JPS5872380A - 電圧と周波数とを変化できる電源 - Google Patents
電圧と周波数とを変化できる電源Info
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- JPS5872380A JPS5872380A JP56172402A JP17240281A JPS5872380A JP S5872380 A JPS5872380 A JP S5872380A JP 56172402 A JP56172402 A JP 56172402A JP 17240281 A JP17240281 A JP 17240281A JP S5872380 A JPS5872380 A JP S5872380A
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- Japan
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- output
- frequency
- voltage
- power
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はＩ：、としてモータの回転制御に使用される′
１↓Ｌ圧と周波数とが制御できる電源−に関する。
１↓Ｌ圧と周波数とが制御できる電源−に関する。
インダクションモータの回転トルクは、電圧の２乗に比
例して周波数に反比例する。従って、供給型１１を低ド
させることによってモータの回転数を低ドさせることは
ｕｆ能である。しかしながら、イン々゛クン゛ヨンモー
クは、回転速度に対するトルクノノーブが垂ド特性でな
く 、ｆ！ＩＩち、回転数が高くなるに従ってしだいに
トルクが低下する特性でない為、電圧のみを変化して大
幅に、しかも効率よく回転数を低下できない。
例して周波数に反比例する。従って、供給型１１を低ド
させることによってモータの回転数を低ドさせることは
ｕｆ能である。しかしながら、イン々゛クン゛ヨンモー
クは、回転速度に対するトルクノノーブが垂ド特性でな
く 、ｆ！ＩＩち、回転数が高くなるに従ってしだいに
トルクが低下する特性でない為、電圧のみを変化して大
幅に、しかも効率よく回転数を低下できない。
この種のモータは同期速度が周波数に比例することから
周波数を低下させて回転速度を遅くする方式がよい。こ
の場合、モータの回転トルクは、周波数に反比例して電
圧の２乗に比例することから、周波数を低下させると同
時に供給電圧を低下させるのが最良の方式となる。従っ
て・モータ駆動用の電源は、出力電圧と周波数とを同時
に制御するのがよい。出力電圧は、従来の方式、゛例え
ば５ＣＲＯ点弧角を制御する回路で比較的簡単に調整で
きるが、周波数の制御は決して簡単にはできない。
周波数を低下させて回転速度を遅くする方式がよい。こ
の場合、モータの回転トルクは、周波数に反比例して電
圧の２乗に比例することから、周波数を低下させると同
時に供給電圧を低下させるのが最良の方式となる。従っ
て・モータ駆動用の電源は、出力電圧と周波数とを同時
に制御するのがよい。出力電圧は、従来の方式、゛例え
ば５ＣＲＯ点弧角を制御する回路で比較的簡単に調整で
きるが、周波数の制御は決して簡単にはできない。
本発明者は、ＲＯＭを使用することによって極めて簡単
な回路で周波数を変化できるインバータを実用化した。
な回路で周波数を変化できるインバータを実用化した。
従って本発明の重要な目的は、出力周波数を簡単にｉ＋
Ｊ変できると共に、周波数を変化する回路が簡単で、し
かも交流出力型ＪＪを簡単に低歪化できる電月二と周波
数とを変化できる電源を提供するにある。
Ｊ変できると共に、周波数を変化する回路が簡単で、し
かも交流出力型ＪＪを簡単に低歪化できる電月二と周波
数とを変化できる電源を提供するにある。
以下本発明の実施例を図面に基づいて説明する。
第１図に示す電源は、入力される交流電力を直流電力に
変換する整流回路１と、この整流回路１でイケられた直
流を交流に変換するインバータ２と、インバータ２の交
流出力電力の周波数を変化させる周波数制御回路３と、
整流回路１の出力直流電力の電圧を調整する電圧側−回
路４と、この電Ｆ１４制御回路４と１開披数制御回路３
とを制御する入／Ｊ回路５とを備えでいる。 ゛ 整流回路は６個の５ＣＲ５を使用した３組ブリッジ回路
で、ブリッジの出力側にＬｄｃ ７が接続されている。
変換する整流回路１と、この整流回路１でイケられた直
流を交流に変換するインバータ２と、インバータ２の交
流出力電力の周波数を変化させる周波数制御回路３と、
整流回路１の出力直流電力の電圧を調整する電圧側−回
路４と、この電Ｆ１４制御回路４と１開披数制御回路３
とを制御する入／Ｊ回路５とを備えでいる。 ゛ 整流回路は６個の５ＣＲ５を使用した３組ブリッジ回路
で、ブリッジの出力側にＬｄｃ ７が接続されている。
この回路は、従来から多用されている整流回路で、５ｃ
ｈ６のｆ制御角を制御して、直流出力′電圧を制御する
。即ち、電源電圧に対するゲート信号の位相角である制
御角が零から大・きくなるに従って直流出力電圧は低下
される。
ｈ６のｆ制御角を制御して、直流出力′電圧を制御する
。即ち、電源電圧に対するゲート信号の位相角である制
御角が零から大・きくなるに従って直流出力電圧は低下
される。
第２図には、３個のダイオード８と３個の５ＣＲ６をブ
リッジに接続した整流回路が示されている。この整流回
路も、第１図の整流回路１と同様に５ＣＲ５の制御角を
変えて直流出力電圧を調整する。
リッジに接続した整流回路が示されている。この整流回
路も、第１図の整流回路１と同様に５ＣＲ５の制御角を
変えて直流出力電圧を調整する。
インバータ２は、ＬａＣと、２個のパワートランジスタ
９が直列に接続されたものが３組並列に接続されており
、直列に接続されたトランジスタ９の中間から３相交流
出力を得る。
９が直列に接続されたものが３組並列に接続されており
、直列に接続されたトランジスタ９の中間から３相交流
出力を得る。
Ｉ−上゛に直列２坂に接続された２個のトランジスタ９
は、ベースに入力されるオン、オフ信号によって、一方
がオンのときに片方がオフとされ、直流電力を３相交流
電力に変換する。第１図のインバータハ、トランジスタ
９のフレフタが＋側に、エミッタが一側に接続されてい
る。
は、ベースに入力されるオン、オフ信号によって、一方
がオンのときに片方がオフとされ、直流電力を３相交流
電力に変換する。第１図のインバータハ、トランジスタ
９のフレフタが＋側に、エミッタが一側に接続されてい
る。
第２図のインバータ２は、ＰＮＰとＮＰＮのトランジス
タ９がコンプリメンタリに直列ニ接続さ 、ねたもので
、直列に接続されたトランジスタはおｌｌ：いにエミッ
タが共通に接続され、コレクタが直流電源に接続されて
いる。
タ９がコンプリメンタリに直列ニ接続さ 、ねたもので
、直列に接続されたトランジスタはおｌｌ：いにエミッ
タが共通に接続され、コレクタが直流電源に接続されて
いる。
インバータニは、スイッチング素子としてトランジスタ
に代ってＳＣＲを使用することもできる。
に代ってＳＣＲを使用することもできる。
この回路が第３図に示されている。第２図および第３図
に於て、トランジスタ９又は５ＣＲＩＯは、第１図のト
ランジスタ９と同様に、−１：、ｆＮのスイッチング素
子がオンのときに、１”１２のスイッチング素トがオフ
とされる。
に於て、トランジスタ９又は５ＣＲＩＯは、第１図のト
ランジスタ９と同様に、−１：、ｆＮのスイッチング素
子がオンのときに、１”１２のスイッチング素トがオフ
とされる。
周波数制御回路３は、発揚周波数が変化できるり四ツク
発振回路１１と、このクロック発振回路１１゛の基準ク
ロックく１号を整数Ｎビット１、例えば８ヒツトのデジ
タル信号に変換するカウンタ１２と、このカウンタ１２
の８ビットデジタル信号で順番に指定されたメモリ番地
の１．０信号を出力するＲＯＭ１３と、このＲＯＭ１３
の１．０信号をインバータ２のスイッチング素子に入力
するオン、オフ回路１４とを備えている。
発振回路１１と、このクロック発振回路１１゛の基準ク
ロックく１号を整数Ｎビット１、例えば８ヒツトのデジ
タル信号に変換するカウンタ１２と、このカウンタ１２
の８ビットデジタル信号で順番に指定されたメモリ番地
の１．０信号を出力するＲＯＭ１３と、このＲＯＭ１３
の１．０信号をインバータ２のスイッチング素子に入力
するオン、オフ回路１４とを備えている。
クロック発振回路１１け、クロックパルスをカウンタ１
２に送って、カウンタ１２に０．１．２．３．４、・・
Φ・・遂次信号を８ビツトの２進数で発生させる。
２に送って、カウンタ１２に０．１．２．３．４、・・
Φ・・遂次信号を８ビツトの２進数で発生させる。
１仮りに、ＲＯＭ１３の記憶容置が２５６ビツトで、Ｒ
ＯＭ１３がサイン波を１サイクル記憶する場合、クロッ
ク発振回路が２５６Ｘ６０、即ち、１５３６０Ｈｚのク
ロックパルスを発振するとき、インバータの交流出力は
６０Ｈｚとなる。
ＯＭ１３がサイン波を１サイクル記憶する場合、クロッ
ク発振回路が２５６Ｘ６０、即ち、１５３６０Ｈｚのク
ロックパルスを発振するとき、インバータの交流出力は
６０Ｈｚとなる。
通常、イーンバータは、５０又Ｆｉ６０ＨｚｃＤ交流出
力の約１０分の１、即ち５〜５Ｈｚから５０〜５ＱＨｚ
の交流出力とする場合が多い。従って、クロック発振回
路は、メモリ容にが２５６ビツトでこれが１サイクルの
サイン波を記憶する場合、。
力の約１０分の１、即ち５〜５Ｈｚから５０〜５ＱＨｚ
の交流出力とする場合が多い。従って、クロック発振回
路は、メモリ容にが２５６ビツトでこれが１サイクルの
サイン波を記憶する場合、。
１２８０〜１５３６０Ｈ２のクロックパルスを出すよう
に設計される。
に設計される。
このクロック発振回路１１は、例えば、水晶発振回路を
有する゛周波数シンセサイザ、入力回路石・らの入力電
圧によって発振周波数が変化させられる電圧制御発振回
路等が使用できる。
有する゛周波数シンセサイザ、入力回路石・らの入力電
圧によって発振周波数が変化させられる電圧制御発振回
路等が使用できる。
カウンタ１２は、クロックパルスが人力される度に、出
力信号に１が加算された８ビツトの２進数を出力する。
力信号に１が加算された８ビツトの２進数を出力する。
ＲＯＭ１≦の記憶容けが２５６ビツトの場合、２５６番
目に０にリセットされ、０〜２５５０８ビツト２進数を
繰り返し出力する。
目に０にリセットされ、０〜２５５０８ビツト２進数を
繰り返し出力する。
ＲＯＭ１３は、０〜２５５番地までの間に、第４図に示
す如く、復調されるとサイン波となるＰＷＭ波形を記憶
する。このＰＷＭ波形は、サイン波のピーク付近で最も
パルス幅が広く、零点に近づくに従ってパルス幅が狭く
なる。３相の交流用のインバータは、１２０度位相差の
サイン波をＲＯＭが記憶する。
す如く、復調されるとサイン波となるＰＷＭ波形を記憶
する。このＰＷＭ波形は、サイン波のピーク付近で最も
パルス幅が広く、零点に近づくに従ってパルス幅が狭く
なる。３相の交流用のインバータは、１２０度位相差の
サイン波をＲＯＭが記憶する。
例えばＲＯＭの容置が２５６・ビットの場合、第５図に
示すように、１サイクルの３６０度が２５５ビツトに相
当する為、ＲＯＭ１３Ａは実線Ａで示されるように、０
〜１２８ビツトにプラスの半サイクル、１２８〜２５５
ビツトにマイナスの半サイクル分を記憶し、ＲＯＭ１３
Ｂは、鎖線Ｂの如く、８５〜２１３ビツトにプラスの半
サイクル、１７０〜２５５〜０〜８５ビット間にマイナ
スの半サイクル１．ＲＯＭ１３Ｃは、一点鎖線Ｃの如く
、１７０〜２５５〜０〜４３ビット間にプラスの半サイ
クル、４３〜１７０ビツト間にマイナスの半サイクルを
記憶する。
示すように、１サイクルの３６０度が２５５ビツトに相
当する為、ＲＯＭ１３Ａは実線Ａで示されるように、０
〜１２８ビツトにプラスの半サイクル、１２８〜２５５
ビツトにマイナスの半サイクル分を記憶し、ＲＯＭ１３
Ｂは、鎖線Ｂの如く、８５〜２１３ビツトにプラスの半
サイクル、１７０〜２５５〜０〜８５ビット間にマイナ
スの半サイクル１．ＲＯＭ１３Ｃは、一点鎖線Ｃの如く
、１７０〜２５５〜０〜４３ビット間にプラスの半サイ
クル、４３〜１７０ビツト間にマイナスの半サイクルを
記憶する。
たた、ＲＯＭ１３の記憶する１、０信号によって得られ
るＰＷＭ波形は、これを復調するとサイン波が余波整流
された波形となる５、従って、オン、オフ回路１４か、
半サイクル毎にＦ―丁のトランジスタ９のベース電流を
切り換える。
るＰＷＭ波形は、これを復調するとサイン波が余波整流
された波形となる５、従って、オン、オフ回路１４か、
半サイクル毎にＦ―丁のトランジスタ９のベース電流を
切り換える。
詞ン、オフ回路１４は、ＲＯＭ１３の出力信号−ｃ モ
ってインバータのスイッチング素子であるトランジスタ
９又はＳＣＲ１０をオン、オフするもので、３組女流出
力用に３組のドライバ１５Ａ、１５Ｂ、１５“Ｃを有す
る。各ドライバは、ＲＯＭ１３の出力化＋ｊをスイッチ
ング素子がオン、オフできる電圧と゛出力に増幅する。
ってインバータのスイッチング素子であるトランジスタ
９又はＳＣＲ１０をオン、オフするもので、３組女流出
力用に３組のドライバ１５Ａ、１５Ｂ、１５“Ｃを有す
る。各ドライバは、ＲＯＭ１３の出力化＋ｊをスイッチ
ング素子がオン、オフできる電圧と゛出力に増幅する。
ドライバの出力側にはゲート回路が接続されており、こ
のゲート回路でもって、半サイクル毎に、（、ド直列に
接続された１列目のスイッチング素子への電力供給を切
り換えて、インバータ２に交流サイン波を出／Ｊさせる
。
のゲート回路でもって、半サイクル毎に、（、ド直列に
接続された１列目のスイッチング素子への電力供給を切
り換えて、インバータ２に交流サイン波を出／Ｊさせる
。
最１一段のドライバ１５Ａに接続された２組のゲート回
路１６Ａ、１６Ａは、−万のゲート回路１６Ａがカウン
タ１２のθビット目でリセットされて［；段のスイッチ
ング素子にベース又はトリガ電流を供給し、もう一方の
ゲート回路１６八′か１２８ビツト目で上段のスイッチ
ング素子にベース又はトリガ電流を供給する。従って、
−１−下に直列２段に連結されたトランジスタの中間接
続点Ａは、０〜１２８ビット間でプラスの半サイクル、
１２８〜２５５ビツトでマイナスの半サイクルのサイン
波を出す。
路１６Ａ、１６Ａは、−万のゲート回路１６Ａがカウン
タ１２のθビット目でリセットされて［；段のスイッチ
ング素子にベース又はトリガ電流を供給し、もう一方の
ゲート回路１６八′か１２８ビツト目で上段のスイッチ
ング素子にベース又はトリガ電流を供給する。従って、
−１−下に直列２段に連結されたトランジスタの中間接
続点Ａは、０〜１２８ビット間でプラスの半サイクル、
１２８〜２５５ビツトでマイナスの半サイクルのサイン
波を出す。
２段目のドライバに接続されたゲート回路１６Ｂ、１６
Ｂは、８５ビツト目で上段のスイッチング素子に、、
２１３ビツト目で下段のスイッチング素子に、３段目の
ゲート回路１６Ｃ，１６Ｃは、１７０ビツト目で上段に
、４３ビツト目で下段に切り換える。
Ｂは、８５ビツト目で上段のスイッチング素子に、、
２１３ビツト目で下段のスイッチング素子に、３段目の
ゲート回路１６Ｃ，１６Ｃは、１７０ビツト目で上段に
、４３ビツト目で下段に切り換える。
２段目のドライバ１５Ｂでドライブされる２列目のスイ
ッチング素子は、１列目に対して１２０度ｆ、ン相の遅
れたサイン波を出し、３段目のドライバ１５Ｃでドライ
ブされる３列目のスイッチング素ｒ−は、更に２列目の
出力点Ｂに対して１２０度位相遅れのサイン波を出す。
ッチング素子は、１列目に対して１２０度ｆ、ン相の遅
れたサイン波を出し、３段目のドライバ１５Ｃでドライ
ブされる３列目のスイッチング素ｒ−は、更に２列目の
出力点Ｂに対して１２０度位相遅れのサイン波を出す。
入力回路５は、モータの回転数センサ、あるいは室内に
配設される温度センサ、あるいは又、手動で制御される
可変抵抗器等を有し、これ等の入力ｆ、？号でもって、
電圧制御回路４と両波数制御回路３とを制御する。
。
配設される温度センサ、あるいは又、手動で制御される
可変抵抗器等を有し、これ等の入力ｆ、？号でもって、
電圧制御回路４と両波数制御回路３とを制御する。
。
１仮りに、インバータの出力電圧を低−ドさせるｆｉｔ
号が入力回路５に入力されたとすると、入力回路５け、
電圧制御回路４によって５ＣＲ６の制御角を大きくし、
整流回路の直流出力電圧を下けるとＪ℃に、周波数制御
回路３には、クロック発振回路１１の出ノエパルス周期
を長くする信号を送る。
号が入力回路５に入力されたとすると、入力回路５け、
電圧制御回路４によって５ＣＲ６の制御角を大きくし、
整流回路の直流出力電圧を下けるとＪ℃に、周波数制御
回路３には、クロック発振回路１１の出ノエパルス周期
を長くする信号を送る。
クロックパルスの周期が長くなると、カウンタ１２の出
力に１ビツト加算される時間が長くなって、ＲＯＭ１３
からは長い時間掛って１サイクル分のＰＷＭ波形が出力
される。ＲＯＭ１３の出力はドライバを介してインバー
タ２のスイッチング素子に伝達され、インバータのオン
、オフ時間が長くなって出力周波数が低下される。
力に１ビツト加算される時間が長くなって、ＲＯＭ１３
からは長い時間掛って１サイクル分のＰＷＭ波形が出力
される。ＲＯＭ１３の出力はドライバを介してインバー
タ２のスイッチング素子に伝達され、インバータのオン
、オフ時間が長くなって出力周波数が低下される。
Ｉ−記の如く構成された電圧と同波数とを変化できる電
源は、クロック発振回路の発振周波数を調整することに
よってＲＯＭの読み出し時間を調整し、これによってイ
ンバータの交流出力周波数を調整する為、出力周波数の
変化がいたって簡単にできると共に、その為の回路を相
当に簡素して低コスト化でき、史にＲＯＭの容量を増加
するたけで出力波形の歪を減少でき、更に又、全体の電
力効率が高くて応答速度を速くできる卓効を実現する。
源は、クロック発振回路の発振周波数を調整することに
よってＲＯＭの読み出し時間を調整し、これによってイ
ンバータの交流出力周波数を調整する為、出力周波数の
変化がいたって簡単にできると共に、その為の回路を相
当に簡素して低コスト化でき、史にＲＯＭの容量を増加
するたけで出力波形の歪を減少でき、更に又、全体の電
力効率が高くて応答速度を速くできる卓効を実現する。
第１図ないし第２同社本発明の一実施例を示す重席１の
ゾロツク線図、第３図はインバータの一例を、」りす回
路図、第４図および第５図は復調さｉまたサイン半サイ
クルとＰＷＭ波形を示すグラフ、第６図は３６０度か２
５５ビツトに相当する３相交流波形を示すグラフである
。 １・・整流回路、２・・インバータ、３・・ｌＡ９波数
制御回路、４・・電圧制御回路、５壷・入力回路、６・
・５ＣＲ１７・・Ｌｄｃ、８・・グイオート、９＠・ト
ランジスタ、１０・・ＳＣＲ，１１・・クロック発振回
路、１２・・カウンタ、１３・・ＲＯＭ、１４・・オン
、オフ回路、１５・・ドライバ、１６・・ゲート回路、 第 ３ 図 ＬａＣ ３７６− ５・合 ４ （￥１ 第 ５１図 １モリ爵地
ゾロツク線図、第３図はインバータの一例を、」りす回
路図、第４図および第５図は復調さｉまたサイン半サイ
クルとＰＷＭ波形を示すグラフ、第６図は３６０度か２
５５ビツトに相当する３相交流波形を示すグラフである
。 １・・整流回路、２・・インバータ、３・・ｌＡ９波数
制御回路、４・・電圧制御回路、５壷・入力回路、６・
・５ＣＲ１７・・Ｌｄｃ、８・・グイオート、９＠・ト
ランジスタ、１０・・ＳＣＲ，１１・・クロック発振回
路、１２・・カウンタ、１３・・ＲＯＭ、１４・・オン
、オフ回路、１５・・ドライバ、１６・・ゲート回路、 第 ３ 図 ＬａＣ ３７６− ５・合 ４ （￥１ 第 ５１図 １モリ爵地
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 （１１整流素ｒ・を有し、整流１Ｆは少なくとも一部か
ＳＣＲで、このＳＣＲの点弧角を制御することに１って
、人／Ｊされる交流電力を、電圧が変化する直流電力に
変換する整流回路と、この整流回路り出Ｊ）との間にス
イッチング素ｒ−か接続され、スイッチング素子をオン
、オフして直流′電力を父ｌイこ電力に変換するインバ
ータと、このイン１＜−りのスイッチング素ｒ・のオン
、オフ時間をル１］御して交流゛市力の１．＋４波数を
変化させる周波数制御回路と、１１１１記整流回路のＳ
ＣＲを制御して直流電化を変化させる電圧制御回路と、
この電圧制御回路と周波数制御回路とを制御する入力回
路とを備えた電源において、電ｆ１：制御回路が、入力
回路からの人力（Ａ号に１って１７，１波数を変化させ
られるクロック発振回路と、このクロック発振回路の出
力を整数Ｎビ′チトのデジタル信号に変換するカウンタ
と、このカウンタの出力信号でメモリ番地が指定され、
指定されたメモリ゛番地の内容を出力するＲＯＭと、こ
のＲＯＭの出力でインバータのスイッチング孝ｒ−をオ
ン、オフさせるオン、オフ回路とを備えており、ＲＯＭ
は復調されるとサイン波又はこれに近似する波形に変換
されるＰＷＭ波形を記憶しており、クロック発振回路は
前記の入力回路に連結されており、入力回路からクロッ
ク発振回路に人力される信号によってクロック発振回路
の出力周波数が変化され、これによってカウンタがＲＯ
Ｍに送るＮヒットテジタル信けの時間間隔が制御されて
ＲＯＭの記憶信号送り出し時間が変化され、スイッチン
グ素子のオン、オフ時間が変化されて出力受流゛１［力
の周波数が制御されるように構成された電ｆｊ−と周波
数とを変化できる電源。 （、！） インハークのスイッチング素ｆ−がトラン
ジス、り（はＳＣＲのいＪ’ｉｌかである特許請求の範
囲第（１１ｆ口記載の電圧と周波数とを変ｆＬできる電
源。 （：＜＋ ＲＯＭが３組あって、それぞれのＲＯＭは
、復調されるとＧ７４１ＩＪ差が１２０度のサイン波と
なるＰＷＭ波形を記憶しており、インハークが３組女ｔ
７Ｉｃ電／Ｊを出す特許請求の範囲第（１）項記載の電
圧と周波数と、を変化できる電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56172402A JPS5872380A (ja) | 1981-10-26 | 1981-10-26 | 電圧と周波数とを変化できる電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56172402A JPS5872380A (ja) | 1981-10-26 | 1981-10-26 | 電圧と周波数とを変化できる電源 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5872380A true JPS5872380A (ja) | 1983-04-30 |
Family
ID=15941277
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56172402A Pending JPS5872380A (ja) | 1981-10-26 | 1981-10-26 | 電圧と周波数とを変化できる電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5872380A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6152497U (ja) * | 1984-09-11 | 1986-04-09 | ||
| JPS61285078A (ja) * | 1985-06-10 | 1986-12-15 | Hitachi Ltd | 電気車用電力変換器の制御装置 |
| JPH06112835A (ja) * | 1992-09-29 | 1994-04-22 | Kanagawa Pref Gov | パルス幅変調による疑似波形の交流発生回路 |
| JP2017199585A (ja) * | 2016-04-28 | 2017-11-02 | 日立アプライアンス株式会社 | 高周波加熱調理器 |
-
1981
- 1981-10-26 JP JP56172402A patent/JPS5872380A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6152497U (ja) * | 1984-09-11 | 1986-04-09 | ||
| JPS61285078A (ja) * | 1985-06-10 | 1986-12-15 | Hitachi Ltd | 電気車用電力変換器の制御装置 |
| JPH06112835A (ja) * | 1992-09-29 | 1994-04-22 | Kanagawa Pref Gov | パルス幅変調による疑似波形の交流発生回路 |
| JP2017199585A (ja) * | 2016-04-28 | 2017-11-02 | 日立アプライアンス株式会社 | 高周波加熱調理器 |
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