JPH07296524A - デイジタルデータ再生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】本発明は多値信号を再生するデイジタルデータ
再生装置において、低エラーレートの２値情報を得る。 【構成】波形等化器を介して入力された多値信号に基づ
いて元の再生符号を最尤復号手段によつて推定する。続
いてこの再生符号に基づいて多値信号から失われている
直流成分を生成して補正する。これにより帰還される直
流成分中に含まれる誤りを一段と少なくすることができ
る。この結果、比較手段から得られる２値情報に生じる
判定誤りを一段と低減することができる

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【目次】以下の順序で本発明を説明する。 産業上の利用分野 従来の技術（図８） 発明が解決しようとする課題（図９〜図１３） 課題を解決するための手段（図１及び図７） 作用 実施例（図１〜図７） （１）第１の実施例（図１〜図６） （１−１）全体構成（図１） （１−２）量子化帰還等化器の構成（図２〜図５） （１−２−１）全体構成（図２及び図３） （１−２−２）エンベロープ抽出回路の構成（図４及び
図５） （１−３）再生動作（図６） （２）第２の実施例（図７） （２−１）量子化等化器の構成及び動作（図７） （３）他の実施例 発明の効果

【０００２】

【産業上の利用分野】本発明はデイジタルデータ再生装
置に関し、例えば再生信号波形が３値波形となるパーシ
ヤルレスポンス符号を復号するものに適用して好適なも
のである。

【０００３】

【従来の技術】従来、ヘリカルスキヤン方式のデイジタ
ルビデオテープレコーダ（以下デイジタルＶＴＲとい
う）やデイジタルオーデイオテープレコーダ（以下ＤＡ
Ｔという）の記録符号には、図８に示すように再生信号
のアイパターンが２値波形となる記録符号が採用されて
いる。

【０００４】ところがスクランブルドＮＲＺ（ｎｏｎ
ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ ｚｅｒｏ）符号に代表されるこの
種の記録符号は信号対雑音比（ＳＮ比）に優れる一方、
低域遮断の影響を強く受け易い特徴がある。そこでデイ
ジタルＶＴＲでは再生側に量子化帰還等化器を設け、再
生信号の低域遮断を補償するようになされている。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】ところで昨今、低域成
分が少なく、高密度記録に適するパーシヤルレスポンス
符号をデイジタルＶＴＲの記録符号として採用すること
が検討されている。このパーシヤルレスポンス符号は図
９に示すようにアイパターンが３値となる記録符号であ
り、この種の符号としてはインタリーブドＮＲＺＩ符号
が知られている。一般にこの種の符号を再生するデイジ
タルＶＴＲでは再生側に量子化帰還等化器を設ける例は
ないが、符号誤りの発生を一段と低減させる上では再生
信号を量子化帰還等化器を通せば符号誤りの一層の低減
が考えられる。

【０００６】まずアイパターンが２値の再生信号を再生
するデイジタルＶＴＲにおいて現在用いられている量子
化帰還等化器をそのまま適用することを考える。図１０
にこの量子化帰還等化器１を示す。量子化帰還等化器１
は磁気ヘツドを介して再生された再生ＲＦ信号Ｓ１に不
足する低域成分Ｓ２を加算回路２において補償し、補償
された３値信号Ｓ３を出力端から出力する。このとき低
域成分は現時点までに受信されたパルス系列に基づいて
発生されているものとする。

【０００７】この低域成分Ｓ２は次のように生成され
る。まず比較器３に３値信号Ｓ３を入力し、信号レベル
が「Ｈ」レベル（以下＋１レベルという）であるか、中
間レベル（以下０レベルという）であるか、又は「Ｌ」
レベル（以下−１レベルという）であるかを検出する。
比較器３は検出結果に基づいて検出出力Ｓ４Ａ〜Ｓ４Ｃ
を出力し、この３つの検出出力Ｓ４Ａ〜Ｓ４Ｃによつて
スイツチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３のいずれか１つをオン
状態に制御する。

【０００８】これら３つのスイツチＳＷ１〜ＳＷ３の入
力端子にはそれぞれ各符号値（「＋１」、「０」、「−
１」）に対応する一定電圧が基準電圧源より与えられて
いる。このためこれら３つの電圧のうち１つがスイツチ
ＳＷ１〜ＳＷ３から帰還信号電圧Ｓ５としてローパスフ
イルタ４に与えられる。この帰還信号電圧Ｓ５をローパ
スフイルタ４を通したものが低域成分Ｓ２である。

【０００９】ところが再生ＲＦ信号Ｓ１の信号レベルは
トラツクリニアリテイ誤差等によつて変動し易い。これ
に対してローパスフイルタ４に与えられる帰還信号電圧
Ｓ５の信号レベルは常に一定である。従つて再生ＲＦ信
号Ｓ１の減衰量が大きい場合には帰還量が過大になる。
そこで帰還信号電圧Ｓ５の信号レベルを固定とする場合
には自動利得制御回路（以下ＡＧＣ（ａｕｔｏ ｇａｉ
ｎ ｃｏｎｔｒｏｌ）回路という）を併用することによ
り直流成分の帰還量が過剰にならないように調整する必
要がある。

【００１０】この量子化帰還等化器にＡＧＣ回路を用い
た回路例を図１０との対応部分に同一符号を付して示す
図１１に示す。この量子化帰還等化器５はＡＧＣ回路６
によつて再生ＲＦ信号Ｓ１の信号レベルを増幅又は減衰
することにより再生ＲＦ信号Ｓ１に対する帰還信号電圧
Ｓ５の比率を一定に制御している。

【００１１】ところでこの際、ＡＧＣ回路６によつて再
生ＲＦ信号Ｓ１の信号レベルを適切に調整するには再生
ＲＦ信号Ｓ１の信号レベルを適切に検出しておく必要が
ある。このためには積分等化した再生ＲＦ信号Ｓ１のエ
ンベロープ波形を求め、これに応じて再生ＲＦ信号Ｓ１
の振幅を調整する必要が生じる。このようなエンベロー
プ検出回路として、従来図１２（Ａ）に示すものがあ
る。

【００１２】この回路によつて２値波形のエンベロープ
波形が求まる様子を図１２（Ｂ）〜図１２（Ｅ）に示
す。まず初段のアナログデイジタル変換回路１１によつ
て再生ＲＦ信号Ｓ１Ａをサンプリングし、ＡＤ変換出力
Ｓ１Ｂを整流回路１２に出力する。続いてＡＤ変換出力
Ｓ１Ｂを振幅値の中心レベルを基準に折り返すことによ
り整流し、整流結果を整流出力Ｓ１Ｃとしてローパスフ
イルタ１３に与える。ローパスフイルタ１３を通過させ
ることにより高周波成分を除去した信号がエンベロープ
出力Ｓ１Ｄである。

【００１３】ところがこの回路に３値波形の再生ＲＦ信
号Ｓ１Ａを入力し、２値波形の場合と同様にエンベロー
プ波形を求めると、図１３に示すように、エンベロープ
出力Ｓ１Ｄの出力波形が実際のエンベロープ波形に比し
て小さくなる問題があつた。またエンベロープ出力Ｓ１
Ｄにうねりが残留するおそれもあつた。

【００１４】これは整流回路１２でＡＤ変換出力出力Ｓ
１Ｂを整流する際に、振幅のほぼ中心レベルに当たる０
レベルの信号成分が低レベルの信号成分として残留する
ためである。すなわち０レベルの信号成分だけその積分
値が小さくなるのである。また積分値が小さくなること
によりエンベロープ出力Ｓ１Ｄにうねりの影響を受け易
くなる。従つて３値波形の再生信号を量子化帰還等化器
５に入力する場合には、図１２（Ａ）及び図１３（Ａ）
に示す回路を用いて得られたエンベロープ出力をそのま
まＡＧＣ回路や比較回路の基準電圧として使用するには
適さない。

【００１５】また一般に記録密度を上げるに伴つて再生
信号のＳＮ比は低下する傾向にある。このようにＳＮ比
の小さい再生信号を量子化帰還等化器に入力すると、比
較回路の出力に誤りが多発し、誤りを多く含む信号の低
周波成分が比較回路の入力側に帰還されることになる。
このように誤りを含んだ低周波成分が比較回路に帰還さ
れるとますます比較結果に誤りが生じることになる。

【００１６】本発明は以上の点を考慮してなされたもの
で、多値信号に対する判定誤りを従来に比して少なくす
ることができるデイジタルデータ再生装置を提案しよう
とするものである。

【００１７】

【課題を解決するための手段】かかる課題を解決するた
め本発明においては、記録媒体から再生された多値信号
を波形等化して出力する波形等化手段（２４）と、波形
等化手段（２４）から波形等化された多値信号（Ｓ１
１）を入力し、当該多値信号（Ｓ１１）を基に元の再生
符号を推定する最尤復号手段（４６Ａ）と、再生符号及
び波形等化された多値信号（Ｓ１１）を入力し、当該波
形等化された多値信号（Ｓ１１）に失われている直流成
分（Ｓ２１）を生成する直流再生手段（３１）、（３
３）、（３４）、（３５）と、波形等化された多値信号
（Ｓ１１）に直流成分（Ｓ２１）を加算し、当該多値信
号（Ｓ１１）の低域遮断特性を補正する加算手段（３
２）と、加算手段（３２）によつて低域遮断特性が補正
された多値信号（Ｓ１４）を入力し、当該多値信号（Ｓ
１４）から２値情報（Ｓ１５）を求める比較手段（４
７）とを設けるようにする。

【００１８】また本発明においては、記録媒体から再生
された多値信号を波形等化して出力する波形等化手段
（２４）と、波形等化された多値信号（Ｓ１１）からエ
ンベロープ波形（Ｓ１７）を抽出するエンベロープ抽出
回路（３１）と、エンベロープ波形（Ｓ１７）を基に各
時点において波形等化された多値信号（Ｓ１１）がとり
得る複数の帰還信号電圧を生成する帰還信号生成回路
（３３）、（３４）と、複数の帰還信号電圧のうち選択
された帰還信号電圧（Ｓ２０）を出力する選択回路（３
４）と、選択回路（３４）から入力された帰還信号電圧
（Ｓ２０）から直流成分を生成するローパスフイルタ
（３５）と、波形等化された多値信号（Ｓ１１）に直流
成分（Ｓ２１）を加算し、当該多値信号（Ｓ１１）の低
域遮断特性を補正する加算手段（３２）と、加算手段
（３２）によつて低域遮断特性が補正された多値信号
（Ｓ１４）を入力し、当該多値信号（Ｓ１４）から２値
情報（Ｓ１５）を求める比較手段（２８）とを設けるよ
うにする。

【００１９】

【作用】波形等化手段（２４）を介して入力された多値
信号を基に元の再生符号を最尤復号手段（４６Ａ）によ
つて推定して求め、この再生符号に基づいて多値信号か
ら失われている直流成分（Ｓ２１）を生成して補正す
る。このとき再生符号を最尤復号手段（４６Ａ）を用い
て得ることにより帰還される直流成分中に含まれる誤り
を少なくすることができる。これにより従来に比して一
段とエラーレートの低い２値情報を得ることができる。

【００２０】また帰還される直流成分（Ｓ２１）を多値
信号のエンベロープ波形（Ｓ１７）を基にして生成する
ようにしたことにより帰還量が過大となるおそれを有効
に低減することができる。さらにこのとき直流成分（Ｓ
２１）を生成するローパスフイルタ（３５）の通過特性
をロータリトランスの低域遮断特性の逆特性に設定した
ことにより低減遮断特性を有効に低減させることができ
る。

【００２１】また低域遮断特性を補正した多値信号（Ｓ
１４）から２値情報（Ｓ１５）を求める比較手段（２
８）、（４７）を最尤復号方式とすることによりさらに
一段と識別精度を向上させることができる。またエンベ
ロープ波形を抽出する際、多値信号（Ｓ１１）を整流し
た整流出力（Ｓ２１Ａ）とこの整流出力（Ｓ２１Ａ）に
含まれる直流成分（Ｓ２２）を比較して整流出力（Ｓ２
１Ａ）の非零信号部分と零信号部分とを判別し、零信号
部分では整流出力（Ｓ２１Ａ）に代えて前値ホールドさ
れている非零信号部分の電圧レベルを出力することによ
り多値信号（Ｓ１１）における真のエンベロープ波形
（Ｓ１７）を得ることができる。これにより適正な大き
さの直流成分（Ｓ２１）を帰還することができる。

【００２２】

【実施例】以下図面について、本発明の一実施例を詳述
する。

【００２３】（１）第１の実施例 （１−１）全体構成 図１において２０は全体としてデイジタルＶＴＲやＤＡ
Ｔの再生系を示している。この再生系２０は磁気テープ
２１から再生された再生信号を３値のアイパターンを有
する信号に等化した後、信号処理するものである。この
実施例ではパーシヤルレスポンス（１，１）（以下ＰＲ
（１，１）という）方式の符号に等化する。

【００２４】まず再生系２０は磁気テープ２１からヘツ
ド系２２を介して再生された再生信号をヘツドアンプ２
３によつて増幅し、これをイコライザ２４に与えて波形
等化する。ここでヘツド系２１は磁気ヘツド２１Ａと回
転トランス２１Ｂによつて形成されている。

【００２５】イコライザ２４によつて３値波形に等化さ
れた再生ＲＦ信号Ｓ１１はアナログデイジタル変換回路
２５（以下Ａ／Ｄ変換回路２５という）に与えられ、３
値のＡＤ変換出力Ｓ１２に変換される。このときＡ／Ｄ
変換回路２５はＰＬＬ（ｐｈａｓｅ ｌｏｃｋｅｄ ｌ
ｏｏｐ）回路２６によつて再生されたクロツクパルスＳ
１３に基づいて動作される。

【００２６】量子化帰還等化器２７はＡ／Ｄ変換回路２
５からＡＤ変換出力Ｓ１２を入力し、ロータリトランス
２２Ｂによつて劣化した低域遮断特性を補正する。この
補正により適切な信号レベルに調整された３値波形の低
域補償再生信号Ｓ１４が比較回路２８へ出力される。

【００２７】比較回路２８は低域補償再生信号Ｓ１４を
所定のしきい値と比較し、２値データＳ１５に復号す
る。この後、再生系２０は復調器２９によつて２値デー
タＳ１５の誤りを訂正し、訂正された再生データＳ１６
を後段のデイジタル信号処理回路３０において信号処理
するようになされている。

【００２８】（１−２）量子化帰還等化器の構成 （１−２−１）全体構成 続いて量子化帰還等化器２７の内部構造を図２に示す。
この量子化帰還等化器２７は３値の再生波形からエンベ
ロープ情報を正確に抽出できるエンベロープ抽出回路３
１を内蔵することを特徴としている。すなわち量子化帰
還等化器２７はこのエンベロープ抽出回路３１の抽出結
果に基づいてＡＤ変換出力Ｓ１２に帰還される３値電圧
の信号レベルを調整することによりＡＤ変換出力Ｓ１２
に対する３値電圧の比率を一定に制御している。これに
より再生デイジタル信号Ｓ１２の振幅が減衰した場合に
も低域成分の帰還量は適量に制御され、比較回路２８に
おける識別力を向上できるようになされている。

【００２９】まず量子化帰還等化器２７の全体構成を説
明する。量子化帰還等化器２７は入力された３値波形の
ＡＤ変換出力Ｓ１２（図３（Ａ））を加算回路３２及び
エンベロープ抽出回路３１にそれぞれ供給する。エンベ
ロープ抽出回路３１はＡＤ変換出力Ｓ１２からエンベロ
ープを抽出してこれをエンベロープ出力Ｓ１７としてロ
ーパスフイルタ３３に出力する。ローパスフイルタ３３
はエンベロープ出力Ｓ１７を滑らかな波形のエンベロー
プ信号Ｓ１８（図３（Ｂ））に変換し、このエンベロー
プ信号Ｓ１８を帰還電圧発生回路３４に与える。

【００３０】帰還電圧発生回路３４はエンベロープ信号
Ｓ１８をそのまま＋１レベルとして用いると共に、この
極性を反転した極性反転信号Ｓ１９を−１レベルとして
用い、さらに接地電位を０レベルとして用いている。こ
れによりデイジタル信号Ｓ１２の振幅変動に応じて増減
する３値電圧（＋１レベル、０レベル、−１レベル）を
発生している。デイジタル帰還電圧発生回路３４はこの
３値電圧（＋１レベル、０レベル、−１レベル）のいづ
れか１つをスイツチＳＷ１〜ＳＷ３によつて選択し、帰
還信号電圧Ｓ２０としてローパスフイルタ３５に出力す
る。

【００３１】ローパスフイルタ３５は帰還信号電圧Ｓ２
０を積分することにより再生された低周波成分を低域成
分Ｓ２１として加算回路３２に与えるようになされてい
る。ところでローパスフイルタ３５の信号通過特性は、
この実施例の場合、ロータリトランスの低域遮断特性に
対して逆特性に設定されている。このためロータリトラ
ンスの低域遮断特性に対して逆特性の信号がＡＤ変換出
力Ｓ１２に帰還されることになる。この結果、加算回路
３１の出力端からはＡＤ変換出力Ｓ１２のサグを補償し
た低域補償再生信号Ｓ１４が得られる。

【００３２】因に低域補償再生信号Ｓ１４は量子化帰還
等化器２７から後段の比較回路２８に出力される一方、
量子化帰還等化器２７の内部に設けられている比較回路
３６に与えられる。比較回路３６は低域補償再生信号Ｓ
１４と２つのしきい値とを比較することにより低域補償
再生信号Ｓ１４が３値レベル（＋１レベル、０レベル−
１レベル）のいずれであるか検出し、検出出力Ｓ２２
Ａ、Ｓ２２Ｂ、Ｓ２２Ｃに基づいてスイツチＳＷ１〜Ｓ
Ｗ３の１つをオン状態に閉じるようになされている。

【００３３】（１−２−２）エンベロープ抽出回路の構
成 この実施例に用いられるエンベロープ抽出回路３１は図
４に示すように構成されており、出力端からは再生ＲＦ
信号Ｓ１１のエンベロープ波形に対して忠実なエンベロ
ープ出力Ｓ１７を得ることができる。以下、これを図５
を用いて説明する。因にこの実施例の場合、再生ＲＦ信
号Ｓ１１の振幅は、図５に示すように、正常再生時には
±１〔Ｖ〕であるが、一時的に±０．５〔Ｖ〕まで減衰
する期間があるものとする。

【００３４】まずエンベロープ抽出回路３１はＡ／Ｄ変
換回路２５から入力されたＡＤ変換出力Ｓ１２（図５
（Ｃ））を整流回路３７によつて整流し、０〔Ｖ〕を基
準に折り返した整流信号Ｓ２１Ａ（図５（Ｄ））を得
る。この整流信号Ｓ２１の振幅はＡＤ変換出力Ｓ１２の
振幅に対応している。従つて正常再生時における振幅は
１〔Ｖ〕又は０〔Ｖ〕でり、また減衰時における振幅は
０．５〔Ｖ〕である。ここから先の処理がエンベロープ
抽出回路３１に特有の処理になる。

【００３５】すなわちエンベロープ抽出回路３１は、ロ
ーパスフイルタ３８を通つた整流信号Ｓ２１Ａの低周波
成分Ｓ２２をそのままエンベロープ出力として出力する
のではなく、再生ＲＦ信号Ｓ１１の０レベル区間の間、
整流信号Ｓ２１の前値ホールド値をエンベロープ出力Ｓ
１７として出力するのである。このとき各期間において
ホールドされる電圧は±１レベル区間の最大振幅そのも
のであり、この最大振幅を繋げた出力こそ整流信号Ｓ２
１のエンベロープ波形そのものである。

【００３６】このように再生ＲＦ信号Ｓ１１の０レベル
区間を検出することが重要な処理となる。このためエン
ベロープ抽出回路３１は、係数乗算器３９によつて増減
された平滑出力Ｓ２２（図５（Ｅ））をしきい値とし、
比較器４０においてこのしきい値と整流信号Ｓ２１Ａと
を比較する。この比較によつて０レベル区間を検出でき
るは次の理由による。

【００３７】再生ＲＦ信号Ｓ１１が正常に再生されてい
る期間における整流信号Ｓ２１Ａの振幅は１〔Ｖ〕又は
０〔Ｖ〕であり、ローパスフイルタ３８から出力される
平滑出力Ｓ２２の出力直流成分はおおよそ０．５〔Ｖ〕
となる。一方、再生異常等によつて再生ＲＦ信号Ｓ１１
の振幅が±０．５〔Ｖ〕に減衰した期間における整流信
号Ｓ２１Ａの振幅は０．５〔Ｖ〕又は０〔Ｖ〕であり、
ローパスフイルタ３８から出力される平滑出力Ｓ２２の
出力直流成分はおおよそ０．２５〔Ｖ〕となる。

【００３８】このように平滑出力Ｓ２２はエンベロープ
出力とするには電圧が低すぎが、再生ＲＦ信号Ｓ１１の
振幅変動に追従している。このように平滑出力Ｓ２２は
振幅変動の情報を保存している。従つてこの実施例では
比較器４０のしきい値として用いる。ところでこの平滑
出力Ｓ２２は係数乗算器３９によつて所定倍（ｋ倍）さ
れてから比較器４０に与えられる。

【００３９】例えばＤＡＴの場合、係数ｋは１．６７に
設定される。これは次の理由によつて設定された値であ
る。ＤＡＴでは記録再生時のブロツク符号として８−１
０変換を用いるので、再生ＲＦ信号Ｓ１１をＰＲ（１，
１）で等価した場合、±１と０との出現割合は約０．
６：１となる。従つてＤＡＴの再生ＲＦ信号Ｓ１１を整
流回路３７及びローパスフイルタ３８を通した後におけ
る出力直流電圧は厳密には０．３になる。比較回路４０
のしきい値は０．５が望ましいので、この場合には係数
ｋの値を１．６７に設定すれば良い。

【００４０】因に係数ｋの値は採用するブロツク符号の
変換コードに応じて適した値があるのはいうまでもな
い。また係数ｋの値はさほど高い精度が要求されるもの
ではなく、ＤＡＴの場合には係数ｋの値を１．５として
も十分実用的である。また再生ＲＦ信号のＳＮ比が高い
場合には係数ｋは１．０であつてもかまわない。

【００４１】比較器４０はこのように設定されたしきい
値（平滑出力Ｓ２２×係数倍ｋ）と整流信号Ｓ２１Ａと
を比較し、整流信号Ｓ２１Ａがしきい値よりも大きい区
間で論理「Ｈ」に立ち上がる比較出力Ｓ２３（図５
（Ｆ））を出力する。すなわち比較出力Ｓ２３のうち論
理「Ｌ」の区間は再生ＲＦ信号Ｓ１１の信号レベルが０
レベルのときに対応する。

【００４２】ラツチ回路４１はこの比較出力Ｓ２３をラ
ツチイネーブル信号として用いる。従つてラツチ回路４
１は、ラツチイネーブル信号が「Ｈ」レベル（比較出力
Ｓ２３の論理レベルが「Ｈ」レベル）のとき整流信号Ｓ
２１Ａの「Ｈ」レベルの振幅をラツチし、ラツチイネー
ブル信号が「Ｌ」レベル（比較出力Ｓ２３の論理レベル
が論理「Ｌ」レベル）のとき前値レベルをホールドす
る。これにより再生ＲＦ信号Ｓ１１の０レベル区間をマ
スクしたエンベロープ出力Ｓ１７（図５（Ｇ））が得ら
れる。

【００４３】このエンベロープ出力Ｓ１７をエンベロー
プ抽出回路３１の後段に設けられたローパスフイルタ３
３を通過させることにより再生ＲＦ信号Ｓ１１のうち０
レベル区間を除いた正味のエンベロープ出力Ｓ１８（図
５（Ｈ））を得ることができるようになされえいる。

【００４４】（１−３）再生動作 以上の構成において、デイジタルＶＴＲやＤＡＴに用い
られる再生系２０の再生動作を説明する。ここでは図６
を用い磁気テープ２１からヘツド系２２を介して再生さ
れる再生ＲＦ信号Ｓ１１に低域遮断がない場合と低域遮
断が含まれる場合とに分けて説明することにする。因に
図６（Ａ）は低域遮断がない理想的な状態での再生ＲＦ
信号Ｓ１１の信号波形であり、図６（Ｂ）は低域遮断に
よる低域成分不足でサグが生じた再生ＲＦ信号Ｓ１１の
信号波形を示す。

【００４５】ヘツド系２２を介して再生された再生ＲＦ
信号Ｓ１１はヘツドアンプ２３、イコライザ２４を順に
介してＡ／Ｄ変換回路２５に入力され、このＡ／Ｄ変換
回路２５において○印で示すタイミングでサンプリング
される。このとき図６（Ｂ）に示すようにサグの生じて
いる再生ＲＦ信号Ｓ１１をＡ／Ｄ変換すると、図６
（Ｃ）に示す再生デイジタル信号Ｓ１２が得られる。因
に図中の点線は比較回路２８における±０．５のしきい
値である。

【００４６】この図からも分かるように、サグによつて
再生ＲＦ信号Ｓ１１の信号レベルが本来の信号レベルか
らずれるに従つて再生デイジタル信号Ｓ１２の信号レベ
ルにずれが生じている。このために本来は−１レベルで
ある再生デイジタル信号Ｓ１２の信号レベルが−０．５
のしきい値を越える部分や本来は０レベルである再生デ
イジタル信号Ｓ１２の信号レベルが＋０．５のしきい値
を越える部分がでてくる。仮にこの再生デイジタル信号
Ｓ１２をそのまま比較器２８に入力して信号レベルを判
定すると、図６（Ｄ）に示す３値信号が得られ、斜線で
示す部分に判定誤りが生じることになる。

【００４７】そこで再生デイジタル信号Ｓ１２を量子化
帰還等化器２７に入力し、低域遮断によるサグを補償す
る。まず量子化帰還等化器２７はサグによつて信号レベ
ルに変動が生じている再生デイジタル信号Ｓ１２をエン
ベロープ抽出回路３１の整流回路３７に入力し、整流信
号Ｓ２１Ａを得る。続いて整流信号Ｓ２１Ａとこれを平
滑した平滑出力Ｓ２２とを比較することにラツチイネー
ブル信号を生成する。

【００４８】そしてこのラツチイネーブル信号を基にし
てラツチ回路４１を制御し、再生デイジタル信号Ｓ２１
のうち０レベルの区間は＋１レベル又は−１レベルの振
幅値を前値ホールドすることにより０レベルを含まない
エンベロープ出力Ｓ１７を得る。このエンベロープ出力
Ｓ１７を基にして帰還電圧発生回路３４は再生デイジタ
ル信号Ｓ１２の振幅と同じ振幅でなる３値の帰還電圧信
号Ｓ２０（図６（Ｇ））を生成する。

【００４９】この帰還電圧信号Ｓ２０はローパスフイル
タ３５を介して低周波成分に変換されるが、ここでロー
パスフイルタ３５の特性はロータリトランスの低域遮断
特性の逆特性に設定されているため、出力端から出力さ
れる低域成分Ｓ２１（図６（Ｇ））は再生ＲＦ信号Ｓ１
１に不足している低域成分と等しい。またこの低域成分
Ｓ２１は再生ＲＦ信号Ｓ１１の振幅変動に応じて増減す
るため補正量は適正である。従つて加算回路３２でこの
低域成分Ｓ２１を再生ＲＦ信号Ｓ１１に加算すると、図
６（Ｅ）に示すように、サグが補償によつて減少した低
域補償信号Ｓ１４が得られる。

【００５０】このようにサグが減少されることにより比
較回路２８における判定も正確になり、図６（Ｆ）に示
すように、正しい信号レベルの復調信号が得られる。比
較回路２８はこの信号を基に２値データＳ１５を得、こ
れを復調器２９に与える。この２値データＳ１５は復調
器２９において１０−８変換や誤り訂正され、次段のデ
ジタル信号処理回路３０において処理されることにな
る。そして最終段のスピーカから楽音が再生される。

【００５１】以上の構成によれば、３値の帰還電圧信号
Ｓ２０をロータリトランスと逆特性のローパスフイルタ
３５に入力し、このローパスフイルタ３５によつて発生
された低域成分Ｓ２１を再生デイジタル信号Ｓ１２（す
なわち再生ＲＦ信号Ｓ１１）に加算するようにしたこと
により、ロータリトランスの低域遮断特性によつて不足
する直流分を補うことができる。これによりパーシヤル
レスポンス符号の再生時における判定誤りを一段と低減
させることができる。

【００５２】また３値の帰還電圧信号Ｓ２０を、再生デ
イジタル信号Ｓ１２（すなわち再生ＲＦ信号Ｓ１１）の
エンベロープ信号Ｓ１８及びその極性反転信号Ｓ１９と
０〔Ｖ〕との３つによつて生成するようにしたことによ
り帰還電圧の大きさを常に適正量に制御することができ
る。これにより振幅変動による影響を低減でき、一段と
符号識別精度を向上させることができる。

【００５３】さらにエンベロープ信号Ｓ１８を生成する
際、再生デイジタル信号Ｓ１２（すなわち再生ＲＦ信号
Ｓ１１）の整流信号Ｓ２１とその平滑出力Ｓ２２との比
較によつて再生ＲＦ信号Ｓ１２（すなわち再生ＲＦ信号
Ｓ１１）の０レベルを判別し、この０レベル部分では±
１レベル部分の出力電圧を前値ホールドすることによつ
てエンベロープ信号Ｓ１８を生成する。これにより０レ
ベル部分の存在によつてエンベロープ波形が実際の信号
波形に比して小さく検出されるおそれやうねり成分が残
留するおそれを有効に除去することができる。この結
果、一段と符号識別精度を向上させることができる。

【００５４】（２）第２の実施例 図１、図２及び図４との対応部分に同一符号を付して示
す図７において、再生系４５は比較回路部分にビタビ復
号回路を用いることを除いて同様の構成を有している。
ここではこの量子化帰還等化器４６及びビタビ復号回路
４７を中心に説明する。

【００５５】（２−１）量子化等化器の構成及び動作 図７に示すように、量子化帰還等化器４６は再生デイジ
タル信号Ｓ１２をビタビ復号回路４６Ａに直接入力し、
このビタビ復号回路４６Ａの復号結果を基に帰還電圧発
生回路３４のスイツチＳＷ１〜ＳＷ３のいずれか１つを
切り換え動作するようになされている。また量子化帰還
等化器４６は遅延回路４６Ｂを介して再生デイジタル信
号Ｓ１２を加算回路３２に与え、加算回路３２において
足し合わされる再生デイジタル信号Ｓ１２と低域成分Ｓ
２１との時間を合わせるようになされている。

【００５６】これはビタビ復号回路４６Ａが一般に数〜
数１０ビツトのシフトレジスタを内蔵するため再生デイ
ジタル信号Ｓ１２を入力してから比較結果が出力側に現
れるのに数〜数１０クロツク分必要となるためである。
このように遅延回路４６Ｂによつて再生デイジタル信号
Ｓ１２と低域成分Ｓ２１との時間差を吸収できることに
より帰還動作を正しく動作させることができる。

【００５７】またエンベロープ抽出回路３１及びローパ
スフイルタ３２を介して抽出されたエンベロープ信号Ｓ
１８を基に生成された３値の信号レベルをビタビ復号回
路４６Ａの復調結果に基づいて選択することにより、通
常の比較回路を用いて３値の信号レベルを選択する場合
に比して、再生ＲＦ信号Ｓ１１（すなわち再生デイジタ
ル信号Ｓ１２）のＳＮ比が低い場合にも帰還信号電圧Ｓ
２０中に含まれる符号誤りを一段と低減させることがで
きる。

【００５８】しかも量子化帰還等化器４６から出力され
る低域補償再生信号Ｓ１４はビタビ復号回路４７に入力
され、このビタビ復号回路４７によつて２値データＳ１
５に変換するようにしたことにより、さらに一段と符号
誤りを低減することができる。これにより品質の良い再
生系４５を実現することができる。

【００５９】（３）他の実施例 なお上述の実施例においては、ＰＲ（１、１）符号につ
いて述べたが、本発明はこれに限らず、ＰＲ（１、−
１）符号やＰＲ（１、０、−１）符号等、他のパーシヤ
ルレスポンス符号によつて記録された信号を再生する場
合に広く適用し得る。

【００６０】また上述の実施例においては、再生波形が
３値のアイパターンをもつ記録符号を再生する場合につ
いて述べたが、本発明はこれに限らず、３値以上のアイ
パターンをもつ記録符号を再生する場合に広く適用し得
る。

【００６１】さらに上述の実施例においては、エンベロ
ープ抽出回路３１及び帰還電圧発生回路３４とローパス
フイルタ３５との組み合わせた量子化帰還等化器２７、
４５を用いる場合について述べたが、本発明はこれに限
らず、これらを組み合わせた他の回路やこれらのうちの
１つを含む量子化等化器を有する再生系に広く適用し得
る。

【００６２】さらに上述の実施例においては、ヘリカル
スキヤン方式のデイジタルテープレコーダについて述べ
たが、本発明はこれに限らず、他の方式のデジタルテー
プレコーダや他のデイジタルデータ再生装置に広く適用
し得る。

【００６３】

【発明の効果】上述のように本発明によれば、波形等化
器を介して入力された多値信号に基づいて元の再生符号
を最尤復号手段によつて推定し、この再生符号に基づい
て再生時に多値信号から失われている直流成分を生成し
て補正するようにしたことにより、帰還される直流成分
の誤りを少なくすることができる。これにより従来に比
して２値情報に含まれるエラーレートを一段と低減する
ことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明によるデイジタルデータ再生装置の一実
施例を示すブロツク図である。

【図２】量子化帰還等化器の構成例を示すブロツク図で
ある。

【図３】エンベロープ信号による帰還信号電圧の生成方
法を示す信号波形図である。

【図４】エンベロープ抽出回路の構成例を示すブロツク
図である。

【図５】エンベロープ波形の抽出過程を示す信号波形図
である。

【図６】エンベロープ波形の抽出過程を示す信号波形図
である。

【図７】量子化帰還等化器の構成例を示すブロツク図で
ある。

【図８】ＮＲＺ符号の説明に供する信号波形図である。

【図９】パーシヤルレスポンス符号の説明に供する信号
波形図である。

【図１０】従来用いられている量子化帰還等化器の説明
に供するブロツク図である。

【図１１】従来用いられている量子化帰還等化器の説明
に供するブロツク図である。

【図１２】エンベロープ波形の抽出過程を示す信号波形
図である。

【図１３】エンベロープ波形の抽出過程を示す信号波形
図である。

【符号の説明】

２０、４５……再生系、２１……磁気テープ、２２……
ヘツド系、２３……ヘツドアンプ、２４……イコライ
ザ、２５……ＡＤ変換回路、２６……ＰＬＬ回路、２
７、４６……量子化帰還等化器、２８、４０……比較
器、２９……復調器、３０……デイジタル信号処理回
路、３１……エンベロープ抽出回路、３２……加算回
路、３３、３５、３８……ローパスフイルタ、３４……
帰還電圧発生回路、３７……整流回路、３９……係数乗
算器、４１……ラツチ回路、４６Ａ、４７……ビタビ復
号回路、４６Ｂ……遅延回路。

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】記録媒体から再生された多値信号を波形等
   化して出力する波形等化手段と、 上記波形等化手段から上記波形等化された多値信号を入
   力し、当該多値信号を基に元の再生符号を推定する最尤
   復号手段と、 上記再生符号及び上記波形等化された多値信号を入力
   し、当該波形等化された多値信号に失われている直流成
   分を生成する直流再生手段と、 上記波形等化された多値信号に上記直流成分を加算し、
   当該多値信号の低域遮断特性を補正する加算手段と、 上記加算手段によつて低域遮断特性が補正された多値信
   号を入力し、当該多値信号から２値情報を求める比較手
   段とを具えることを特徴とするデイジタルデータ再生装
   置。
2. 【請求項２】上記直流再生手段は、 上記波形等化された多値信号からエンベロープ波形を抽
   出するエンベロープ抽出回路と、 上記エンベロープ波形を基に各時点において上記波形等
   化された多値信号がとり得る複数の帰還信号電圧を生成
   する帰還信号生成回路と、 上記複数の帰還信号電圧のうち上記再生符号に基づいて
   選択された帰還信号電圧を出力する選択回路と、 上記選択回路から入力された帰還信号電圧から上記直流
   成分を生成するローパスフイルタとを有することを特徴
   とする請求項１に記載のデイジタルデータ再生装置。
3. 【請求項３】上記ローパスフイルタの通過特性は、 ロータリトランスの低域遮断特性の逆特性に設定されて
   いることを特徴とする請求項２に記載のデイジタルデー
   タ再生装置。
4. 【請求項４】記録媒体から再生された多値信号を波形等
   化して出力する波形等化手段と、 上記波形等化された多値信号からエンベロープ波形を抽
   出するエンベロープ抽出回路と、 上記エンベロープ波形を基に各時点において上記波形等
   化された多値信号がとり得る複数の帰還信号電圧を生成
   する帰還信号生成回路と、 上記複数の帰還信号電圧のうち選択された帰還信号電圧
   を出力する選択回路と、 上記選択回路から入力された帰還信号電圧から直流成分
   を生成するローパスフイルタと、 上記波形等化された多値信号に上記直流成分を加算し、
   当該多値信号の低域遮断特性を補正する加算手段と、 上記加算手段によつて低域遮断特性が補正された多値信
   号を入力し、当該多値信号から２値情報を求める比較手
   段とを具えることを特徴とするデイジタルデータ再生装
   置。
5. 【請求項５】上記比較手段は最尤復号方式を用いて上記
   ２値情報を求めることを特徴とする請求項１、請求項
   ２、請求項３又は請求項４に記載のデイジタルデータ再
   生装置。
6. 【請求項６】上記エンベロープ抽出回路は、 上記波形等化された多値信号を整流する整流回路部と、 上記整流回路部から出力される整流出力を通過し、当該
   整流出力に含まれる直流成分を得るローパスフイルタ
   と、 上記整流出力に含まれる直流成分と上記整流出力とを比
   較し、上記整流出力の非零信号部分と零信号部分とを判
   別する判別回路部と、 上記判別回路部の判別結果に基づき、上記非零信号部分
   における上記整流出力の電圧レベルを上記エンベロープ
   波形として出力し、上記零信号部分では当該零信号部分
   に対して直前に位置する非零信号部分の電圧レベルを出
   力するラツチ回路部とを具えることを特徴とする請求項
   １、請求項２、請求項３、請求項４又は請求項５に記載
   のデイジタルデータ再生装置。