔIMの減少により誘導電動機騒音低減の
効果もある。
なお、本実施例では関数発生器FGの入力として誘導電動
機速度fnで説明したが、これはVVVFインバータINVの出
力電圧Voutやインバータ周波数INVとしてもよいもの
である。また、本発明実施例では単相交流電源を対象と
したPWM制御式交直電力変換器を例にとり説明したが、
本発明はこれに限定されることなく、３相交流電源を対
象とするPWM制御式交直電力変換器にも適用できるもの
である。
機速度fnで説明したが、これはVVVFインバータINVの出
力電圧Voutやインバータ周波数INVとしてもよいもの
である。また、本発明実施例では単相交流電源を対象と
したPWM制御式交直電力変換器を例にとり説明したが、
本発明はこれに限定されることなく、３相交流電源を対
象とするPWM制御式交直電力変換器にも適用できるもの
である。
なお、以上は、力行制御の場合で説明したが、回生制動
時にも適用でき、速度（周波数ｎ）に応じて第１図中
に例示したように、コンバータ出力電圧を制御すれば、
より、低速まで回生制御力が得られる。
時にも適用でき、速度（周波数ｎ）に応じて第１図中
に例示したように、コンバータ出力電圧を制御すれば、
より、低速まで回生制御力が得られる。
以上に詳述したように、本発明によれば、スイッチング
損失が増大する領域でPWMインバータの直流入力電圧を
低下させるので、PWM制御形交直電力変換器（インバー
タ）の損失低減を図ることができる。
損失が増大する領域でPWMインバータの直流入力電圧を
低下させるので、PWM制御形交直電力変換器（インバー
タ）の損失低減を図ることができる。
第１図は本発明の実施例を示す回路図、第２図はVVVFイ
ンバータの回路図、第３図〜第４図は本発明実施例の効
果を説明するための特性と波形を示す図である。 Pt……パンタグラフ、Tr……変圧器、INV……VVVFイン
バータ、CONV……PWM制御インバータ、GTO……スイツチ
素子、CF……コンデンサ、Ｄ……ダイオード、PTC・PTS
……電圧検出器、IM……誘導電動機、CT……電流検出
器、FG……関数発生器。
ンバータの回路図、第３図〜第４図は本発明実施例の効
果を説明するための特性と波形を示す図である。 Pt……パンタグラフ、Tr……変圧器、INV……VVVFイン
バータ、CONV……PWM制御インバータ、GTO……スイツチ
素子、CF……コンデンサ、Ｄ……ダイオード、PTC・PTS
……電圧検出器、IM……誘導電動機、CT……電流検出
器、FG……関数発生器。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 三宅 亙 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社日 立製作所日立研究所内 (56)参考文献 特開 昭59−92772（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−9398（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】１次側がパンタグラフに接続された変圧器
の２次側に接続され、直列接続されたスイッチ素子の夫
々にダイオードが逆並列に接続された回路で１相分が構
成され、単相交流を直流に変換するパルス幅変調交直変
換器と、このパルス幅変調交直変換器の直流側に接続さ
れた平滑コンデンサと、この平滑コンデンサに接続さ
れ、直流を出力電圧の半サイクルに含まれるパルス数を
変更しつつ可変電圧・可変周波数の交流に変換するパル
ス幅変調インバータと、このパルス幅変調インバータに
より付勢される電気車駆動用誘導電動機とを備えた電気
車用電力変換器の制御装置において、前記電気車駆動用
誘導電動機の回転周波数を検出する手段と、この回転周
波数を入力し、回転周波数が高い領域よりも、回転周波
数が低い領域における、前記平滑コンデンサの電圧が低
くなる電圧指令を発生する手段と、この電圧指令と前記
平滑コンデンサ電圧との偏差に前記単相交流の電圧に同
期した正弦波を乗算し電流指令を出力する手段と、この
電流指令と前記変圧器の２次側の電流との偏差に基づい
て前記パルス幅変調交直変換器に与えるパルス幅変調信
号を発生する手段とを有し、前記平滑コンデンサ電圧が
低い場合に、前記出力電圧の半サイクルに含まれるパル
ス数を低減するように変更する電気車用電力変換器の制
御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60125602A JPH0732607B2 (ja) | 1985-06-10 | 1985-06-10 | 電気車用電力変換器の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60125602A JPH0732607B2 (ja) | 1985-06-10 | 1985-06-10 | 電気車用電力変換器の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61285078A JPS61285078A (ja) | 1986-12-15 |
| JPH0732607B2 true JPH0732607B2 (ja) | 1995-04-10 |
Family
ID=14914194
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60125602A Expired - Lifetime JPH0732607B2 (ja) | 1985-06-10 | 1985-06-10 | 電気車用電力変換器の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0732607B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2777605B2 (ja) * | 1988-11-21 | 1998-07-23 | 株式会社日立製作所 | コンバータの制御装置 |
| JP2781288B2 (ja) * | 1991-04-16 | 1998-07-30 | 三菱電機株式会社 | 交流電気車の制御装置 |
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Family Cites Families (3)
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| JPS5992772A (ja) * | 1982-11-17 | 1984-05-29 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換装置の制御方式 |
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-
1985
- 1985-06-10 JP JP60125602A patent/JPH0732607B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61285078A (ja) | 1986-12-15 |
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