JPH0728468B2 - 静電型マイクロホン用インピ−ダンス変換器 - Google Patents
静電型マイクロホン用インピ−ダンス変換器Info
- Publication number
- JPH0728468B2 JPH0728468B2 JP28921486A JP28921486A JPH0728468B2 JP H0728468 B2 JPH0728468 B2 JP H0728468B2 JP 28921486 A JP28921486 A JP 28921486A JP 28921486 A JP28921486 A JP 28921486A JP H0728468 B2 JPH0728468 B2 JP H0728468B2
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Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、電話機や通信用の送話器等に適用される静電
型マイクロホン用インピーダンス変換器に関する。
型マイクロホン用インピーダンス変換器に関する。
従来の技術 第２図は従来の静電型マイクロホン用インピーダンス変
換器の一例を示す回路図である。第２図において、１は
１対のFETを有し、片方のFETのゲートに高抵抗ＲHを介
してバイアス電圧ＶGが印加されるFET差動増幅部、２は
FET差動増幅部１の出力をローインピーダンス化した状
態で増幅するドライブ・出力増幅段、３はドライブ・出
力増幅段２の出力を抵抗Ｒ1及び抵抗Ｒ2で分割してFET
差動増幅部１へ帰還するフィードバック部である。この
INPUT端子とGND端子間に静電型マイクロホンいわゆるコ
ンデンサマイクロホンおよびエレクトレットコンデンサ
マイクロホン等が接続される。静電型マイクロホンは電
極の振動が電圧変化となって取り出されるものであり、
これが本増幅器の入力電圧となる。一方、出力端子は比
較的高インピーダンスを持った定電流源に接続されてお
り、出力電圧値を増幅器側で決定することにより出力を
取り出すことができる。このような静電型マイクロホン
用インピーダンス変換器では、マイクロホン用バイアス
電源を持っており、これがいわゆるシャントレギュレー
タと異なる特性となっている。以上のように構成された
静電型マイクロホン用インピーダンス変換器の動作につ
いて以下説明する。
換器の一例を示す回路図である。第２図において、１は
１対のFETを有し、片方のFETのゲートに高抵抗ＲHを介
してバイアス電圧ＶGが印加されるFET差動増幅部、２は
FET差動増幅部１の出力をローインピーダンス化した状
態で増幅するドライブ・出力増幅段、３はドライブ・出
力増幅段２の出力を抵抗Ｒ1及び抵抗Ｒ2で分割してFET
差動増幅部１へ帰還するフィードバック部である。この
INPUT端子とGND端子間に静電型マイクロホンいわゆるコ
ンデンサマイクロホンおよびエレクトレットコンデンサ
マイクロホン等が接続される。静電型マイクロホンは電
極の振動が電圧変化となって取り出されるものであり、
これが本増幅器の入力電圧となる。一方、出力端子は比
較的高インピーダンスを持った定電流源に接続されてお
り、出力電圧値を増幅器側で決定することにより出力を
取り出すことができる。このような静電型マイクロホン
用インピーダンス変換器では、マイクロホン用バイアス
電源を持っており、これがいわゆるシャントレギュレー
タと異なる特性となっている。以上のように構成された
静電型マイクロホン用インピーダンス変換器の動作につ
いて以下説明する。
まず、バイアス電圧ＶGをFETに印加してこれを徐々に上
昇すると、フィードバック電圧ＶFGがバイアス電圧ＶG
と同等になるように直流電源電圧（以下、直流電圧とい
う。）ＵDCが上昇してバイアス電圧ＶGが決定される。
次に、ＶFG＝ＶGとなるように回路全体が動作してフィ
ードバック電圧ＶFGが定まり、この結果、直流電圧ＵDC
が決定される。
昇すると、フィードバック電圧ＶFGがバイアス電圧ＶG
と同等になるように直流電源電圧（以下、直流電圧とい
う。）ＵDCが上昇してバイアス電圧ＶGが決定される。
次に、ＶFG＝ＶGとなるように回路全体が動作してフィ
ードバック電圧ＶFGが定まり、この結果、直流電圧ＵDC
が決定される。
すなわち、この静電型マイクロホン用インピーダンス変
換器ではバイアス電圧ＶGが決定されると、FET差動増幅
部１によりフィードバック電圧ＶFGにバイアス電圧ＶG
がミラーされ、その後、レベルシフト電圧ＶFおよび抵
抗Ｒ1による電圧降下分がフィードバック電圧ＶFGに加
算されて直流電圧ＵDCが決定され、定常動作に入る。
換器ではバイアス電圧ＶGが決定されると、FET差動増幅
部１によりフィードバック電圧ＶFGにバイアス電圧ＶG
がミラーされ、その後、レベルシフト電圧ＶFおよび抵
抗Ｒ1による電圧降下分がフィードバック電圧ＶFGに加
算されて直流電圧ＵDCが決定され、定常動作に入る。
なお、直流電圧ＵDCは次式により求められる。
ＵDC＝ＶG＋ＶF＋Ｒ1・ＶG/R2＝ＶF＋（１＋Ｒ1/R2）Ｖ
G ……（１） また、回路のゲインＧは、直流電圧ＵDCの交流的変移成
分の抵抗Ｒ1と抵抗Ｒ2との分割比で決まり、次(1)を微
分して得られ、 Ｇ＝dUDC/dVG＝１＋Ｒ1/R2 ……（２） により決定される。
G ……（１） また、回路のゲインＧは、直流電圧ＵDCの交流的変移成
分の抵抗Ｒ1と抵抗Ｒ2との分割比で決まり、次(1)を微
分して得られ、 Ｇ＝dUDC/dVG＝１＋Ｒ1/R2 ……（２） により決定される。
そして、上記従来例では出力端子を兼ねた電流供給端子
４を及びアース端子５の２端子を介して直流電子を供給
し、高利得でインピーダンス交換を行なっている。
４を及びアース端子５の２端子を介して直流電子を供給
し、高利得でインピーダンス交換を行なっている。
発明が解決しようとする問題点 しかしながら、上述した従来の静電型マイクロホン用イ
ンピーダンス変換器では、そのレベルシフト電圧は温度
依存性が高く、その結果、直流電圧ＵDCが温度変化の影
響を受けてしまうという問題点があった。
ンピーダンス変換器では、そのレベルシフト電圧は温度
依存性が高く、その結果、直流電圧ＵDCが温度変化の影
響を受けてしまうという問題点があった。
本発明は上記問題点に鑑みてなされたものでFET差動増
幅部の出力インピーダンスをローインピーダンス化した
状態で、さらに直流電源電圧の温度変化による影響を抑
えられる静電型マイクロホン用インピーダンス変換器を
提供することを目的とする。
幅部の出力インピーダンスをローインピーダンス化した
状態で、さらに直流電源電圧の温度変化による影響を抑
えられる静電型マイクロホン用インピーダンス変換器を
提供することを目的とする。
問題点を解決するための手段 本発明は、上記目的を達成するために、FET差動増幅部
と、このFET差動増幅部の出力をローインピーダンス化
し増幅する出力増幅手段と、この出力増幅手段の出力を
前記FET差動増幅部に帰還するレベルシフト手段を備え
たフィードバック部と、前記FET差動増幅部に供給され
るバイアス電圧の前記レベルシフト手段の温度変動量を
補償する温度補償バイアス電圧発生部とを備えたことを
特徴とする。
と、このFET差動増幅部の出力をローインピーダンス化
し増幅する出力増幅手段と、この出力増幅手段の出力を
前記FET差動増幅部に帰還するレベルシフト手段を備え
たフィードバック部と、前記FET差動増幅部に供給され
るバイアス電圧の前記レベルシフト手段の温度変動量を
補償する温度補償バイアス電圧発生部とを備えたことを
特徴とする。
作用 したがって、本発明によれば、FET差動増幅部に帰還す
るフィードバック部のレベルシフト手段で発生する温度
変動量を温度補償バイアス電圧発生部でバイアス電圧の
温度補償することができ、このバイアス電圧をFET差動
増幅部に印可するとともにこのFET差動増幅部に直流電
圧を供給して駆動した後にインピーダンス変換及び増幅
を行う出力増幅手段を介するので、出力インピーダンス
をローインピーダンスにすることができる。
るフィードバック部のレベルシフト手段で発生する温度
変動量を温度補償バイアス電圧発生部でバイアス電圧の
温度補償することができ、このバイアス電圧をFET差動
増幅部に印可するとともにこのFET差動増幅部に直流電
圧を供給して駆動した後にインピーダンス変換及び増幅
を行う出力増幅手段を介するので、出力インピーダンス
をローインピーダンスにすることができる。
実施例 第１図は本発明の一実施例の静電型マイクロホン用イン
ピーダンス変換器を示す回路図である。第１図におい
て、11はFET差動増幅部、12はFET差動増幅部の出力を増
幅するドライブ・出力増幅手段、13はFET差動増幅部11
に対し帰還を行うフィードバック部、14はFET差動増幅
部に供給されるバイアス電圧の温度補償を行う温度補償
バイアス電圧発生部、40は直流電源電圧（以下、直流電
圧という。）ＵDCを供給するとともに信号出力する出力
端子を兼ねた電流供給端子、41は接地端子である。
ピーダンス変換器を示す回路図である。第１図におい
て、11はFET差動増幅部、12はFET差動増幅部の出力を増
幅するドライブ・出力増幅手段、13はFET差動増幅部11
に対し帰還を行うフィードバック部、14はFET差動増幅
部に供給されるバイアス電圧の温度補償を行う温度補償
バイアス電圧発生部、40は直流電源電圧（以下、直流電
圧という。）ＵDCを供給するとともに信号出力する出力
端子を兼ねた電流供給端子、41は接地端子である。
FET差動増幅部11は１対のFET15,16と、FET15,16それぞ
れのドレインに接続したカレントミラー回路17と、FET1
5,16それぞれのソースに接続した定電流源18とを備えて
おり、FET15のゲートに端子19を介して信号が入力す
る。また、FET15のゲートと端子19との接続線には分岐
して高低抗値（本実施例では60MΩ）の抵抗（ＲH）20が
接続されており、抵抗20を介してバイアス電圧ＶGがFET
15に印加される。
れのドレインに接続したカレントミラー回路17と、FET1
5,16それぞれのソースに接続した定電流源18とを備えて
おり、FET15のゲートに端子19を介して信号が入力す
る。また、FET15のゲートと端子19との接続線には分岐
して高低抗値（本実施例では60MΩ）の抵抗（ＲH）20が
接続されており、抵抗20を介してバイアス電圧ＶGがFET
15に印加される。
ドライブ・出力増幅段12は、２個のトランジスタ21,22
と、抵抗（ＲC）23とを備え、ローインピーダンス化及
び増幅を行う。
と、抵抗（ＲC）23とを備え、ローインピーダンス化及
び増幅を行う。
フィードバック部13は直列接続した２個の抵抗（Ｒ1,
R2）24,25と、抵抗24と抵抗25との間に接続され、レベ
ルシフト電圧ＶFを有している。レベルシフト電圧ＶFと
抵抗Ｒ2との間には分岐線が設けられており、この分岐
線はFET16のゲートに接続しており、このゲートにフィ
ードバック電圧ＶFGが印加される。
R2）24,25と、抵抗24と抵抗25との間に接続され、レベ
ルシフト電圧ＶFを有している。レベルシフト電圧ＶFと
抵抗Ｒ2との間には分岐線が設けられており、この分岐
線はFET16のゲートに接続しており、このゲートにフィ
ードバック電圧ＶFGが印加される。
温度補償バイアス電圧発生部14は、温度的に安定して電
圧Ｅを発生する電圧源26と、電圧Ｅを分圧する抵抗（Ｒ
B）27と、抵抗27で分圧して得られる電圧ＶBをベースに
受け、バイアス電圧ＶGの温度補償に用いられるトラン
ジスタ28と、トランジスタ28のエミッタに接続し、この
トランジスタ28のエミッタで得られる一定の温度係数
（例えば2mV/℃）のエミッタ電圧ＶEを分圧してバイア
ス電圧ＶGを得、このバイアス電圧ＶGを前述したように
抵抗20を介してFET15に印加する抵抗（ＲE）29とを備え
ている。
圧Ｅを発生する電圧源26と、電圧Ｅを分圧する抵抗（Ｒ
B）27と、抵抗27で分圧して得られる電圧ＶBをベースに
受け、バイアス電圧ＶGの温度補償に用いられるトラン
ジスタ28と、トランジスタ28のエミッタに接続し、この
トランジスタ28のエミッタで得られる一定の温度係数
（例えば2mV/℃）のエミッタ電圧ＶEを分圧してバイア
ス電圧ＶGを得、このバイアス電圧ＶGを前述したように
抵抗20を介してFET15に印加する抵抗（ＲE）29とを備え
ている。
次に上記実施例の動作について説明する。
まず、バイアス電圧ＶGを決定してこれを印加する。す
ると、フィードバック電圧ＶFGがバイアス電圧と等しく
なるように電流電圧ＵDCが上昇し、この結果、フィード
バック電圧ＶFGが定まって直流電圧ＵDCが決定される。
ると、フィードバック電圧ＶFGがバイアス電圧と等しく
なるように電流電圧ＵDCが上昇し、この結果、フィード
バック電圧ＶFGが定まって直流電圧ＵDCが決定される。
すなわち、この静電型マイクロホン用インピーダンス変
換器ではバイアス電圧ＶGが決定されると、FET差動増幅
部11によりフィードバック電圧にバイアス電圧ＶGがミ
ラーされ、その後、レベルシフト電圧ＶFおよび抵抗24
における電圧降下がフィードバック電圧ＶFGに加算され
て直流電圧ＵDCが決定され、定常動作に入る。
換器ではバイアス電圧ＶGが決定されると、FET差動増幅
部11によりフィードバック電圧にバイアス電圧ＶGがミ
ラーされ、その後、レベルシフト電圧ＶFおよび抵抗24
における電圧降下がフィードバック電圧ＶFGに加算され
て直流電圧ＵDCが決定され、定常動作に入る。
ところで、本実施例において、直流電圧ＵDCは ＵDC＝ＶG＋ＶF＋Ｒ1・ＶG/R2＝ＶF＋（１＋Ｒ1/R2）Ｖ
G ……（３） として求めることができる。また、回路の総合ゲインＧ
は、直流電圧ＵDCの交流的変移成分の抵抗Ｒ1と抵抗Ｒ2
との分割比で決まり、次(3)より Ｇ＝dUDC/dVG＝１＋Ｒ1/R2 ……（４） として決定される。
G ……（３） として求めることができる。また、回路の総合ゲインＧ
は、直流電圧ＵDCの交流的変移成分の抵抗Ｒ1と抵抗Ｒ2
との分割比で決まり、次(3)より Ｇ＝dUDC/dVG＝１＋Ｒ1/R2 ……（４） として決定される。
また、トランジスタ28のベース電圧ＶBは温度的に安定
した電圧Ｅを抵抗27によって分圧して得ており、この分
圧比を（１−ｋ）:Kとすると、ベース電圧ＶBは ＶB＝ｋ・Ｅ ……（５） として与えられる。よって、このトランジスタ28のエミ
ッタ電圧ＶEはベース電圧ＶBがベースエミッタ電圧ＶBE
分ドロップした値として得られるので、エミッタ電圧Ｖ
Eは、 ＶE＝ＶB−ＶBE ……（６） として与えられる。
した電圧Ｅを抵抗27によって分圧して得ており、この分
圧比を（１−ｋ）:Kとすると、ベース電圧ＶBは ＶB＝ｋ・Ｅ ……（５） として与えられる。よって、このトランジスタ28のエミ
ッタ電圧ＶEはベース電圧ＶBがベースエミッタ電圧ＶBE
分ドロップした値として得られるので、エミッタ電圧Ｖ
Eは、 ＶE＝ＶB−ＶBE ……（６） として与えられる。
また、エミッタ電圧ＶEを抵抗（ＲE）29により分圧する
ことによりバイアス電圧ＶGを得ているのでこの分圧比
を（１−ｌ）:lとすると、バイアス電圧ＶGは、 ＶG＝ｌ・ＶE ……（７） のよる求められる。従ってバイアス電圧ＶGは、式(5)，
(6)，(7)より ＶG＝ｌ（kE−ＶBE） ……（８） として求まる。
ことによりバイアス電圧ＶGを得ているのでこの分圧比
を（１−ｌ）:lとすると、バイアス電圧ＶGは、 ＶG＝ｌ・ＶE ……（７） のよる求められる。従ってバイアス電圧ＶGは、式(5)，
(6)，(7)より ＶG＝ｌ（kE−ＶBE） ……（８） として求まる。
一方、直流電圧ＵDCは式(3)，(8)より ＵDC＝ＶF＋(１＋Ｒ1/R2)ｌ(kE−ＶBE)＝ＶF＋Gl(kE−
ＶBE) と表わされる。これを温度Ｔにより微分すると、 ∂ＵDC／∂Ｔ＝∂ＶF／∂Ｔ−lG∂ＶBE／∂Ｔ ……
（９） 得られる。
ＶBE) と表わされる。これを温度Ｔにより微分すると、 ∂ＵDC／∂Ｔ＝∂ＶF／∂Ｔ−lG∂ＶBE／∂Ｔ ……
（９） 得られる。
例えば、レベルシフト電圧ＶFを得るために、ダイオー
ドを用いたとする。
ドを用いたとする。
この場合、ダイオードの温度係数を ∂ＶF／∂Ｔ＝−2mV/℃ また、トランジスタのベースエミッタ間電圧Ｖの温度係
数はダイオードと同じことが知られているので ∂ＶBE／∂Ｔ＝−2mV/℃ を有している。
数はダイオードと同じことが知られているので ∂ＶBE／∂Ｔ＝−2mV/℃ を有している。
この状態でゲインを例えばＧ＝２として本インピーダン
ス変換器の増幅度を設定した場合、ｌ＝0.5に設定する
ことにより、式(9)の右辺は相殺されて０となることが
わかる。
ス変換器の増幅度を設定した場合、ｌ＝0.5に設定する
ことにより、式(9)の右辺は相殺されて０となることが
わかる。
また、ＶFがある一次の温度係数をもっていた場合であ
っても、任意に設定できるＧに対するｌを調整すること
によって、(9)式の右辺を０とすることができることが
わかる。
っても、任意に設定できるＧに対するｌを調整すること
によって、(9)式の右辺を０とすることができることが
わかる。
式(9)で明らかなように抵抗29の分圧比（１−ｌ）:lを
設定することにより、直流電圧ＵDCについて、温度によ
る影響をなくして最適値に設定することができる。
設定することにより、直流電圧ＵDCについて、温度によ
る影響をなくして最適値に設定することができる。
発明の効果 以上説明したように、本発明は利得を下げることなくロ
ーインピーダンス化を図れ、かつ、直流電源電圧の温度
による影響を押えることができる。
ーインピーダンス化を図れ、かつ、直流電源電圧の温度
による影響を押えることができる。
第１図は本発明の一実施例の静電型マイクロホン用イン
ピーダンス変換器を示す回路図、第２図は従来の静電型
マイクロホン用インピーダンス変換器の一例を示す回路
図である。 11……FET差動増幅部、12……出力増幅段、13……フィ
ードバック部、14……温度補償バイアス電圧発生部、26
……電圧源、27,29……抵抗、28……トランジスタ。
ピーダンス変換器を示す回路図、第２図は従来の静電型
マイクロホン用インピーダンス変換器の一例を示す回路
図である。 11……FET差動増幅部、12……出力増幅段、13……フィ
ードバック部、14……温度補償バイアス電圧発生部、26
……電圧源、27,29……抵抗、28……トランジスタ。
Claims (1)
- 【請求項１】FET差動増幅部と、このFET差動増幅部の出
力をローインピーダンス化し増幅する出力増幅手段と、
この出力増幅手段の出力を前記FET差動増幅部に帰還す
るレベルシフト手段を備えたフィードバック部と、前記
FET差動増幅部に供給されるバイアス電圧の前記レベル
シフト手段の温度変動量を補償する温度補償バイアス電
圧発生部とを備えた静電型マイクロホン用インピーダン
ス変換器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28921486A JPH0728468B2 (ja) | 1986-12-04 | 1986-12-04 | 静電型マイクロホン用インピ−ダンス変換器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28921486A JPH0728468B2 (ja) | 1986-12-04 | 1986-12-04 | 静電型マイクロホン用インピ−ダンス変換器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63142798A JPS63142798A (ja) | 1988-06-15 |
| JPH0728468B2 true JPH0728468B2 (ja) | 1995-03-29 |
Family
ID=17740257
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28921486A Expired - Fee Related JPH0728468B2 (ja) | 1986-12-04 | 1986-12-04 | 静電型マイクロホン用インピ−ダンス変換器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0728468B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3437237B2 (ja) * | 1994-01-21 | 2003-08-18 | 松下電器産業株式会社 | 増幅装置 |
| JP2019208245A (ja) * | 2019-07-17 | 2019-12-05 | Tdk株式会社 | マイクロフォンアセンブリおよびマイクロフォンアセンブリの温度依存性を低減する方法 |
-
1986
- 1986-12-04 JP JP28921486A patent/JPH0728468B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63142798A (ja) | 1988-06-15 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |