JP3277451B2 - ビタビ復号装置 - Google Patents
ビタビ復号装置Info
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- JP3277451B2 JP3277451B2 JP34194495A JP34194495A JP3277451B2 JP 3277451 B2 JP3277451 B2 JP 3277451B2 JP 34194495 A JP34194495 A JP 34194495A JP 34194495 A JP34194495 A JP 34194495A JP 3277451 B2 JP3277451 B2 JP 3277451B2
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、入力データをパー
シャルレスポンス方式で波形等化し、データ間の相関を
利用して最も確からしいデータ系列を検出するビタビ復
号装置に関するものであり、光記録再生装置、磁気記録
再生装置、光磁気記録再生装置等に用いて好適なビタビ
復号装置に関するものである。
シャルレスポンス方式で波形等化し、データ間の相関を
利用して最も確からしいデータ系列を検出するビタビ復
号装置に関するものであり、光記録再生装置、磁気記録
再生装置、光磁気記録再生装置等に用いて好適なビタビ
復号装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、デジタルビデオテープレコーダや
光ディスク装置等の記録再生装置において、パーシャル
レスポンス方式とビタビ復号方式を組み合わせたＰＲＭ
Ｌ（Ｐａｒｔｉａｌ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ Ｍａｘｉｍｕ
ｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ）方式と呼ばれる信号処理技
術が注目を集めている。
光ディスク装置等の記録再生装置において、パーシャル
レスポンス方式とビタビ復号方式を組み合わせたＰＲＭ
Ｌ（Ｐａｒｔｉａｌ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ Ｍａｘｉｍｕ
ｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ）方式と呼ばれる信号処理技
術が注目を集めている。
【０００３】即ち、ＰＲＭＬ方式とは、再生波形の形を
整える等化にパーシャルレスポンス（ＰＲ：Ｐａｒｔｉ
ａｌ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）方式を使用し、データの検出
に最尤（ＭＬ：Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏ
ｄ）復号方式であるビタビ復号方式を使用するものであ
る。このようなＰＲＭＬ方式を用いることにより、既存
の記録再生系を大幅に変えずに信号処理によって記録密
度を１．２〜１．５倍程度に高めることができる。ま
た、ＰＲＭＬ方式は、記録媒体から読みだしたデータの
Ｓ／Ｎ比を高く保ったまま波形等化することができ、実
用上問題が生じないデータ誤り率を確保することができ
るという特徴を持っている。
整える等化にパーシャルレスポンス（ＰＲ：Ｐａｒｔｉ
ａｌ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）方式を使用し、データの検出
に最尤（ＭＬ：Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏ
ｄ）復号方式であるビタビ復号方式を使用するものであ
る。このようなＰＲＭＬ方式を用いることにより、既存
の記録再生系を大幅に変えずに信号処理によって記録密
度を１．２〜１．５倍程度に高めることができる。ま
た、ＰＲＭＬ方式は、記録媒体から読みだしたデータの
Ｓ／Ｎ比を高く保ったまま波形等化することができ、実
用上問題が生じないデータ誤り率を確保することができ
るという特徴を持っている。
【０００４】例えば、ＰＲＭＬ方式を用いた光ディスク
の記録再生装置で光ディスクにデジタルデータを記録し
た場合、光ディスクに記録されたデジタルデータは、ヘ
ッドアンプの特性上高域落ちのある周波数特性を持って
再生される。
の記録再生装置で光ディスクにデジタルデータを記録し
た場合、光ディスクに記録されたデジタルデータは、ヘ
ッドアンプの特性上高域落ちのある周波数特性を持って
再生される。
【０００５】この再生データＩ（ｔ）は、図１３に示す
ようなビタビ復号装置に供給される。即ち、上記図１０
に示すように、再生データＩ（ｔ）は、任意の周波数特
性を有する等化回路２０１に供給され、等化回路２０１
により、再生データＩ（ｔ）は一定の応答、即ち、イン
パルス応答を有する出力データｒ（ｔ）に変換される。
また、等化回路２０１で得られた出力データｒ（ｔ）
は、自動利得制御（ＡＧＣ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａ
ｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）回路２０２に供給される。ＡＧ
Ｃ回路２０２は、等化回路２０１からの出力データｒ
（ｔ）のレベル変動を除去し、レベル変動を除去した出
力データｒ（ｔ）をアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換
器２０３に供給する。Ａ／Ｄ変換器２０３は、ＡＧＣ回
路２０２からの出力データｒ（ｔ）をデジタルデータｒ
d（ｔ） に変換し、そのデジタルデータｒd（ｔ） をビ
タビ復号回路２０４に供給する。
ようなビタビ復号装置に供給される。即ち、上記図１０
に示すように、再生データＩ（ｔ）は、任意の周波数特
性を有する等化回路２０１に供給され、等化回路２０１
により、再生データＩ（ｔ）は一定の応答、即ち、イン
パルス応答を有する出力データｒ（ｔ）に変換される。
また、等化回路２０１で得られた出力データｒ（ｔ）
は、自動利得制御（ＡＧＣ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａ
ｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）回路２０２に供給される。ＡＧ
Ｃ回路２０２は、等化回路２０１からの出力データｒ
（ｔ）のレベル変動を除去し、レベル変動を除去した出
力データｒ（ｔ）をアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換
器２０３に供給する。Ａ／Ｄ変換器２０３は、ＡＧＣ回
路２０２からの出力データｒ（ｔ）をデジタルデータｒ
d（ｔ） に変換し、そのデジタルデータｒd（ｔ） をビ
タビ復号回路２０４に供給する。
【０００６】ここで、パーシャルレスポンスには、どの
ような符号間干渉を与えるかによって、いくつもの方式
がある。これらの方式は、等化回路２０１で得られた出
力データｒ（ｔ）のインパルス応答で分類することがで
き、ＰＲ（１，１）やＰＲ（１，２，１）等がある。Ｐ
Ｒ（１，１）は、高周波数成分の雑音を抑制する方式で
あり、この方式を使用することによりビタビ復号回路２
０４の構成を簡単にすることができる。また、ＰＲ
（１，２，１）を使用した場合、ビタビ復号回路２０４
の構成は複雑になるが、Ｓ／Ｎ比をより改善できる方式
である。このように、どの方式を使用するかによって、
どの周波数成分を強調するかが決定される。
ような符号間干渉を与えるかによって、いくつもの方式
がある。これらの方式は、等化回路２０１で得られた出
力データｒ（ｔ）のインパルス応答で分類することがで
き、ＰＲ（１，１）やＰＲ（１，２，１）等がある。Ｐ
Ｒ（１，１）は、高周波数成分の雑音を抑制する方式で
あり、この方式を使用することによりビタビ復号回路２
０４の構成を簡単にすることができる。また、ＰＲ
（１，２，１）を使用した場合、ビタビ復号回路２０４
の構成は複雑になるが、Ｓ／Ｎ比をより改善できる方式
である。このように、どの方式を使用するかによって、
どの周波数成分を強調するかが決定される。
【０００７】また、パーシャルレスポンス方式で波形等
化して得られた出力データｒ（ｔ）はインパルス応答が
既知であるため、出力データｒ（ｔ）をアナログ的に扱
う事で元のデジタルデータＩ（ｔ）を類推することがで
きる。
化して得られた出力データｒ（ｔ）はインパルス応答が
既知であるため、出力データｒ（ｔ）をアナログ的に扱
う事で元のデジタルデータＩ（ｔ）を類推することがで
きる。
【０００８】そこで、ビタビ復号回路２０４は、この類
推を記録再生時に生じるノイズの影響が最も小さくなる
様に、データ間の相関関係を有効に利用して一番確から
しいデータ系列を検出する。即ち、符号間干渉がある場
合には、再生データをサンプリングして得られるデータ
系列には限られたパターンしか現れないと言うことを利
用して、そのパターンと実際のサンプリング結果を比較
することにより誤りを検出する。そして、サンプリング
結果に最も似ているパターンを検出しその誤りを訂正す
る。また、符号間干渉だけでなく記録符号によっても再
生データが取り得るパターンは決ってくる。このような
制約も考慮に入れて、ビタビ復号回路２０４では、誤り
訂正の精度を高めている。
推を記録再生時に生じるノイズの影響が最も小さくなる
様に、データ間の相関関係を有効に利用して一番確から
しいデータ系列を検出する。即ち、符号間干渉がある場
合には、再生データをサンプリングして得られるデータ
系列には限られたパターンしか現れないと言うことを利
用して、そのパターンと実際のサンプリング結果を比較
することにより誤りを検出する。そして、サンプリング
結果に最も似ているパターンを検出しその誤りを訂正す
る。また、符号間干渉だけでなく記録符号によっても再
生データが取り得るパターンは決ってくる。このような
制約も考慮に入れて、ビタビ復号回路２０４では、誤り
訂正の精度を高めている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】ところで、ビタビ復号
回路２０４の誤り訂正能力が効率よく効果を発揮するの
は、ビタビ復号回路２０４に供給されるデジタルデータ
ｒd（ｔ） に含まれるノイズのスペクトラムがホワイト
レベルから高域上がりの特性を有する時である。しか
し、上記図１０に示したように、ビタビ復号回路２０４
には、Ａ／Ｄ変換器２０３から直接デジタルデータｒd
（ｔ） が供給されていた。即ち、ビタビ復号回路２０
４に供給されるデジタルデータｒd（ｔ） は、ノイズの
抑圧処理が施されていないデータであった。このため、
デジタルデータｒd（ｔ） が低域ノイズ成分を多く含ん
でいる場合、ビタビ復号回路２０４の誤り訂正能力が低
下し、誤訂正を起こしてしまう場合があった。
回路２０４の誤り訂正能力が効率よく効果を発揮するの
は、ビタビ復号回路２０４に供給されるデジタルデータ
ｒd（ｔ） に含まれるノイズのスペクトラムがホワイト
レベルから高域上がりの特性を有する時である。しか
し、上記図１０に示したように、ビタビ復号回路２０４
には、Ａ／Ｄ変換器２０３から直接デジタルデータｒd
（ｔ） が供給されていた。即ち、ビタビ復号回路２０
４に供給されるデジタルデータｒd（ｔ） は、ノイズの
抑圧処理が施されていないデータであった。このため、
デジタルデータｒd（ｔ） が低域ノイズ成分を多く含ん
でいる場合、ビタビ復号回路２０４の誤り訂正能力が低
下し、誤訂正を起こしてしまう場合があった。
【００１０】そこで、本発明は、上述の如き従来の実情
に鑑みてなされたものであり、次のような目的を有する
ものである。
に鑑みてなされたものであり、次のような目的を有する
ものである。
【００１１】即ち、本発明の目的は、誤り訂正の精度を
高めたビタビ復号装置を提供することにある。
高めたビタビ復号装置を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上述の課題を解決するた
めに、本発明に係るビタビ復号装置は、入力信号を波形
等化してパーシャルレスポンス特性を有する信号に変換
する第１の波形等化手段と、上記第１の等化手段の出力
信号のレベル変動を除去するレベル制御手段と、上記レ
ベル制御手段の出力信号をデジタル化する変換手段と、
上記変換手段の出力信号にノイズ抑圧処理を施すノイズ
抑圧手段と、上記ノイズ抑圧手段の出力信号を復号する
ビタビ復号回路とを備え、上記ノイズ抑圧手段は、上記
変換手段の出力信号から上記ビタビ復号回路が誤動作し
やすい帯域のノイズに対してより確からしく復号を行う
ことのできるサブ復号手段と、上記サブ復号手段の出力
信号を波形再等化してパーシャルレスポンス特性を有す
る信号に変換する第２の波形等化手段と、上記変換手段
の出力信号の位相を上記第２の波形等化手段の出力信号
の位相に合わせる第１の遅延手段と、上記第２の波形等
化手段の出力信号と上記第１の遅延手段の出力信号との
差分を取る第１の演算手段と、上記第１の演算手段の出
力信号の低域成分を抽出する抽出手段と、上記変換手段
の出力信号の位相を上記抽出手段の出力信号の位相に合
わせる第２の遅延手段と、上記抽出手段の出力信号と上
記第２の遅延手段の出力信号との差分を取りその差分信
号を上記ビタビ復号回路に供給する第２の演算手段とを
備えることを特徴とする。
めに、本発明に係るビタビ復号装置は、入力信号を波形
等化してパーシャルレスポンス特性を有する信号に変換
する第１の波形等化手段と、上記第１の等化手段の出力
信号のレベル変動を除去するレベル制御手段と、上記レ
ベル制御手段の出力信号をデジタル化する変換手段と、
上記変換手段の出力信号にノイズ抑圧処理を施すノイズ
抑圧手段と、上記ノイズ抑圧手段の出力信号を復号する
ビタビ復号回路とを備え、上記ノイズ抑圧手段は、上記
変換手段の出力信号から上記ビタビ復号回路が誤動作し
やすい帯域のノイズに対してより確からしく復号を行う
ことのできるサブ復号手段と、上記サブ復号手段の出力
信号を波形再等化してパーシャルレスポンス特性を有す
る信号に変換する第２の波形等化手段と、上記変換手段
の出力信号の位相を上記第２の波形等化手段の出力信号
の位相に合わせる第１の遅延手段と、上記第２の波形等
化手段の出力信号と上記第１の遅延手段の出力信号との
差分を取る第１の演算手段と、上記第１の演算手段の出
力信号の低域成分を抽出する抽出手段と、上記変換手段
の出力信号の位相を上記抽出手段の出力信号の位相に合
わせる第２の遅延手段と、上記抽出手段の出力信号と上
記第２の遅延手段の出力信号との差分を取りその差分信
号を上記ビタビ復号回路に供給する第２の演算手段とを
備えることを特徴とする。
【００１３】また、本発明に係るビタビ復号装置は、サ
ブ復号手段は、上記変換手段でデジタル化された信号の
最上位ビットデータを生成信号として出力することを特
徴とする。
ブ復号手段は、上記変換手段でデジタル化された信号の
最上位ビットデータを生成信号として出力することを特
徴とする。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照しながら説明する。
て図面を参照しながら説明する。
【００１５】本発明に係るビタビ復号装置は、例えば、
光磁気ディスクから得られた高周波信号（以下、再生Ｒ
Ｆ信号と言う。）Ｉa（ｔ） をパーシャルレスポンス
（ＰＲ：Ｐａｒｔｉａｌ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）方式で波
形等化し、ビタビ復号方式で復号する装置であり、図１
に示すように、入力された再生ＲＦ信号Ｉa（ｔ） を波
形等化する等化器（ＥＱ：Ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）１と、
等化器１の出力信号のレベル変動を除去する自動利得制
御（ＡＧＣ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔ
ｒｏｌ）回路２と、ＡＧＣ回路２の出力信号をデジタル
化するアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器３と、Ａ／
Ｄ変換器３の出力信号にノイズ抑圧処理を施すノイズ抑
圧手段４と、ノイズ抑圧手段４の出力信号を復号するビ
タビ復号回路５とを備えている。
光磁気ディスクから得られた高周波信号（以下、再生Ｒ
Ｆ信号と言う。）Ｉa（ｔ） をパーシャルレスポンス
（ＰＲ：Ｐａｒｔｉａｌ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）方式で波
形等化し、ビタビ復号方式で復号する装置であり、図１
に示すように、入力された再生ＲＦ信号Ｉa（ｔ） を波
形等化する等化器（ＥＱ：Ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）１と、
等化器１の出力信号のレベル変動を除去する自動利得制
御（ＡＧＣ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔ
ｒｏｌ）回路２と、ＡＧＣ回路２の出力信号をデジタル
化するアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器３と、Ａ／
Ｄ変換器３の出力信号にノイズ抑圧処理を施すノイズ抑
圧手段４と、ノイズ抑圧手段４の出力信号を復号するビ
タビ復号回路５とを備えている。
【００１６】また、ノイズ抑圧手段４は、Ａ／Ｄ変換器
３の出力信号の最上位ビットデータをパーシャルレスポ
ンス方式で波形等化するＰＲ等化器４１と、Ａ／Ｄ変換
器３の出力信号の位相を遅延する遅延回路（ＤＬ）４２
と、ＰＲ等化器４１の出力信号と遅延回路４２の出力信
号との差分を取る加算器４３と、加算器４３の加算出力
信号の低域ノイズ成分を抽出するフィルタ（ＬＰＦ：Ｌ
ｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）４４と、Ａ／Ｄ変換器
３の出力信号の位相を遅延する遅延回路（ＤＬ）４５
と、遅延回路４５の出力信号の位相を遅延する遅延回路
（ＤＬ）４６と、フィルタ４４の出力信号と遅延回路４
６の出力信号との差分を取る加算器４７とを備えてい
る。
３の出力信号の最上位ビットデータをパーシャルレスポ
ンス方式で波形等化するＰＲ等化器４１と、Ａ／Ｄ変換
器３の出力信号の位相を遅延する遅延回路（ＤＬ）４２
と、ＰＲ等化器４１の出力信号と遅延回路４２の出力信
号との差分を取る加算器４３と、加算器４３の加算出力
信号の低域ノイズ成分を抽出するフィルタ（ＬＰＦ：Ｌ
ｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）４４と、Ａ／Ｄ変換器
３の出力信号の位相を遅延する遅延回路（ＤＬ）４５
と、遅延回路４５の出力信号の位相を遅延する遅延回路
（ＤＬ）４６と、フィルタ４４の出力信号と遅延回路４
６の出力信号との差分を取る加算器４７とを備えてい
る。
【００１７】上記図１に示したビタビ復号装置１００
は、例えば、図２に示すように、光磁気ディスク１０２
の記録再生装置に適用されており、ビタビ復号装置１０
０に入力される再生ＲＦ信号Ｉa（ｔ） は、光磁気ディ
スク１０２から再生ヘッドＰＤで読み出されたデータＳ
（ｔ）が再生アンプ１０３で増幅された信号である。
は、例えば、図２に示すように、光磁気ディスク１０２
の記録再生装置に適用されており、ビタビ復号装置１０
０に入力される再生ＲＦ信号Ｉa（ｔ） は、光磁気ディ
スク１０２から再生ヘッドＰＤで読み出されたデータＳ
（ｔ）が再生アンプ１０３で増幅された信号である。
【００１８】ここで、光磁気ディスク１０２には、デー
タ圧縮や誤り符号が付加されたデータＳ（ｔ）が記録さ
れている。また、このデータＳ（ｔ）は、光磁気ディス
ク１０２にデータを記録する前に、データ誤りの伝播を
防ぐためのプリコード処理が施されたものである。即
ち、データＳ（ｔ）は、記録符号化されたデータに記録
再生系で付与するものとは逆の符号間干渉が予め加えら
れている。これにより、再生ＲＦ信号Ｉ（ｔ）の波形が
記録波形と１対１に対応することとなる。
タ圧縮や誤り符号が付加されたデータＳ（ｔ）が記録さ
れている。また、このデータＳ（ｔ）は、光磁気ディス
ク１０２にデータを記録する前に、データ誤りの伝播を
防ぐためのプリコード処理が施されたものである。即
ち、データＳ（ｔ）は、記録符号化されたデータに記録
再生系で付与するものとは逆の符号間干渉が予め加えら
れている。これにより、再生ＲＦ信号Ｉ（ｔ）の波形が
記録波形と１対１に対応することとなる。
【００１９】上述のようなデータＳ（ｔ）は、駆動回路
１０１により駆動される記録ヘッドＬＤで光磁気ディス
ク１０２に記録されており、この光磁気ディスク１０２
から得られた再生ＲＦ信号Ｉa（ｔ） は、ビタビ復号装
置１００の等化器１に供給される。
１０１により駆動される記録ヘッドＬＤで光磁気ディス
ク１０２に記録されており、この光磁気ディスク１０２
から得られた再生ＲＦ信号Ｉa（ｔ） は、ビタビ復号装
置１００の等化器１に供給される。
【００２０】等化器１は、例えば、トランスバーサルフ
ィルタ（ＴｒａｎｓｖｅｒｓａｌＦｉｌｔｅｒ）を用い
て波形等化するトランスバーサルフィルタ等化方式を適
用している。このトランスバーサルフィルタは、図３に
示すように、デジタルフィルタのＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ
Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタに相当
するものであり、パルス送出時間間隔Ｔ毎にタップを有
する遅延回路Ｄ-N+1〜ＤN-1 と、各タップ毎に重み係数
ｃｎ（ｎ＝−Ｎ，・・・，−１，０，１，・・・，Ｎ）
を乗じる利得調整回路Ｃ-N〜ＣN と、利得調整回路Ｃ-N
〜ＣN の各出力を加算する加算回路Ｐとから構成されて
いる。また、トランスバーサルフィルタにおけるタップ
数、及び、タップの重み係数ｃｎは、この等化器１の出
力信号Ｉb（ｔ） の波形がＰＲ（１，２，１）の波形と
なるように設計されている。
ィルタ（ＴｒａｎｓｖｅｒｓａｌＦｉｌｔｅｒ）を用い
て波形等化するトランスバーサルフィルタ等化方式を適
用している。このトランスバーサルフィルタは、図３に
示すように、デジタルフィルタのＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ
Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタに相当
するものであり、パルス送出時間間隔Ｔ毎にタップを有
する遅延回路Ｄ-N+1〜ＤN-1 と、各タップ毎に重み係数
ｃｎ（ｎ＝−Ｎ，・・・，−１，０，１，・・・，Ｎ）
を乗じる利得調整回路Ｃ-N〜ＣN と、利得調整回路Ｃ-N
〜ＣN の各出力を加算する加算回路Ｐとから構成されて
いる。また、トランスバーサルフィルタにおけるタップ
数、及び、タップの重み係数ｃｎは、この等化器１の出
力信号Ｉb（ｔ） の波形がＰＲ（１，２，１）の波形と
なるように設計されている。
【００２１】ＰＲ（１，２，１）の特性は、図４に示す
ように、等化器１の出力信号Ｉa （ｔ）のピーク値を
「２」で規格化すると、そのピーク値となる前後のサン
プリングタイミングにおいて１／２（＝１）の振幅が現
れる。また、ＰＲ（１，２，１）は、図５に示すよう
に、１サンプリング時刻分の遅延子Ｄを持って、（１＋
Ｄ）2 の特性を与える方式と言うことができる。
ように、等化器１の出力信号Ｉa （ｔ）のピーク値を
「２」で規格化すると、そのピーク値となる前後のサン
プリングタイミングにおいて１／２（＝１）の振幅が現
れる。また、ＰＲ（１，２，１）は、図５に示すよう
に、１サンプリング時刻分の遅延子Ｄを持って、（１＋
Ｄ）2 の特性を与える方式と言うことができる。
【００２２】タップの重み係数ｃｎは、例えば、図６に
示すように、各識別点での入力波形と目標波形の差Ｘ
1 ，Ｘ2 ，Ｘ3 ，・・・の自乗の総和が最小となるよう
に、最小自乗誤差法（ＭＳＥ法）のアルゴリズムに従っ
て更新されるようになされている。また、タップの重み
係数ｃｎを更新する際、再生ＲＦ信号Ｉa（ｔ） がＰＲ
（１，２，１）の波形に近くように自動調節しながら波
形等化する。
示すように、各識別点での入力波形と目標波形の差Ｘ
1 ，Ｘ2 ，Ｘ3 ，・・・の自乗の総和が最小となるよう
に、最小自乗誤差法（ＭＳＥ法）のアルゴリズムに従っ
て更新されるようになされている。また、タップの重み
係数ｃｎを更新する際、再生ＲＦ信号Ｉa（ｔ） がＰＲ
（１，２，１）の波形に近くように自動調節しながら波
形等化する。
【００２３】このようにして、目標波形であるＰＲ
（１，２，１）に近く波形等化して得られた等化出力信
号Ｉb（ｔ） は、図７に示すように、完全に波形等化さ
れていないため、等化誤差Δｋが生じている。このよう
な等化誤差Δｋが生じた等化出力信号Ｉb（ｔ） は、Ａ
ＧＣ回路２に供給される。
（１，２，１）に近く波形等化して得られた等化出力信
号Ｉb（ｔ） は、図７に示すように、完全に波形等化さ
れていないため、等化誤差Δｋが生じている。このよう
な等化誤差Δｋが生じた等化出力信号Ｉb（ｔ） は、Ａ
ＧＣ回路２に供給される。
【００２４】ＡＧＣ回路２は、等化器１からの等化出力
信号Ｉb（ｔ） のレベル変動を除去する。即ち、ＡＧＣ
回路２は、等化出力信号Ｉb（ｔ） の振幅特性、ＤＣ成
分を任意の基準レベルに制御してＡ／Ｄ変換器３に供給
する。
信号Ｉb（ｔ） のレベル変動を除去する。即ち、ＡＧＣ
回路２は、等化出力信号Ｉb（ｔ） の振幅特性、ＤＣ成
分を任意の基準レベルに制御してＡ／Ｄ変換器３に供給
する。
【００２５】Ａ／Ｄ変換器３は、ＡＧＣ回路２でレベル
変動が除去された信号ＩC（ｔ） を、例えば、８ビット
のデジタルデータＩe（ｔ） に変換し、そのデジタルデ
ータＩe（ｔ） を遅延回路４２と遅延回路４５に各々供
給すると共に、図８に示すような、８ビットのデジタル
データＩe（ｔ） の最上位ビット（ＭＳＢ）データＩd
（ｔ） をＰＲ等化器４１に供給する。
変動が除去された信号ＩC（ｔ） を、例えば、８ビット
のデジタルデータＩe（ｔ） に変換し、そのデジタルデ
ータＩe（ｔ） を遅延回路４２と遅延回路４５に各々供
給すると共に、図８に示すような、８ビットのデジタル
データＩe（ｔ） の最上位ビット（ＭＳＢ）データＩd
（ｔ） をＰＲ等化器４１に供給する。
【００２６】即ち、この実施の形態では、最上位ビット
データＩd（ｔ） を、８ビットのデジタルデータＩ
e（ｔ） から得られたビタビ復号回路５とは異なるサブ
復号結果としている。このような、最上位ビットデータ
Ｉd（ｔ） を使用することでサブ復号結果とする方法
は、コンパクト・ディスク（ＣＤ：Ｃｏｍｐａｃｔ ｄ
ｉｓｃ）プレーヤー等で一般的に用いられており、再生
ＲＦ信号をセンターのレベルでコンパレートする方法と
等価である。
データＩd（ｔ） を、８ビットのデジタルデータＩ
e（ｔ） から得られたビタビ復号回路５とは異なるサブ
復号結果としている。このような、最上位ビットデータ
Ｉd（ｔ） を使用することでサブ復号結果とする方法
は、コンパクト・ディスク（ＣＤ：Ｃｏｍｐａｃｔ ｄ
ｉｓｃ）プレーヤー等で一般的に用いられており、再生
ＲＦ信号をセンターのレベルでコンパレートする方法と
等価である。
【００２７】ここで、サブ復号結果としては、ビタビ復
号回路５が影響を受けるノイズ帯域の成分とは異なるノ
イズ帯域の成分を有するものである必要がある。従っ
て、ビタビ復号回路５は低域ノイズ成分の影響を強く受
け易い特徴を持っていることから、サブ復号結果として
低域ノイズ成分に強い最上位ビットデータＩd（ｔ） を
使用している。また、最上位ビットデータＩd（ｔ）
は、一般に、１０-2バイトエラーレート（ＢＥＲ：Ｂｙ
ｔｅ Ｅｒｒ Ｒａｔｅ）以上の確からしさを持ってい
る。
号回路５が影響を受けるノイズ帯域の成分とは異なるノ
イズ帯域の成分を有するものである必要がある。従っ
て、ビタビ復号回路５は低域ノイズ成分の影響を強く受
け易い特徴を持っていることから、サブ復号結果として
低域ノイズ成分に強い最上位ビットデータＩd（ｔ） を
使用している。また、最上位ビットデータＩd（ｔ）
は、一般に、１０-2バイトエラーレート（ＢＥＲ：Ｂｙ
ｔｅ Ｅｒｒ Ｒａｔｅ）以上の確からしさを持ってい
る。
【００２８】ＰＲ等化器４１は、上述した等化器１と同
様に、トランスバーサルフィルタ等化方式を適用してお
り、Ａ／Ｄ変換器３からの最上位ビットデータＩ
d（ｔ） に対して、目標のＰＲ（１、２、１）の特性を
有するように波形等化を行う。尚、ＰＲ等化器４におけ
る波形等化処理は、等化器１における波形等化処理と同
様であり、その詳細は省略する。即ち、ＰＲ等化器４１
は、最上位ビットデータＩd（ｔ）を図９に示すような
目標のＰＲ（１、２、１）の特性を有する理想的な８ビ
ットのデジタルデータＩf（ｔ） に変換し、このデジタ
ルデータＩf（ｔ） を加算器４３に供給する。ここで、
デジタルデータＩf（ｔ） は、通常、１０-2ＢＥＲ程度
以下の誤差を含んでいる。
様に、トランスバーサルフィルタ等化方式を適用してお
り、Ａ／Ｄ変換器３からの最上位ビットデータＩ
d（ｔ） に対して、目標のＰＲ（１、２、１）の特性を
有するように波形等化を行う。尚、ＰＲ等化器４におけ
る波形等化処理は、等化器１における波形等化処理と同
様であり、その詳細は省略する。即ち、ＰＲ等化器４１
は、最上位ビットデータＩd（ｔ）を図９に示すような
目標のＰＲ（１、２、１）の特性を有する理想的な８ビ
ットのデジタルデータＩf（ｔ） に変換し、このデジタ
ルデータＩf（ｔ） を加算器４３に供給する。ここで、
デジタルデータＩf（ｔ） は、通常、１０-2ＢＥＲ程度
以下の誤差を含んでいる。
【００２９】一方、遅延回路４２は、シフトレジスタか
ら成り、Ａ／Ｄ変換器３からのデジタルデータＩ
e（ｔ） をＰＲ等化器４１の遅延量と等しい時間分遅延
させて、ＰＲ等化器４１から出力されるデジタルデータ
Ｉf（ｔ） との位相差を「０」にする。そして、遅延回
路４２は、遅延したデジタルデータＩg（ｔ） を加算器
４３に供給する。
ら成り、Ａ／Ｄ変換器３からのデジタルデータＩ
e（ｔ） をＰＲ等化器４１の遅延量と等しい時間分遅延
させて、ＰＲ等化器４１から出力されるデジタルデータ
Ｉf（ｔ） との位相差を「０」にする。そして、遅延回
路４２は、遅延したデジタルデータＩg（ｔ） を加算器
４３に供給する。
【００３０】加算器４３は、遅延回路４２からのデジタ
ルデータＩg（ｔ） とＰＲ等化器４１からのデジタルデ
ータＩf（ｔ） との差分を取る。即ち、デジタルデータ
Ｉf（ｔ）からデジタルデータＩg（ｔ） を引くことに
より、Ａ／Ｄ変換器３に供給される信号ＩC（ｔ） のノ
イズ成分Ｉh（ｔ） を得る。但し、このノイズ成分Ｉ）
は、１０-2ＢＥＲ相当の誤差を含んでいる。ここで、ノ
イズ成分Ｉh（ｔ）は、ＰＲ等化器４１で生じた１０-2
ＢＥＲ程度以下の誤差も含んでいるが、この誤差には、
最上位ビットデータＩd（ｔ） の特性上、高周波成分を
多く含み、低域ノイズ成分が少ないものとする。このよ
うなノイズ成分Ｉh（ｔ） は、フィルタ４４に供給され
る。
ルデータＩg（ｔ） とＰＲ等化器４１からのデジタルデ
ータＩf（ｔ） との差分を取る。即ち、デジタルデータ
Ｉf（ｔ）からデジタルデータＩg（ｔ） を引くことに
より、Ａ／Ｄ変換器３に供給される信号ＩC（ｔ） のノ
イズ成分Ｉh（ｔ） を得る。但し、このノイズ成分Ｉ）
は、１０-2ＢＥＲ相当の誤差を含んでいる。ここで、ノ
イズ成分Ｉh（ｔ）は、ＰＲ等化器４１で生じた１０-2
ＢＥＲ程度以下の誤差も含んでいるが、この誤差には、
最上位ビットデータＩd（ｔ） の特性上、高周波成分を
多く含み、低域ノイズ成分が少ないものとする。このよ
うなノイズ成分Ｉh（ｔ） は、フィルタ４４に供給され
る。
【００３１】フィルタ４４は、加算器４３からのノイズ
成分Ｉh（ｔ） から低域ノイズ成分Ｉi（ｔ） を抽出
し、その低域ノイズ成分Ｉi（ｔ）を加算器４７に供給
する。
成分Ｉh（ｔ） から低域ノイズ成分Ｉi（ｔ） を抽出
し、その低域ノイズ成分Ｉi（ｔ）を加算器４７に供給
する。
【００３２】一方、遅延回路４５は、上述した遅延回路
４２と同じ遅延量を有しており、その遅延量と等しい時
間分Ａ／Ｄ変換器３からのデジタルデータＩe（ｔ） を
遅延し、遅延したデジタルデータＩe（ｔ） を次段の遅
延回路４６に供給する。
４２と同じ遅延量を有しており、その遅延量と等しい時
間分Ａ／Ｄ変換器３からのデジタルデータＩe（ｔ） を
遅延し、遅延したデジタルデータＩe（ｔ） を次段の遅
延回路４６に供給する。
【００３３】遅延回路４６は、前段の遅延回路４５から
のデジタルデータＩe（ｔ） をフィルタ４４から出力さ
れる低域ノイズ成分Ｉi（ｔ） の軸間軸と一致させるの
に等しい時間分遅延し、その遅延した低域ノイズ成分Ｉ
i（ｔ） を低域ノイズ成分Ｉj（ｔ） として加算器４７
に供給する。
のデジタルデータＩe（ｔ） をフィルタ４４から出力さ
れる低域ノイズ成分Ｉi（ｔ） の軸間軸と一致させるの
に等しい時間分遅延し、その遅延した低域ノイズ成分Ｉ
i（ｔ） を低域ノイズ成分Ｉj（ｔ） として加算器４７
に供給する。
【００３４】加算器４７は、遅延回路４６からのデジタ
ルデータＩe（ｔ） とフィルタ４４からの低域ノイズ成
分Ｉj（ｔ） との差分を取る。即ち、デジタルデータＩ
e （ｔ）から低域ノイズ成分Ｉj（ｔ）を引くことによ
り、ビタビ復号回路５が強力に効果を発揮する高域ノイ
ズ成分を多く含むデータＩk（ｔ） を生成し、そのデー
タＩk（ｔ）をビタビ復号回路５に供給する。
ルデータＩe（ｔ） とフィルタ４４からの低域ノイズ成
分Ｉj（ｔ） との差分を取る。即ち、デジタルデータＩ
e （ｔ）から低域ノイズ成分Ｉj（ｔ）を引くことによ
り、ビタビ復号回路５が強力に効果を発揮する高域ノイ
ズ成分を多く含むデータＩk（ｔ） を生成し、そのデー
タＩk（ｔ）をビタビ復号回路５に供給する。
【００３５】ビタビ復号回路５は、加算器４７からのデ
ータＩk（ｔ） を基準にして、最も確からしいデータ系
列を検出する。
ータＩk（ｔ） を基準にして、最も確からしいデータ系
列を検出する。
【００３６】例えば、パーシャルレスポンス特性がＰＲ
（１，２，１）の場合のビタビ復号回路５の動作を以下
に説明する。
（１，２，１）の場合のビタビ復号回路５の動作を以下
に説明する。
【００３７】上述したようにＰＲ（１，２，１）は３サ
ンプリング周期分に亘って符号間干渉の影響がある。従
って、ある時刻におけるサンプリング値ｓ（ｔ）は、ノ
イズ源がないものとすれば、ある時刻に対応するデータ
Ｓｄ（ｔ）と過去の２サンプリング時刻におけるデータ
［Ｓｄ（ｔ−２），Ｓｄ（ｔ−１）］によって決定され
る。この過去２サンプリング時刻におけるデータの組合
せを状態と呼ぶ。状態の遷移を時系列的に表したものを
リトレス線図という。図１０にＰＲ（１，２，１）のリ
トレス線図を示す。このリトレス線図において、矢印の
横の数字は矢印の終点の時刻におけるデータである。ま
た、時刻ｋ−１から時刻ｋへの遷移状態（すなわち矢
印）それぞれに対してノイズを含まない理想的なサンプ
リング値ｙ（ｋ）はパーシャルレスポンス特性によって
決まる。図１１にＰＲ（１，２，１）におけるｙ（ｋ）
の値を示す。時刻ｋ−１から時刻ｋへの遷移における実
際のサンプリング値がｓ（ｋ）であったときに、その遷
移がリトレス線図上のある遷移状態出あると仮定したと
きの確からしさを、その遷移状態（すなわち矢印）のブ
ランチメトリックという。ブランチメトリックの具体的
な評価値としては、例えば、｛ｙ（ｋ）−ｓ（ｋ）｝2
を用いる。この場合、ブランチメトリックが小さいほど
確からしさの度合いは高くなる。あるデータ系列はリト
レス線上の１本の経路（パス）として表される。このパ
ス上のブランチメトリックの合計をそのパスのパスメト
リックといい、そのパスに対応するデータ系列の確から
しさを表す。ビタビ復号回路は、パスメトリックが最小
となるパスを求め、このパスに対応するデータ系列を出
力する回路である。
ンプリング周期分に亘って符号間干渉の影響がある。従
って、ある時刻におけるサンプリング値ｓ（ｔ）は、ノ
イズ源がないものとすれば、ある時刻に対応するデータ
Ｓｄ（ｔ）と過去の２サンプリング時刻におけるデータ
［Ｓｄ（ｔ−２），Ｓｄ（ｔ−１）］によって決定され
る。この過去２サンプリング時刻におけるデータの組合
せを状態と呼ぶ。状態の遷移を時系列的に表したものを
リトレス線図という。図１０にＰＲ（１，２，１）のリ
トレス線図を示す。このリトレス線図において、矢印の
横の数字は矢印の終点の時刻におけるデータである。ま
た、時刻ｋ−１から時刻ｋへの遷移状態（すなわち矢
印）それぞれに対してノイズを含まない理想的なサンプ
リング値ｙ（ｋ）はパーシャルレスポンス特性によって
決まる。図１１にＰＲ（１，２，１）におけるｙ（ｋ）
の値を示す。時刻ｋ−１から時刻ｋへの遷移における実
際のサンプリング値がｓ（ｋ）であったときに、その遷
移がリトレス線図上のある遷移状態出あると仮定したと
きの確からしさを、その遷移状態（すなわち矢印）のブ
ランチメトリックという。ブランチメトリックの具体的
な評価値としては、例えば、｛ｙ（ｋ）−ｓ（ｋ）｝2
を用いる。この場合、ブランチメトリックが小さいほど
確からしさの度合いは高くなる。あるデータ系列はリト
レス線上の１本の経路（パス）として表される。このパ
ス上のブランチメトリックの合計をそのパスのパスメト
リックといい、そのパスに対応するデータ系列の確から
しさを表す。ビタビ復号回路は、パスメトリックが最小
となるパスを求め、このパスに対応するデータ系列を出
力する回路である。
【００３８】上記ビタビ復号回路５の具体的な構成を図
１２のブロック図に示す。すなわち、ビタビ復号回路５
は、ブランチメトリック計算回路５１とＡＣＳ（Ａｄ
ｄ，Ｃｏｍｐａｒｅ，Ｓｅｌｅｃｔ）回路５２とパスメ
モリ回路５３からなる。
１２のブロック図に示す。すなわち、ビタビ復号回路５
は、ブランチメトリック計算回路５１とＡＣＳ（Ａｄ
ｄ，Ｃｏｍｐａｒｅ，Ｓｅｌｅｃｔ）回路５２とパスメ
モリ回路５３からなる。
【００３９】ブランチメトリック計算回路５１は、各状
態遷移に対応するブランチメトリックを計算する。
態遷移に対応するブランチメトリックを計算する。
【００４０】また、ＡＣＳ回路５２は、時刻ｋ−１で各
状態に達するパスメトリックを記憶するパスメトリック
メモリ、リトレス線図に従って時刻ｋ−１のパスメトリ
ックにブランチメトリックを加算する回路、時刻ｋで合
流するパスメトリックの大きさを比較する回路、この比
較結果に従って値の小さいパスメトリックを選択する回
路を備えている。選択された値は新たなパスメトリック
としてパスメトリックメモリを更新する。このようにし
てＡＣＳ回路５２が選択したパスは現在時刻において
は、状態の数（ＰＲ（１，２，１）の場合は４）だけで
あるが、これらのパスを生き残りパスと呼ぶ。生き残り
パスを過去に辿っていくと、ある時点で１つのパスにま
とまる。この時点より以前はパスメトリックを最小にす
るパスとして確定した部分である。
状態に達するパスメトリックを記憶するパスメトリック
メモリ、リトレス線図に従って時刻ｋ−１のパスメトリ
ックにブランチメトリックを加算する回路、時刻ｋで合
流するパスメトリックの大きさを比較する回路、この比
較結果に従って値の小さいパスメトリックを選択する回
路を備えている。選択された値は新たなパスメトリック
としてパスメトリックメモリを更新する。このようにし
てＡＣＳ回路５２が選択したパスは現在時刻において
は、状態の数（ＰＲ（１，２，１）の場合は４）だけで
あるが、これらのパスを生き残りパスと呼ぶ。生き残り
パスを過去に辿っていくと、ある時点で１つのパスにま
とまる。この時点より以前はパスメトリックを最小にす
るパスとして確定した部分である。
【００４１】パスメモリ回路５３は、上記ＡＣＳ回路５
２が選択した結果に従って生き残りパスを記憶し、確定
したパスに対応する最も確からしいデータ系列を出力す
る。
２が選択した結果に従って生き残りパスを記憶し、確定
したパスに対応する最も確からしいデータ系列を出力す
る。
【００４２】上述のように、本実施の形態では、ノイズ
抑圧手段４で低域ノイズ成分が抑圧されたデータＩ
k（ｔ） がビタビ復号回路５に供給されるため、低域ノ
イズ成分の影響を受け易いビタビ復号回路５の欠点を補
うことができ、ビタビ復号器５の誤り訂正能力が効率よ
く効果を発揮することができる。
抑圧手段４で低域ノイズ成分が抑圧されたデータＩ
k（ｔ） がビタビ復号回路５に供給されるため、低域ノ
イズ成分の影響を受け易いビタビ復号回路５の欠点を補
うことができ、ビタビ復号器５の誤り訂正能力が効率よ
く効果を発揮することができる。
【００４３】また、上述したようなビタビ復号装置に限
らず、ノイズ帯域により効果の異なる２つの復号回路を
組み合わせた復号装置にも適用することができる。例え
ば、サブ復号結果を得るためのサブ復号回路として低域
ノイズ成分に強い復号回路を用い、ビタビ復号回路５の
代わりに高域ノイズ成分に強い復号回路を用いてもよ
い。このように、ノイズ帯域別に効果のある復号回路を
選択して用いることができるため、搬送波対ノイズ比
（Ｃ／Ｎ：Ｃａｒｒｉｅｒ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ ｒａｔ
ｉｏ）の悪い再生ＲＦ信号を復号する場合でも、従来と
同等の復号出力を得ることができる。このため、光磁気
ディスク等に、より高密度に情報を記録することができ
る。
らず、ノイズ帯域により効果の異なる２つの復号回路を
組み合わせた復号装置にも適用することができる。例え
ば、サブ復号結果を得るためのサブ復号回路として低域
ノイズ成分に強い復号回路を用い、ビタビ復号回路５の
代わりに高域ノイズ成分に強い復号回路を用いてもよ
い。このように、ノイズ帯域別に効果のある復号回路を
選択して用いることができるため、搬送波対ノイズ比
（Ｃ／Ｎ：Ｃａｒｒｉｅｒ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ ｒａｔ
ｉｏ）の悪い再生ＲＦ信号を復号する場合でも、従来と
同等の復号出力を得ることができる。このため、光磁気
ディスク等に、より高密度に情報を記録することができ
る。
【００４４】即ち、Ｃ／Ｎが悪い入力信号に対して、Ｂ
ＥＲが低い復号信号を得ることができるため、記録密度
を高めた記録再生装置に有効である。また、ビタビ復号
回路の復号効率を理論的に限界以上に高めることができ
るため、パーシャルレスポンス方式とビタビ復号方式を
組み合わせたＰＲＭＬ方式を適用したビタビ復号装置の
応用範囲を広げることができる。
ＥＲが低い復号信号を得ることができるため、記録密度
を高めた記録再生装置に有効である。また、ビタビ復号
回路の復号効率を理論的に限界以上に高めることができ
るため、パーシャルレスポンス方式とビタビ復号方式を
組み合わせたＰＲＭＬ方式を適用したビタビ復号装置の
応用範囲を広げることができる。
【００４５】尚、上述した実施例において、サブ復号結
果は、ビタビ復号回路５が影響を受けるノイズ帯域とは
異なるノイズ帯域の成分を有するものであるとしたが、
これに限らず、ビタビ復号回路５が誤動作しやすいノイ
ズ帯域に対して強い成分を有するものであればよい。
果は、ビタビ復号回路５が影響を受けるノイズ帯域とは
異なるノイズ帯域の成分を有するものであるとしたが、
これに限らず、ビタビ復号回路５が誤動作しやすいノイ
ズ帯域に対して強い成分を有するものであればよい。
【００４６】
【発明の効果】本発明に係るビタビ復号装置では、第１
の波形等化手段は、入力信号を波形等化してパーシャル
レスポンス特性を有する信号に変換する。レベル制御手
段は、上記第１の等化手段の出力信号のレベル変動を除
去する。変換手段は、上記レベル制御手段の出力信号を
デジタル化する。サブ復号手段は、上記変換手段の出力
信号から上記ビタビ復号回路が誤動作しやすい帯域のノ
イズ信号を生成する。第２の波形等化手段は、上記サブ
復号手段の出力信号を波形再等化してパーシャルレスポ
ンス特性を有する信号に変換する。第１の遅延手段は、
上記変換手段の出力信号の位相を上記第２の波形等化手
段の出力信号の位相に合わせる。第１の演算手段は、上
記第２の波形等化手段の出力信号と上記第１の遅延手段
の出力信号との差分を取る。抽出手段は、上記第１の演
算手段の出力信号の低域成分を抽出する。第２の遅延手
段は、上記変換手段の出力信号の位相を上記抽出手段の
出力信号の位相に合わせる。第２の演算手段は、上記抽
出手段の出力信号と上記第２の遅延手段の出力信号との
差分を取る。ビタビ復号回路は、上記第２の演算手段の
出力信号を復号する。上記ビタビ復号回路には、低域ノ
イズ成分が抑圧された信号が供給されるため、上記ビタ
ビ復号回路の誤り訂正能力の効果を効率よく発揮するこ
とができる。従って、誤り訂正の精度を高めることがで
きる。
の波形等化手段は、入力信号を波形等化してパーシャル
レスポンス特性を有する信号に変換する。レベル制御手
段は、上記第１の等化手段の出力信号のレベル変動を除
去する。変換手段は、上記レベル制御手段の出力信号を
デジタル化する。サブ復号手段は、上記変換手段の出力
信号から上記ビタビ復号回路が誤動作しやすい帯域のノ
イズ信号を生成する。第２の波形等化手段は、上記サブ
復号手段の出力信号を波形再等化してパーシャルレスポ
ンス特性を有する信号に変換する。第１の遅延手段は、
上記変換手段の出力信号の位相を上記第２の波形等化手
段の出力信号の位相に合わせる。第１の演算手段は、上
記第２の波形等化手段の出力信号と上記第１の遅延手段
の出力信号との差分を取る。抽出手段は、上記第１の演
算手段の出力信号の低域成分を抽出する。第２の遅延手
段は、上記変換手段の出力信号の位相を上記抽出手段の
出力信号の位相に合わせる。第２の演算手段は、上記抽
出手段の出力信号と上記第２の遅延手段の出力信号との
差分を取る。ビタビ復号回路は、上記第２の演算手段の
出力信号を復号する。上記ビタビ復号回路には、低域ノ
イズ成分が抑圧された信号が供給されるため、上記ビタ
ビ復号回路の誤り訂正能力の効果を効率よく発揮するこ
とができる。従って、誤り訂正の精度を高めることがで
きる。
【００４７】また、本発明に係るビタビ復号装置では、
サブ復号手段は、上記変換手段でデジタル化された信号
の最上位ビットデータを生成信号として出力することを
特徴とする。上記最上位ビットデータは、低域ノイズ成
分の影響を受けにくいデータであるため、上記変換手段
の出力信号から上記ビタビ復号回路の出力信号のノイズ
帯域とは異なるノイズ帯域を有する信号を生成すること
ができる。
サブ復号手段は、上記変換手段でデジタル化された信号
の最上位ビットデータを生成信号として出力することを
特徴とする。上記最上位ビットデータは、低域ノイズ成
分の影響を受けにくいデータであるため、上記変換手段
の出力信号から上記ビタビ復号回路の出力信号のノイズ
帯域とは異なるノイズ帯域を有する信号を生成すること
ができる。
【図１】本発明に係るビタビ復号装置の構成を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図２】上記ビタビ復号装置を適用した光磁気ディスク
の記録再生系の構成を示すブロック図である。
の記録再生系の構成を示すブロック図である。
【図３】トランスバーサルフィルターの構成を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図４】ＰＲ（１，２，１）における等化回路の特性を
説明するための波形図である。
説明するための波形図である。
【図５】ＰＲ（１，２，１）における等化回路の特性を
説明するための回路図である。
説明するための回路図である。
【図６】最小自乗誤差法を説明するための波形図であ
る。
る。
【図７】等化誤差が生じた信号を示す波形図である。
【図８】最上位ビットデータを示す波形図である。
【図９】目標の波形特性を有する信号を示す波形図であ
る。
る。
【図１０】ＰＲ（１，２，１）のリトレス線図である。
【図１１】ＰＲ（１，２，１）におけるｙ（ｋ）の値を
示す図である。
示す図である。
【図１２】ビタビ復号回路の具体的な構成例を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図１３】従来のビタビ復号装置の構成を示すブロック
図である。
図である。
１ 等化器 ２ ＡＧＣ回路 ３ Ａ／Ｄ変換器 ４ ノイズ抑圧手段 ５ ビタビ復号回路 ４１ ＰＲ等化器 ４２，４５，４６ 遅延回路 ４３，４７ 加算器 ４４ フィルタ １００ ビタビ復号装置
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ Ｈ０４Ｌ 25/08 Ｈ０４Ｌ 25/08 Ｂ (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03M 13/00 G11B 20/00 H04B 3/00 H04L 25/00 H04L 1/00
Claims (2)
- 【請求項１】 入力信号を波形等化してパーシャルレス
ポンス特性を有する信号に変換する第１の波形等化手段
と、 上記第１の等化手段の出力信号のレベル変動を除去する
レベル制御手段と、 上記レベル制御手段の出力信号をデジタル化する変換手
段と、 上記変換手段の出力信号にノイズ抑圧処理を施すノイズ
抑圧手段と、 上記ノイズ抑圧手段の出力信号を復号するビタビ復号回
路とを備え、 上記ノイズ抑圧手段は、上記変換手段の出力信号から上
記ビタビ復号回路が誤動作しやすい帯域のノイズに対し
てより確からしく復号を行うことのできるサブ復号手段
と、上記サブ復号手段の出力信号を波形再等化してパー
シャルレスポンス特性を有する信号に変換する第２の波
形等化手段と、上記変換手段の出力信号の位相を上記第
２の波形等化手段の出力信号の位相に合わせる第１の遅
延手段と、上記第２の波形等化手段の出力信号と上記第
１の遅延手段の出力信号との差分を取る第１の演算手段
と、上記第１の演算手段の出力信号の低域成分を抽出す
る抽出手段と、上記変換手段の出力信号の位相を上記抽
出手段の出力信号の位相に合わせる第２の遅延手段と、
上記抽出手段の出力信号と上記第２の遅延手段の出力信
号との差分を取りその差分信号を上記ビタビ復号回路に
供給する第２の演算手段とを備えることを特徴とするビ
タビ復号装置。 - 【請求項２】 サブ復号手段は、上記変換手段でデジタ
ル化された信号の最上位ビットデータを生成信号として
出力することを特徴とする請求項１記載のビタビ復号装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34194495A JP3277451B2 (ja) | 1995-03-23 | 1995-12-27 | ビタビ復号装置 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6424895 | 1995-03-23 | ||
| JP7-64248 | 1995-03-23 | ||
| JP34194495A JP3277451B2 (ja) | 1995-03-23 | 1995-12-27 | ビタビ復号装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08321783A JPH08321783A (ja) | 1996-12-03 |
| JP3277451B2 true JP3277451B2 (ja) | 2002-04-22 |
Family
ID=26405371
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP34194495A Expired - Fee Related JP3277451B2 (ja) | 1995-03-23 | 1995-12-27 | ビタビ復号装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3277451B2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009182951A (ja) * | 2008-02-01 | 2009-08-13 | Hitachi Ltd | 出力エンファシス調整方法及びその回路 |
-
1995
- 1995-12-27 JP JP34194495A patent/JP3277451B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08321783A (ja) | 1996-12-03 |
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