JPH05184182A - インバータ制御装置 - Google Patents
インバータ制御装置Info
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- JPH05184182A JPH05184182A JP4001319A JP131992A JPH05184182A JP H05184182 A JPH05184182 A JP H05184182A JP 4001319 A JP4001319 A JP 4001319A JP 131992 A JP131992 A JP 131992A JP H05184182 A JPH05184182 A JP H05184182A
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- JP
- Japan
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- inverter
- load
- motor
- circuit
- carrier frequency
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- Pending
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-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
- Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
- Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
- Y02T10/72—Electric energy management in electromobility
Landscapes
- Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】電気車用インバータで、特に加速性，一充電走
行時の効率の両面より最適となる回路を提供し、ＩＧＢ
Ｔ等の高速スイッチングによる静音化と軽負荷時のスイ
ッチング周波数低減による高効率化を目的としている。 【構成】交流機１５とインバータ主回路１２と、可変三
角波発振器３とロジック回路２で構成する。 【効果】軽負荷時の効率向上ができる。
行時の効率の両面より最適となる回路を提供し、ＩＧＢ
Ｔ等の高速スイッチングによる静音化と軽負荷時のスイ
ッチング周波数低減による高効率化を目的としている。 【構成】交流機１５とインバータ主回路１２と、可変三
角波発振器３とロジック回路２で構成する。 【効果】軽負荷時の効率向上ができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電気車用インバータに
係り、特に軽負荷時に効率良く走行できる機能を有し、
かつ高負荷時にも低騒音化の可能なインバータ制御装置
に係る。
係り、特に軽負荷時に効率良く走行できる機能を有し、
かつ高負荷時にも低騒音化の可能なインバータ制御装置
に係る。
【０００２】
【従来の技術】インバータ駆動の電気車は、交流モータ
本来のけんろう化のメリットがパワーエレクトロニクス
の発展により生かされ、直流から交流へと移行する方向
にある。
本来のけんろう化のメリットがパワーエレクトロニクス
の発展により生かされ、直流から交流へと移行する方向
にある。
【０００３】インバータの制御としては、ベクトル制御
が一般的であり、一般に励磁電流一定で行われていた。
一般産業用では、効率よりもトルク特性重視であるため
これらの考えで十分であった。
が一般的であり、一般に励磁電流一定で行われていた。
一般産業用では、効率よりもトルク特性重視であるため
これらの考えで十分であった。
【０００４】電気車の場合には、加速特性も重要である
が、定常運転状態における効率も重要となってくる。こ
の両者を解決する案として、特公平2−58875号に示すよ
うに、負荷条件に応じて電圧を加減し、効率，加速両者
の良いファン特性に関するものがある。
が、定常運転状態における効率も重要となってくる。こ
の両者を解決する案として、特公平2−58875号に示すよ
うに、負荷条件に応じて電圧を加減し、効率，加速両者
の良いファン特性に関するものがある。
【０００５】しかし、パワー素子そのものの損失が直流
チョッパとインバータでは、約３〜６倍異なっており、
インバータのパワー素子の損失が大きい問題があり、実
際の効率改善には、さらに検討が必要であった。
チョッパとインバータでは、約３〜６倍異なっており、
インバータのパワー素子の損失が大きい問題があり、実
際の効率改善には、さらに検討が必要であった。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、運転
条件に応じ、インバータのキャリア周波数を低くしスイ
ッチング損失を低減し、高効率なインバータを提供する
ことにある。
条件に応じ、インバータのキャリア周波数を低くしスイ
ッチング損失を低減し、高効率なインバータを提供する
ことにある。
【０００７】又、他の目的は、負荷条件として電流情報
を用い、軽負荷時の高効率運転を行うインバータを提供
するにある。
を用い、軽負荷時の高効率運転を行うインバータを提供
するにある。
【０００８】又、他の目的は、高負荷時には、１０ＫＨ
ｚ以上のキャリア周波数に上げることにより静音化を行
うことを特徴とするインバータを提供することにある。
ｚ以上のキャリア周波数に上げることにより静音化を行
うことを特徴とするインバータを提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】インバータを構成する主
回路素子として、電気車を駆動可能なＩＧＢＴ，FET等
の高速スイッチング素子を用い、スイッチング周波数を
１０ＫＨｚ以上にあげで静音化を行い、かつ、一充電走
行距離を論じる軽負荷走行において、効率が向上する様
に、車速と負荷に応じてキャリア周波数を低減し、スイ
ッチング損失を減らし、交流機，インバータの損失を低
減することにした。
回路素子として、電気車を駆動可能なＩＧＢＴ，FET等
の高速スイッチング素子を用い、スイッチング周波数を
１０ＫＨｚ以上にあげで静音化を行い、かつ、一充電走
行距離を論じる軽負荷走行において、効率が向上する様
に、車速と負荷に応じてキャリア周波数を低減し、スイ
ッチング損失を減らし、交流機，インバータの損失を低
減することにした。
【００１０】前記キャリア周波数可変手段として、電圧
応動形三角波発振器を用い、その入力条件判定回路とし
てマイクロコンピュータを用いることにした。
応動形三角波発振器を用い、その入力条件判定回路とし
てマイクロコンピュータを用いることにした。
【００１１】
【作用】キャリア周波数可変手段は、ＰＷＭインバータ
のスイッチング周波数を変化することにより、ＩＧＢＴ
等のスイッチング損失を低減し、効率を向上する働きを
する。又、負荷条件，車速判定手段により、軽負荷時に
は高効率で運転し、スイッチング周波数が可ちょう周波
数以内となり音は聞えるものの電流も小さくなることよ
り、騒音の増加を招かず、一方高負荷時には、スイッチ
ング周波数は１０ＫＨｚ以上となり、電流波形は２０Ｋ
Ｈｚとなり静音化できる働きがある。
のスイッチング周波数を変化することにより、ＩＧＢＴ
等のスイッチング損失を低減し、効率を向上する働きを
する。又、負荷条件，車速判定手段により、軽負荷時に
は高効率で運転し、スイッチング周波数が可ちょう周波
数以内となり音は聞えるものの電流も小さくなることよ
り、騒音の増加を招かず、一方高負荷時には、スイッチ
ング周波数は１０ＫＨｚ以上となり、電流波形は２０Ｋ
Ｈｚとなり静音化できる働きがある。
【００１２】代案として、キャリア周波数を可変にする
手段を、三角波と正弦波の比較でなく、マイコンで直接
不等ピッチでＰＷＭを作っても同様な働きがある。
手段を、三角波と正弦波の比較でなく、マイコンで直接
不等ピッチでＰＷＭを作っても同様な働きがある。
【００１３】
【実施例】図１は本発明の実施例を示す図である。
【００１４】まず、主回路の構成は、主バッテリー１８
より入力フィルター１９を通し、インバータ１２により
電圧形ＰＷＭ制御を行い、誘導電動機１５を回すように
なっている。誘導電動機１５はギア７を通して走行負荷
８を駆動する。通常タイヤにより路面を走行する。
より入力フィルター１９を通し、インバータ１２により
電圧形ＰＷＭ制御を行い、誘導電動機１５を回すように
なっている。誘導電動機１５はギア７を通して走行負荷
８を駆動する。通常タイヤにより路面を走行する。
【００１５】つぎに、制御回路について、マイコン１内
で、アクセル，ブレーキ，モータ回転数Ｎにより速度指
令を演算し、さらにベクトル演算し、三相の電流指令ｉ
u＊,ｉv＊，ｉw＊を出力する。これに応じた電流を流す
ため、モータの実電流との偏差によりＡＣＲ４，５，６
を通し、正弦波電圧指令ｖu＊，ｖv＊，ｖw＊ が出され
る。
で、アクセル，ブレーキ，モータ回転数Ｎにより速度指
令を演算し、さらにベクトル演算し、三相の電流指令ｉ
u＊,ｉv＊，ｉw＊を出力する。これに応じた電流を流す
ため、モータの実電流との偏差によりＡＣＲ４，５，６
を通し、正弦波電圧指令ｖu＊，ｖv＊，ｖw＊ が出され
る。
【００１６】電圧形ＰＷＭインバータでは、電圧をチョ
ッピングし、平均的な実効電圧が正弦波と同じになる様
に印加するが、この時のチョッピングは、三角波発振器
であるＯＳＣの出力と正弦波電圧であるｖu＊，ｖv＊，
ｖw＊ と比較することによりＰＷＭ９，１０，１１より
信号が作られ、ゲートドライバー２０を通して、IGBTを
オン，オフしている。
ッピングし、平均的な実効電圧が正弦波と同じになる様
に印加するが、この時のチョッピングは、三角波発振器
であるＯＳＣの出力と正弦波電圧であるｖu＊，ｖv＊，
ｖw＊ と比較することによりＰＷＭ９，１０，１１より
信号が作られ、ゲートドライバー２０を通して、IGBTを
オン，オフしている。
【００１７】この時、チョッピング周波数は、キャリア
周波数と呼ばれ、基本周波数の１サイクル波形の中に２
０回以上刻みが入る様に通常行っている。このキャリア
周波数は、音に対しては１０ＫＨｚ〜２０ＫＨｚが静か
となるが、効率面でマイナス要因となる。今回負荷条
件，回転数条件により、ＯＳＣ３の周期を最適に選ぶロ
ジック回路２を設けた。
周波数と呼ばれ、基本周波数の１サイクル波形の中に２
０回以上刻みが入る様に通常行っている。このキャリア
周波数は、音に対しては１０ＫＨｚ〜２０ＫＨｚが静か
となるが、効率面でマイナス要因となる。今回負荷条
件，回転数条件により、ＯＳＣ３の周期を最適に選ぶロ
ジック回路２を設けた。
【００１８】図２は、電気自動車の負荷点を示す図であ
る。
る。
【００１９】加速時、車速ｖ1 では、最大トルクＴ3 を
通り、最高速時は車速ｖ2 ，トルクはＴ2 の点で運転さ
れる。又、軽負荷の平地走行時では、ｖ1，Ｔ1で運転さ
れる。
通り、最高速時は車速ｖ2 ，トルクはＴ2 の点で運転さ
れる。又、軽負荷の平地走行時では、ｖ1，Ｔ1で運転さ
れる。
【００２０】図１中のロジック回路２は、このような負
荷点の違いを、モータ電流Ｉとモータ回転数Ｎにより判
別し、図３に示すようにＯＳＣの周期を変化させ効率，
騒音の両面より最適な運転を行う様にしている。
荷点の違いを、モータ電流Ｉとモータ回転数Ｎにより判
別し、図３に示すようにＯＳＣの周期を変化させ効率，
騒音の両面より最適な運転を行う様にしている。
【００２１】図３で、トルク，回転数で（Ｔ1ｖ1）の点
と（Ｔ2，ｖ2）の点を比較すると、正弦波電圧信号ｖu
は高速ほど周波数は高くなる。一方、キャリア周波数Ｏ
ＳＣ出力についてみれば、リップル電流を小さくしベク
トル制御可能な範囲に波形を正弦波に近くする条件で
は、（Ｔ1ｖ1）の方が、ＯＳＣ周波数を低くでき、図５
に示す様にスイッチング損を小さくでき、効率を向上で
きる効果がある。
と（Ｔ2，ｖ2）の点を比較すると、正弦波電圧信号ｖu
は高速ほど周波数は高くなる。一方、キャリア周波数Ｏ
ＳＣ出力についてみれば、リップル電流を小さくしベク
トル制御可能な範囲に波形を正弦波に近くする条件で
は、（Ｔ1ｖ1）の方が、ＯＳＣ周波数を低くでき、図５
に示す様にスイッチング損を小さくでき、効率を向上で
きる効果がある。
【００２２】又図３で（Ｔ1ｖ1）の点と（Ｔ3，ｖ1）の
点を比較すると、図４で示す様に騒音からみて、他運転
域と同程度とするために（Ｔ3，ｖ1）の負荷点では、キ
ャリアを１０ＫＨｚ程度とした。
点を比較すると、図４で示す様に騒音からみて、他運転
域と同程度とするために（Ｔ3，ｖ1）の負荷点では、キ
ャリアを１０ＫＨｚ程度とした。
【００２３】図６は、図１中のベクトル制御を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【００２４】アクセル開度，ブレーキストロークに対し
て、加速度指令２１，減速度指令２２でそれぞれ、加速
度指令，減速度指令が出され、次に、速度指令が演算さ
れる。速度指令とモータ回転数Ｎとの偏差により速度制
御演算を行い、トルク指令τ＊を算出する。また弱め励
磁演算部２５では、モータ速度により、磁束の大きさを
制御するため、磁束指令φ＊を演算する。この磁束指令
φ＊に基づき励磁電流指令ＩM を計算するが、誘導モー
タの回路時定数を考慮して、励磁電流演算部２７で１次
遅れ演算を行い、励磁電流指令ＩM を算出している。誘
導モータのトルクτは、励磁電流とそれに直交するトル
ク電流を乗じた値に比例するので、トルク電流演算部２
６においてトルク電流指令Ｉt は、トルク指令τを励磁
電流指令ＩM で除算することにより得られる。直交する
トルク電流指令Ｉt と励磁電流ＩM とのベクトル和が１
次電流指令となるので、Ｉ1＊ は電流指令演算部２８，
トルク角指令ψ＊は、トルク角演算部２９により各々演
算される。
て、加速度指令２１，減速度指令２２でそれぞれ、加速
度指令，減速度指令が出され、次に、速度指令が演算さ
れる。速度指令とモータ回転数Ｎとの偏差により速度制
御演算を行い、トルク指令τ＊を算出する。また弱め励
磁演算部２５では、モータ速度により、磁束の大きさを
制御するため、磁束指令φ＊を演算する。この磁束指令
φ＊に基づき励磁電流指令ＩM を計算するが、誘導モー
タの回路時定数を考慮して、励磁電流演算部２７で１次
遅れ演算を行い、励磁電流指令ＩM を算出している。誘
導モータのトルクτは、励磁電流とそれに直交するトル
ク電流を乗じた値に比例するので、トルク電流演算部２
６においてトルク電流指令Ｉt は、トルク指令τを励磁
電流指令ＩM で除算することにより得られる。直交する
トルク電流指令Ｉt と励磁電流ＩM とのベクトル和が１
次電流指令となるので、Ｉ1＊ は電流指令演算部２８，
トルク角指令ψ＊は、トルク角演算部２９により各々演
算される。
【００２５】またすべり速度演算部３１では、誘導モー
タのすべり速度指令ωs を、トルク指令τ＊と磁束指令
φ＊から演算している。すべり速度指令ωs′ はトルク
指令τ＊に比例と、磁束指令φ＊の２乗に反比例するの
で、すべり速度指令演算部３１内では、この演算を行っ
ている。励磁電流の回転速度指令ω1＊ は、モータ速度
ωに、すべり速度ωs′ を加算したものであり、積分器
３２において、回転速度を積分することにより、励磁電
流指令ＩM の位相、つまり、励磁電流位相指令θ0 を得
ている。この結果、ψ＊＋θ0 により位相指令θ＊を得
ている。以上の方法により得られた電流指令Ｉ1＊ と位
相指令θ＊が静止座標系よりみたときの１次電流指令ベ
クトルである。これらを１２０°ずつずれた３相電流指
令ｉu＊,ｉv＊，ｉw＊に変換するのが、３相変換回路３
０である。
タのすべり速度指令ωs を、トルク指令τ＊と磁束指令
φ＊から演算している。すべり速度指令ωs′ はトルク
指令τ＊に比例と、磁束指令φ＊の２乗に反比例するの
で、すべり速度指令演算部３１内では、この演算を行っ
ている。励磁電流の回転速度指令ω1＊ は、モータ速度
ωに、すべり速度ωs′ を加算したものであり、積分器
３２において、回転速度を積分することにより、励磁電
流指令ＩM の位相、つまり、励磁電流位相指令θ0 を得
ている。この結果、ψ＊＋θ0 により位相指令θ＊を得
ている。以上の方法により得られた電流指令Ｉ1＊ と位
相指令θ＊が静止座標系よりみたときの１次電流指令ベ
クトルである。これらを１２０°ずつずれた３相電流指
令ｉu＊,ｉv＊，ｉw＊に変換するのが、３相変換回路３
０である。
【００２６】
【発明の効果】本発明の効果は、電気車特有の加速時の
騒音をへらしつつ、一充電走行時の軽負荷効率を向上で
きることである。
騒音をへらしつつ、一充電走行時の軽負荷効率を向上で
きることである。
【図１】本発明の実施例を示す図である。
【図２】電気自動車の負荷点を示す図である。
【図３】ＯＳＣの周期を変化させ効率，騒音の両面より
最適な運転状態を示す図である。
最適な運転状態を示す図である。
【図４】騒音からみて、他運転域と同程度とするために
（Ｔ3，ｖ1）の負荷点では、キャリアを１０ＫＨｚ程度
としたことを示す図である。
（Ｔ3，ｖ1）の負荷点では、キャリアを１０ＫＨｚ程度
としたことを示す図である。
【図５】スイッチング損を小さくしたことを示す図であ
る。
る。
【図６】図１のベクトル制御を示すブロック図である。
１…マイクロコンピュータ、２…ロジック回路、３…可
変三角波発振器、１２…インバータ主回路、１５…交流
機、１６…回転センサ（エンコーダ）。
変三角波発振器、１２…インバータ主回路、１５…交流
機、１６…回転センサ（エンコーダ）。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 正木 良三 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社日 立製作所日立研究所内 (72)発明者 井堀 敏 千葉県習志野市東習志野７丁目１番地１号 株式会社日立製作所習志野工場内
Claims (4)
- 【請求項１】電気車用電圧形ＰＷＭインバータにおい
て、アクセル開度に応じて交流機の速度又はトルク指令
を演算する第１の回路を有し、前記第１の回路の出力に
応じて、前記電動機の速度又はトルクを制御する第２の
回路を有し、第２の回路の正弦波出力と三角波発生回路
の出力を比較するコンパレータを有し、前記コンパレー
タの出力により駆動されるインバータ主回路を有し、前
記三角波発生回路のキャリア周波数を、車速又は交流機
の回転数と負荷条件により変化させることを特徴とする
インバータ制御装置。 - 【請求項２】請求項１において、負荷条件の検出方法と
して、モータ電流値を用いたことを特徴とするインバー
タ制御装置。 - 【請求項３】請求項１において、高速又は高負荷になる
に従って前記三角波発生回路のキャリア周波数を上げる
ことを特徴とするインバータ制御装置。 - 【請求項４】請求項１において、前記三角波発生回路の
キャリア周波数に最小値，最大値を設け、さらに負荷，
車速に応じて変化することを特徴とするインバータ制御
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4001319A JPH05184182A (ja) | 1992-01-08 | 1992-01-08 | インバータ制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4001319A JPH05184182A (ja) | 1992-01-08 | 1992-01-08 | インバータ制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05184182A true JPH05184182A (ja) | 1993-07-23 |
Family
ID=11498174
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4001319A Pending JPH05184182A (ja) | 1992-01-08 | 1992-01-08 | インバータ制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05184182A (ja) |
Cited By (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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-
1992
- 1992-01-08 JP JP4001319A patent/JPH05184182A/ja active Pending
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